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JP2010010990A - Shared dual-band omnidirectional antenna - Google Patents

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JP2010010990A JP2008166939A JP2008166939A JP2010010990A JP 2010010990 A JP2010010990 A JP 2010010990A JP 2008166939 A JP2008166939 A JP 2008166939A JP 2008166939 A JP2008166939 A JP 2008166939A JP 2010010990 A JP2010010990 A JP 2010010990A
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a shared dual-band shared omnidirectional antenna which has shared dual-band omnidirectionality and which reduces its installation space. <P>SOLUTION: A shared dual-band antenna element 6a is constituted of a dipole antenna 4a and the dipole antenna 4a is fed with signals at frequencies F1 and F2 from a feed line, and resonates at the frequency F1, and a parasitic element 5a, which is arranged near and parallel with the dipole antenna 4a, and resonates at the frequency F2. A plurality of shared dual-band antenna elements 6a and 6b are arranged vertically, and furthermore the shared dual-band antenna elements 6a and 6b are arranged with point symmetry. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、2周波共用で無指向性を有し、設置スペースが小さくできる2周波共用無指向性アンテナに関する。   The present invention relates to a dual-frequency omnidirectional antenna that is omnidirectional for two frequencies and can be installed in a small space.

携帯電話、PHS(Personal Handyphone System)等の移動無線通信において、基地局を中心に同心円状にサービスエリアを構成するために、基地局アンテナに無指向性アンテナが使用される。   In mobile radio communications such as mobile phones and PHS (Personal Handyphone System), an omnidirectional antenna is used as a base station antenna in order to configure a service area concentrically around a base station.

一般に、アンテナは、アンテナ自体が比較的細く形成できると、アンテナを設置するための構造物が簡素になるので好ましい。   In general, it is preferable that the antenna can be formed relatively thin because a structure for installing the antenna is simplified.

移動無線通信は、その利用が普及すると共に、通信容量が大容量化し、通信速度が高速化している。このため1つの周波数帯では十分な通信容量・通信速度が得られなくなり、各通信業者とも第2、第3の周波数帯を割り当てられることで、通信容量・通信速度を確保している。   As mobile radio communication is widely used, the communication capacity is increased and the communication speed is increased. For this reason, sufficient communication capacity / communication speed cannot be obtained in one frequency band, and the communication capacity / communication speed is secured by assigning the second and third frequency bands to each communication company.

1つの移動無線通信に複数の周波数帯を有する場合、アンテナは周波数帯ごとに別々に構成し、これら複数のアンテナを別々の周波数帯で使用するのが好ましい。しかし、基地局の立地条件等のため複数のアンテナを設置するのが困難なことがある。このため、周波数共用アンテナのニーズが高まっている。   When one mobile radio communication has a plurality of frequency bands, it is preferable to configure the antennas separately for each frequency band and use the plurality of antennas in different frequency bands. However, it may be difficult to install multiple antennas due to the location of the base station. For this reason, the need for a frequency sharing antenna is increasing.

移動無線通信用の基地局アンテナとして以下のようなものが知られている。   The following are known as base station antennas for mobile radio communications.

複数個の同軸型ダイポール空中線素子を垂直方向に配設し、隣接する同軸型ダイポール空中線素子における外部導体を隣接する同軸型ダイポール空中線素子における内部導体と交互に接続したもの(特許文献1、2)。   A plurality of coaxial dipole antenna elements are arranged in the vertical direction, and external conductors in adjacent coaxial dipole antenna elements are alternately connected to internal conductors in adjacent coaxial dipole antenna elements (Patent Documents 1 and 2) .

複数のダイポールアンテナを縦に一列に並べてなる第1及び第2のダイポールアンテナ列を縦方向の中心線に対称に設け、共通の給電点と各ダイポールアンテナの給電点間を電気長でほぼ等しい長さの給電線で接続したもの(特許文献3)。   The first and second dipole antenna arrays in which a plurality of dipole antennas are vertically arranged are provided symmetrically with respect to the vertical center line, and the length between the common feed point and the feed points of each dipole antenna is approximately equal in electrical length. Connected by a power supply line (Patent Document 3).

円筒状の反射器を挟む一対の第1ダイポールアンテナと第1ダイポールアンテナには重ならず反射器を挟む一対の第2ダイポールアンテナとを備え、第1と第2のダイポールアンテナからの放射波の周波数を異ならせたもの(特許文献4)。   A pair of first dipole antennas sandwiching a cylindrical reflector and a pair of second dipole antennas sandwiching the reflector without overlapping with the first dipole antenna, and the radiation waves from the first and second dipole antennas Those with different frequencies (Patent Document 4).

2周波を給電されて低周波数帯の電波を放射するダイポールアンテナとそのダイポールアンテナとの電磁的結合により高周波数帯の電波を放射する無給電素子とでアンテナ素子を構成し、このアンテナ素子を筒状の反射器の周囲に、同一水平面上で同一円周上にn個設置したもの(特許文献5)。   An antenna element is composed of a dipole antenna that is fed with two frequencies and radiates a radio wave in the low frequency band, and a parasitic element that radiates a radio wave in the high frequency band by electromagnetic coupling with the dipole antenna. Of n reflectors on the same circumference on the same horizontal plane (Patent Document 5).

第1の周波数F1に共振する第1のダイポールと第1のダイポールの前方に配置されて第2の周波数F2(F2>F1)に共振する第2のダイポールとにより単位アンテナ素子を構成し、反射板の前に複数の単位アンテナ素子を垂直方向に並べたもの(特許文献6)。   A unit antenna element is constituted by a first dipole that resonates at the first frequency F1 and a second dipole that is disposed in front of the first dipole and resonates at the second frequency F2 (F2> F1). A plurality of unit antenna elements arranged in a vertical direction in front of a plate (Patent Document 6).

複数のダイポールアンテナを鉛直方向に配列し、共通の給電点と各ダイポールアンテナの給電点間を電気長でほぼ等しい長さの給電線で接続したもの(特許文献7、8)。   A plurality of dipole antennas are arranged in the vertical direction, and a common feed point and the feed points of each dipole antenna are connected by a feed line having substantially the same electrical length (Patent Documents 7 and 8).

特開昭60−216606号公報JP-A-60-216606 特開平6−177641号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-177641 特開昭62−91005号公報JP 62-91005 A 特開2002−198731号公報JP 2002-198731 A 特開2005−117493号公報JP 2005-117493 A 特開2006−325255号公報JP 2006-325255 A 特開2003−298347号公報JP 2003-298347 A 特開2004−266484号公報JP 2004-266484 A

周波数共用アンテナのニーズに対し、特許文献1、2の同軸型ダイポール空中線素子からなるコリニアンテナは、単一周波数用のアンテナであって複数の周波数での共振を得ることは困難である。仮に、このコリニアンテナで複数の周波数での共振が可能であっても、このコリニアンテナは各同軸型ダイポール空中線素子に直列給電しているため、複数の周波数において垂直無指向性(主ビーム方向及びサイドローブ)を制御することが難しい。   Corini antennas composed of coaxial dipole antenna elements disclosed in Patent Documents 1 and 2 are antennas for a single frequency and it is difficult to obtain resonance at a plurality of frequencies in response to the need for a frequency sharing antenna. Even if the Corini antenna can resonate at a plurality of frequencies, the Corini antenna feeds each coaxial dipole antenna element in series, so that the vertical omnidirectional (main beam direction and It is difficult to control the side lobe).

