JP2008139861A - 有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置、および有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】有機発光素子を利用する表示において表示ムラが発生してしまうという課題があった。
【解決手段】有機発光素子３３を利用する画素３７がもつ駆動トランジスタ３２の特性に応じて画素３７に電圧を印加するための補償データを記憶するための記憶手段７６１と、記憶手段７６１によって記憶されている補償データに基づいて画素３７に電圧を印加するためのドライバ・コントローラ部と、を備えた、アクティブマトリクス型表示装置である。
【選択図】 図９７

Description

本発明は、たとえば、有機発光素子などを利用して電流量により階調表示を行う、アクティブマトリクス型表示装置、および有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法に関する。

有機発光素子は、自発光素子であるため、液晶表示装置で必要とされるバックライトが不要であり、視野角が広いなどの利点から、次世代表示装置として期待されている。

一般的な有機発光素子の素子構造の断面図を図１に示す。有機層１２が陰極１１及び陽極１３により挟まれた構成となっている。これに直流電源１４を接続すると、陽極１３から正孔が、陰極１１から電子が有機層１２に注入される。注入された正孔及び電子は有機層１２内を電源１４により形成された電界により対極に移動する。移動途中において、電子と正孔が有機層１２内で再結合し、励起子を生成する。励起子のエネルギーが失活する過程において発光が観測される。発光色は励起子の持つエネルギーにより異なり、およそ有機層１２の持つエネルギーバンドギャップの値に対応したエネルギーの波長を持つ光となる。

有機層内で発生した光を外部に取り出すため、電極のうち少なくとも一方は可視光領域で透明な材料が用いられる。陰極には、有機層への電子注入を容易にするため仕事関数の低い材料が用いられる。例えば、アルミニウム、マグネシウム、カルシウムなどである。耐久性、さらなる低仕事関数化のためにこれらの合金や、アルミリチウム合金といった材料が用いられることがある。

一方陽極は正孔注入の容易性からイオン化ポテンシャルの大きいものを用いる。また陰極が透明性を持たないため、こちらの電極に透明性材料を用いることが多い。そのため一般的には、ＩＴＯ（Ｉｎｄｉｕｍ Ｔｉｎ Ｏｘｉｄｅ）、金、インジウム亜鉛酸化物（ＩＺＯ）などが用いられる。

近年では低分子材料を用いた有機発光素子において、発光効率を高めるため、有機層１２を複数の層で構成することがある。これにより、各層で、キャリア注入、発光領域へのキャリア移動、所望の波長を持つ光の発光の機能を分担することが可能となり、それぞれに効率のよい材料を用いることで、より効率の高い有機発光素子を作成することが可能となる。

このようにして形成された有機発光素子は、図２（ａ）に示すように輝度は電流に対して比例し、図２（ｂ）に示すように電圧に対しては非線形な関係となる。それゆえ階調制御を行うには、電流値により制御を行う方がよい。

アクティブマトリクス型の場合、電圧駆動方式と電流駆動方式の２通りがある。

電圧駆動方式は電圧出力型のソースドライバを用い、画素内部において電圧を電流に変換し、変換した電流を有機発光素子に供給する方法である。

この方法では画素毎に設けられたトランジスタにより電圧電流変換を行うことから、このトランジスタの特性ばらつきに応じて、出力電流にばらつきが発生し、輝度むらが生じる問題がある。

電流駆動方式は電流出力型のソースドライバを用い、画素内部では１水平走査期間出力された電流値を保持する機能のみを持たせ、ソースドライバと同じ電流値を有機発光素子に供給する方法である（例えば、特許文献１および２参照）。

電流駆動方式の例を図３に示す。図３の方式は画素回路にカレントコピア方式を用いたものである。

図４に図３の画素３７の動作時の回路を示す。

画素が選択されたときには、図４（ａ）に示すように、その行のゲート信号線３１ａには、スイッチを導通状態とするようにゲートドライバ３５から信号が入力される。そして、ゲート信号線３１ｂには、スイッチを非導通状態とするように信号が入力される。このときの画素回路の様子を図４（ａ）に示す。このときソースドライバ３６に引き込まれる電流であるソース信号線３０に流れる電流は点線４１で示した経路を流れる。よって駆動トランジスタ３２にはソース信号線３０に流れる電流と同一電流が流れる。すると節点４２の電位は駆動トランジスタ３２の電流電圧特性に応じた電位となる。

次に非選択状態となるとゲート信号線３１により図４（ｂ）に示すような回路となる。ＥＬ電源線３４から有機発光素子３３に４３で示す点線の経路で電流が流れる。この電流は節点４２の電位と駆動トランジスタ３２の電流電圧特性により決まる。

図４（ａ）と（ｂ）において節点４２の電位は変化しない。従って同一駆動トランジスタ３２に流れるドレイン電流は図４（ａ）と（ｂ）において同一となる。これによりソース信号線３０に流れる電流値と同じ値の電流が有機発光素子３３に流れる。駆動トランジスタ３２の電流電圧特性にばらつきがあっても原理上電流４１と４３の値には影響がなく、トランジスタの特性ばらつきの影響のない均一な表示を実現できる。

従って、均一な表示を得るためには電流駆動方式を用いる必要があり、そのためにはソースドライバ３６は電流出力型のドライバＩＣでなければならない。

階調に応じた電流値を出力する電流ドライバＩＣの出力段の例を図６に示す。表示階調データ５４に対するアナログの電流出力は、６４に示されたようにデジタルアナログ変換部６６によって行われる。デジタルアナログ変換部６６は、複数個（少なくとも階調データ５４のビット数）の階調表示用電流源６３とスイッチ６８及び、１つあたりの階調表示用電流源６３が流す電流値を規定する共通ゲート線６７から構成される。

図６では４ビットの入力５４に対しアナログ電流を出力する。ビットの重みに応じた数の階調表示用電流源６３を電流出力６４に接続するかどうかは、スイッチ６８により選択する。したがって、階調に応じた電流が、出力できる。例えば、データ１の場合は階調表示用電流源６３が１つ分の電流が出力でき、データ７の場合は電流源６３が７つ分の電流が出力できる。この構成をドライバの出力数に応じた数だけ６６を並べることで電流出力型ドライバが実現可能である。階調表示用電流源６３に用いたトランジスタの温度特性を補償するため共通ゲート線６７の電圧は分配用ミラートランジスタ６２により決められる。分配用トランジスタ６２と階調表示用電流源６３はカレントミラー構成となり、基準電流９９の値に応じて１階調あたりの電流が決められる。この構成により、階調により出力電流が変化し、かつ１階調あたりの電流は基準電流により決まる。

また階調表示用電流源６３の個数違いによる階調表示のほか、図６においてドレイン電極が同一スイッチ６８に接続された複数の電流源６３を１つにまとめる方法や、スイッチ６８を介して流れる電流が変化しないように電流源６３のチャネルサイズ比を変化させて形成する方法でも、階調表示が実現可能である。（この場合最低４つの電流源６３トランジスタで構成される。）
さらに、電流源６３トランジスタの個数による電流変化と、チャネルサイズ比の変化による電流変化を組み合わせて実施してもよい。

基準電流９９の値は、抵抗素子６０の抵抗値及び電源６９の電源電圧により決められる。抵抗素子６０及び分配用ミラートランジスタ６２、電源６９からなる回路で１階調あたりの電流を決める基準電流が生成されるため、これらの回路を基準電流生成部６１とする。
特開２００４−２７１６４６号公報 特開２００６−１５４３０２号公報

しかしながら、上述した従来の表示装置においては、有機発光素子を利用する表示において表示ムラが発生してしまうという課題があった。

本発明者は、このような表示ムラが黒表示において特に顕著であることに気付き、その理由が以下で説明するようにＴＦＴ特性のばらつきにあると分析している。

低温ポリシリコンＴＦＴで画素回路を形成する場合、アモルファスシリコンからレーザーアニールにより多結晶化する工程がある。

この際、図４７に示すように、表示エリア全体を一度にアニールするのではなく、４７１に示すようにライン状にレーザー照射し多結晶化する。これを画面全体に照射するために４７１の領域を矢印のように徐々にスキャンするように移動させて実施し、画面全体を多結晶化させ、低温ポリシリコンＴＦＴを作成する。

この際、レーザーの強度ばらつきによって、多結晶化の状態にばらつきが生じ、ＴＦＴの移動度及び閾値電圧にばらつきが生じる。レーザー強度のばらつきは時間変動による影響が大きく、強度の高いタイミングで照射された領域、強度の弱いタイミングで照射された領域が、４７１の領域の形状にて分布する。

その結果図４７の４７２、４７３、４７４に示す画素において、レーザー強度に違いが生じ、図４８に示すように画素回路３７内部の駆動トランジスタ３２の特性ばらつきにより、４８２から４８４のソース信号線の電圧電流特性に違いが生じる。

電圧プリチャージにより階調０表示を行った場合の、画素４７２から４７４を含む行における画素に流れる電流（つまりＥＬ素子に流れる電流）は図４９の４９１に示すように画素によって、ばらつきが生じる。この例では最小ではＩ０ＭＩＮ、最大ではＩ０ＭＡＸの電流が流れる。

ＥＬ素子の輝度は、この電流値の差の影響を受け、Ｉ０ＭＡＸが流れる画素では、周りと比較して明るく発光してしまう。この輝度差がムラとして視認されると、表示品位の低下を招く。

本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、有機発光素子を利用する表示に
おいて表示ムラが発生してしまうことを抑制できる、アクティブマトリクス型表示装置、および有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、第１の本発明は、
有機発光素子を有する画素と、
前記有機発光素子に流れる電流をゲート電圧により決定する駆動用トランジスタと、
記憶部と、
前記画素に電圧を供給する電圧出力部とを具備し、
前記電圧出力部の電圧出力は、前記記憶部のデータにより異なる有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第２の本発明は、
前記駆動トランジスタのゲート電圧、前記駆動トランジスタのドレイン電圧、および前記電圧出力部の出力電圧の内の少なくとも１つの電圧を検出する電圧検出手段を具備する、第１の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第３の本発明は、
前記電圧検出手段は、前記電圧出力部を具備するドライバ部に形成された第２の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第４の本発明は、
前記電圧検出手段は、前記画素が形成されたアレー基板に設けられた第２の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第５の本発明は、
前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧は、前記駆動トランジスタに第１の電流を流したときにおける電圧である第２の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、６の本発明は、
前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧は、前記駆動トランジスタに第１の入力階調でのドレイン電流を流したときにおける電圧である第２の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第７の本発明は、
前記電圧出力部の出力電圧は、第２の入力階調における出力電圧である第２の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第８の本発明は、
前記記憶部は前記駆動トランジスタのゲート電圧、前記駆動トランジスタのドレイン電圧、およびは前記電圧出力部の出力電圧の内の少なくとも１つに基づいて生成された補正データを保持する第１の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第９の本発明は、
前記駆動トランジスタのゲート電圧、前記駆動トランジスタのドレイン電圧、および前記電圧出力部の出力電圧の内の少なくとも１つの電圧を検出する電圧検出手段を具備し、
前記電圧検出手段を用いて電圧を検出した第８の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１０の本発明は、
前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧は
第２の階調入力と前記第２の階調入力とは異なる第３の階調入力とに対する、前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧をそれぞれ測定し、
同一位置にある前記画素に対応する
前記第２の階調入力に対応する前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧と、
前記第３の階調入力に対応する前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧と、から計算される、
前記第２及び第３の階調入力とは異なる第４の階調入力に対する前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧である第８の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１１の本発明は、
前記電圧は、
前記電圧出力部の第５の階調入力における出力と、
前記電圧出力部の前記第５の階調入力とは異なる第６の階調入力における出力とから
前記電圧出力部の１階調あたりの電位差が計算され、
前記計算された電位差によりサンプリングされて保持される第８の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１２の本発明は、
前記補正データが、同一の前記画素に対して、少なくとも２以上保持され、保持された前記補正データはそれぞれ異なる入力に対する電圧である第８の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１３の本発明は、
前記補正データは、前記画素ごとに形成された第８の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１４の本発明は、
前記画素に印加される電圧の調整を行うための電子ボリュームを具備し、
前記電子ボリュームの調整により、黒表示時における輝度を調整し、
所定黒輝度における前記電子ボリュームの値を、前記記憶部に保持させた第１の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１５の本発明は、
表示階調に応じた表示を行うために入力されてくる階調データと前記記憶部によって記憶される補正データとを利用してＤ／Ａ変換を行う電圧出力部を具備する、第１の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１６の本発明は、
前記電圧出力部は、出力がリニアであり、前記入力されてくる階調データと前記記憶される補正データとを加算することにより前記Ｄ／Ａ変換を行う、第１５の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１７の本発明は、
前記補正データが、同一の画素において２つ以上存在し、補正データ群を形成する場合には、
前記補正データ群のうち、測定条件が前記入力されてくる階調データと近い前記補正データを利用して前記Ｄ／Ａ変換を行う第１５の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１８の本発明は、
前記補正データが、同一の画素において２つ以上存在し、補正データ群を形成する場合には、
前記補正データ群のうち、測定条件が前記入力されてくる階調データと近い２つの第１の補正データと第２の補正データとから、前記入力されてくる階調データに対応する第３の補正データを算出し、
前記第３の補正データと前記入力されてくる階調データとを利用して前記Ｄ／Ａ変換を行い前記電圧出力部の出力を決定する第１５の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第１９の本発明は、
前記電圧出力部による出力を行う期間を有する、
第１の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法である。

