JP2009165112A - 無線回路装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送信信号リークに起因する受信回路の混変調妨害を低減することができる無線回路装置を提供する。
【解決手段】送信信号を出力する送信ベースバンド回路（１２）と、受信信号を差動ＲＦ信号で入力する受信回路（１４、１５）と、送信ベースバンド回路が出力する送信信号（１２）から、ＲＦ送信信号の包絡線信号を２乗した包絡線信号を生成する包絡線信号生成回路（２４）と、包絡線信号の振幅及び遅延時間を制御するための制御信号を出力する包絡線信号制御回路（２０）と、包絡線信号制御回路（２０）が出力する制御信号に応じて、包絡線信号の振幅及び遅延時間を制御し、その制御した包絡線信号を受信回路（１４、１５）の差動ＲＦ信号に同相でそれぞれ注入する包絡線信号注入回路（２３）とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信信号リークに起因する受信回路の混変調妨害を低減する無線回路装置に関する。

携帯電話の高速伝送の要望は年々高くなっている。それに応えるため、第３世代の携帯電話では、同時送受信のシステムが用いられるようになっている。

図１１に、第３世代の携帯電話の１つであるＵＭＴＳ無線機及びそのＵＭＴＳ無線機で発生する妨害の一例を示す。３ＧＰＰが定めるスタンダードでのテストシナリオでは、ＵＭＴＳ所望波の近傍にＧＳＭ妨害波が受信されるものがある（Ｎａｒｒｏｗ Ｂａｎｄ Ｂｌｏｃｋｉｎｇ、Ｎａｒｒｏｗ Ｂａｎｄ Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、図１１の（ａ））。一方、同時送受信時には、送信信号の一部がデュプレクサ１３３を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３４に入力される。このとき、ＬＮＡ１３４の非線形性により、ＧＳＭ妨害波に送信信号リークの包絡線が混変調するという現象が生じる（図１１の（ｂ））。混変調の雑音はＵＭＴＳ所望波の周波数まで拡がるため、受信感度劣化の要因となる。

一般的には、図１１に示すＵＭＴＳ無線機のように、ＬＮＡ１３４とダウンミキサ１３６との間にフィルタ１３５が挿入されているため、ダウンミキサ１３６では上述した妨害は十分に小さい。しかし、端末のさらなる小型化及び低コスト化のためには、将来的にフィルタ１３５の削減は避けられない。フィルタ１３５が無いＵＭＴＳ無線機では、ＬＮＡ１３４によって増幅された妨害波がそのまま伝達されるため、上述したようにダウンミキサ１３６で大きな混変調妨害が発生する。従って、この混変調妨害の低減技術が必要不可欠となっている。

図１２に、この混変調妨害を低減する従来の無線回路装置の構成を示す（特許文献１を参照）。図１２に示す従来の無線回路装置は、送信回路１４１及び受信回路１４２がデュプレクサ１４３を介してアンテナ１４０に接続され、送信回路１４１からの送信信号の送信及び受信回路１４２への受信信号の受信に、アンテナ１４０を同時に使用する構成であり、送信回路１４１からの送信信号と逆相の相殺信号を発生する相殺信号発生部１４４を備えている。そして、この従来の無線回路装置では、相殺信号発生部１４４からの相殺信号を電力合成部１４５において受信回路１４２への受信信号に合成して、デュプレクサ１４３を介して受信回路１４２への受信信号に漏洩する上記送信回路１４１からの送信信号を相殺することにより、低雑音増幅部１４６における飽和を回避している。

また、図１３に、混変調妨害を低減する他の従来の無線回路装置の構成を示す（特許文献２を参照）。図１３に示す従来の無線回路装置（送受信機）１５０は、ベースバンド信号を出力するベースバンドユニット１５１と、ベースバンド信号を変調して被変調信号を出力する変調ユニット１５２と、被変調信号を増幅して送受切換器１５３へ送信信号を出力する送信増幅器１５４と、送受切換器１５３から受信信号を受け取ると共に、送信信号に比例する包絡線信号によって変調される利得を有する受信増幅器１５５とを備えている。ここで、妨害物１５６は、無線回路装置１５０を有する符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）電話と混信し、あるいは妨害するＡＭＰＳ型の電話であって、妨害波１５７の発生源である。図１３の無線回路装置１５０は、ベースバンドユニット１５１が受信増幅器１５５の利得を送信信号の包絡線の２乗に比例して変化させることにより、混変調の低減を行っている。

さらに、図１４に、混変調妨害を低減する他の従来の無線回路装置の構成を示す（特許文献３を参照）。図１４に示す従来の無線回路装置（無線トランシーバ）は、送信信号経路１６０と受信信号経路１６１とを有し、経路１６０及び１６１はデュプレクサ１６２を介してアンテナ１６３に接続されている。ここで、受信信号経路１６１に含まれる増幅器１６４は、受信経路内の振幅変調された送信又は他のブリードオーバー信号を使用して、受信経路上で振幅変調されていない妨害信号を変調（又はすでに振幅変調された妨害信号を更に変調）する。この混変調妨害を低減するには、増幅器１６４の非線形性を考慮しなければならない。