特許文献4、5、6のアンテナは、反射板又は反射板と同等効果のある構造物の周りに複数のアンテナ素子を並べることで無指向性を実現しているが、特許文献1、2のコリニアンテナのような従来の無指向性アンテナに比べてアンテナの径方向のサイズが極端に大きくなる。   The antennas of Patent Documents 4, 5, and 6 achieve omnidirectionality by arranging a plurality of antenna elements around a reflector or a structure having the same effect as the reflector. Compared with a conventional omnidirectional antenna such as a Corini antenna, the size of the antenna in the radial direction becomes extremely large.

特許文献7、8のアンテナは、特許文献1、2のアンテナと同様に複数の周波数の電波を放射することは困難である。   The antennas of Patent Documents 7 and 8 are difficult to radiate radio waves having a plurality of frequencies, like the antennas of Patent Documents 1 and 2.

以上の観点から、2周波共用で無指向性のアンテナを、従来の単一周波数用の無指向性アンテナと同等の大きさで実現することが望まれる。   From the above viewpoint, it is desired to realize a non-directional antenna that is shared by two frequencies and has the same size as a conventional omnidirectional antenna for a single frequency.

そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、2周波共用で無指向性を有し、設置スペースが小さくできる2周波共用無指向性アンテナを提供することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a dual-frequency omnidirectional antenna that solves the above-described problems and has dual-frequency shared omnidirectionality and can reduce the installation space.

上記目的を達成するために本発明は、誘電体基板と、該誘電体基板の表面に設けられ、周波数F1と該周波数F1よりも高周波となる周波数F2の信号を給電され、上記周波数F1で共振するダイポールアンテナと、上記誘電体基板の表面に設けられ、上記ダイポールアンテナに平行に設けられ、該ダイポールアンテナから上記周波数F2の信号が給電され、上記周波数F2で共振する寄生素子と、上記誘電体基板の裏面に設けられ、上記ダイポールアンテナに上記周波数F1とF2の上記信号を給電するための給電線路とを備える2周波共用アンテナ素子を複数個有する2周波共用無指向性アンテナにおいて、上記複数の2周波共用アンテナ素子それぞれに含まれる上記ダイポールアンテナは、上記誘電体基板の表面に設けられた接地部に接地されると共に、上記2周波共用アンテナ素子は、上下方向に並べて設けられ、各々の隣接する2つの上記2周波共用アンテナ素子は、点対称に設けられているものである。   In order to achieve the above object, the present invention provides a dielectric substrate and a frequency F2 provided on the surface of the dielectric substrate and fed with a frequency F1 and a signal having a frequency F2 higher than the frequency F1, and resonates at the frequency F1. A dipole antenna, a parasitic element provided on the surface of the dielectric substrate, provided in parallel to the dipole antenna, fed with a signal of the frequency F2 from the dipole antenna, and resonated at the frequency F2, and the dielectric In the dual-frequency omnidirectional antenna having a plurality of dual-frequency antenna elements provided on the back surface of the substrate and having a feed line for feeding the signals of the frequencies F1 and F2 to the dipole antenna. The dipole antenna included in each dual-frequency antenna element is connected to a grounding portion provided on the surface of the dielectric substrate. With the earth, the two-frequency antenna elements are provided side by side in the vertical direction, two of the two-frequency antenna elements, each of the adjacent are those provided in point symmetry.

上記ダイポールアンテナに給電される上記周波数F2は上記周波数F1の2倍未満であってもよい。   The frequency F2 fed to the dipole antenna may be less than twice the frequency F1.

上記ダイポールアンテナに給電される上記周波数F2は上記周波数F1の2倍未満であってもよい。   The frequency F2 fed to the dipole antenna may be less than twice the frequency F1.

上記誘電体基板の裏面には、上下方向に並ぶ上記複数の2周波共用アンテナ素子のそれぞれに対して給電するための共通給電線路が設けられ、上記複数の2周波共用アンテナ素子の中間領域に上記共通給電線路から給電される信号を複数に分配する広帯域分配器が設けられ、該広帯域分配器からそれぞれの上記複数の2周波共用アンテナ素子まで分岐給電線路が配線されてもよい。   A common feed line for feeding power to each of the plurality of dual-frequency shared antenna elements arranged in the vertical direction is provided on the back surface of the dielectric substrate, A broadband distributor that distributes a signal fed from the common feeder line to a plurality of parts may be provided, and branch feeder lines may be wired from the broadband distributor to each of the plurality of dual-frequency antenna elements.

上下方向に並ぶ複数の上記2周波共用アンテナ素子に給電する複数の給電線路の少なくとも一つに、給電する上記信号の位相を遅延させる位相遅延部が付加されてもよい。   A phase delay unit that delays the phase of the signal to be fed may be added to at least one of the plurality of feed lines that feed power to the plurality of dual-frequency antenna elements arranged in the vertical direction.

上下方向に並ぶ上記複数の2周波共用アンテナ素子の偶数番目の上記寄生素子と奇数番目の上記寄生素子との水平方向配置間隔が上記周波数F1における1/4波長未満であってもよい。   The horizontal arrangement interval between the even-numbered parasitic elements and the odd-numbered parasitic elements of the plurality of dual-frequency shared antenna elements arranged in the vertical direction may be less than ¼ wavelength at the frequency F1.

本発明は次の如き優れた効果を発揮する。   The present invention exhibits the following excellent effects.

(1)2周波共用で無指向性を有する。   (1) Dual-frequency sharing and non-directionality.

(2)設置スペースが小さくできる。   (2) The installation space can be reduced.

以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。   Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

図1(a)及び図1(b)に示されるように、本発明に係る2周波共用無指向性アンテナ1は、ギャップを隔ててそのギャップの上下に延びた2つの放射素子2a,3aに給電線路9aより周波数F1とF2(2F1>F2>F1)の信号を給電され周波数F1で共振するダイポールアンテナ4aと、ダイポールアンテナ4a全体の長さより短く、1つの放射素子2a(3a)の長さより長く、ダイポールアンテナ4aに近接してダイポールアンテナ4aと平行に設けられ周波数F2で共振する寄生素子5aとにより2周波共用アンテナ素子6aが構成され、このような2周波共用アンテナ素子6a,6bが上下方向に複数個並べて設置され、2周波共用アンテナ素子6a,6bは点対称の位置関係になるように配置されたものである。周波数F1とF2の関係を上記のように定めた理由は後で説明する。   As shown in FIGS. 1A and 1B, the dual-frequency omnidirectional antenna 1 according to the present invention includes two radiating elements 2a and 3a extending above and below the gap with a gap therebetween. A dipole antenna 4a that is fed with signals of frequencies F1 and F2 (2F1> F2> F1) from the feed line 9a and resonates at the frequency F1, shorter than the entire length of the dipole antenna 4a, and from the length of one radiation element 2a (3a) A two-frequency shared antenna element 6a is constituted by a long parasitic element 5a that is provided close to the dipole antenna 4a in parallel with the dipole antenna 4a and resonates at the frequency F2, and the two-frequency shared antenna elements 6a and 6b are vertically moved. A plurality of antenna elements 6a and 6b are arranged side by side in the direction and arranged so as to have a point-symmetrical positional relationship. The reason why the relationship between the frequencies F1 and F2 is determined as described above will be described later.