また、第２０の本発明は、
前記画素は、電流駆動方式に応じた画素構成を有しており、
表示階調に応じた表示を行うために入力されてくる階調データと前記記憶部によって記憶される補償データとに基づいて、前記電流駆動方式における電圧プリチャージ期間において前記画素に前記電圧出力部による電圧を印加する、第１９の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法である。

また、第２１の本発明は、
前記記憶部によって記憶される補償データに基づいて、信号書き込み期間において前記画素に前記電圧出力部による電圧を印加する、第１９の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法である。

また、第２２の本発明は、
動作時において前記画素に印加されている電圧の測定を行うためにＡ／Ｄ変換を行うためのＡＤ変換部と、前記測定の結果に応じて前記画素に印加される電圧の制御を行うための電圧制御部とを具備する、第１の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第２３の本発明は、
前記電圧制御部は、前記測定の結果と前記記憶部によって記憶される補償データとの比較の結果に応じて前記電圧の制御を行う、第２２の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第２４の本発明は、
前記電圧制御部は、周囲の温度を考慮して前記電圧の制御を行う、第２３の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

また、第２５の本発明は、
前記電圧制御部は、電源が投入されてからの経過時間を考慮して前記電圧の制御を行う、第２３の本発明の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置である。

本発明によれば、有機発光素子を利用する表示において表示ムラが発生してしまうことを抑制できる。

以下では、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

カラー有機発光素子を用いた表示装置において、３原色それぞれに異なる材料を用いて画素を形成した場合、図７に示すように、表示色ごとに発光効率が異なること、さらに各発光色の色度によっては、白表示時の各表示色の電流が異なる値となり、１階調あたりの電流を個別に設定する必要がある。

そこで図８に示すように基準電流生成部６１を含む電流出力回路６５を表示色ごとに個別に用意して、表示装置に使用する発光材料が変わったとしても、抵抗素子６０の値を変更して使うことで、パネル輝度及び色度を目的の値に設定できるような構成としている。

さらに発光材料の色ごとの発光効率ばらつきが白色度に影響をおよぼし、パネルごとに白色が異なって見える問題に対応するために、図９に示すように基準電流生成部６１において、抵抗素子６０の変わりに電子ボリュームと定電流源からなる回路構成として、発光効率によって制御データ９８の値を変化させ、基準電流を変化させ出力電流値を調整することで、輝度を一定の範囲内に調整することができる。また色度についても同様に一定の範囲内に調整することが可能となる。制御データ９８を基準電流電子ボリュームとよぶこととする。

調整方法を図１０に示す。

想定される発光効率から計算された基準電流電子ボリュームの初期値により全画面白表示を行う。このときに輝度及び色度測定を実施する。測定データがパネルの設計スペックの範囲内に入っていれば、電子ボリュームはこの初期値に決定されるが、範囲外である場合には、設定値と比較し、各色の基準電流電子ボリューム９８の値の増減を行い、再度白表示して輝度及び色度を測定する。この動作を、輝度及び色度が設計範囲内に入るまで繰り返し実施し、最終的にパネルごとに最適な基準電流電子ボリューム９８の値を決定する。

電子ボリュームの電圧調整部９５の刻み幅は、細かいほど、基準電流値の微調整が効き、目標値に近い設定が可能である。また最大−最小値の幅が大きいほど発光効率のばらつきが大きくてもきちんと設計どおりの値に調整することが可能である。しかしながら、この条件を満足するように設計すると電圧調整部９５の回路規模が大きくなり、ドライバＩＣ３６の面積を大きくしてコストアップの要因となってしまう。このため調整範囲は最大２倍程度（発光効率のばらつきが２倍以内）、刻み幅は１％の電流変化として、６ビットの電子ボリュームにより構成することが実用的に好ましい。これによりパネルごとの色度のばらつきはｘ、ｙとも±０．００５以下に設定できる。

電流駆動時の問題点として図１１に示すような表示パターンにて、領域１１１が中間調以下で１／４階調以上の場合で、領域１１２において低階調表示を実施する場合に、領域の境目がぼやけてしまう現象が発生する。

また図１２に示すような全面が低階調表示の場合において表示１行目（領域１２１）の輝度が他の行よりも高くなる現象が発生する。

これは各画素への書き込み電流が小さく（１０ｎＡ程度）、書き込み電流でのソース信号線の浮遊容量の充放電が困難となり、その電流値を１水平走査期間内に所定の電流値まで変化させることができないことが原因である。

これについては、文献Ｐｒｏｃ．ＥｕｒｏＤｉｓｐｌａｙ２００２ ｐｐ．８５５〜８５８などで知られている。

例えば図３に示す画素構成のアクティブマトリクス型表示装置において、ソース信号線からある画素に所定電流値を書き込む場合について考える。ソースドライバ３６の出力段から画素までの電流経路に関係する回路を抜き出した回路は図１５（ａ）のようになる。

階調に応じた電流ＩがドライバＩＣ３６内から、電流源１５２という形で引き込み電流として流れる。この電流はソース信号線３０を通じて、画素３７内部に取り込まれる。取り込まれた電流は駆動トランジスタ３２を流れる。つまり、選択された画素３７においてＥＬ電源線３４から駆動トランジスタ３２、ソース信号線３０を介して、ソースドライバ３６に電流Ｉが流れる。

映像信号が変化して電流源１５２の電流値が変化すると、駆動トランジスタ３２及びソース信号線３０に流れる電流も変化する。そのときソース信号線の電圧は駆動トランジスタ３２の電流−電圧特性に応じて変化する。駆動トランジスタ３２の電流電圧特性が図１５（ｂ）である場合、例えば電流源１５２が流す電流値がＩ２からＩ１に変化したとすると、ソース信号線の電圧はＶ２からＶ１に変化することになる。この電圧の変化は電流源１５２の電流によっておこる。

ソース信号線３０には浮遊容量１５１が存在する。Ｖ２からＶ１までソース信号線電圧を変化させるにはこの浮遊容量の電荷を引き抜く必要がある。この引き抜きにかかる時間ΔＴは、ΔＱ（浮遊容量の電荷）＝Ｉ（ソース信号線に流れる電流）×ΔＴ＝Ｃ（浮遊容量値）×ΔＶとなる。

白（２５５階調レベル）にて１μＡの電流が必要とされるパネルにおいて領域１１１の階調が３２、領域１１２の階調が０であるとするとΔＶ（黒表示時から階調３２表示時間の信号線振幅）は３［Ｖ］、Ｃ＝１０ｐＦ、３２階調表示時の電流Ｉ＝１２５ｎＡとなるので、ΔＴ＝２４０μ秒必要となる。これはＱＣＩＦ＋サイズ（画素数１７６×２２０）を６０Ｈｚのフレーム周波数で駆動させるときの、１水平走査期間（７５μ秒）よりもながくなるため、仮に、黒表示画素の次に走査する画素に３２階調表示を行おうとすると、ソース信号線電流が変化途中に画素に電流を書き込むためのスイッチトランジスタ３９ａ、３９ｂが閉じてしまうため、中間調が画素にメモリされることにより３２階調と黒の中間の輝度で画素が光ってしまうことを意味する。

ΔＴの時間だけ変化に時間がかかることから、複数行にわたって輝度が所定値と前の画素の中間の値となることから、表示としてはなだらかに変化しているように見え、その結果境界線がぼやけて見えるようになる。

階調が低くなるほどＩの値が小さくなるため、浮遊容量１５１の電荷を引き抜きにくくなるため、所定輝度に変化する前の信号が画素内部に書き込まれてしまうという問題は、低階調表示ほど顕著に現れる。極端にいうと黒表示時は電流源１５２の電流は０であり、領域１１１の下の領域１１２において電流を流さずに浮遊容量１５１の電荷を引き抜くことは困難である。（正確には駆動トランジスタ３２が初期状態では階調３２相当の電流を流しており、ドレイン電流を減らすように、この電流を用いてソース信号線電位を変化させている。）
このようなことから、図１１に示す表示で領域１１１が階調３２、領域１１２が階調０の場合のソース信号線の時間変化は図１３に示すようになだらかに変化する。変化途中の行で表示異常が確認される。

図１５に示した、走査１行目の輝度が他に比べて高くなる現象は、例えば階調５を全画面表示した場合の例で説明する。

垂直ブランキング期間では、どの画素回路にもソース信号線が接続されず、ソースドライバ３６は電流を引き込もうという動作のみがおこなわれる。

その結果、図１４に示すようにソース信号線３０の電位は電流源６３により時間がたつとともに低下し、垂直ブランキング期間の終了時には白階調相当まで電位が低下する。この状態で階調５表示を行おうとすると、１行目で大きく信号線電位を変化させる必要があり、図１１の例と同様に、変化に時間がかかり、白と目標階調の中間電位がメモリされる（図１４の点１４１３）。その結果、輝度が高く表示され、１行目が明るく見えるようになる。

これらの問題を解決するためにプリチャージ手法を用いて駆動させる。

階調０が表示できないことに関しては、階調０表示時に電圧により階調０表示相当の電圧を画素３７に印加し、階調０状態への変化を高速化する。このときの電圧をプリチャージ電圧と呼び、電流駆動時に黒表示状態に高速にソース信号線の状態を電圧印加により変化させる方法を電圧プリチャージと呼ぶこととする。

ソースドライバ３６の出力段の構成を図１６に示す。従来のドライバに対し、階調０表示時に印加する電圧を供給するプリチャージ電源２４と、プリチャージ電源２４を画素に印加するかどうかを判定するための印加判定部１６９とを追加し、印加判定部１６９に判定データを映像信号に同期して送信するために、ラッチ部２２のビット数が増加したことが異なっている。電圧プリチャージを実施する期間はプリチャージパルス５２により決められる。電圧プリチャージ有無時でのソースドライバ動作を図１７に示す。

電圧期間の長さはソース信号線３０の浮遊容量１５１及び水平走査期間の長さ、プリチャージ電源２４のバッファ能力によって定まるが、おおよそ２μ秒程度の長さで設定される。プリチャージ電源２４の能力は２μ秒で浮遊容量１５１（およそ１０ｐＦ）を５Ｖ程度電位変化させられるように設計する。

これにより従来図１３で１３１に示す変化が、図１８の１８１に示すように変化するよ
うになり、領域１１２の表示１行目から階調０の表示が可能となった。

この手法では１３２に示す変化に対しては効果がないため、変化速度を加速するための手段として、図１９に示すように、一時的に電流量を多くする期間を設け、その期間で変化速度を加速し、所定電流値にすばやく変化させる方法をとった。図１９では１０倍の電流を流す例である。１０倍でなくても、最大階調電流を流すなど、所定階調電流よりも大きな電流を流せば効果がある。このように電流をたくさん流す期間を設ける方式を電流プリチャージといい、たくさん流す電流をプリチャージ電流と呼ぶ。

この手法を用いて、３２階調レベルの電流に変化させた場合の電流変化の様子を図２０に示す。従来の２０２の曲線では１２５ｎＡまで変化するのに２４０μ秒かかっていたが、７５μ秒以内に変化させることが可能となった。この例では、プリチャージ電流はドライバの最大階調電流（８ビットの例では２５５階調）相当を流している。そのため図２０に示す電流プリチャージ期間１０７３は、３０μ秒程度あれば、ほぼ所定電流値付近にまで変化できる。残りの４５μ秒を利用して所定階調表示電流を流し、カレントコピアの画素構成で特徴となる駆動トランジスタ３２のムラを補正する。これにより電流変化がすばやくなり、低階調であっても所定の輝度が表示できるようになる。