そこで、図１４に示す従来の無線回路装置では、受信信号１６５を線形化回路１６６にリダイレクトし、調整信号１６７を増幅器１６４に出力する。線形化回路１６６は、送信信号１６８の一部を検波して包絡線信号を抽出し、この包絡線信号から送受信信号とは異なる周波数のダミー変調信号を作り出す。具体的には、包絡線信号の２乗とダミー信号の包絡線の２乗との和が一定になるようにし、このダミー信号と受信信号１６５とを合成し、妨害波に対して線形方法で増幅させるよう増幅器１６４に強制する。また、増幅器１６４の出力は、フィルタ１６９によりダミー信号、ブリードオーバー信号、妨害信号、及びダミー信号を取り込むことによって生成される任意の相互変調積の帯域幅を持つ信号を除去し、混変調妨害を低減している。
特開平１１−３０８１４３号公報 特開２０００−３４９６７８号公報 特表２００５−５３１９９１号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来の無線回路装置では、送信信号と逆相の相殺信号が受信回路１４２の入力に注入される。このとき、注入される相殺信号のみならず、電力合成部１４５で発生する受信帯域周波数の雑音も入力される。よって、この雑音で受信感度が劣化する。なお、相殺信号の周波数と受信信号の周波数とが近いため、高Ｑ値の外付けフィルタを用いずにこの雑音を低減することは困難となる。

また、上記特許文献２に記載の従来の無線回路装置１５０では、送信信号の包絡線を用いて混変調を低減できるとしている。しかし、受信信号と送信信号とは、同じ帯域幅を持つ。受信増幅器１５５の利得を送信信号の包絡線で変調すると、受信信号の変調波に送信信号の包絡線が重畳されてしまう。また、受信増幅器１５５の３次の非線形係数も、利得の変化に合わせて変化する。その結果、新たな妨害が発生し、受信感度が劣化する。

さらに、上記特許文献３に記載の従来の無線回路装置では、受信信号経路１６１の入力に送信信号１６８の包絡線と逆相の包絡線を持ったダミー信号を注入することにより、混変調妨害が低減できるとしている。しかしながら、注入したダミー信号を抑圧するためのフィルタ１６９が新たに必要となる。これはフィルタレスという本来の目的と矛盾する。また、受信信号経路１６１の入力に線形化回路１６６があり、この線形化回路１６６で発生する雑音で受信感度が劣化してしまう。

それ故に、本発明の目的は、上記従来の問題を克服しつつ、送信信号リークに起因する受信回路の混変調妨害を低減することができる無線回路装置を提供することである。

本発明は、デュプレクサで送受信間を分離する無線回路装置に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の無線回路装置は、送信信号を出力する送信ベースバンド回路と、受信信号を差動信号で入力する受信回路と、送信ベースバンド回路が出力する送信信号から、送信信号の包絡線の２乗成分からなる包絡線信号を生成する包絡線信号生成回路と、包絡線信号の振幅及び送信信号に対する包絡線信号の遅延時間を制御するための制御信号を出力する包絡線信号制御回路と、包絡線信号制御回路が出力する制御信号に応じて、包絡線信号の振幅及び遅延時間を補正し、当該補正包絡線信号を受信回路の差動信号のそれぞれに対して同相で注入し、デュプレクサを介して受信回路にリークしたリーク送信信号を抑圧する包絡線信号注入回路とを備える。

包絡線信号制御回路は、デュプレクサを介して受信回路にリークしたリーク送信信号と補正包絡線信号との加算信号の振幅が実質的にゼロとなるように、包絡線信号の振幅及び遅延時間の少なくとも一方を制御することが望ましい。

この無線回路装置は、包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納するルックアップテーブルをさらに備え、包絡線信号制御回路は、ルックアップテーブルの情報に応じて制御信号を出力してもよい。また、包絡線信号生成回路の前段に、デジタルフィルタ回路を通過した包絡線信号の周波数特性が、リーク送信信号の振幅の周波数特性と実質的に等しくなるように制御するデジタルフィルタ回路をさらに備えてもよい。さらには、包絡線制御回路と前記受信回路との間に、包絡線信号注入回路が出力する包絡線信号を歪ませる前置歪み回路、又は複数の遅延素子の組み合わせを切り換えて任意の遅延時間を調整できる遅延時間切換回路を、さらに設けてもよい。

ここで、ルックアップテーブルに、各送信周波数に対して包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納していれば、包絡線信号制御回路は、送信信号の周波数に応じて制御信号を出力すればよいし、ルックアップテーブルに、各受信周波数に対して包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納していれば、包絡線信号制御回路は、受信信号の周波数に応じて制御信号を出力すればよい。また、ルックアップテーブルに、無線回路装置に供給される電源電圧に対して包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納していれば、包絡線信号制御回路は、電源電圧に応じて制御信号を出力すればよいし、ルックアップテーブルに、無線回路装置内の温度に対して包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納していれば、包絡線信号制御回路は、温度に応じて制御信号を出力すればよい。