本発明の2周波共用無指向性アンテナ1は、上下に長く延びた誘電体基板7の表裏面にマイクロストリップ線路等の導体線(導体パターン)を配置することで、放射素子、給電線路、寄生素子、接地部等が形成されている。ここで、説明を簡単にするため、誘電体基板7の幅方向の中間を通り上下に延びた基準線Cを仮想的に設ける。また、誘電体基板7の表面を示した図1(a)において基準線Cの左側を前、右側を後とする。誘電体基板7の裏面を示した図1(b)では左側が後、右側が前となる。以下の説明において、基準線Cと直交する方向を水平方向と言い、基準線Cに平行な方向を上下方向と言う。   In the dual-frequency omnidirectional antenna 1 of the present invention, a conductor wire (conductor pattern) such as a microstrip line is disposed on the front and back surfaces of a dielectric substrate 7 extending vertically, thereby providing a radiation element, a feed line, a parasitic line, and the like. Elements, a grounding portion, and the like are formed. Here, in order to simplify the description, a reference line C extending vertically through the middle in the width direction of the dielectric substrate 7 is virtually provided. Further, in FIG. 1A showing the surface of the dielectric substrate 7, the left side of the reference line C is the front and the right side is the rear. In FIG. 1B showing the back surface of the dielectric substrate 7, the left side is rear and the right side is front. In the following description, a direction orthogonal to the reference line C is referred to as a horizontal direction, and a direction parallel to the reference line C is referred to as an up-down direction.

図示のように、本実施形態では、2周波共用無指向性アンテナ1は、上下方向に並ぶ2個の2周波共用アンテナ素子6a,6bを有する。   As illustrated, in this embodiment, the dual-frequency omnidirectional antenna 1 has two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction.

下に位置する2周波共用アンテナ素子6aについて説明する。下に位置する2周波共用アンテナ素子6aでは、基準線Cを前端としこの基準線Cから後方に誘電体基板7の表面で上下及び前後に広く面積を占める接地部8が設けられている。この2周波共用アンテナ素子6aのダイポールアンテナ4aを構成する2つの放射素子2a,3aのうち下に位置する放射素子2aは、接地部8の前端である基準線Cから前方に所定長さ延びた水平枝とその水平枝の前端から下方に所定長さ延びた垂直枝とからなり、Γ字状を呈する。その上に位置する放射素子3aは、下の放射素子2aの水平枝から上下方向所定幅のギャップを隔てて基準線Cから前方に所定長さ延びた水平枝とその水平枝の前端から上方に所定長さ延びた垂直枝とからなり、L字状を呈する。   The dual-frequency shared antenna element 6a located below will be described. In the dual-frequency shared antenna element 6a located below, a grounding portion 8 is provided, which has a reference line C as a front end and occupies a large area in the top and bottom and front and rear on the surface of the dielectric substrate 7 behind the reference line C. Of the two radiating elements 2a and 3a constituting the dipole antenna 4a of the dual-frequency shared antenna element 6a, the radiating element 2a located below extends forward from the reference line C, which is the front end of the grounding portion 8, by a predetermined length. It consists of a horizontal branch and a vertical branch extending a predetermined length downward from the front end of the horizontal branch, and has a Γ shape. The radiating element 3a located thereabove has a horizontal branch extending a predetermined length forward from the reference line C with a gap of a predetermined width in the vertical direction from the horizontal branch of the lower radiating element 2a, and upward from the front end of the horizontal branch. It consists of a vertical branch extending a predetermined length and has an L-shape.

ここで、ダイポールアンテナ4aのアンテナ特性を測定して、所望のアンテナ特性が得られるように、放射素子2a,3aの水平枝の長さ及び放射素子2a,3a間のギャップは適宜調整して求められる。また、放射素子2aの垂直枝の長さと放射素子3aの垂直枝の長さと放射素子2a,3a間のギャップとを合計した長さは、ダイポールアンテナ4aから放射される周波数F1の電波のほぼ1/2波長(ほぼλF1/2)となる。 Here, the antenna characteristics of the dipole antenna 4a are measured, and the lengths of the horizontal branches of the radiating elements 2a and 3a and the gap between the radiating elements 2a and 3a are obtained by appropriately adjusting so as to obtain desired antenna characteristics. It is done. The total length of the vertical branch of the radiating element 2a, the length of the vertical branch of the radiating element 3a, and the gap between the radiating elements 2a and 3a is approximately 1 of the radio wave having the frequency F1 radiated from the dipole antenna 4a. / 2 wavelength (approximately λ F1 / 2).

誘電体基板7の裏面では、ダイポールアンテナ4aの放射素子2a,3aに重なる水平方向位置に給電線路9aが設けられている。この放射素子2a,3aと給電線路9aとは、静電結合により電気的に接続されている。この給電線路9aは、後述する分岐給電線路12aから前方に所定長さ延びて下の放射素子2aの水平枝に重なる水平枝と、その水平枝の後端から上方に所定長さ延びて上の放射素子3aの垂直部に重なる垂直枝とからなり、左右裏返しのL字状を呈する。   On the back surface of the dielectric substrate 7, a feed line 9a is provided at a horizontal position overlapping the radiation elements 2a and 3a of the dipole antenna 4a. The radiating elements 2a and 3a and the feeder line 9a are electrically connected by electrostatic coupling. The feed line 9a has a horizontal branch that extends forward from a branch feed line 12a, which will be described later, and overlaps with the horizontal branch of the lower radiating element 2a, and extends upward from the rear end of the horizontal branch by a predetermined length. It consists of vertical branches that overlap the vertical part of the radiating element 3a, and has an L shape that is flipped from side to side.

寄生素子5aの上下方向の長さは、ダイポールアンテナ4a全体の長さ、つまり放射素子2aの垂直枝の長さと放射素子3aの垂直枝の長さと放射素子2a,3a間のギャップの長さを合計したものより短く、1つの放射素子2a,3aの垂直枝の長さより長く、この寄生素子5aから放射される周波数F2の電波のほぼ1/2波長(ほぼλF2/2)となる。この実施形態では、寄生素子5aの上下の中点がダイポールアンテナ4a全体の上下の中点であるギャップ間に位置する。寄生素子5aは、ダイポールアンテナ4aの前方に、ダイポールアンテナ4aに対しダイポールアンテナ4aとの電磁的結合により少なくとも周波数F2の信号をダイポールアンテナ4aから給電可能な程度に近接し、かつ、ダイポールアンテナ4aと平行に設けられる。 The length of the parasitic element 5a in the vertical direction is the total length of the dipole antenna 4a, that is, the length of the vertical branch of the radiating element 2a, the length of the vertical branch of the radiating element 3a, and the length of the gap between the radiating elements 2a and 3a. It is shorter than the total sum and longer than the length of the vertical branch of one radiating element 2a, 3a, and is approximately ½ wavelength (approximately λ F2 / 2) of the radio wave of frequency F2 radiated from this parasitic element 5a. In this embodiment, the upper and lower midpoints of the parasitic element 5a are located between the gaps that are the upper and lower midpoints of the entire dipole antenna 4a. The parasitic element 5a is in front of the dipole antenna 4a and is close to the dipole antenna 4a by electromagnetic coupling with the dipole antenna 4a so that at least a signal of the frequency F2 can be fed from the dipole antenna 4a. Provided in parallel.

実際に2周波共用無指向性アンテナ1を製作する際には、ダイポールアンテナ4aに対する寄生素子5aの間隔を、広い状態から少しずつ狭くしていき、シミュレーションにより最適な間隔を決めるという、カットアンドトライを行い、ダイポールアンテナ4aに対する寄生素子5aの間隔を決定する。上記近接とは、このようにして決定した間隔のことである。   When actually manufacturing the dual-frequency omnidirectional antenna 1, the distance between the parasitic element 5a and the dipole antenna 4a is gradually reduced from a wide state, and the optimum distance is determined by simulation. To determine the distance between the parasitic element 5a and the dipole antenna 4a. The proximity is an interval determined in this way.