電流プリチャージによる所定電流への変化時間は１行前のソース信号線の状態に応じて変化する。例えば、１行前が黒レベルで３２階調まで変化させる場合と、１行前が３階調で３２階調まで変化させる場合で、電圧変化量が異なるため、３２階調電流で書き込みをしても書き込み状態が異なり、１行前が３階調のほうが書き込みしやすいため、電流プリチャージの期間は短くしなければならない。（プリチャージ電流値が同一の場合での比較であり、電流値を少なくして長さを短くしても同様である。）
このように考えると、プリチャージ期間の種類は単純には２５６×２５６通り必要となり、判定し出力することが複雑となる。

そこで、プリチャージの種類を削減するため、電流プリチャージを実施する前に、ソース信号線の状態をある値に固定し、その状態から所定階調まで変化するようにすれば、当該行の階調により電流プリチャージ期間を定めるのみで所定表示が可能となる。図２１に１水平走査期間内での電流プリチャージ実施の際のシーケンスを示す。はじめに電圧プリチャージを実施する（２１１）。これにより黒表示状態に電圧が設定され、次に電流プリチャージを実施する（２１２）。これで所定電流近傍まで電流値が変化する。最後に階調電流出力期間（２１３）により、駆動トランジスタ３２の電位補正をして階調表示を実施する。

これにより図１１の表示パターンにおいて図２２に示すように、領域１１１ａから１１２への変化及び領域１１２から１１１ｂへの変化速度が速くなり図２２に示すように変化後の１行目でもきちんと所定階調を表示できた。

これを表示１行目に必ず実施するようにすれば図２３に示すように階調５表示を１行目から実施できるようになる。

垂直ブランキング期間の電位低下を防止するために、垂直ブランキング期間ではソースドライバ出力を強制的に階調０出力（つまり電流引き込みなし）としたり、垂直ブランキング期間中は電圧プリチャージを実施して黒電位に固定したりする方法がある。電圧プリチャージは、図２４（ａ）に示すように通常の電圧プリチャージと同様に２μ秒程度のみ行う方法と、図２４（ｂ）に示すように常時電圧プリチャージをする方法のいずれでもよい。図２４（ａ）の場合は、階調出力期間があるため、階調０に固定し、階調０出力期間
２４１とすることが好ましい。

電流プリチャージ及び電圧プリチャージを行うための電流出力部構成を図２５に示す。ここで選択部２５９は、階調データ５４もしくは、電流プリチャージ制御線２５４がハイレベルの際に階調表示用電流源６３を電流出力６４に接続する。選択部２５９は、接続するかどうかを決定するための手段である。図２１に示した電圧プリチャージ実施期間２１１は、電圧プリチャージパルス２５８のパルス幅により決められ、電流プリチャージ実施期間２１２は電流プリチャージパルス群２５６により決められる。電流プリチャージパルスが複数個あるのは、表示階調により最適な電流プリチャージ期間が異なるためで、階調に応じて最適なパルス幅を持つ電流プリチャージパルスを選択する。電流プリチャージパルス２５６及び電圧プリチャージパルス２５８のいずれもが入力されない期間が図２１に示す階調電流出力期間２１３となる。

階調に応じて最適な電流プリチャージパルス２５６の選択及び、電圧プリチャージパルスの有無を設定するのがプリチャージ判定線２５１であり、階調データ５４と同期して信号が入力される。パルス選択部２５２は例えば図２６に示すようにプリチャージ判定線２５１の値に対して、プリチャージパルスを出力する。プリチャージ判定線２５１の値が０のときはプリチャージパルスがでないため、通常の階調出力を行う。プリチャージ判定線２５１の値が７のときは電圧プリチャージのみ行う。そのほかの場合には、電圧プリチャージ実施後、電流プリチャージを実施する動作となる。

各プリチャージパルスの設定例を図２７に示す。ここで電圧プリチャージパルス２５８及び電流プリチャージパルス２５６が同時に入力された場合には、電圧印加選択部２５３により、電圧プリチャージパルス２５８が優先して作用することになっているため、水平走査期間の開始時に同時にパルスが立ち上がっている。ここでは電流プリチャージパルスは６種類用意され、ａから順に長くなっている。

プリチャージ判定線２５１の値が４であれば図２６で示したように、まず電圧プリチャージパルス２５８により電圧プリチャージ実施期間２１１、次に電流プリチャージ実施期間２１２（電流プリチャージパルス２５６ｄで設定された期間のみ）、残りの時間が階調電流出力期間２１３となる。

プリチャージ判定線２５１の値が０であれば、水平走査期間２７２に示すように、すべて階調電流出力期間２１３となる。

各階調に対しどのようにプリチャージを実施するかを表したものが図２８である。階調０の場合は、先に述べたように電圧プリチャージを実施する。階調１〜階調１０２では電流プリチャージを実施する。（電流プリチャージ前に必ず電圧プリチャージ期間が存在する）電流プリチャージ期間は、階調が増加するごとに長くなるように設定する。階調１０３以上では、ＱＣＩＦ＋の画素の例で２５５階調時が、１μＡの電流である場合には、１行前が階調０であっても７５μ秒以内に変化が可能であるため、プリチャージは不要である。したがって階調電流のみでの出力を行う。

次に各プリチャージパルス幅の例を図２９に示す。階調０表示相当のプリチャージ電圧値からの電圧変化量に応じて設定されている。このときの各プリチャージパルスに対する階調の組み合わせは図２８に示すとおりである。

図２８において複数の階調で同一プリチャージパルスが共有できるのは、電流プリチャージにより目標値近くまで電位を変動させれば、所定値までは階調電流で補正できるためである。

図３０に電流プリチャージパルス２５６ｄを階調５及び階調８で適用した場合の電流変化の様子を示したものである。階調５表示の場合は、ソース信号線の電位変化・BR>ヘ黒表示状態から２．４Ｖ、階調８表示の場合は２．６５Ｖ必要である。

電流プリチャージ期間２１２において、図２９に示す電流プリチャージの長さを設定すると、電位変化は２．５Ｖとなる。この後階調電流にて所定電位まで変化させる。階調５表示では３０４に示すように０．１Ｖ程度電流を減少させる方向で変化させる必要がある。電流値が２０ｎＡ、階調電流出力期間２１３が５５μ秒であるため、階調５電流で０．１１Ｖ変化させることが可能である。電流プリチャージ２５６ｄを用いれば所定階調を表示できることがわかる。一方階調８においては、電流値が３１ｎＡであることから５５μ秒で０．１６Ｖ変化させることができ、変化に必要な電圧値０．１５Ｖに対して十分変化が可能である。このように同一電流プリチャージパルス２５６ｄを用いて階調５〜８の表示を行うことが可能である。

このように階調ごとに最適な電流プリチャージパルス２５６を選択することで、全階調に対して書き込み不足のない表示が可能となった。

プリチャージパルスは図３１に示されるようにパルス発生部から供給される。水平走査期間の開始後からプリチャージが実施されるため、ソースドライバのアナログ出力タイミングを決定するタイミングパルス３１１により、パルスが発生するようにしている。その後各プリチャージパルスの長さを決定するために、クロック３１４及びカウンタ３１７と、プリチャージ期間設定線（３１５、３１６）の値を比較して一致する値までパルスを発生させ続けるようにする。

電流プリチャージパルス群が色ごとに別設定となっているのは各色で階調電流の値が異なり、最大階調電流で電流プリチャージを実施したとしても所定電流値まで変化する時間が異なる可能性があるためである。

電圧プリチャージについては、電圧にて強制的にある電位まで変化させるものであり、電圧値により必要なプリチャージ期間が変わるものではないため全色共通で設定している。

また各プリチャージパルスは、ソースドライバクロック３１４により発生させるため、クロックの周波数によっては、パルス幅が短くしか設定できなかったり（高解像度のパネルに適用の場合）、長くしか設定できなかったり（解像度が低いパネル）する問題が発生する。パルス発生部において期間を設定する設定線３１５のビット数を増加させて、可変範囲を広げる方法があるが、この場合、パルス生成手段３１８の回路規模が大きくなる。そこで、ソースドライバのクロック３１４を分周してクロック周波数を制御する分周回路３１３を設け、パルス発生のためのカウンタ３１７の回路に分周後のクロックを入力することで、画面の解像度にある程度左右されずに、パルス幅が設定できる構成とした。

図２５に対して電圧プリチャージを行うための回路構成を図３２に示す。プリチャージ電圧発生部３２３は電子ボリューム３２４にて、出力電圧値をコマンドで変更できる構成となっている。また出力は電圧プリチャージ制御線２５７を介して出力６４に接続される。全出力とも共通電圧が出力される。これは黒表示時の電圧設定を色ごとに個別に設定することができないため、個別設定する回路が必要ではなく、回路規模削減のための１つのみ存在している。

電子ボリューム３２４は、パネルごとに異なる黒輝度を調整してばらつきを抑えるため
に使用される。図３３に黒輝度を調整するための回路構成を示す。本来黒輝度の調整は輝度計などによって輝度を測定し、輝度を一定にするように調整する必要があるが、自発光である有機発光素子では、黒輝度が０．０５カンデラ以下となり、測定のためには、輝度計を選ぶ上、暗室での調整が求められてしまう。そこで、輝度測定のかわりとして有機発光素子の輝度−電流特性がほぼ比例関係であることを利用して、全画素に流れる電流値の総和を測定し、その電流が一定の範囲内に入るように調整する方法をとることとした。そこで図３３では、有機発光素子に流れる電流の総和がわかるＥＬカソード電源線３３０に電流計３３３を挿入し、電流計３３３の値を読み出し、パソコンなどの制御装置３３２が、コントローラを介してソースドライバ内部の電子ボリューム３２４を制御する。最終的に最適な電子ボリューム値を記憶手段３３７に記憶させる。（記憶手段は、最終モジュール上に搭載され、書き込み後は、調整されたパネルと対でモジュール化される。）調整後、電圧プリチャージの電圧値は記憶手段３３７に記憶された値で動作する。

図３４に黒調整時の調整方法を示す。電圧プリチャージを実施して黒表示を行う（３４１）。次にＥＬカソード電源３３０の電流値を測定する。電流値が所定範囲内に入っているかを判定し、範囲外であれば、範囲内に入るように再度電圧プリチャージ用電子ボリューム３２４の値を変更し、ＥＬカソード電流を測定する。これを範囲内に入るまで繰り返し実施する。

なお黒表示時の輝度が測定可能である場合には、ＥＬカソード電源３３０の電流値の代わりに輝度を測定し、輝度が所定範囲内に入るように、電圧プリチャージ用電子ボリューム３２４の値を変更してもよい。

所定の範囲内に入れば、このときの電子ボリューム値を記憶手段３３７に書き込む。これにより調整終了となる。最後に記憶手段に記載された値が正しいか確認し、検査を終え、以降は記憶手段３３７の値に基づいたプリチャージ電圧を発生するようになる。これによりパネル間での黒輝度ばらつきの少ない表示装置が実現された。

電流プリチャージ及び電圧プリチャージの実施により書き込み不足がない表示が実現したが、複数の行にわたって一定輝度が表示される場合、毎回プリチャージが実施されることで、プリチャージ実施前よりも信号線電位の変化が激しくなる場合がある。例えば図１１に示す１１１領域で階調３２が表示されている場合である。図３５に信号線電流の変化の様子を示す。各水平走査期間開始の際に一度電流が０に大きく変化している。一方従来のプリチャージのない方式では、領域の変化後数行間では所定電流にならない問題があるものの複数の行で同一階調表示の場合常に一定電流が流され、電流変化の少ない表示となっており、より書き込みやすい動作となっている。

そこで、１行前の状態によってプリチャージを行うかどうかを判別する方法をとることを考えた。領域１１１から１１２及び１１２から１１１への変化点ではプリチャージを行うが、階調変化のない１１１内及び１１２内ではプリチャージを実施しない方法である。プリチャージが必要なく書き込める場合にはプリチャージを実施しないという判定処理をするものである。プリチャージの長さについては、これまで同様に当該階調によって決められる。これにより図３６に示すように、電流変化の大きな部分でもきちんと表示でき、さらに電流変化が少ないところではプリチャージを止めることで電流変化の少なくすることができ、表示品位が向上した表示パネルを実現した。