なお、受信回路が、差動信号を増幅する増幅器と、増幅器で増幅された差動信号を局部発振信号を用いてベースバンド信号に変換するダウンミキサとを含む場合、包絡線信号注入回路は、制御した包絡線信号を、受信回路のダウンミキサの入力に注入するか、受信回路の増幅器の入力に注入することが好ましい。

また、送信ベースバンド回路がポーラ変調方式のベースバンド信号を出力する場合、包絡線信号生成回路は、ベースバンド信号のうち振幅変調信号を２乗して包絡線信号を生成することが望ましく、送信ベースバンド回路が直交変調方式のベースバンド信号を出力する場合、包絡線信号生成回路は、ベースバンド信号のＩ成分信号とＱ成分信号との２乗和によって包絡線信号を生成することが望ましい。

本発明の無線回路装置は、差動の受信回路に同相で送信信号の包絡線信号を注入するという構成により、信号注入回路で発生する雑音の影響が小さく、またＬＮＡ等で新たな妨害を発生させることなく、送信信号リークによる混変調妨害を低減することができる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図である。第１の実施形態に係る無線回路装置では、送信ベースバンド回路１２及び送信ＲＦ回路１３が、デュプレクサ１４を介してアンテナ１１と接続されている。送信ベースバンド回路１２で生成された送信信号は、送信ＲＦ回路１３で送信周波数（ＲＦ）を持った信号に変換されてアンテナ１１から送信される。アンテナ１１、デュプレクサ１４、送信ベースバンド回路１２、及び送信ＲＦ回路１３によって、送信回路が構成される。

アンテナ１１から受信された受信信号は、デュプレクサ１４で差動信号に変換され、ＬＮＡ１５で増幅される。ＬＮＡ１５で増幅された差動信号は、発振器２５で生成された局部発振信号を用いてダウンミキサ１７でベースバンド信号に変換されて、受信ベースバンド回路１８に入力される。アンテナ１１、デュプレクサ１４、ＬＮＡ１５、加算器１６、発振器２５、ダウンミキサ１７、及び受信ベースバンド回路１８によって、受信回路が構成される。
なお、本発明の各実施形態では、アンテナ１１で受信した受信信号をデュプレクサ１４で差動変換する構成を説明するが、デュプレクサ１４とＬＮＡ１５との間をシングルエンド接続し、ＬＮＡ１５で受信信号を差動変換する構成であってもよい。

また、周波数制御回路１９は、図１に示されていないＰＬＬ回路のチャネル情報から送信信号の周波数及び受信信号の周波数の情報を入手し、送信ＲＦ回路１３及び発振器２５の制御を行う。詳細は後で説明するが、周波数制御回路１９は、包絡線信号制御回路２０に制御信号を出力し、包絡線信号注入回路２３は、ＬＮＡ１５が出力する差動信号に注入する包絡線信号の振幅及び包絡線信号の送信信号に対する遅延時間（位相）を制御する。

次に、本第１の実施形態に係る無線回路装置の混変調抑圧のメカニズムを説明する。
アンテナ１１及びデュプレクサ１４を介して受信される所望波、ＧＳＭ妨害波、及びリーク送信信号は、ＬＮＡ１５で増幅され、ダウンミキサ１７でベースバンド信号に変換される。包絡線信号注入回路２３は、包絡線信号制御回路２０の制御信号に応じて、包絡線信号生成回路２４から出力される包絡線信号の振幅及び遅延時間の少なくとも一方を補正し、補正した包絡線信号をダウンミキサ１７の入力にそれぞれに注入する。この注入は、加算器１６を用いて、ＬＮＡ１５から出力される差動信号のそれぞれに、包絡線信号注入回路２３が出力する同相の補正包絡線信号を加算することで行われる。なお、デュプレクサ１４から出力される差動信号のそれぞれに、包絡線信号注入回路２３が出力する同相の補正包絡線信号を加算してもよい。

包絡線信号生成回路２４は、送信ベースバンド回路１２から出力される送信信号から、送信信号の包絡線の２乗成分からなる包絡線信号を生成する。ここで、包絡線信号制御回路２０は、包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納するルックアップテーブル２１と、周波数制御回路１９から与えられる送信信号の周波数及び受信信号の周波数と、温度／電圧検出回路２２で検出された半導体（ＩＣチップ）の温度及び供給電圧とに応じて、注入する包絡線信号の振幅及び遅延時間を制御するための制御信号を出力する。

具体的には、温度／電圧検出回路２２は、半導体（ＩＣチップ）の温度及び供給電圧を検出し、ルックアップテーブル２１から包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を読み出す。これにより、無線回路装置の温度変化に依らずに混変調妨害の抑制を行うことができる。このルックアップテーブル２１には、例えば図１０に示すように、無線回路装置内の温度、送信又は受信周波数、及び無線回路装置に供給される電源電圧について、包絡線信号の振幅と遅延時間との関連が記述されている。