一方、上に位置する2周波共用アンテナ素子6bでは、下の2周波共用アンテナ素子6aとは反対に、基準線Cを後端とし、この基準線Cから前方に誘電体基板7の表面で上下及び前後に広く面積を占める接地部8が設けられている。この2周波共用アンテナ素子6bのダイポールアンテナ4bを構成する2つの放射素子2b,3bのうち下に位置する放射素子2bは、接地部8の後端である基準線Cから後方に所定長さ延びた水平枝とその水平枝の後端から下方に所定長さ延びた垂直枝とからなり、左右裏返しのΓ字状を呈する。その上に位置する放射素子3bは、下の放射素子2bの水平枝から上下方向所定幅のギャップを隔てて基準線Cから後方に所定長さ延びた水平枝とその水平枝の後端から上方に所定長さ延びた垂直枝とからなり、左右裏返しのL字状を呈する。   On the other hand, in the dual-frequency shared antenna element 6b located on the upper side, the reference line C is set as the rear end in the opposite direction to the lower dual-frequency shared antenna element 6a. And the grounding part 8 which occupies a large area in the front and rear is provided. Of the two radiating elements 2b and 3b constituting the dipole antenna 4b of the dual-frequency shared antenna element 6b, the radiating element 2b located below extends backward from the reference line C, which is the rear end of the grounding portion 8, by a predetermined length. It has a horizontal branch and a vertical branch extending a predetermined length downward from the rear end of the horizontal branch. The radiating element 3b located above the horizontal branch extends from the horizontal branch of the lower radiating element 2b by a predetermined width in the vertical direction and extends backward from the reference line C by a predetermined length and from the rear end of the horizontal branch. It has a vertical branch extending a predetermined length and has an L-shape that is flipped right and left.

ここで、放射素子2b,3bの水平枝の長さ及び放射素子2b,3b間のギャップは、ダイポールアンテナ4bのアンテナ特性を測定して、所望のアンテナ特性が得られるように、適宜調整して求められる。また、放射素子2b及び放射素子3bの垂直枝の長さと放射素子2b,3b間のギャップとを合計した長さは、ダイポールアンテナ4bから放射される周波数F1の電波のほぼ1/2波長(ほぼλF1/2)となる。 Here, the length of the horizontal branches of the radiating elements 2b and 3b and the gap between the radiating elements 2b and 3b are appropriately adjusted so that the desired antenna characteristics can be obtained by measuring the antenna characteristics of the dipole antenna 4b. Desired. The total length of the vertical branches of the radiating element 2b and the radiating element 3b and the gap between the radiating elements 2b and 3b is approximately ½ wavelength of the radio wave having the frequency F1 radiated from the dipole antenna 4b (approximately λ F1 / 2).

誘電体基板7の裏面では、表面のダイポールアンテナ4bの放射素子2b,3bに重なる水平方向位置に給電線路9bが設けられている。この放射素子2b,3bと給電線路9bとは、静電結合により電気的に接続されている。この給電線路9bは、後述する位相遅延部13から前方に所定長さ延びて下の放射素子2bの水平枝に重なる水平枝とその水平枝の前端から上方に所定長さ延びて上の放射素子3bの垂直部に重なる垂直枝とからなり、L字状を呈する。   On the back surface of the dielectric substrate 7, a feed line 9b is provided at a horizontal position overlapping the radiation elements 2b and 3b of the dipole antenna 4b on the front surface. The radiating elements 2b and 3b and the feeder line 9b are electrically connected by electrostatic coupling. The feed line 9b extends from a phase delay unit 13 (described later) to a predetermined length and overlaps with the horizontal branch of the lower radiating element 2b, and the upper radiating element extends a predetermined length upward from the front end of the horizontal branch. It consists of vertical branches that overlap the vertical part of 3b and has an L-shape.

寄生素子5bの上下方向の長さは、ダイポールアンテナ4b全体の長さ、つまり放射素子2bの垂直枝の長さと放射素子3bの垂直枝の長さと放射素子2b,3b間のギャップの長さを合計したものより短く、1つの放射素子2b,3bの垂直枝の長さより長く、この寄生素子5bから放射される周波数F2の電波のほぼ1/2波長(ほぼλF2/2)となる。 The length of the parasitic element 5b in the vertical direction is the total length of the dipole antenna 4b, that is, the length of the vertical branch of the radiating element 2b, the length of the vertical branch of the radiating element 3b, and the length of the gap between the radiating elements 2b and 3b. It is shorter than the total sum and longer than the length of the vertical branch of one radiating element 2b, 3b, and is approximately ½ wavelength (approximately λ F2 / 2) of the radio wave of frequency F2 radiated from this parasitic element 5b.

この実施形態では、寄生素子5bの上下の中点がダイポールアンテナ4b全体の上下の中点であるギャップ間に位置する。寄生素子5bは、ダイポールアンテナ4bの後方に、ダイポールアンテナ4bに対しダイポールアンテナ4bとの電磁的結合により少なくとも周波数F2の信号をダイポールアンテナ4bから給電可能な程度に近接し、かつ、ダイポールアンテナ4bと平行に設けられる。   In this embodiment, the upper and lower midpoints of the parasitic element 5b are located between the gaps that are the upper and lower midpoints of the entire dipole antenna 4b. The parasitic element 5b is located behind the dipole antenna 4b and close to the dipole antenna 4b so that at least a signal having the frequency F2 can be fed from the dipole antenna 4b by electromagnetic coupling with the dipole antenna 4b. Provided in parallel.

本実施形態では、上に位置する2周波共用アンテナ素子6bにおける寄生素子5bとダイポールアンテナ4bの水平方向間隔は、下の2周波共用アンテナ素子6aにおける寄生素子5aとダイポールアンテナ4aの水平方向間隔と同じである。   In the present embodiment, the horizontal interval between the parasitic element 5b and the dipole antenna 4b in the upper dual-frequency antenna element 6b is equal to the horizontal interval between the parasitic element 5a and the dipole antenna 4a in the lower dual-frequency antenna element 6a. The same.

また、本実施形態では、寄生素子5bと寄生素子5aの長さは同じであり、ダイポールアンテナ4b全体の長さとダイポールアンテナ4a全体の長さは同じである。   In the present embodiment, the lengths of the parasitic element 5b and the parasitic element 5a are the same, and the entire length of the dipole antenna 4b and the entire length of the dipole antenna 4a are the same.

以上のように、本発明に係る2周波共用無指向性アンテナ1は、上に位置する2周波共用アンテナ素子6bにおいて寄生素子5bがダイポールアンテナ4bの後方に位置するのに対し、下の2周波共用アンテナ素子6aにおいて寄生素子5aがダイポールアンテナ4aの前方に位置する。すなわち、上下方向に並ぶ2個(偶数個)の2周波共用アンテナ素子6a,6bは、点対称に配置されている。   As described above, in the dual-frequency omnidirectional antenna 1 according to the present invention, the parasitic element 5b is positioned behind the dipole antenna 4b in the dual-frequency shared antenna element 6b positioned above, while In the shared antenna element 6a, the parasitic element 5a is positioned in front of the dipole antenna 4a. That is, the two (even number) dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction are arranged point-symmetrically.

図1(a)及び図1(b)に示した上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bの上下方向配置間隔D2をダイポールアンテナ4aのギャップ中心点とダイポールアンテナ4bのギャップ中心点間の距離で定義する。上下方向配置間隔D2は、周波数F2における1波長(λF2)未満である。これは周波数F2の垂直指向性においてグレーチングローブを発生させないためである。グレーチングローブが大きいと利得が減少する。よって、上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bの上下方向配置間隔D2を周波数F2における1波長未満とすることで、周波数F2の垂直指向性においてグレーチングローブを発生させないようにすることができる。 The vertical arrangement interval D2 of the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction shown in FIGS. 1A and 1B is set to the gap center point of the dipole antenna 4a and the gap center point of the dipole antenna 4b. It is defined by the distance between. The vertical arrangement interval D2 is less than one wavelength (λ F2 ) at the frequency F2. This is because no grating globe is generated in the vertical directivity of the frequency F2. The gain is reduced when the gray gloves are large. Therefore, by setting the vertical arrangement interval D2 of the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction to be less than one wavelength at the frequency F2, it is possible to prevent the occurrence of a gratin grove in the vertical directivity of the frequency F2. Can do.