次にプリチャージを行うかどうかの判定基準を決定する方法について説明を行う。判定は、プリチャージがなくても所定状態に変化できるかどうかで決まり、変化できない場合にプリチャージを行うようにする。

書き込みが可能であるかどうかは、表示階調（書き込み電流）と１行前からの変化量（電位差）によって決まる。

図３８に１行前の書き込み電流と、表示行の書き込み電流の組み合わせに対するプリチ
ャージなしは書き込みできない領域（３８１及び３８２）の関係を示す。３８１及び３８２の境界線は、ΔＶ×Ｃ＝Ｉｗ×Ｔであらわされる線（ここでＣは浮遊容量、１０ｐＦ、Ｉｗは書き込み電流、Ｔは水平走査期間７５μ秒）であり、３８１及び３８２はΔＶ×Ｃ／Ｉｗ＞７５μ秒となる領域で、水平走査期間内に変化できない（書き込みできない）領域を示している。

よってプリチャージするかどうかの判定は、３８１及び３８２の領域に入る１行前と当該行の組み合わせ時に実施するとすればよいが、この場合、判定に掛け算が含まれるため、回路規模が大きな判定ロジックとなる。

そこで、掛け算をなくすために、３８１及び３８２の領域から狭くならないように、当該行の階調が一定値より上か下か、また１行前の階調が一定値より上か下かで判定するようにする。

図３８は２５５階調が１μＡの電流で、ＱＣＩＦ＋の画素数でソース線容量が１０ｐＦの場合における例で、書き込み電流が１０３階調未満（Ｉｗ１０３とする）かつ１行前電流が１２階調未満（Ｉｂ１２）のときと、書き込み電流が５０階調未満（Ｉｗ５０）のときにプリチャージをするとすればよい。ただし１行前と当該行の階調が同一であれば電流値によらず書き込み可能であるため、同一の場合はプリチャージをしないという判定を追加する。

この判定を実施するための判定部方式を図３７に示す。

まず表示する階調が０かどうかを判定し（３７１）、階調０であれば電圧プリチャージをするようにする。複数行にわたって階調０が続いたとしてもプリチャージ電圧値が階調０時の電位であるため、図３５に示すようなプリチャージを毎回行うことによる、電位変動が多くなる問題が起こらないため、毎回プリチャージをするようにする。

階調０でない場合には次に、１行前の階調データと比較する（３７２）。比較を実施するため、ＲＡＭもしくはラッチ回路などで、１行分のデータを記憶させる回路が必要となる。

１行前の階調データと比較し、一致する場合には、表示階調（書き込み電流）によらず書き込みが可能である。（ソース信号線の電位が変化しないからである。）そのため、この場合には電流プリチャージを実施しないようにする。

次に１行前の階調のほうが大きい場合には、図３８の領域３８１を考慮し、これから書き込む電流が階調５０相当の２００ｎＡ以下のとき電流プリチャージを実施する。領域３８１よりも大きな領域でプリチャージ実施することとなるが、書き込み不足による画質劣化が起きないことが優先であり、処理の簡便さを考慮して、このように判定する。２００ｎＡより大きい場合には、書き込み電流により、所定電流値までプリチャージなしでソース信号線電位を変化させることが可能であるため電流プリチャージなしとする。

１行前階調のほうが低い場合には、階調電流にて書き込みが不可能な領域３８２を考慮し、まず書き込み電流が階調１０３相当の４００ｎＡ以上の場合、１行前書き込み電流によらずプリチャージなしで書き込みが可能であることから、判定３７４にてプリチャージしない判定をする。

階調１０２以下においては１行前の書き込み電流によって、書き込み可能不可能が分かれるため、さらに判定部３７５にて、１行前の電流が階調１２相当の４５ｎＡ以下の場合
、プリチャージを実施する。

これによりプリチャージなしでは書き込みできない領域３８２を内包した形で、プリチャージ実施する組み合わせが決まり、必要に応じたプリチャージのオンオフ選択が可能となった。

図３９に、図３７の判定処理を含めた場合における、ソース信号線電流変化の様子を示す。（図１１の領域１１１が階調３２で、領域１１２が階調３の場合を示す。）プリチャージがない回路構成に比べて、電流の変化時の速度が向上し、領域の境界行でもきちんと階調表示を実現できている。

階調に応じて最適なプリチャージパルスを選択もしくはプリチャージしないことを判定する回路は、表示パネル外部から送信されてくる映像信号４０７に対して、データイネーブル信号４０１により、垂直ブランキング期間では入力によらず黒データを出力する黒データ挿入部４０２を通り、ガンマ補正を行うガンマ補正回路４０３の出力で、ソースドライバへ送信されるデータを元にプリチャージ判定を実施する必要がある。そのため図４０に示すような構成となり、ガンマ補正後映像信号４０４を用いてプリチャージ判定を行い、このデータと同期して、プリチャージフラグ４０６として、ソースドライバに送信される。プリチャージフラグ４０６は使用されるソースドライバ側のパルス選択部２５２と矛盾しないように図２６に対応して、図４１に示すような関係でプリチャージフラグ４０６を送信する。

なお、１行前データとの比較部に対して、比較する映像信号がない１行目の処理であるが、今回垂直ブランキング期間で黒データ挿入するための黒データ挿入部４０２を追加したことで、１行目の前は必ず電圧プリチャージを実施した黒階調となる。１行前のタイミングに送信されたデータは必ず記憶手段に記憶され、比較データとなることから、このデータもまた保持され、１行目のプリチャージを判定する際には階調０表示が１行前にあったときのプリチャージをするように自動的に判定されるため、１行目の処理についても２行目以降と同様に実施することが可能である。

プリチャージパルス２５６のパルス幅については、映像信号ごとに判定する必要がなく、同一パネルにおいては固定値であることから、別途、コマンド設定などによってソースドライバに送信するようにする。映像信号に同期してプリチャージフラグが必要で、さらにプリチャージパルスの設定やプリチャージ電圧値の設定などコマンドが多いため、コントローラとドライバが別チップで構成されるモジュールの場合（図４２）、２つのＩＣ間での制御信号線数が多くなり、外部配線が複雑になることが想定される。そこで、例えば図４３に示すように１画素分に必要なデータをクロック周波数Ｎ倍することによりシリアル転送する方法、水平ブランキング期間を利用して映像信号入力線と同一信号線で各種コマンドを設定すること（４３２）により外部信号線を削減する方法がある。ここでＲＯＭ４２２はパネルごとに異なるコマンド設定を保管するために存在し、プリチャージ電圧の電子ボリューム値や、各色の基準電流電子ボリューム値を保管している。

電流及び電圧プリチャージが実施可能なソースドライバの回路構成を図４４に示す。この例では、図４３のように映像信号４３４とコマンド４３５が同一線（映像信号線４２９）で送信されてくる。映像信号線データはコマンド（３１５、３１６、９８、５０２）と階調データ３８６、プリチャージ判定信号３８０、さらにゲートドライバ用制御信号４２８に、映像信号・コマンド分離部により分離されている。

６種類の電流プリチャージパルス２５６はパルス発生部３１９で生成され、各色６本のパルスを生成し、パルス選択部２５２に入力されている。電流出力部２５５では階調デー
タ５４及び基準電流生成部６１により生成される１階調あたりの電流設定に基づき電流出力を行う。このときパルス選択部２５２の動作によっては、電流プリチャージパルスのパルス幅に応じて最大階調を出す期間が発生する（電流プリチャージ）。最終段にて、電圧プリチャージを実施するかどうかの判定を電圧印加選択部で決定する。判定はパルス選択部の出力で決定され、出力される電圧はプリチャージ電圧発生部で決められた電圧となる。これにより、電流及び電圧プリチャージが可能なソースドライバが実現する。

以上の説明において電流プリチャージパルスは６種類で説明を行った。しかしながら有機発光素子の効率によっては、１階調あたりの電流値がさらに減少し、図２８に示す階調とプリチャージパルスの関係において、複数階調を同一プリチャージパルスで共用できなくなるため、必要なパルス数が増加する。例えば電流値が半分になった場合、これまでの階調１６及び１０２の電流値は階調８と５１相当に減少する。階調８と５１では異なる電流プリチャージパルスを選択しており、この場合３種類のプリチャージパルスとなっている。つまり必要なプリチャージパルス数が増加する。したがって、電流プリチャージパルスの数が６より多い場合も考えられる。

この場合、電流プリチャージパルス群２５６の電流プリチャージパルスの数を増加させる。これによりパルス選択部２５２の動作も選択数が増加する。このためプリチャージ判定線２５１のビット数を増加させて対応する必要がある。

図２８の関係についても、増加したプリチャージパルス数の範囲で、階調を割り振ることで、電流が半分になっても、対応することが可能である。

例えば１６通りのプリチャージパルスが必要な場合には、プリチャージ判定線２５１は５ビットとなり、階調の割り振りについても低階調側では階調ごとに個別のプリチャージパルスを準備し、高階調ほど複数の階調を共用して用いる方式を用いる。

書き込み不足を解消するために必要なプリチャージパルスの種類を準備するようにすれば、これまでの説明と同様な効果を得られることができ、プリチャージパルスの種類は任意の値だけ（極端に言えば階調数−１個）用意することも可能である。

また、上述の説明に用いたソースドライバは、図３のカレントコピア回路構成ばかりでなく、図５に示すカレントミラーの回路構成であっても実施可能である。駆動トランジスタ５２のゲート電位（＝ソース信号線電位）を微小電流により変化させて書き込む動作は同じであるためである。

電流出力型ソースドライバにおいて、図６に示すように電流出力をトランジスタの並びで構成すると、並べるトランジスタの個数分だけ面積を必要とする。基準電流のばらつきを考慮に入れ、チップ内、チップ間の隣接端子間のばらつきを２．５％以内にする必要があることから図５８における出力電流のばらつき（出力段での電流ばらつき）は２．５％以下にすることが望ましく、６３のトランジスタサイズは１６０平方ミクロン以上あることがよい。

低温ポリシリコンＴＦＴで画素回路を形成する場合、アモルファスシリコンからレーザーアニールにより多結晶化する工程がある。

この際、図４７に示すように、表示エリア全体を一度にアニールするのではなく、４７１に示すようにライン状にレーザー照射し多結晶化する。これを画面全体に照射するために４７１の領域を矢印のように徐々にスキャンするように移動させて実施し、画面全体を多結晶化させ、低温ポリシリコンＴＦＴを作成する。

この際、レーザーの強度ばらつきによって、多結晶化の状態にばらつきが生じ、ＴＦＴの移動度及び閾値電圧にばらつきが生じる。レーザー強度のばらつきは時間変動による影響が大きく、強度の高いタイミングで照射された領域、強度の弱いタイミングで照射された領域が、４７１の領域の形状にて分布する。

その結果図４７の４７２、４７３、４７４に示す画素において、レーザー強度に違いが生じ、図４８に示すように画素回路３７内部の駆動トランジスタ３２の特性ばらつきにより、４８２から４８４のソース信号線の電圧電流特性に違いが生じる。

電圧プリチャージにより階調０表示を行った場合の、画素４７２から４７４を含む行における画素に流れる電流（つまりＥＬ素子に流れる電流）は図４９の４９１に示すように画素によって、ばらつきが生じる。この例では最小ではＩ０ＭＩＮ、最大ではＩ０ＭＡＸの電流が流れる。

ＥＬ素子の輝度は、この電流値の差の影響を受け、Ｉ０ＭＡＸが流れる画素では、周りと比較して明るく発光してしまう。この輝度差がムラとして視認されると、表示品位の低下を招く。

そこで、プリチャージ電圧（つまり駆動トランジスタ３２のゲート電圧）を全画素共通の電位で印加するのではなく、画素ごとに最適な電圧を入力するようにして、画素に流れる電流を全画素同一にするようにすることを考えた。

所定電流値Ｉ０にするために、画素４７２ではＶＡの電圧を印加、画素４７３ではＶＢの電圧を印加、画素４７４ではＶＣの電圧を印加すれば、この３画素はすべてＩ０の電流が流れる。これを全画素に同様に適用すればよい。

図５０（ｂ）に図４９の出力電流分布を示した場合における、駆動トランジスタ３２のゲート電極に印加する電圧分布の様子を示す。これはすなわちプリチャージ電圧値の分布となる。このように出力端子ごとにプリチャージ電圧を変化させることで、画素に流れる電流値は図５０（ａ）の５０６に示すようにほぼＩ０の電流で一定にすることが可能となった。