なお、温度情報については、温度／電圧検出回路２２は、混変調妨害の温度変化の主原因となるＬＮＡ１５又はダウンミキサ１７の温度を検出することが望ましいが、ＬＮＡ１５及びダウンミキサ１７以外のＩＣチップ内の他のブロックで検知しても構わない。また、温度及び供給電圧については、検出温度及び検出供給電圧に対して適時閾値を設定し、「高温／常温／低温」や「高出力／通常出力／低出力」のように段階制御を行っても良い。また、温度検出は、熱電対やトランジスタ等の温度センサを温度測定箇所に装着して行うことができる。

上述したように、ＬＮＡ１５及びダウンミキサ１７は、共に差動回路であって差動信号を入出力する。一方、ダウンミキサ１７に注入される２つの包絡線信号は、同相信号となる。３ＧＰＰが定めるスタンダードでは、送信信号の包絡線成分が混変調によりＧＳＭ妨害波近傍に重畳される場合が想定されている。本実施形態に係る無線回路装置は、注入される包絡線信号の振幅及び遅延時間を制御することにより、混変調雑音とアップコンバートされた信号とを互いに打ち消すことができる。なお、注入される２つの包絡線信号は、同相信号のため、コモンモードフィードバック等の同相除去回路によって容易に除去できる。

以下、混変調抑圧のメカニズムについて、数式を用いてさらに詳しく説明する。
図２に、入力される信号の周波数スペクトラムを示す。送信信号として簡単のためＡＭ変調波を想定する。アンテナ１１で受信される信号は、所望波（ｄｅｓｉｒｅ）とＣＷ妨害波（ｊａｍｍｅｒ）と受信回路にリークする送信信号（ＴＸ ｌｅａｋａｇｅ）とする。このとき、ＬＮＡ１５及びダウンミキサ１７の非線形性により、ダウンミキサ１７の出力ではＣＷ妨害波に送信信号の包絡線の２乗成分が重畳される。ここで、ダウンミキサ１７の入力にこの送信信号の包絡線の２乗成分を同相信号で入力したとき、この妨害成分がどの程度抑圧されるかを計算する。

まず、ＬＮＡ１５について説明する。
図３に、ＬＮＡ１５の等価回路モデルの一例を示す。ＬＮＡ１５は、差動アンプとする。デュプレクサ１４から入力されるＣＷ妨害波電圧ν_ja及び送信信号リーク電圧ν_tx（片側）は、[数１］で表される。ここで、送信信号周波数をｆ_tx、ＣＷ妨害波周波数をｆ_ja、変調波周波数をｆ_mとすると、ｆ_m＜＜ｆ_tx＜ｆ_jaである。また、Ａ_ja及びＡ_txは定数である。

また、ＬＮＡ１５の出力電圧ν'_LNA（出力電圧の同相電圧をν'_LNA+と、逆相電圧をν'_LNA-とする）は、出力信号の周波数ｆ_LNA、ＬＮＡ１５の出力インピーダンスＲ_o__LNA、ミキサ１７の入力インピーダンスＲ_i__MIX、及び出力インピーダンスＲ_o__MIXを用いて、［数２］で表される。なお、ｆ_LNA(bias+ｘ）＝ａ₁__LNAｘ＋ａ₂__LNAｘ²＋ａ₃__LNAｘ³（ａ₁__LNA、ａ₂__LNA及び、ａ₃__LNAは定数）である。また、Ａ_LNA及びＢ_LNAは定数である。また、biasはＬＮＡ１５のバイアス電圧である。

ここで、ダウンミキサ１７へ入力する前に、ＬＮＡ１５の出力電圧ν'_LNAのＤＣをカットする必要がある。簡単のため、これを同相キャンセルで代用した。ダウンミキサ１７に入力される電圧ν_LNAは、［数３］で表される。

［数３］において、ＬＮＡ１５が出力するＣＷ妨害波成分ν_ja__LNA（ＣＷ妨害波成分の同相成分をν_ja__LNA+と、逆相成分をν_ja__LNA-とする）は、（Ｒ_o__LNA//Ｒ_i__MIX）Ａ_LNA・ａ₁__LNA・Ｂ_LNA・ν_ja によって計算され、［数４］で表される。

同様に、［数３］において、送信信号リーク成分ν_tx__LNA（送信信号リーク成分の同相成分をν_tx__LNA+と、逆相成分をν_tx__LNA-とする）は、（Ｒ_o__LNA//Ｒ_i__MIX）Ａ_LNA・ａ₁__LNA・Ｂ_LNA・ν_tx によって計算され、［数５］で表される。

混変調成分ν_cm__LNA（混変調成分の同相成分をν_cm__LNA+と、逆相成分をν_cm__LNA-とする）は、３（Ｒ_o__LNA//Ｒ_i__MIX）Ａ_LNA・ａ₃__LNA・Ｂ_LNA ³・ν_ja・ν_tx ² によって計算され、［数６］で表される。