図1(a)及び図1(b)に示した誘電体基板7の水平方向の幅D1は、周波数F1における1/4波長未満とし、この2周波共用無指向性アンテナ1が内蔵されるレドーム(図示せず)の径が小さくなるようにした。また、誘電体基板7の水平方向の幅D1を上記のように定めたことにより、誘電体基板7上に設けられる上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bの水平方向の配置間隔も周波数F1における1/4波長未満となる。このように、2周波共用アンテナ素子6a,6bの水平方向の配置間隔を定めることにより、基準線Cから2周波共用アンテナ素子6a,6bまでの距離を小さくすることができる。基準線Cから2周波共用アンテナ素子6a,6bまでの距離が大きくなりすぎると、2周波共用アンテナ素子6aから前方に放射される電波と2周波共用アンテナ素子6bから前方に放射される電波との間で位相差は大きくなる。また、同様に、2周波共用アンテナ素子6aから後方に放射される電波と2周波共用アンテナ素子6bから後方に放射される電波との間で位相差は大きくなる。このように放射される電波の位相差が大きくなると、周波数F1及びF2における垂直指向性においてサイドローブが大きくなるという問題がある。   The horizontal width D1 of the dielectric substrate 7 shown in FIGS. 1A and 1B is less than a quarter wavelength at the frequency F1, and the radome in which the dual-frequency omnidirectional antenna 1 is incorporated. The diameter (not shown) was made small. Further, by setting the horizontal width D1 of the dielectric substrate 7 as described above, the horizontal arrangement interval between the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged on the dielectric substrate 7 in the vertical direction is arranged. Is less than a quarter wavelength at the frequency F1. Thus, by determining the horizontal arrangement interval of the dual-frequency antenna elements 6a and 6b, the distance from the reference line C to the dual-frequency antenna elements 6a and 6b can be reduced. If the distance from the reference line C to the dual-frequency antenna elements 6a and 6b becomes too large, the radio wave radiated forward from the dual-frequency antenna element 6a and the radio wave radiated forward from the dual-frequency antenna element 6b The phase difference between them increases. Similarly, the phase difference between the radio wave radiated backward from the dual-frequency shared antenna element 6a and the radio wave radiated backward from the dual-frequency shared antenna element 6b increases. When the phase difference between the radiated radio waves increases in this way, there is a problem that the side lobe increases in the vertical directivity at the frequencies F1 and F2.

よって、上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bの水平方向配置間隔を周波数F1における1/4波長未満とすることで、垂直指向性においてサイドローブを大きくさせないようにすることができる。   Therefore, the side lobe can be prevented from increasing in the vertical directivity by setting the horizontal arrangement interval between the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction to be less than ¼ wavelength at the frequency F1. .

なお、上記の放射電波の位相差を小さくするために、放射素子2a,2b,3a,3bの水平枝の長さをゼロとし、接地部8と放射素子2a,2b,3a,3bの垂直枝が共に基準線C上に位置してしまうと、放射素子2a,2b,3a,3bがアンテナとして機能しなくなる。従って、放射素子2a,2b,3a,3bの水平枝の長さは、ゼロよりも大きくすると共に、上記サイドローブ抑制のためになるべく小さくなるように設定される。   In order to reduce the phase difference of the radiated radio wave, the length of the horizontal branch of the radiating elements 2a, 2b, 3a, 3b is set to zero, and the vertical branch of the grounding portion 8 and the radiating elements 2a, 2b, 3a, 3b is set. Are positioned on the reference line C, the radiating elements 2a, 2b, 3a, 3b do not function as antennas. Therefore, the lengths of the horizontal branches of the radiating elements 2a, 2b, 3a, 3b are set to be as small as possible in order to make the lengths larger than zero and to suppress the side lobes.

図1(a)及び図1(b)に示されるように、本発明に係る2周波共用無指向性アンテナ1は、上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bの両方に対して給電するための共通給電線路10が設けられている。この共通給電線路10は、マイクロストリップ線路からなり、誘電体基板7の裏面に配線される。共通給電線路10は、誘電体基板7の下方の図示しない給電点より上方に直線的に延び、上下の2周波共用アンテナ素子6a,6bの中間領域で広帯域二分配器11に接続されている。   As shown in FIGS. 1 (a) and 1 (b), the dual-frequency omnidirectional antenna 1 according to the present invention is provided for both of two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction. A common power supply line 10 for supplying power is provided. The common feed line 10 is formed of a microstrip line and is wired on the back surface of the dielectric substrate 7. The common feed line 10 extends linearly above a feed point (not shown) below the dielectric substrate 7 and is connected to the broadband two-way divider 11 in the middle region between the upper and lower dual-frequency antenna elements 6a and 6b.

2つの2周波共用アンテナ素子の中間領域には、図1(b)中、楕円で囲って示した広帯域二分配器11が設けられている。広帯域二分配器11は、共通給電線路10から給電される信号を二分配するものである。分配の比率は、等分配でもよいし、不等分配にして電力分配比を任意に設定できるようにしてもよい。広帯域二分配器11からそれぞれの2周波共用アンテナ素子6a,6bまでは分岐給電線路12a,12bが配線されている。   In the middle region between the two dual-frequency antenna elements, a broadband two-partitioner 11 surrounded by an ellipse in FIG. 1B is provided. The broadband two distributor 11 distributes the signal fed from the common feed line 10 into two. The distribution ratio may be equal distribution or unequal distribution so that the power distribution ratio can be arbitrarily set. Branch feed lines 12a and 12b are wired from the broadband dual distributor 11 to the respective dual-frequency antenna elements 6a and 6b.

図1(a)及び図1(b)に示した上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bに給電する2つの給電線路9a,9bの少なくとも一方に、給電する信号の位相を遅延させる位相遅延部13が付加されてもよい。本実施形態にあっては、広帯域二分配器11から上の2周波共用アンテナ素子6bに至る分岐給電線路12b中に、図1(b)中、楕円で囲って示した位相遅延部13が形成されている。位相遅延部13は、分岐給電線路12bの導体パターンをジクザグ状に形成したものであり、この形状によって分岐給電線路12bの線路長を直線距離よりも長くすることで、給電経路を長く取り、2周波共用アンテナ素子6bから放射される電波の位相を遅らせることができる。   Delay the phase of the signal to be fed to at least one of the two feed lines 9a and 9b that feed the two dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction shown in FIGS. 1 (a) and 1 (b). A phase delay unit 13 may be added. In the present embodiment, the phase delay unit 13 surrounded by an ellipse in FIG. 1B is formed in the branch feed line 12b from the broadband two-way divider 11 to the upper dual-frequency antenna element 6b. Has been. The phase delay unit 13 is a conductor pattern of the branch feed line 12b formed in a zigzag shape. By this shape, the length of the branch feed line 12b is made longer than the linear distance, thereby increasing the length of the feed path. The phase of the radio wave radiated from the frequency sharing antenna element 6b can be delayed.

以下、本発明の2周波共用無指向性アンテナの動作を説明する。   The operation of the dual-frequency omnidirectional antenna of the present invention will be described below.