図５０（ｂ）では１行分の電位変化を示しているが、他の行においてもそれぞれ同様に、Ｉ０出力となる電圧値をプリチャージ電圧として印加するようにすれば、全画面において均一な黒表示を実現することが可能となる。

プリチャージ電圧を出力端子ごとに変化させるためには複数の電圧を供給できるプリチャージ電圧発生部が必要となる。図５１にプリチャージ電圧発生部の回路構成を示す。これまでのプリチャージ電圧発生部３２３と異なるのは、複数の電圧を供給できるようにしたことと、複数の電圧のうちの最大及び最小値を電子ボリューム５１５により変更できるようにしたことである。

図５１では、まず最大電圧を決定するための電子ボリューム５１５ａにより最大電圧を５１３ａのアンプから供給する。一方で最小電圧を決定するための電子ボリューム５１５ｂにより最小電圧は５１３ｈから供給される。中間の電位は抵抗素子５１２により分割された電圧をバッファ５１１経由により供給し、５１３ｂから５１３ｇの６値の電圧が供給される。この例では８種類の電圧を供給できる。

８種類の電圧を画素ごとに変更できるようにするためには、さらにプリチャージ電圧発生部５２５の８電圧出力を各出力に分配し、画素ごとに８値の電圧のうちの１つを選択できる構成とする必要がある。このときのソースドライバ出力の構成の一部を図５２に示す。これまでの構成に対して、電圧印加選択部２５３の直前に電圧値を１つ選ぶための電圧選択部５２１を画素ごとに配置している。選択するための制御信号（プリチャージ電圧値選択用信号）は出力ごとに個別に設定できるように、出力ごとにラッチ回路を設けて１水平走査期間の間保持できるようにしている。これにより、プリチャージ判定線２５１によって、電圧プリチャージが選択された場合には、電圧プリチャージ制御線２５７が出力６４と接続され、その際に、８値の電圧値のうち選択された１つの電圧を出力できるようになる。

ドライバＩＣの構成を図５３に示す。８値電圧が出力端子ごとに個別に出力できるように外部からプリチャージ電圧選択信号５３１が入力され、これをラッチ部３８４に各出力に蓄えられ、プリチャージ電圧選択信号５３１を画素ごとに個別に設定すれば、画素ごとに最適な電圧値を選択できる。ラッチ部３８４出力が５２４にて電圧選択部５２１に入力されるため、１画素書き込み時間内であれば、同じ電圧を継続して出力できる構成となっている。

８値の最大及び最小電圧は電圧設定線５１６及び５１７により外部からコマンド入力により設定できるようにしているため、ドライバＩＣが実装されたパネルごとに最適な電圧値をコマンドにより設定することが可能となる。

図４７〜４９の特性のパネルの場合、最大電圧設定線５１６は電圧ＶＣを、最小電圧設定線５１７は電圧ＶＡを５１４のアンプから出力するように設定する。これにより図５７（ｂ）の各点に示すようにプリチャージ出力が端子ごとに設定され、その結果、図５７（ａ）の５７５に示すような各画素電流となる。

そこで、Ｉ０となる駆動トランジスタ３２のゲート電位を画素ごとに検出する必要がある。

カレントコピアの画素構成の場合、図５４に示すように「ある電流（Ｉ１）」が駆動トランジスタ３２に流れている場合のゲート電圧は、ソース信号線３０電位と同一となることから、画素回路３７に定電流源５４３から電流が書き込まれている際のソース信号線３０電圧を電圧検出手段５４２にて検出すれば、Ｉ１の電流値に対するＶ１電圧が測定できる。ここでソース信号線３０が高抵抗状態であるため、電圧検出には、オペアンプなどを介して、接続し、ノイズがソース信号線３０に伝播しないようにかつ安定した電位で測定できるようにすることが好ましい。

電流が０を正確に定電流源５４３から供給することは困難である上、画素３７ごとに電位が異なる場合、真の電圧値になるまでの安定期間が長くなるため、測定に時間がかかることが想定される。ｐＡオーダー以下の電流でソース信号線３０の浮遊容量の電荷充放電には秒オーダー以上の時間がかかり現実的に測定に用いることは困難である。

そこでＩ０付近の異なる２点の電流及び電圧を測定し、２点からＩ０に相当する電圧Ｖ０を計算によって求めることを考えた。

駆動トランジスタ３２の特性からソース信号線３０の電圧電流特性は図５５の５５１に示す鎖線で表現される。Ｉ０からＩ２の点が近い場合には５５２に示すようにＩ１、Ｉ２、Ｖ１、Ｖ２の点からＩ０に対するＶ０を直線近似にて補間して求めてもよい。このようにして求めた５５５の点がＶ０となり、この電圧をプリチャージ電圧として設定すればよい。

Ｖ０を求めるための計算はＶ０＝（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｉ２−Ｉ１）×Ｉ０＋Ｖ１−（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｉ２−Ｉ１）×Ｉ１により算出される。

画素ごとに最適な電圧を算出し印加するための流れを図５６に示す。

各画素の階調０に相当する電圧を算出するために、２つの異なる電流を流し、電流値及び電圧値をそれぞれ測定する。ここで有機発光素子を流れる電流値は画素ごとに測定することが困難のため、有機発光素子３３のカソード電極に電流を供給するカソード電源線に流れる電流値を測定し、同時に点灯している画素数で割った値を１画素電流として計算してもよい。この場合全画面同一階調表示である必要がある。

モジュールで構成した場合には、Ｉ１、Ｉ２を直接指定することはできず、入力階調によって電流が指定される。そこで、ある階調Ｌ１、Ｌ２を入力し、測定されたカソード電流からＩ１、Ｉ２を求め、Ｌ１のときの画素の電圧をＶ１とし、Ｌ２のときの画素の電圧をＶ２とすれば、Ｖ０を求めることが可能である。

次に５６５で示すようにこれまでの測定結果を元に階調０表示電圧（Ｖ０）を計算する。

算出された各画素Ｖ０の電圧を元に最大値及び最小値を検出し、最大電圧設定線５１６及び最小電圧設定線５１７を決定する（５６６）。

次にソースドライバ３６で出力可能なプリチャージ電圧数から設定可能な電圧数（例えば８種類）が決定され、５６５で計算された各出力の電圧データに対して誤差が最も少ない電圧値を１つずつ選択し、各画素に対応するプリチャージ電圧選択信号５３１を決定する。

これにより電圧プリチャージ時には各画素に最適な黒表示時の電圧値を印加できるようになった。

最大電圧設定線５１６及び最小電圧設定線５１７、プリチャージ電圧選択信号５３１は、パネルごとに異なる最適な値を入力する必要がある。そのためパネルに１対１対応されたＲＯＭなどに記憶させることが必要となる。逆にＲＯＭに蓄えられたデータを元に各画素に出力される電圧値を決定する。各画素データに同期してプリチャージ電圧選択信号をＲＯＭ４２２から制御ＩＣ２８を経由してソースドライバ３６に入力する。

このようにパネルと一体にしてＲＯＭデータを管理する必要があるため、階調０表示時の電圧は、モジュールに組み立てられた後に測定する必要がある。

そこで、図５４に示す電圧検出方法の一例として、ソースドライバ３６を介して外部に電圧を読み出す方法を考案した。ドライバＩＣに追加される回路構成を図６２に示す。プリチャージ電圧発生部の出力に切り替え部６２１を設け、８値の電圧出力用信号線６２３を外部端子に直接接続できる経路を追加した点が、追加回路構成である。これにより電圧選択部５２１で選択された信号線（６２３のうちの１本）が切り替え部６２１を介して６２２の信号線によりドライバ外部端子へ接続される。ここで電圧プリチャージ制御線２５７によりスイッチが導通状態となれば、出力６４を介してソース信号線と接続され、外部端子６２４の電位測定によりソース信号線３０の電圧が測定できる。ここで、電圧選択部５２１の選択がソースドライバの複数端子出力で同一である場合には該当する信号線５２２と６２３のうちの１つがすべて接続された状態となるため、この状態で該当する出力のうち２つ以上の電圧プリチャージ制御線２５７がスイッチを導通状態にする信号を送信すると、複数のソース信号線が接続された状態となる。そのため電圧プリチャージ制御線２５７は複数同時にスイッチを導通状態にしないようにする必要がある。

例えば外部接続端子（６２４）１つで全画素の電圧を測定するためには、電圧選択部５
２１をすべて同一値（使用する６２４の端子による）にして、あるタイミングで２つ以上の電圧プリチャージ制御線２５７をハイレベルにしないように制御する必要がある。（ハイレベルの際、スイッチが導通状態となると定義する。）
図６３に全画素の電圧値を読み取るための信号波形を示す。１行分のデータを読み出す時間が６３５で示される期間で、６３５の期間は表示行数分繰り返し存在する。この期間全出力同一階調電流をソースドライバの電流出力部２５５から出力し続けることで、電流及び電圧を測定する。Ｉ１及びＩ２の値はソースドライバ３６で出力可能な階調の範囲から選択して決定する。

６３５ａの期間で１行目の画素が選択された（駆動トランジスタ３２に電流が流れる）状態で、まず６３１で示すように一定期間、どの画素も電圧読み出ししない期間を設ける。これは、直前の状態でソース信号線３０の浮遊容量に測定対象とは異なる電荷が蓄積された場合に、所定電流が書き込まれる状態まで変化させるために必要な時間を置くためである。これにより第１番目の画素の電圧を読み出す前に、直前の状態によらず、駆動トランジスタ３２の性能による電圧状態にすることが可能となる。この期間はおおよそ１ｍｓ程度設定している。この場合５０ｎｓ程度の電流を流した場合で、１Ｖほどの電位変化があっても、測定前までに所定電圧になることまで保証される。６３１の期間はソース信号線３０の容量値と、ソース信号線３０に書き込まれる電流値、想定される電位変化量から決められる。（ソース線容量）×（電位変化量）／（書き込み電流値）の値に対して２倍程度とればよい。

その後１画素ずつ電圧を読み出す動作を実施する（６３２に示す期間）。この期間では１出力ずつ電圧プリチャージ制御線２５７をハイレベルとして、対応する画素のソース信号線３０の電位を読み出す。確実に電位読み出しをするため、１画素ごとに読み出す時間を１００μ秒以上とるように、パルス幅を設定する。

この動作を実現するには対応する出力のプリチャージ判定線は電圧プリチャージのみ実施の値を選択（ここでのドライバの例では７）し、電圧プリチャージパルス２５８は、常にハイレベルとなるように設定する。他の出力では電圧プリチャージ制御線２５７がハイレベルとならないようにプリチャージ判定線２５１の値を０とする。この動作を全出力にわたって繰り返し動作させることで６３２の期間で同一行の全画素の読み出しが完了した。

次にゲートドライバの制御を行い２行目のゲート信号線Ａを導通状態として、２行目の測定の動作を開始する。この動作を最終行まで繰り返し実行することで全画素の駆動トランジスタ３２のゲート電圧が測定完了した。

これを図５６に示す５６２及び５６４にて実行することで、階調０表示時の電圧算出の元データを測定でき、画素に対応したプリチャージ電圧を供給することが可能となった。

階調０表示時の画素ごとの印加電圧を決定するための調整装置の構成を図６４に示す。画素にある電流を流した際の駆動トランジスタ３２のゲート電圧を検出する機能がついたドライバ３６に対して、電位読み出し線６２４により電圧をモジュール外部に引き出し、アナログデジタル変換６４１を経由して、電圧値データをパソコンなどの制御装置３３２に入力できる構成としていることが特徴である。またパネルごとにプリチャージ電圧判定信号５３１、最大電圧設定線５１６及び最小電圧設定線５１７が異なる値となる関係から、パネルごとに異なる設定ができるように記憶手段３３７がモジュールに搭載され、記憶手段３３７に電圧値を書き込める構成となっている。この記憶手段３３７は電源オフ時にも値を保持する必要があるため、不揮発性の記憶素子で構成されている必要がある。

図５６の５６１から５６５に示す過程に従って、階調０表示時の各画素の電圧値を決定する。電圧値の検出はアナログデジタル変換６４１によりパソコンなどの制御装置３３２に入力されたデータを用い、電流値は、ＥＬカソード電源３３０に設けた電流計３３３の値を制御装置３３２に入力することで検出可能である。入力されてきたデータを元に階調０表示時の各画素電圧データを算出する。