次に、ダウンミキサ１７について説明する。
図４に、ダウンミキサ１７の等価回路モデルの一例を示す。ダウンミキサ１７は、ダブルバランスドミキサとする。ローカル信号ν_LO（片側）は、［数７］で表される。ここで、ローカル信号周波数をｆ_LOとすると、ｆ_ja＜ｆ_LOである。

また、注入する包絡線信号ν_enは、［数８］で表される。

また、ダウンミキサ１７の入力電圧に対する出力電流ｉ_MIXは、［数９］で表される。なお、ｆ_MIX(ｘ)＝ａ₀__MIX＋ａ₁__MIXｘ＋ａ₂__MIXｘ²＋ａ₃__MIXｘ³＋ａ₄__MIXｘ⁴（ａ₀__MIX、ａ₁__MIX、ａ₂__MIX、ａ₃__MIX、及びａ₄__MIXは定数）である。

混変調成分ｉ_cm__MIXは、２Ａ_MIX・ａ₂__MIX・Ｂ_MIX・ν_cm__LNA ＋１２Ａ_MIX・ａ₄__MIX・Ｂ_MIX ⁴・ν_LO・ν_ja__LNA・ν_tx__LNA ² によって計算され、［数１０］で表される。

包絡線信号ν_enの変換成分ｉ_en__MIXは、６Ａ_MIX・ａ₃__MIX・Ｂ_MIX ³・ν_LO・ν_ja__LNA・ν_en によって計算され、［数１１］で表される。ただし、ダウンミキサ１７の４次非線形の項の包絡線信号の変換成分は、無視できるものとした。

［数１０］の混変調成分ｉ_cm__MIXを［数１１］の包絡線信号ν_enの変換成分ｉ_en__MIXで打ち消す条件は、［数１２］で表される様になる。

混変調抑圧後の出力信号は、［数１０］のｉ_cm__MIX と［数１１］のｉ_en__MIX との和で求めることができる。入力信号の条件は、図５Ａに示すとおりである。ＬＮＡ１５のパラメータは、図５Ｂに示すとおりである。ダウンミキサ１７のパラメータは、図５Ｃに示すとおりである。注入する包絡線信号は、［数８］の代わりに［数１３］を用いた。なお、ηは、規格化注入電圧振幅である。

図５Ｄに、混変調成分ｉ_cm__MIX と変換成分ｉ_en__MIX との和の計算結果を示す。横軸はη、縦軸は出力電力（負荷５０Ω換算の値）である。ｆ_LO−ｆ_ja−２ｆ_m（０．４ＭＨｚ）、ｆ_LO−ｆ_ja−ｆ_m（０．７ＭＨｚ）、及びｆ_LO−ｆ_ja（１ＭＨｚ）の電力をそれぞれ示す。これより、ｆ_m離調の成分はη＝０．８のとき最大約３１ｄＢ抑圧され、２ｆ_m離調の成分はη≒１．１のときに極小値となり、最大約５４ｄＢ抑圧されることがわかる。

η＝１とならない理由としては、次の２つが考えられる。１）ＬＮＡの４次以上の成分及びダウンミキサの５次以上の成分による送信信号リークの混変調妨害が存在するために極小となるηの値が１からずれる。２）ＬＮＡの３次以上の成分及びダウンミキサの４次以上の成分による注入包絡線信号の高次成分の影響で極小となるηの値が１からずれる。

今回の場合、η＝０．９とすることにより、ｆ_m離調の成分は２３ｄＢを、２ｆ_m離調の成分は２５ｄＢを低減できる。図５Ｄでは、例として注入信号の電圧振幅のみを制御した場合を示したが、実際には送信信号が送信ＲＦ回路１３、デュプレクサ１４、及びＬＮＡ１５を経由する時間を考慮して、注入信号の遅延時間を制御する必要がある。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る無線回路装置によれば、ダウンミキサ１７の入力に同相で送信信号リーク成分の包絡線信号を注入することにより、ＬＮＡ１５及びダウンミキサ１７で発生した混変調妨害を同時に低減できる。

なお、上記第１の実施形態では、送信信号としてＡＭ変調波を用いたが、ＨＰＳＫやＯＦＤＭ等の包絡線変動を持ついかなる変調波を用いてもよい。

（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図である。第２の実施形態に係る無線回路装置では、送信ＲＦ回路１３のアーキテクチャーとしてポーラ変調方式が用いられている。ポーラ変調では、ベースバンド信号は送信信号の位相変調信号と包絡線の絶対値信号とで構成される。包絡線信号生成回路２４は、送信ベースバンド回路１２で生成された包絡線の絶対値信号を２乗するだけでよいため、回路の小型化が可能となる。