誘電体基板7の下方の図示しない給電点に周波数F1とF2(2F1>F2>F1)の信号が給電される。給電された信号は、マイクロストリップ線路からなる共通給電線路10を介して広帯域二分配器11に伝送される。広帯域二分配器11では、不等分配も可能であるが、ここでは等分配が行われるものとする。広帯域二分配器11で等分配された給電信号は、それぞれの分岐給電線路12a,12bを経由して上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bのそれぞれに給電される。このとき、上の2周波共用アンテナ素子6bに至る分岐給電線路12bに位相遅延部13が形成されて給電線路9bに付加されているため、上の2周波共用アンテナ素子6bには給電信号が下の2周波共用アンテナ素子6aよりも遅れて到着する。   Signals having frequencies F1 and F2 (2F1> F2> F1) are fed to a feeding point (not shown) below the dielectric substrate 7. The fed signal is transmitted to the broadband bi-distributor 11 through a common feed line 10 made of a microstrip line. In the broadband two distributor 11, unequal distribution is possible, but it is assumed here that equal distribution is performed. The feed signal equally distributed by the broadband dual distributor 11 is fed to each of the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction via the respective branch feed lines 12a and 12b. At this time, since the phase delay unit 13 is formed in the branch feed line 12b leading to the upper dual-frequency antenna element 6b and added to the feed line 9b, the upper dual-frequency antenna element 6b receives a feed signal below. Arrives later than the dual-frequency antenna element 6a.

2周波共用アンテナ素子6aにおいては、給電線路9aからダイポールアンテナ4aの2つの放射素子2a,3aに信号が給電される。放射素子2a,3aに給電された信号のうち、周波数F1の信号は、これら2つの放射素子2a,3aからなるダイポールアンテナ4aにおいて励振され、ダイポールアンテナ4aから周波数F1の電波が放射される。一方、周波数F2の信号は、放射素子2a,3aから寄生素子5aに二次的に給電される。寄生素子5aに給電された信号は、寄生素子5aにおいて励振され、寄生素子5aから周波数F2の電波が放射される。   In the dual frequency antenna element 6a, a signal is fed from the feed line 9a to the two radiating elements 2a and 3a of the dipole antenna 4a. Of the signals fed to the radiating elements 2a and 3a, the signal having the frequency F1 is excited by the dipole antenna 4a including the two radiating elements 2a and 3a, and the radio wave having the frequency F1 is radiated from the dipole antenna 4a. On the other hand, the signal of frequency F2 is secondarily fed from the radiating elements 2a and 3a to the parasitic element 5a. The signal fed to the parasitic element 5a is excited in the parasitic element 5a, and a radio wave having a frequency F2 is radiated from the parasitic element 5a.

2周波共用アンテナ素子6bにおいては、前述した位相遅れの後、2周波共用アンテナ素子6aと同様に、ダイポールアンテナ4bから周波数F1の電波が放射され、寄生素子5bから周波数F2の電波が放射される。   In the dual-frequency antenna element 6b, after the above-described phase delay, similarly to the dual-frequency antenna element 6a, a radio wave having the frequency F1 is radiated from the dipole antenna 4b and a radio wave having the frequency F2 is radiated from the parasitic element 5b. .

ダイポールアンテナの水平面指向性は、理論上、無指向性である。しかし、2周波共用無指向性アンテナ1のダイポールアンテナ4a,4bでは、誘電体基板に設けられた接地部や寄生素子の影響を受けて、水平面指向性が広角ビームのようになる。   The horizontal plane directivity of a dipole antenna is theoretically omnidirectional. However, in the dipole antennas 4a and 4b of the dual-frequency omnidirectional antenna 1, the horizontal plane directivity becomes like a wide-angle beam due to the influence of a grounding part and a parasitic element provided on the dielectric substrate.

そこで、本発明では、ダイポールアンテナの水平面指向性を無指向性にするため、2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bを点対称になるように同一平面上に配置した。   Therefore, in the present invention, in order to make the horizontal plane directivity of the dipole antenna non-directional, the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b are arranged on the same plane so as to be point-symmetric.

特に、本発明の2周波共用無指向性アンテナ1は、2個の2周波共用アンテナ素子6a,6bによって、周波数F1及びF2におけるそれぞれの水平面指向性は無指向性となる。従って、従来の筒状の反射器の周囲に同一円周上に90度間隔で4個の2周波共用アンテナ素子を配置した立体的な2周波共用無指向性アンテナと比較して、本発明の2周波共用無指向性アンテナ1は、アンテナ素子数の削減による低コスト化と、平面的に形成されることによる省スペース化に優れている。また、本発明の2周波共用無指向性アンテナ1は、上下方向の配置間隔D2を周波数F2における1波長未満としているので、周波数F2の垂直指向性においてグレーチンローブは発生しない。   In particular, in the dual-frequency omnidirectional antenna 1 of the present invention, the horizontal plane directivities at the frequencies F1 and F2 are omnidirectional by the two dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b. Therefore, in comparison with a three-dimensional dual-frequency omnidirectional antenna in which four dual-frequency shared antenna elements are arranged at intervals of 90 degrees on the same circumference around a conventional cylindrical reflector, The dual-frequency omnidirectional antenna 1 is excellent in cost reduction by reducing the number of antenna elements and space saving by being formed planarly. Moreover, since the dual-frequency omnidirectional antenna 1 of the present invention has the vertical arrangement interval D2 of less than one wavelength at the frequency F2, no grating lobe is generated in the vertical directivity of the frequency F2.

図2に、周波数F1(1.9GHz)におけるダイポールアンテナ4a,4b(単体、合成面)の水平面指向性を示す。L1は、ダイポールアンテナ4b単体での水平面指向性であり、L2は、ダイポールアンテナ4a単体での水平面指向性であり、L3は、ダイポールアンテナ4a,4bの水平面指向性の合成面である。   FIG. 2 shows the horizontal plane directivity of the dipole antennas 4a and 4b (single unit, combined surface) at the frequency F1 (1.9 GHz). L1 is the horizontal plane directivity of the dipole antenna 4b alone, L2 is the horizontal plane directivity of the dipole antenna 4a alone, and L3 is a composite surface of the horizontal plane directivities of the dipole antennas 4a and 4b.

L1は、後方向に強い水平面指向性となる。L2は、前方向に強い水平面指向性となる。L1の水平面指向性とL2の水平面指向性を合成すると無指向性になる。   L1 becomes horizontal directionality strong in the backward direction. L2 becomes horizontal directionality strong in the forward direction. When the horizontal plane directivity of L1 and the horizontal plane directivity of L2 are combined, it becomes omnidirectional.

L3を見ると、周波数F1における水平面指向性がほぼ円形になっている。これより、無指向性が得られていることが分かる。   Looking at L3, the horizontal plane directivity at the frequency F1 is almost circular. This shows that omnidirectionality is obtained.

なお、周波数F2(2.5GHz)における寄生素子5a,5b(単体、合成面)の水平面指向性も図2と同じ傾向となる。   The horizontal plane directivities of the parasitic elements 5a and 5b (single unit, combined surface) at the frequency F2 (2.5 GHz) also have the same tendency as in FIG.

本発明の2周波共用無指向性アンテナ1において、例えば、1.9GHz帯(周波数F1)と2.5GHz帯(周波数F2)の2周波共用を考えた場合、この2周波共用無指向性アンテナ1が内蔵されるレドームの直径は40mm未満となる。この直径は、従来のPHSの基地局アンテナに採用されている無指向性アンテナが内蔵されるレドームの直径と同程度であり、設置スペースの確保が問題となることはない。   In the dual-frequency omnidirectional antenna 1 of the present invention, for example, when dual-frequency sharing of a 1.9 GHz band (frequency F1) and a 2.5 GHz band (frequency F2) is considered, the dual-frequency omnidirectional antenna 1 The radome with the built-in diameter is less than 40 mm. This diameter is approximately the same as the diameter of the radome in which the omnidirectional antenna employed in the conventional PHS base station antenna is built, and securing the installation space does not become a problem.