電圧算出過程において、隣接の画素に比べて大きく異なった電圧値が検出される可能性がある。例えば図６６にあるソース信号線３０に接続された各画素の電圧値の分布の例を示す。大きく異なった点６６１が観測されている。これは画素内部のトランジスタの欠陥によりトランジスタがショートもしくはオープン状態もしくは蓄積容量の欠陥などによるＥＬ電源電圧の影響を受けた可能性がある。画面において、輝点もしくは滅点となっている画素に相当する。これは駆動トランジスタ３２の特性をそのまま示したものではないため、異常点として破棄する必要がある。隣接画素の６６２及び６６３の電圧から補間して求めることとする。（６６４の電位を必要な電圧値とする。）
電圧データの集合の３σ値を計算し、３σから外れる値を異常データとする。

そこで、記憶手段３３７の必要容量の削減及びデータアクセスによる電力の削減のため、特性の近いとされる画素では、同一のプリチャージ電圧判定データを用いるようにすることを考えた。

図４７の４７１のようにレーザー照射を走査して多結晶化させる場合において、縦方向に並んだ画素においては横方向に比べて特性ばらつきの影響が少なくなる。

同一ソース信号線に並んだ画素の電圧分布を図６６に示す。この例では異常データを除きおおよそ２０ｍＶ以内範囲にて電圧値が分布している。そこで、異常データを取り除き、補間データ６６４を用いて平均値の算出を行い、算出された電圧値をこのソース信号線に対するプリチャージ電圧値として決定することとする。この作業を行うことで、これまで画素数分必要な電圧値データは水平方向の画素数分のみの電圧値データで済むようになり、記憶素子に記憶させるデータ量を削減できた。

水平方向についても、駆動トランジスタ３２の特性ばらつきの分布の周波数特性が低い場合、数画素ごとに１つのデータをサンプリングし、残りのデータは２つのサンプリングデータ間を線形補間することで、必要な電圧データを求めることも可能となる。例えば２０端子周期にて図５７のようなプリチャージ電圧の最適値が異なる場合、少なくとも５出力ごとのデータが保持されていれば残りのデータは保持されたデータから計算でき、おおよそもとの電圧分布と同一値の計算結果が得られる。例えば図６８の６８７に示す曲線で電圧分布があった場合でも、記憶手段３３７には６８１に示す端子のデータのみを保持し、中間の点は計算により求める。例えば６８２に示す３点は、６８１ａと６８１ｂの２点から、６８３に示す３点は６８１ｂと６８１ｃの２点から計算される。この場合でも全データを記憶させた場合に比べてもほぼ誤差のない電圧印加のパターンを実現できる。

各画素の・BR>封\示時の電圧値を記憶手段３８７に記憶させる方法として図６５に示す流れによって行い、記憶容量を減らしつつ黒表示時にムラのない表示を実現する。

階調０表示時の電圧値が計算された後、まず図６６で説明したように欠陥画素起因による異常な電位変動を示したデータを取り除く（６５２）。

次に画素トランジスタのばらつき分布の特徴（図４７では縦方向ばらつき少ない）を利
用して、行方向のデータを平均化手法により、行数分のデータから１個のデータに圧縮する（６５３）。

列方向については、同一電流が流れるときにおける画素トランジスタ６２のゲート電位の変化の状態を考慮し、変化の状態を再現できる範囲にて記憶するデータの間引きを行う（６５４、図６８参照）。

つぎに電圧データそのものから、プリチャージ電圧発生部５２５の８値電圧を利用して出力できるように、電圧データを、最大電圧設定線５１６、最小電圧設定線５１７及びプリチャージ電圧選択信号５３１で表現するように変換する。

図６７（ａ）に示すようにまず、ソース信号線電圧の分布に対して、最大値と最小値を検出し、この場合６７１の点が最大値で電圧値は（（ＥＬ電源３４）−１．５）Ｖである。この値がプリチャージ電圧発生部５２５での最大電圧値であればよいため、電子ボリューム５１５ａを操作し、最大電圧設定線５１６の制御で、５１３ａの電圧値が（ＥＬ電源３４）−１．５）Ｖとなるように設定する。最小値についても同様に６７４の電圧値が５１３ｈの電圧となるように５１７を設定する。これにより８値電圧のすべての電圧値が確定される。なお中間の６値電圧は図５１の回路構成から抵抗素子５１２により等分に分割された電圧値が出力されるように設計されている。

この場合０．２Ｖを７分割されたおおよそ２８．６ｍＶ刻みで５１１のバッファから電圧が供給される。そのため５１１のバッファの出力偏差は１０ｍＶ以下となるように精度よく作成する必要がある。

ソース信号線電圧に対して８値の電圧出力は２８．６ｍＶ刻みでの供給であるため、必ずしも一致した電圧を供給できるとは限らない。例えば６７２、６７３の端子における電圧は８値の電圧出力とは一致しない。この場合は図６７（ｂ）に示すようにいずれか近い電圧値を選択するようにする。６７２の場合は６７６に示す点、６７３の場合６７７に示す点にした。プリチャージ電圧５１３ａ〜５１３ｈがプリチャージ電圧選択信号５３１の０〜７に割り当てられるため、図６７（ｂ）のグラフを元にプリチャージ電圧選択信号５２４が確定する。黒表示時の電圧プリチャージに必要なすべてのデータが確定した。これを記憶手段３８７に記憶させる。

最後に記憶させたデータを元に全画面黒表示を行い、黒表示時のＥＬカソード電源３３０の電流値を測定する。電流値が規定の範囲内であれば、記憶手段３８７のデータをそのまま保持し、調整を終了する。

一方で規定の範囲外である場合には、黒表示時の輝度が明るかったり、暗すぎたりということが考えられる。修正のため、５１６及び５１７の電子ボリューム制御信号の値を変更する。例えば黒表示時の設定電流値が０．１ｍＡであったとして、測定値が０．０５ｍＡとなった場合は、電流が流れるように、全画素のプリチャージ電圧値を低く設定する。図６９（ａ）に示す電圧値の設定であれば、図６９（ｂ）に示すように８値の電圧値をすべて一定値だけ低くする。このとき５１６の制御信号により５１３ａの電圧は６９１ａから６９１ｂに変化し、５１３ｈの電圧は５１７の制御信号により６９２ａから６９２ｂに変化する。この設定はカソード電流値が設定範囲内に入るまで繰り返し実施され、その結果黒表示時の輝度はパネルによらずほぼ一定値に保つことが可能となる。

記憶手段３８７を元に黒表示を実施する方法は、まず、最大電圧設定線５１６、最小電圧設定線５１７のデータを呼び出しし、プリチャージ電圧発生部５２５の出力を確定する。次にプリチャージ電圧選択信号５２４の値を記憶手段３８７から読み出しし、対応する
出力に選択信号５２４を供給する。データ圧縮により存在しない端子の選択信号５２４は、近接する２つのデータから線形補間によりデータを作成する。図６８において、６８２〜６８６に示すデータが、補間により求められたデータである。例えば６８６は６８１ｅと６８１ｆのデータから求められる。ここでは、行方向データ圧縮のため同一ソース信号線では常に同一のプリチャージ電圧値が出力される。そのため電圧値を選択するための制御信号をラッチするラッチ部５２３は常に同一値が保持される。図５３においては、映像信号と同様に２行分のラッチ部５３２にて保持される構成となっているが、この実施の形態では、プリチャージ電圧を選択する信号に限っては１行分のラッチ回路があれば実現可能である。回路規模を小さくすることが可能となる。

この駆動トランジスタ３２の電圧読み出しによる黒表示時のムラ低減効果はカレントコピアの画素構成の場合のほか、図５に示すカレントミラーの画素構成でも実現できる。カレントミラーの回路構成でも、電圧測定時の等価回路は図５４ととなり、駆動トランジスタ３２のゲート電位がソース信号線３０と同一となることから、ソース信号線３０の電位測定をすればよいということに、かわりがないためである。

なおこれまでの説明では、画素に用いられる駆動トランジスタ３２がｐ型ＴＦＴである場合で説明を行ってきたが、図４６に示すｎ型ＴＦＴであっても同様に適用可能である。基準電流線を図４５に示すように逆向きの電流を発生させるようにして、さらに出力部６５についても階調表示用電流源６３をｐ型ＴＦＴで構成して、ドライバＩＣ出力に向かって電流を吐き出すようにすればよい。階調に対するソース信号線電位は白階調ほど電位が高くなる。（これまでと電位関係が逆となる。）プリチャージ電圧の設定を黒表示もっとも低い電圧に設定し、電流プリチャージによりソース信号線電位を上昇させるようにすれば同様にプリチャージも適用可能となる。

以下では、たとえば図９７において図示されているような、有機発光素子３３を利用する画素３７がもつ駆動トランジスタ３２の特性に応じて画素３７に電圧を印加するための補償データを記憶するための記憶手段７６１と、記憶手段７６１によって記憶されている補償データに基づいて画素３７に電圧を印加するためのドライバ・コントローラ部と、を備えた、アクティブマトリクス型表示装置についてより具体的に説明する。

なお、たとえば記憶手段７６１（図９７参照）は本発明の記憶部に対応し、たとえばドライバ・コントローラ部（図９７参照）やドライバ部９８１（図９８参照）は本発明のドライバ部に対応する。

また、たとえば読み出し部９８３（図９８参照）は、本発明の電圧検出手段に対応する。

また、たとえば電子ボリュームＡ９６１ａ（図９６参照）や電子ボリュームＢ９６１ｂ（図９６参照）は、本発明の電子ボリュームに対応する。

また、たとえば電圧ＤＡＣ部７４７ａ（図９７参照）は、本発明の電圧出力部に対応する。

また、たとえばＡＤ変換部９５７（図１００参照）は本発明のＡＤ変換部に対応し、たとえば電圧制御部１００１（図１００参照）は本発明の電圧制御部に対応する。

図４７において、レーザー照射のムラによりＴＦＴの特性にムラが発生することで輝度ばらつきが発生する説明を行った。この例ではソース信号線に沿ってレーザーを同一タイミングで照射し、かつ横方向についてもある程度の幅を持った領域で照射している。

ここでレーザーの照射幅が狭く横方向１画素ごとに異なるタイミングで照射されると１画素ごとにＴＦＴ特性が異なる可能性がある。またレーザー照射装置のビームの設置方向と、アレー基板上の各パネルのレイアウトによっては、レーザーのビームの方向が９０度回転した状態で照射されることもある。また４７１で示された同一タイミングで照射される領域内でも照射量にばらつきが生じることがある。

このようなばらつきに対応するためには、１画素ごとのＴＦＴ特性を把握し、１画素ごとに異なる黒電圧を印加する必要がある。

１画素ごとに異なる電圧を印加するためには、記憶手段にすべての画素に対応する黒電圧データを保持させなければならない。そのため記憶手段の容量はこれまでに比べて大きくなり、数キロバイト以上の記憶手段が必要となる。例えばフラッシュロムのような記憶手段である。

また、ソースドライバへは、画素ごとに映像信号と、電圧データを同期して送信する必要があり、同期信号にあわせて、電圧データをドライバ出力段に転送する必要がある。

電圧データが記憶されている記憶手段３３７と制御ＩＣ２８とソースドライバ３６の接続は図７０もしくは図７１のように構成される。

図７０は、制御ＩＣ２８からのタイミング信号７０１により生成された制御データ７０３が、記憶手段３３７に入力され、表示を行う画素に対応する補正データ７０２がソースドライバ３６に入力される構成である。ソースドライバ３６では、タイミング信号７０１に同期して入力される映像信号７０４と補正データ７０２から、対応する画素に対して、映像信号７０４により階調表示を行い、補正データ７０２により黒電圧が設定され、ＴＦＴのばらつきに応じた電圧が出力されるようになる。

この方式の場合、画素ごとにデータを記憶手段３３７から出力させる必要があり、補正データ７０２はドットクロックと同一のレートで動作することとなる。そのため消費電力が大きくなる。ただしソースドライバにデータを蓄える必要がなくなるため回路規模は小さくなる利点がある。記憶手段３３７のデータバス幅によっては複数の画素のデータを同時に転送し、転送レートを下げる方法もある。