図６において、送信ベースバンド回路１２から出力されたベースバンド信号は、ポーラ変調回路３１により位相信号と振幅信号とに分離される。位相信号は、位相変調器３２で位相変調信号に変換され、増幅器３３に入力される。また、振幅信号は、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）３４を介して包絡線信号変調回路３５に入力され、包絡線信号変調回路３５で増幅器３３の電源信号に変換される。すなわち、位相変調器３２が生成した位相変調信号は、包絡線信号変調回路３５が生成する電源信号により振幅変調され、増幅器３３から送信信号がデュプレクサ１４を介してアンテナ１１より出力される。

アンテナ１１から受信された所望波、ＧＳＭ妨害波、及びリーク送信信号は、デュプレクサ１４で差動信号に変換され、ＬＮＡ１５で増幅された後、発振器２５で生成された局部発振信号を用いてダウンミキサ１７でベースバンド信号に変換されて、受信ベースバンド回路１８に入力される。周波数制御回路１９は、図６に示されていないＰＬＬ回路のチャネル情報から送信信号の周波数及び受信信号の周波数の情報を入手し、位相変調回路３２及び発振器２５の制御を行う。周波数制御回路１９は、包絡線信号制御回路２０に制御信号を出力する。また、包絡線信号生成回路２４は、ポーラ変調回路３１が出力する振幅信号から、振幅信号の包絡線の２乗成分からなる包絡線信号を生成する。包絡線信号注入回路２３は、移相器３６、可変利得増幅器３７、及びＤＡＣ３８で構成される。この包絡線信号注入回路２３は、包絡線信号制御回路２０が出力する制御信号に応じて包絡線信号生成回路２４から出力される包絡線信号の振幅及び遅延時間を補正し、補正した同相の包絡線信号をダウンミキサ１７が入力する差動信号にそれぞれ注入する。なお、図６に示す包絡線信号制御回路２０、ルックアップテーブル２１、及び温度／電圧検出回路２２は、図１に示す構成と同じであり、それぞれの機能は第１の実施形態で説明したとおりである。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係る無線回路装置によれば、ダウンミキサ１７の入力に同相で送信信号リーク成分の包絡線信号を注入することにより、ＬＮＡ１５及びダウンミキサ１７で発生した混変調妨害を同時に低減できる。

なお、実際のポーラ変調送信回路では、包絡線の絶対値信号をさらに歪み補償ができるように加工する。このため、送信ベースバンド回路１２に入力される信号としては、歪み補償の加工を行う前の信号であることが望ましい。

（第３の実施形態）
図７は、本発明の第３の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図である。第３の実施形態に係る無線回路装置では、送信ＲＦ回路１３のアーキテクチャーとして直交変調方式が用いられている。

図７において、送信ベースバンド回路１２から出力されたベースバンド信号は、Ｉ／Ｑ変調回路４１により直交関係にあるＩ成分とＱ成分とに分離される。Ｉ成分信号はＤＡＣ４２に送られ、Ｑ成分信号はＤＡＣ４６に送られる。ＤＡＣ４２及び４６の出力は、発振器４３が生成する搬送波により掛算器４５及び４７でＲＦ送信信号に変調される。このとき、掛算器４５及び４７のどちらか一方には、９０°移相器４４を介して発振器４３の搬送波が入力される。ＲＦ送信信号は、増幅器４８により増幅され、デュプレクサ１４を介してアンテナ１１から出力される。

アンテナ１１から受信された所望波、ＧＳＭ妨害波、及びリーク送信信号は、デュプレクサ１４で差動信号に変換され、ＬＮＡ１５で増幅された後、発振器２５で生成された局部発振信号を用いてダウンミキサ１７でベースバンド信号に変換されて受信ベースバンド回路１８に入力される。周波数制御回路１９は、図７に示されていないＰＬＬ回路のチャネル情報から送信信号の周波数及び受信信号の周波数の情報を入手し、発振器４３及び２５の制御を行う。周波数制御回路１９は、包絡線信号制御回路２０に制御信号を出力する。また、包絡線信号生成回路２４は、Ｉ／Ｑ変調回路４１が出力するＩ成分及びＱ成分の信号から、信号の包絡線の２乗成分からなる包絡線信号を生成する。包絡線信号注入回路２３は、移相器３６、可変利得増幅器３７、及びＤＡＣ３８で構成される。この包絡線信号注入回路２３は、包絡線信号制御回路２０が出力する制御信号に応じて包絡線信号生成回路２４から出力される包絡線信号の振幅及び遅延時間を補正し、補正した同相の包絡線信号をダウンミキサ１７が入力する差動信号にそれぞれ注入する。なお、図７に示す包絡線信号制御回路２０、ルックアップテーブル２１、及び温度／電圧検出回路２２は、図１に示す構成と同じであり、それぞれの機能は第１の実施形態で説明したとおりである。

以上のように、本発明の第３の実施形態に係る無線回路装置によれば、ダウンミキサ１７の入力に同相で送信信号リーク成分の包絡線信号を注入することにより、ＬＮＡ１５及びダウンミキサ１７で発生した混変調妨害を同時に低減できる。