また、本発明では、上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bの両方に対して給電するための共通給電線路10を設け、2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bの中間領域に共通給電線路10から給電される信号を二分配する広帯域二分配器11を設け、広帯域二分配器11からそれぞれの2周波共用アンテナ素子6a,6bまで分岐給電線路12a,12bを配線すると共に、上下方向に並ぶ2つの2周波共用アンテナ素子6a,6bに給電する2つの給電線路9a,9bの少なくとも一方に、給電する信号の位相を遅延させる位相遅延部13を付加した。これら広帯域二分配器11と位相遅延部13により、各2周波共用アンテナ素子6a,6bへの給電条件(位相、振幅など)を詳細に設定できる。これにより前方向に放射されるビームと後方向に放射されるビームの水平面指向性を調整して、より無指向性となるように調整することができる。   In the present invention, a common feed line 10 is provided for feeding power to both of the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction, and is provided in an intermediate region between the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b. A wide-band bi-distributor 11 that divides the signal fed from the common power-feed line 10 into two is provided, and branch feed lines 12a and 12b are wired from the wide-band bi-distributor 11 to the respective dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b. A phase delay unit 13 that delays the phase of the signal to be fed is added to at least one of the two feeding lines 9a and 9b that feed the two dual-frequency antenna elements 6a and 6b arranged in the direction. By these wideband two distributors 11 and the phase delay unit 13, the power supply conditions (phase, amplitude, etc.) to the dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b can be set in detail. Thereby, the horizontal plane directivity of the beam emitted in the forward direction and the beam emitted in the backward direction can be adjusted so that the beam becomes more omnidirectional.

また、本発明では、上下方向に並ぶ複数の2周波共用アンテナ素子6a,6bの上下方向配置間隔D2を周波数F2における1波長未満とした。これにより、周波数2Fの垂直指向性面においてグレーチングローブ発生による利得減少を避けることができる。さらに、一般にダイポールアンテナの上下方向の長さは、放射する電波の波長の1/2波長になるので、2周波共用アンテナ素子の上下方向配置間隔D2は周波数F1における1/2波長より大きいことが好ましい。上下方向の配置間隔D2が周波数F1における1/2波長以下となると、2周波共用アンテナ素子6a,6bの上下方向の中間部分において、誘電体基板7の表面側に設けられる接地部8が存在せずに、誘電体基板7からなる誘電体が露出する状態になる。この場合、誘電体基板7の裏面側に設けられる共通給電線路10に対応するグランドが上記中間部分において無くなってしまうので、共通給電線路10はマイクロストリップ線路にならなくなってしまう。よって、周波数F1における波長をλF1とし周波数F2における波長をλF2とすると、
λF1/2<D2<λF2
となる。
In the present invention, the vertical arrangement interval D2 of the plurality of dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b arranged in the vertical direction is less than one wavelength at the frequency F2. As a result, it is possible to avoid a decrease in gain due to the occurrence of a gratin grove on the vertical directivity surface of frequency 2F. Furthermore, since the length of the dipole antenna in the vertical direction is generally ½ of the wavelength of the radiated radio wave, the vertical arrangement interval D2 of the dual-frequency antenna element may be larger than ½ wavelength in the frequency F1. preferable. When the vertical arrangement interval D2 is equal to or less than ½ wavelength at the frequency F1, the grounding portion 8 provided on the surface side of the dielectric substrate 7 does not exist in the middle portion in the vertical direction of the dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b. Instead, the dielectric composed of the dielectric substrate 7 is exposed. In this case, since the ground corresponding to the common feed line 10 provided on the back side of the dielectric substrate 7 disappears in the intermediate portion, the common feed line 10 does not become a microstrip line. Therefore, if the wavelength at the frequency F1 is λ F1 and the wavelength at the frequency F2 is λ F2 ,
λ F1 / 2 <D2 <λ F2
It becomes.

また、上記のようにλF1/2<λF2の関係を満たすためには、F1<2F2の関係を満たす必要がある。そして、周波数F1及びF2の信号が給電されたダイポールアンテナ4a,4bから寄生素子5a,5bに二次的に周波数F2の信号が給電され、この寄生素子5a,5bから周波数F2の信号が放射されるためには、F1<F2の関係を満たす必要がある。以上より、2周波共用アンテナ素子6a,6bに給電される信号の周波数はF1<F2<2F2の関係を満たす必要がある。 Further, in order to satisfy the relationship of λ F1 / 2 <λ F2 as described above, it is necessary to satisfy the relationship of F1 <2F2. The dipole antennas 4a and 4b to which the signals of the frequencies F1 and F2 are fed are secondarily fed with the signal of the frequency F2 to the parasitic elements 5a and 5b, and the signal of the frequency F2 is radiated from the parasitic elements 5a and 5b. In order to achieve this, it is necessary to satisfy the relationship of F1 <F2. From the above, the frequency of the signal fed to the dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b needs to satisfy the relationship of F1 <F2 <2F2.

本実施形態では、2周波共用アンテナ素子6a,6bのダイポールアンテナ4a,4bは、直流開放型の励振方法をとっているが、誘電体基板7の表面に形成された2周波共用アンテナ素子6a,6bと裏面に形成された給電線路9a.9bとをスルーホールを介して電気的に接続した直流短絡型でもよい。   In the present embodiment, the dipole antennas 4a and 4b of the dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b employ a DC open type excitation method, but the dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b formed on the surface of the dielectric substrate 7 are used. 6b and the feed line 9a. A DC short-circuit type in which 9b is electrically connected through a through hole may be used.

本発明の2周波共用無指向性アンテナ1は、2周波共用で無指向性を有し、設置スペースが小さくできるので、複数の周波数帯を有する移動無線通信の基地局アンテナに好適である。例えば、第2世代携帯電話(1.5GHz帯)と第3世代携帯電話(2GHz帯)のための2周波共用無指向性アンテナ、第3世代携帯電話(1.7GHz帯)と第3世代携帯電話(2GHz帯)のための2周波共用無指向性アンテナ、PHS(1.9GHz)と次世代PHSまたはWiMAX(2.5GHz帯)のための2周波共用無指向性アンテナ、第3世代携帯電話(2GHz帯)と次世代PHSまたはWiMAX(2.5GHz帯)のための2周波共用無指向性アンテナが考えられる。   The dual-frequency omnidirectional antenna 1 of the present invention is suitable for a base station antenna for mobile radio communication having a plurality of frequency bands because it has omnidirectionality for two frequencies and can have a small installation space. For example, a dual-frequency omnidirectional antenna for a second generation mobile phone (1.5 GHz band) and a third generation mobile phone (2 GHz band), a third generation mobile phone (1.7 GHz band) and a third generation mobile phone Dual frequency omnidirectional antenna for telephone (2 GHz band), dual frequency omnidirectional antenna for PHS (1.9 GHz) and next generation PHS or WiMAX (2.5 GHz band), third generation mobile phone (2 GHz band) and a dual-frequency omnidirectional antenna for the next generation PHS or WiMAX (2.5 GHz band) can be considered.