このようにすれば、全画素のＴＦＴばらつきに応じた黒電圧が映像信号の走査と同時に送信され、画素ごとの輝度ムラを補正することが可能となる。

記憶手段３３７から画素ごとの補正データをドライバの出力段に転送する方法としては、図７１のような構成も考えられる。

図７１の構成ではソースドライバにＲＡＭ領域７１１を設け、ＲＡＭ領域７１１に画素ごとの補正データを蓄え、走査にあわせて、対応する補正データを読み出し、最適な黒電圧を供給する。

ＲＡＭの場合電源が遮断されると、保持内容が消えてしまうため、記憶手段３３７も外部に設けておく。電源投入時などで、記憶手段３３７に記憶された補正データをＲＡＭ領域７１１に転送して、画素ごとの黒電圧の補正を行っている。記憶手段３３７からソースドライバへのデータ転送は電源投入後表示までに１回送ればよく、補正データ線７０２での転送を常に行う必要がなく、データバスの充放電による電力が小さくなるという利点がある。

パネル全体の画素に対して黒電圧の補正を行うため、電圧のばらつきが大きくなる傾向にある。そのためこれまでの方式に比べて、刻み幅１０ｍＶについては変化がないため、電圧出力部のビット数を増加させる必要がある。３２０ｍＶ程度のばらつきがあったため、各色の画素に対して、５ビットの補正データを用意する必要がある。この場合、赤緑青のデータを合わせても１５ビットとなり、１６ビットのデータバスを持つＲＯＭなどを用いる場合には、赤緑青のデータを同時に転送することも可能である。

１ビットのあまりについては、そのまま未使用でもよいし、補正範囲の拡大に用いてもよい。例えば１ビットのデータが０の場合は、各色５ビットのデータはそのままの値を使用し、１の場合には、各色５ビットのデータは１６を加算した値を使用するといった方法がある。この場合、従来０〜３１の３１０ｍＶ差までの補正範囲であったのが、０〜４７の４７０ｍＶ差まで補正範囲を拡大することが可能となり、より大きなＴＦＴばらつきにも対応が可能となる。

ここまででデータバスは１６ビットとして説明を行ったが、３２ビットや６４ビットのデータバスを持つＲＯＭが存在すれば、それに対応して補正データのビット数を増加させてもよい。増加すると補正範囲が広がり、より大きなムラに対して補正が可能となるが、メモリ容量の増加や、基板上の記憶手段とドライバ間の配線領域の増加にともなう基板面積の増加、消費電力の増加の問題もあり、補正データは５〜８ビット程度が好ましい。

この例ではコントロール部とドライバ部が別となった回路構成での説明を行っているが、コントロール部とドライバ部が一体となったドライバＩＣであっても同様の回路構成をドライバＩＣ内部で実施すればよく、外部にある記憶手段との接続をとれば、一体化ドライバであっても同様の効果を得ることが可能である。

電圧補正用の信号と映像信号から図７２に示すような出力部の構成により、ＴＦＴのムラに対応した黒電圧と映像信号に応じた階調表示を行うことが可能となる。

すべての画素に対応した黒電圧を印加する場合には、必要な黒電圧を算出するためにすべての画素の駆動トランジスタ３２のゲート電圧を測定しておく必要がある。

全画素の電圧値を測定するため、測定時間がかかる。図５６に示すように２条件の電流値での電圧値を測定し、階調０での電圧を計算して補正を行うためのデータを作成しており、２回分の全画素電圧を測定することにもっとも時間を要している。

そこで、画素の電圧測定時間を短縮するため、１条件だけの電圧値を測定し、画素間の電位差を補正データと設定するようにすることする。図５５の例では本来はＩ０に対する電圧Ｖ０を画素ごとに求めることを従来のＩ２、Ｉ１の２条件を測定するのではなく、Ｉ１の電圧のみを測定し、対応するＶ１の電圧を画素ごとに測定する。画素ごとのＶ１の電位差を補正データとして記憶手段に記憶することで、従来のＶ０の電位差を補正データとする代替とする。電圧の絶対値の差（ここではＶ１とＶ０の差）は図３４に示すような方式で、すべての画素共通で電子ボリュームの調整による電圧変動（全画素同じ量だけ変動する）により調整することで、黒レベルの補正が可能となる。この調整は電子ボリュームの変更と、カソード電流の測定、変更量の計算のみで行われ、５〜１５秒程度で完了する。全画素の電圧測定は１回当たり２０〜３５分程度かかるため、１回測定と絶対値調整を行うほうが、２回測定による調整よりも早く調整を終わらせることが可能となる。

ＴＦＴばらつきの算出方法の誤差についても、黒の場合、有機発光素子を用いたパネルにおいては、輝度が０．００１カンデラ以下であり、暗室環境下でもムラはわかりいくい
。そのため、補正データが幾分ずれていても問題がないことがわかった。一方、低階調で５〜１０階調付近では輝度が１カンデラ以上となり、ムラが視認できる環境にある。これらの階調では階調電流が小さく、補正データの誤差を電流書き込みで補正する能力が小さく、ムラとなって視認される可能性がある。

そこで、Ｉ１の電流を５〜１０階調程度の電流として、Ｉ１の電流における各画素の電圧を測定し、補正を行うほうが、Ｉ２とＩ１からＩ０を求めてムラ補正を行うに比べて、全階調範囲においてムラが少なくなる。

このときの黒電圧算出方法を図７３に示す。画素電位を５〜１０階調相当の電流で測定し、最大−最小値から画素ごとの電位差を元に量子化を行う。（最大電圧が０、電圧が小さくなるほど大きな値となる。）量子化の刻み幅は、電圧ＤＡＣ部が持つ１階調あたりの電圧差によって決める。例えば１０ｍＶ刻みの電圧ＤＡＣ出力となっていれば、最大電圧の画素に対して５０ｍＶ電位が低い画素についての値は「５」となる。量子化したデータを記憶手段３３７に書き込み、ＴＦＴ特性ばらつきを補正するデータが完成した。黒表示時の輝度レベルを調整するためにその後、図３４に示す処理を実施し、電子ボリュームの値を同様に記憶手段３３７に記憶すれば、ＴＦＴ特性を補償しかつ黒輝度が所定範囲以下となる表示装置が実現する。

補正を行うデータは、電圧測定時において、全画面の電圧分布に対して、最大電圧を０として差の値を保持していることから相対的な差のみを記憶することとなる。

電圧の絶対値については、電圧ＤＡＣ部に電圧を供給する電圧発生部の電子ボリュームの設定により決められ、図３４の電子ボリュームの調整により電圧ＤＡＣの出力範囲が決められる。これにより補正データの値に対して電圧が割り振られることとなる。

さらに、電圧出力部のビット数を多くすると階調表現を行うことが可能となる。例えば５ビットから８〜１２ビットまで電圧出力部のＤＡＣ部を増加させれば、電圧によっても６〜１０ビットの階調表示が可能となる。

階調表示と、ＴＦＴの特性補償は補償データと階調データの加算によって行う。図３、５のようなｐ型ＴＦＴで駆動トランジスタが構成されている場合には、電流が大きいほど電圧値は低下する。つまり階調が大きいほど電圧が低くなるようにＤＡＣを設計する。例えば図７５のように入力データに対して出力電圧を変化させるようにする。特性補償用のデータについても、値が大きいほど、電圧を低くなるように図７３の量子化を行う。図７５において、入力データに対して出力電圧がリニアに変化するようにしておけば、補償データ値＋階調データ値の加算結果の出力によってＴＦＴ特性補償と階調表示を同時に実現することが可能である。

図７４に出力段の構成を示す。信号の流れを簡略化するため、１出力のみの例で記載をしているが、複数出力を持つ場合でも、同様に実現が可能である。ＤＡＣ部の入力データをシフトレジスタなどにより複数の出力に振り分ければよい。

映像信号は入力されると、電圧ＤＡＣ用と電流ＤＡＣ用に分岐される。これは、電圧による出力でも電流による出力でも、同一階調では同一電流が有機発光素子に流れる必要があり、電流ＤＡＣでは、出力電流がそのまま有機発光素子に流れることにたいして、電圧ＤＡＣでは、駆動トランジスタにより電流に変換され、変換された電流が有機発光素子に流れる。この変換は非線形であり、変換部が介在することで同一入力に対して、出力が異なるようになる。そのためこの変換部の変換特性を補正するために電流及び電圧で異なるガンマ補正を行うような構成としている。電圧ＤＡＣ用のガンマ補正回路７４１の出力は、補正データ７４４との加算回路７４５に接続され、階調に応じた電圧に、さらにＴＦＴの特性ムラに応じた電圧分の増減を行い、特性補償を実施する。かりにＴＦＴの特性ばらつきがなければ、すべて同一値である補正データ７４４との加算となるため階調データ７
４３が電圧ＤＡＣ７４７に入力され、階調に応じた電圧が出力されることとなる。ここで説明した方式では補正データ７４４がすべて同一の値となるようにするか、加算回路７４５において、加算を行わずに階調データ７４３を電圧ＤＡＣ７４７にそのまま出力するような回路構成が選択可能にすることによって、特性補正なしの回路も実現することが可能である。

電圧ＤＡＣ７４７から出力されたＴＦＴ特性補償ありの階調電圧と、電流ＤＡＣ７４８から出力された階調電流は、切り替え部７４９により、いずれか一方を切り替えるようにする。これがこれまでの電圧印加選択部２５３に相当する。ここでは、水平走査期間の初めに電圧ＤＡＣ７４７を選択し、所定ソース電圧付近まで高速に充放電を行い、次に、電流ＤＡＣ７４５により本来の電流駆動によるソース電位まで変化させ、駆動トランジスタの特性ばらつきによるムラがなく、かつ１行前の状態によらず、所定電圧がきっちりと書き込める表示が可能となった。

この方式の場合、電圧ＤＡＣ部７４７が大きくなるが、従来必要な電流プリチャージパルスの発生部及び選択部が不要となることやプリチャージをするかどうかの判定信号を生成し、ドライバ出力へ送信する必要がなくなり、電圧ＤＡＣ部７４７の回路増大の影響はほとんどなくなる。

なお、電圧ＤＡＣ部７４７の刻み幅は、表示色によらず、パネルによらず一定であることが望ましい。補正データを量子化する際に、電圧ＤＡＣ部７４７の刻み幅を考慮して、刻み幅により量子化を行うためである。刻み幅は、駆動トランジスタのゲート電圧とドレイン電流の関係によるが、駆動トランジスタの（チャネル幅）／（チャネル長）＝１／４の場合には１０ｍＶ以下が好ましい。（チャネル幅）／（チャネル長）の値が小さいほど、刻み幅は大きくてもよく、大きいほど刻み幅を小さくする必要がある。これは（チャネル幅）／（チャネル長）の値が小さいほど駆動トランジスタのゲート電圧の変化に対して電流値の変化が小さくなり、輝度ムラとして観測される電流値の誤差（２〜３．５％程度以内）に対して許容されるゲート電圧のずれ量が大きくなるためである。したがって、刻み幅を大きくするためには（チャネル幅）／（チャネル長）の値を小さくすることが好ましいが、所定輝度を実現するためのソース信号線振幅が大きくなり、その結果電源電圧を大きくしなければならなくなり、パネルの電力が増加してしまうため、１／１６程度が最小値である。一方最大値については、ドライバＩＣの電圧刻み幅がどこまで細かく刻めるかにより決定され、現在のＩＣでは隣接間端子の電圧出力ばらつきが２．５ｍＶ程度が最小であるため、（チャネル幅）／（チャネル長）の値は１が最大となる。今後高精度のＤＡＣが実現できればさらに大きな値にすることは可能である。２．５／（実現可能な刻み幅）が、（チャネル幅）／（チャネル長）の最大となる。

電圧ＤＡＣ部７４７の刻み幅を決めたとしても、実際にはパネルごとにばらつきが発生することがある。そこで刻み幅にばらつきが発生した場合でも、補正データの量子化に影響がないように、パネルごとに電圧ＤＡＣ部７４７の刻み幅を測定し、測定された刻み幅によって、パネルごとに量子化を行う。すると、電圧ＤＡＣ７４７部の刻み幅に設計値に対する誤差があってもよく、製造が簡単となる。

刻み幅の測定は、例えば図８４のドライバ構成であって、図１０６の電圧発生部９５３と図１０７の電圧ＤＡＣ部７４７とを利用する場合であれば、切り替え部７４９は電圧ＤＡＣ部７４７の出力を常時選択するようにして、電圧ＤＡＣ部７４７の入力に「０」が入れた場合の出力電圧と、「２５５」が入力された場合の出力電圧とを測定するようにする。そして、同一出力端子での２出力電圧の電圧差を２５５で割れば、刻み幅が求められる。求められた刻み幅を元に量子化を行えばよい。