（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図である。第５の実施形態に係る無線回路装置は、上記第１の実施形態に係る無線回路装置と比べ、第２ルックアップテーブル５１及び可変フィルタ回路５２の構成が異なる。可変フィルタ回路５２は、例えばデジタルフィルタ回路である。

受信回路にリークする送信信号は、デュプレクサ１４を介している。そして、デュプレクサ１４の送信帯域の減衰量には、周波数依存性がある。そのため、受信回路にリークする送信信号の包絡線のスペクトラムは、元の送信信号にデュプレクサ１４の周波数応答が重畳したものとなる。よって、ダウンミキサ１７が入力する差動信号に注入する包絡線信号もデュプレクサ１４の周波数応答を重畳する必要がある。

図８において、可変フィルタ回路５２は、包絡線信号生成回路２４の前段に挿入されている。また、第２ルックアップテーブル５１には、例えば図１０に例示するように、各送信周波数のデュプレクサ１４の周波数応答情報が予め記憶れている。可変フィルタ回路５２は、第２ルックアップテーブル５１に記憶されている周波数応答情報を参照して、フィルタ特性（フィルタ係数）を可変する。具体的には、可変フィルタ回路５２を通過した後の包絡線信号の振幅周波数特性が、受信回路に漏れてくる送信信号の振幅周波数特性と実質的に等しくなるように制御される。これにより、デュプレクサ１４の送信帯域の減衰量に周波数依存性がある場合でも、混変調雑音を低減することが可能となる。

（第５の実施形態）
図９は、本発明の第５の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図である。第５の実施形態に係る無線回路装置は、上記第１の実施形態に係る無線回路装置と比べ、前置歪み回路６１の構成が異なる。この前置歪み回路６１は、包絡線信号注入回路２３が出力する包絡線信号を歪ませて加算器１６に付与する構成である。

上記図２に記載しているように、ＡＭ変調の包絡線信号の場合、ｆｍ成分と２ｆｍ成分との位相は一致する。従って、例えばｆｍ＝１ＭＨｚとした場合、本来１ＭＨｚ成分と２ＭＨｚ成分とはほぼ同じ遅延量で最も抑圧量が大きくなるはずである。しかし、発明者が行ったシミュレーションでは、１ＭＨｚ成分と２ＭＨｚとで抑圧量が最も大きい遅延量が異なると言う結果を得た。このような相違は、送信信号の混変調の要因となる非線形係数の位相と、包絡線信号を用いた混変調低減を可能とする非線形係数の位相とが異なる、ことが要因であると考えられる。

従って、入力する包絡線信号のｆｍ成分及び２ｆｍ成分の両者がほぼ同じ遅延時間で混変調の雑音レベルが最も低減できるようにするためには、入力する包絡線信号のｆｍ成分と２ｆｍ成分とに位相差を付与してやればよい。前置歪み回路６１は、このｆｍ成分と２ｆｍ成分とに位相差を付与する機能を持つ構成である。この前置歪み回路６１は、複数の遅延素子の組み合わせを切り換えて任意の遅延時間を調整できる遅延時間切換回路に代えることも可能である。

本発明の無線回路装置は、ＩＳ−９５、ＵＭＴＳ（Ｗ−ＣＤＭＡ）、３Ｇ＿ＬＴＥといった送信信号に振幅変動があり、かつ、同時送受信を行う無線通信機器の無線回路部等への利用に適しており、送信信号リークに起因する受信回路の混変調妨害を低減させたい場合等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図 本発明の第１の実施形態に係る無線回路装置に入力される信号の周波数スペクトラム ＬＮＡ１５の等価回路モデルの一例を示す図 ダウンミキサ１７の等価回路モデルの一例を示す図 無線回路装置の動作を説明する混変調雑音低減の理論計算例 無線回路装置の動作を説明する混変調雑音低減の理論計算例 無線回路装置の動作を説明する混変調雑音低減の理論計算例 無線回路装置の動作を説明する混変調雑音低減の理論計算例 本発明の第２の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図 本発明の第３の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図 本発明の第４の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図 本発明の第５の実施形態に係る無線回路装置の構成を示す図 ルックアップテーブル２１及び５１の一例を示す図 従来の携帯電話で発生する妨害の一例を説明する図 従来の無線回路装置の構成を示す図 従来の無線回路装置の構成を示す図 従来の無線回路装置の構成を示す図

符号の説明

１１、１３１、１４０、１６３ アンテナ
１２ 送信ベースバンド回路
１３ 送信ＲＦ回路
１４、１３３、１４３、１５３、１６２ デュプレクサ
１５、３３、３７、４８、１３４、１４６、１５４、１５５、１６４ 増幅器
１６、１４５ 加算器
１７、１３６ ダウンミキサ
１８ 受信ベースバンド回路
１９ 周波数制御回路
２０ 包絡線信号制御回路
２１、５１ ルックアップテーブル
２２ 温度／電圧検出回路
２３ 包絡線信号注入回路
２４ 包絡線信号生成回路
２５、３２、４３ 発振器
３１ ポーラ変調回路
３４、３８、４２、４６ ＤＡＣ
３５ 包絡線信号変調回路
３６、４４ 移相器
４１ Ｉ／Ｑ変調回路
４５、４７ 乗算器
５２ 可変フィルタ回路
６１ 前置歪み回路
１３５、１６９ フィルタ
１４１、１６０ 送信回路
１４２、１６１ 受信回路
１４４ 相殺信号発生部
１５１ ベースバンドユニット
１５２ 変調ユニット
１５６ 妨害物
１６６ 線形化回路