本発明の2周波共用無指向性アンテナ1は、2個の2周波共用アンテナ素子6a,6bからなる例で説明したが、3個以上の複数個の2周波共用アンテナ素子を用いる場合でも本発明を適用可能である。具体的には、3個以上の奇数個の2周波共用アンテナ素子が配置される場合も、4個以上の偶数個の2周波共用アンテナ素子が配置される場合も、2個の場合と同様に、2周波共用アンテナ素子が基準線Cの左側、右側に順番に交互に位置するよう形成すればよい。すなわち、2周波共用アンテナ素子は上下方向に並べて設けられると共に、各々の隣接する2つの2周波共用アンテナ素子は点対称に設けられるようにすればよい。また、誘電体基板の裏面に形成される広帯域分配器によって共通給電線路から給電される信号を複数に分配してから、上記複数個の2周波共用アンテナ素子にそれぞれ信号が給電されるようにする。また、このとき、複数の給電線路の少なくとも1つに位相遅延部を形成してもよい。   The dual-frequency omnidirectional antenna 1 according to the present invention has been described as an example including two dual-frequency shared antenna elements 6a and 6b. However, the present invention is applicable even when three or more dual-frequency shared antenna elements are used. Is applicable. Specifically, when two or more odd two-frequency shared antenna elements are arranged and when four or more even two-frequency shared antenna elements are arranged, the same as in the case of two What is necessary is just to form so that a dual frequency shared antenna element may be located alternately in order on the left side and the right side of the reference line C. That is, the dual-frequency shared antenna elements are provided side by side in the vertical direction, and each two adjacent dual-frequency shared antenna elements may be provided point-symmetrically. In addition, a signal fed from a common feed line is distributed to a plurality of signals by a broadband distributor formed on the back surface of the dielectric substrate, and then the signals are fed to the plurality of dual-frequency antenna elements. . At this time, a phase delay unit may be formed in at least one of the plurality of feed lines.

(a)本発明の一実施形態を示す2周波共用無指向性アンテナの誘電体基板表面から見た立面図、(b)誘電体基板裏面から見た立面図である。(A) Elevated view seen from the surface of the dielectric substrate of the dual-frequency omnidirectional antenna showing an embodiment of the present invention, (b) Elevated view seen from the back surface of the dielectric substrate. 本発明の2周波共用無指向性アンテナの水平面指向性特性図である。It is a horizontal plane directivity characteristic view of the dual-frequency omnidirectional antenna of the present invention.

符号の説明Explanation of symbols

1 2周波共用無指向性アンテナ
2a,3a,2b,3b 放射素子
4a,4b ダイポールアンテナ
5a,5b 寄生素子
6a,6b 2周波共用アンテナ素子
7 誘電体基板
8 接地部
9a,9b 給電線路
10 共通給電線路
11 広帯域二分配器
12a,12b 分岐給電線路
13 位相遅延部
1 Dual-frequency omnidirectional antenna 2a, 3a, 2b, 3b Radiating element 4a, 4b Dipole antenna 5a, 5b Parasitic element 6a, 6b Dual-frequency shared antenna element 7 Dielectric substrate 8 Grounding part 9a, 9b Feed line 10 Common feed Line 11 Broadband double distributor 12a, 12b Branch feed line 13 Phase delay unit

Claims (6)

誘電体基板と、
該誘電体基板の表面に設けられ、周波数F1と該周波数F1よりも高周波となる周波数F2の信号を給電され、上記周波数F1で共振するダイポールアンテナと、
上記誘電体基板の表面に設けられ、上記ダイポールアンテナに平行に設けられ、該ダイポールアンテナから上記周波数F2の信号が給電され、上記周波数F2で共振する寄生素子と、
上記誘電体基板の裏面に設けられ、上記ダイポールアンテナに上記周波数F1とF2の上記信号を給電するための給電線路とを備える2周波共用アンテナ素子を複数個有する2周波共用無指向性アンテナにおいて、
上記複数の2周波共用アンテナ素子それぞれに含まれる上記ダイポールアンテナは、上記誘電体基板の表面に設けられた接地部に接地されると共に、上記2周波共用アンテナ素子は、上下方向に並べて設けられ、各々の隣接する2つの上記2周波共用アンテナ素子は、点対称に設けられていることを特徴とする2周波共用無指向性アンテナ。
A dielectric substrate;
A dipole antenna provided on the surface of the dielectric substrate, fed with a frequency F1 and a signal having a frequency F2 higher than the frequency F1, and resonating at the frequency F1,
A parasitic element provided on the surface of the dielectric substrate, provided in parallel to the dipole antenna, fed with a signal of the frequency F2 from the dipole antenna, and resonating at the frequency F2.
A dual-frequency omnidirectional antenna having a plurality of dual-frequency antenna elements provided on the back surface of the dielectric substrate and including a feed line for feeding the signals of the frequencies F1 and F2 to the dipole antenna.
The dipole antenna included in each of the plurality of dual-frequency antenna elements is grounded to a ground portion provided on the surface of the dielectric substrate, and the dual-frequency antenna elements are provided side by side in the vertical direction, Each of the two adjacent dual-frequency antenna elements adjacent to each other is provided point-symmetrically, and the dual-frequency omnidirectional antenna.
上記上下方向に並ぶ上記複数の2周波共用アンテナ素子の上下方向配置間隔が上記周波数F1における1/2波長よりも大きく、上記周波数F2における1波長未満であることを特徴とする請求項1記載の2周波共用無指向性アンテナ。   2. The vertical arrangement interval of the plurality of dual-frequency antenna elements arranged in the vertical direction is greater than a half wavelength at the frequency F1 and less than one wavelength at the frequency F2. Dual frequency omnidirectional antenna. 上記ダイポールアンテナに給電される上記周波数F2は上記周波数F1の2倍未満であることを特徴とする請求項1記載の2周波共用無指向性アンテナ。   The dual-frequency omnidirectional antenna according to claim 1, wherein the frequency F2 fed to the dipole antenna is less than twice the frequency F1. 上記誘電体基板の裏面には、上下方向に並ぶ上記複数の2周波共用アンテナ素子のそれぞれに対して給電するための共通給電線路が設けられ、上記複数の2周波共用アンテナ素子の中間領域に上記共通給電線路から給電される信号を複数に分配する広帯域分配器が設けられ、該広帯域分配器からそれぞれの上記複数の2周波共用アンテナ素子まで分岐給電線路が配線されたことを特徴とする請求項1〜3いずれか記載の2周波共用無指向性アンテナ。   A common feed line for feeding power to each of the plurality of dual-frequency shared antenna elements arranged in the vertical direction is provided on the back surface of the dielectric substrate, A broadband feeder for distributing a plurality of signals fed from a common feeder line is provided, and branch feeder lines are wired from the broadband distributor to each of the plurality of dual-frequency antenna elements. The dual-frequency omnidirectional antenna according to any one of 1 to 3. 上下方向に並ぶ複数の上記2周波共用アンテナ素子に給電する複数の給電線路の少なくとも一つに、給電する上記信号の位相を遅延させる位相遅延部が付加されたことを特徴とする請求項1〜4いずれか記載の2周波共用無指向性アンテナ。   The phase delay unit that delays the phase of the signal to be fed is added to at least one of the plurality of feed lines that feed the plurality of dual-frequency antenna elements arranged in the vertical direction. 4. The dual-frequency omnidirectional antenna according to any one of 4 above. 上下方向に並ぶ上記複数の2周波共用アンテナ素子の偶数番目の上記寄生素子と奇数番目の上記寄生素子との水平方向配置間隔が上記周波数F1における1/4波長未満であることを特徴とする請求項1〜5いずれか記載の2周波共用無指向性アンテナ。   The horizontal arrangement interval between the even-numbered parasitic elements and the odd-numbered parasitic elements of the plurality of dual-frequency shared antenna elements arranged in the vertical direction is less than a quarter wavelength at the frequency F1. Item 6. The dual-frequency omnidirectional antenna according to any one of Items 1 to 5.
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