Claims (14)

1. デュプレクサで送受信間を分離する無線回路装置であって、
   送信信号を出力する送信ベースバンド回路と、
   受信信号を差動信号で入力する受信回路と、
   前記送信ベースバンド回路が出力する送信信号から、送信信号の包絡線の２乗成分からなる包絡線信号を生成する包絡線信号生成回路と、
   前記包絡線信号の振幅及び前記送信信号に対する前記包絡線信号の遅延時間の少なくとも一方を制御するための制御信号を出力する包絡線信号制御回路と、
   前記包絡線信号制御回路が出力する前記制御信号に応じて、前記包絡線信号の振幅及び遅延時間を補正し、当該補正包絡線信号を前記受信回路の差動信号のそれぞれに対して同相で注入し、前記デュプレクサを介して前記受信回路にリークしたリーク送信信号を抑圧する包絡線信号注入回路とを備える、無線回路装置。
2. 前記包絡線信号制御回路は、前記デュプレクサを介して前記受信回路にリークしたリーク送信信号と前記補正包絡線信号との加算信号の振幅が実質的にゼロとなるように、前記包絡線信号の振幅及び遅延時間の少なくとも一方を制御する、請求項１に記載の無線回路装置。
3. 前記包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納するルックアップテーブルをさらに備え、
   前記包絡線信号制御回路は、前記ルックアップテーブルの情報に応じて前記制御信号を出力する、請求項１に記載の無線回路装置。
4. 前記ルックアップテーブルは、各送信周波数に対して前記包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納し、
   前記包絡線信号制御回路は、送信信号の周波数に応じて前記制御信号を出力する、請求項３に記載の無線回路装置。
5. 前記ルックアップテーブルは、各受信周波数に対して前記包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納し、
   前記包絡線信号制御回路は、受信信号の周波数に応じて前記制御信号を出力する、請求項３に記載の無線回路装置。
6. 前記ルックアップテーブルは、前記無線回路装置に供給される電源電圧に対して前記包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納し、
   前記包絡線信号制御回路は、電源電圧に応じて前記制御信号を出力する、請求項３に記載の無線回路装置。
7. 前記ルックアップテーブルは、前記無線回路装置内の温度に対して前記包絡線信号の振幅と遅延時間との関連を示した情報を格納し、
   前記包絡線信号制御回路は、前記温度に応じて前記制御信号を出力する、請求項３に記載の無線回路装置。
8. 前記受信回路は、前記差動信号を増幅する増幅器と、当該増幅器で増幅された差動信号を局部発振信号を用いてベースバンド信号に変換するダウンミキサとを含み、
   前記包絡線信号注入回路は、前記制御した包絡線信号を前記受信回路のダウンミキサの入力に注入する、請求項１に記載の無線回路装置。
9. 前記受信回路は、前記差動信号を増幅する増幅器と、当該増幅器で増幅された差動信号を局部発振信号を用いてベースバンド信号に変換するダウンミキサとを含み、
   前記包絡線信号注入回路は、前記制御した包絡線信号を前記受信回路の増幅器の入力に注入する、請求項１に記載の無線回路装置。
10. 前記送信ベースバンド回路は、ポーラ変調方式のベースバンド信号を出力し、
    前記包絡線信号生成回路は、前記ベースバンド信号のうち振幅変調信号を２乗して前記包絡線信号を生成する、請求項１に記載の無線回路装置。
11. 前記送信ベースバンド回路は、直交変調方式のベースバンド信号を出力し、
    前記包絡線信号生成回路は、前記ベースバンド信号のＩ成分信号とＱ成分信号との２乗和によって前記包絡線信号を生成する、請求項１に記載の無線回路装置。
12. 前記包絡線信号生成回路の前段にデジタルフィルタ回路をさらに備え、
    前記デジタルフィルタ回路のフィルタ係数は、前記デジタルフィルタ回路を通過した前記包絡線信号の周波数特性が、前記リーク送信信号の振幅の周波数特性と実質的に等しくなるように制御される、請求項１に記載の無線回路装置。
13. 前記包絡線制御回路と前記受信回路との間に、前記包絡線信号注入回路が出力する包絡線信号を歪ませる前置歪み回路をさらに設けたことを特徴とする、請求項１に記載の無線回路装置。
14. 前記包絡線制御回路と前記受信回路との間に、複数の遅延素子の組み合わせを切り換えて任意の遅延時間を調整できる遅延時間切換回路をさらに設けたことを特徴とする、請求項１に記載の無線回路装置。

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