出力電圧を測定すると、隣接端子間の偏差からすべてが同一の刻み幅となることはない。そこで、出力端子ごとに対応する画素の量子化を個別に行ってもよい。

または、電圧ＤＡＣ部の出力偏差が１チップ内で１０〜２０ｍＶ程度であれば、０〜２５５の入力範囲に対して最大で１０〜２０ｍＶのずれが生じるものの、１段階あたりでは０．１ｍＶ以下のずれしか生じない。そこで、平均値を刻み幅として全画素の量子化を行ってもよい。

平均値を刻み幅にする場合には、すべての出力ではなく一部の出力についてのみ測定を行ってもよい。

なお測定時の階調は「０」と「２５５」に限らず異なる任意の２つの階調間でもよい。２つの電圧の電位差を刻み数で割れば、刻み幅の算出が同様に実現可能である。

また、電圧ＤＡＣ部７４７は、高階調に対応する出力においては２階調ごとや４階調ごとに間引きをすることも可能である。低階調では１０ｍＶ刻みであるが、高階調側になるにしたがって、２０ｍＶ刻みや４０ｍＶ刻みにすることが可能である。これは、高階調になるにしたがって、階調表示を行う電流値が増加するため、電流ＤＡＣ７４８の出力が大きくなる。出力が大きくなればなるほど、ソース信号線電圧を変化させる能力が高くなり、電圧ＤＡＣ７４７の出力誤差が１０ｍＶや２０ｍＶあったとしても、その後の電流ＤＡＣ７４８による書き込みで所定電圧まで変化し、ムラのない表示が実現できるためである。

そこで電圧ＤＡＣ部７４７は、階調によって分解能を最小分解能の２のＮ乗倍（Ｎ≧１）に設定することが可能である。これを利用して、出力可能な電圧の数を減らすことで、チップ面積を削減できる利点がある。これは、電圧によりＴＦＴ特性補償を行った階調を印加した後に、同一水平走査期間内で電流により階調を書き込む駆動方式に特有な回路削
減方法である。

なお、補正値と階調データの加算により出力電圧を決める方式では、あらかじめ補正値による電圧変動と、電圧ＤＡＣ部７４７の出力変動が一致している必要がある。電圧ＤＡＣ部７４７の１段階あたりの電圧変動が変動すると、特性補正のデータもそれに応じて変化させる必要がある。映像信号との加算になるため、映像信号によって補正値に対する電圧変化量がかわるため、変化量の補正が難しい。

そこで、階調数を減らす方法としては、電圧発生部の構成を図１０３のようにし、電圧が低い（高階調）ほど電圧刻み幅が荒い構成の場合に、図１０４に示すような電圧ＤＡＣ部の関係とすれば、電圧数を２７６から２２０に減らしたとしても、２７６個の場合と同様に、入力データに対して出力電圧が、間引きを行った段以外では変わらない電圧を供給することができ、補正データは１０ｍＶ刻みとして、記憶手段に記憶させることが可能である。間引きなしのガンマ補正回路７４１、補正データ７４４、加算部７４５を利用することができるため、この部分での回路規模は同一でできる。出力数が減った分は隣接する電圧を利用する。例えばＶ２００とＶ２０１の間の電圧に対するデータ２０１はＶ２００とする。データ２００と２０１をＶ２００にすることで、８ビットのデータのうち下位１ビットを比較することなく、Ｖ２００を選択することができ、上位７ビットデータから電圧を選択できる。これにより、比較制御部を簡便化できるため、回路規模を小さくすることができる。４０ｍＶ刻みの場合は４データ分を同一電圧出力とする。この例ではないが、８０ｍＶの場合には８データ分、といった間引き方をする。

この駆動方式は、カレントコピア、カレントミラーの画素構成以外でも、所定電流を書き込んだ際に、駆動トランジスタのゲート電圧の画素ごとのばらつきがわかり、駆動トランジスタのゲート電圧に電圧を供給することが可能で、駆動トランジスタのドレイン電流を書き込むことが可能な画素構成であれば実施が可能である。

また駆動トランジスタがＮ型ＴＦＴである場合には、入力データに対する電圧の変化を入力データが大きくなるほど電圧が高くなるように電圧ＤＡＣ７４７を設計すれば適用可能である。

更に記憶手段３３７の容量を大きくすれば、全画素の複数の電流値に対する電圧値を記憶することも可能となる。容量が３倍あれば、Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２の電流に対する電圧ばらつきデータを記憶することが可能である。最大では、表示階調数分の電流に対する電圧ばらつきデータを記憶すれば、すべての階調においてＴＦＴ特性ばらつきを考慮した階調電圧を印加することが可能となる。すべての階調において、すべての画素に対するデータを測定すれば、全階調で常に最適な補正がされた電圧を印加することが可能となる。

この場合出力段の構成は、図７６のようになる。すべての階調電圧がＲＯＭに保持されている場合には、すでにガンマ補正後の電圧をＲＯＭに入れておけば、電圧ＤＡＣ用のガンマ変換部は不要であり、電流ＤＡＣ用にのみガンマ変換部を用意しておく。電圧出力用のデータは、映像信号７６３と同期信号７６２からＲＯＭ７６１に保持された、所望の位置の画素に対する、所望の階調に対する電圧値を読み出し、電圧ＤＡＣ部７４７に入力し、電圧出力を行う。

また全階調分ではなく複数の階調分のデータが保持される場合には、ＲＯＭには、各階調での電位差データを用意する。図７３で示された作業を記憶させる階調数分だけ繰り返し実施し、画素間での電位差データを作成する。階調に対する電圧変化は電圧ガンマ変換部で実施し、電位差データとの加算により、階調ごとにＴＦＴ特性を補正したデータを出力できるようにする。

例えば、ＲＯＭのビット数が５ビットである場合には、３２段階でパネルの面内でのばらつきのみを表現し、電圧ガンマ補正回路７４１で階調に応じた輝度が出力できるように電圧を決める。図９２において、電圧ガンマ補正回路７４１により９２１の直線の関係を設定し、ＲＯＭのデータにより画素ごとに９２２や９２３の直線の関係に変化させることで、特性ばらつきにも対応が可能となる。

すべての階調に対する電位差データがＲＯＭに記憶されていない場合、他の階調に対する電位差データから補正値を決める必要がある。

第１の方法としてはもっとも近い電流値の補正データをそのまま利用する方法である。この方法の場合、例えばＩ０、Ｉ１とＩ２に対応するデータがあるとすると、（Ｉ０＋Ｉ１）／２未満の電流に対応する階調の場合にはＩ０の時の補正データを用いて、（Ｉ０＋Ｉ１）／２以上（Ｉ１＋Ｉ２）／２未満の場合にはＩ１の補正データを、（Ｉ１＋Ｉ２）／２以上の場合Ｉ２の補正データを利用するようにすればよい。そこで図７７に示すように、ＲＯＭコントロール部７７１を設けて、映像信号（電圧ＤＡＣ用ガンマ変換の出力）と同期信号から、ＲＯＭのアドレスを指定できるようにして、映像信号と画素によって、最適な補正電圧をＲＯＭから取り出せるようにしている。電圧と階調特性については、ＲＯＭには記憶されておらず（同一階調での画素間電位差のみ記憶されている）、電位差情報と、階調信号を加算し、加算データを元に電圧発生部で決められた電圧範囲のうちのいずれかを電圧ＤＡＣ部で選択することにより、階調に対応した補正電圧を出力できるようにしている。

第２の方法としては、表示階調をはさむ２つの電圧測定済み階調補正データから表示階調時の補正データを算出する方法がある。この場合は図７７においてＲＯＭコントロール部７７１で、表示階調から、２つの補正データを読み出すような制御を行う必要がある。ＲＯＭから出力された２つのデータから、表示階調に対応するデータを２点間直線近似により求め、補正データとする。そのため図７８のように、図７７のデータ出力に演算部７８１を追加する必要がある。またＲＯＭからの読み出しは１データあたり２回の読み出しを行う必要があり、転送レートを２倍にするか、バス幅が２倍もしくは２つのＲＯＭからの同時読み出し等の仕組みが必要となる。２つのデータは、同一画素の階調が異なる２つのデータである。２つデータがあれば、直線近似することでデータを求められる。必要な階調に対して階調差が小さいものから２つを選ぶか、必要な階調に対して低階調側でもっとも近いデータと高階調側でもっとも近いデータの２つを選ぶかする。いずれかの方法により表示階調に対して補正データを計算することで誤差が少なく計算誤差によるムラが発生しにくい表示が得られる。

測定する電流は、図３のような電流により書き込みが可能な画素構成の場合において、高階調側ほど電流駆動により書き込みが可能となるため、入力電圧が正確でなくても、ムラがない表示が可能であることから、ムラが発生しやすい低階調を中心に測定する必要がある。

ＷＱＶＧＡの画素数で２〜５型パネルの場合、０．１μＡ以上の電流領域では、０．０１μＡの低階調表示時の画素電位データからの補正データでも、ムラがない表示であった。０．１μＡ未満の電流領域で、移動度ばらつき起因と見られるレーザーショットと同一方向のムラが視認された。

０．０５μＡ電流時の画素電位データを用いれば、０．０４μＡ〜０．１μＡの範囲でムラのない表示が実現した。

０．０３μＡ電流時の画素電位データで、０．０２５〜０．０４μＡの範囲の階調で、０．０２μＡ電流時の画素電位データで０．０１８〜０．０２６μＡの範囲の階調で、０．０１μＡ電流時の画素電位データで、０．０２μＡ以下の範囲で表示ムラがないことが確認できた。

これによりＷＱＶＧＡで２〜５型パネルでは、０．０１、０．０２、０．０３、０．０５μＡの４点の画素電位測定を行って、記憶手段にデータを蓄え、データを元に表示を行
うことで全階調に対してムラのない表示が実現された。

一般的には垂直ライン数（水平走査期間）とパネルサイズ（配線容量）により必要な画素電位データの種類が求められ、ライン数が２倍になれば、必要なデータは２倍、パネルサイズが２倍になれば、必要なデータは２倍となる。

そのため、補正を行う階調はなるべく少ないほうがコストが低下し、１階調分のみで補正を行う場合には、電流がもっとも小さい黒階調で補正（電流が流れないので、電流による補正が期待できない）することがよい。ただし黒表示の輝度が低くムラがあったとしても視認できない場合には、視認可能な輝度となる階調で最小電流の階調により補正を行うことが好ましい。この場合には黒の次の階調である１階調目が補正の対象となる。

特に電流駆動を行う画素構成であれば、１水平走査期間の始めの２〜１０μ秒の間で電圧ＤＡＣによる書き込みを行い、残りの期間で電流ＤＡＣによる書き込みを行うとよい。すると、ＴＦＴの移動度成分のばらつき起因による電圧のずれを電流ＤＡＣの書き込みにより補正するため、すべての階調に対してきっちりとした補正データがなくても、ムラのない表示が可能である。特に高階調（＝電流が多い）ほど電流ＤＡＣによる画素への書き込み能力が向上するので、補正を行う階調は低階調を中心に実施すればよい。そして、高階調では、階調成分を利用するとともに、閾値成分まで電圧を変化させて、補正できていない移動度成分を電流により補正すればよい。

駆動トランジスタの移動度成分のばらつきが少なくなれば、電圧駆動であっても間引きすることが可能である。

なお、測定時の電流は、階調表示時の電流と必ずしも同一である必要はなく、補正を行う階調付近の電流であってもよく、測定結果と階調をあとから関連付けしてもよい。これは、画素電位を測定する条件は、一定電流を流した状態の電位を測定している一方で、白の電流は有機発光素子の効率ばらつきによりパネルごとに異なってくるため、ある１階調の電流が必ずしも一定値になるとは限らず、測定条件の電流がどの階調にも属さないことがあるため、測定条件と一致させることが困難である。ＲＯＭに記憶される電圧は、パネル面内での電位差を保持しており絶対値は問わないため、階調と測定電流がずれていたとしても、ばらつきの状態が変わらなければ、測定電流の近接階調を、補正階調としてもよい。効率ばらつきのよる電流のずれは白調整後の電流測定の結果で１０％以内であった。例えば先の例で、０．０１、０．０２、０．０３、０．０５μＡの４点を測定した場合に、同一階調に対する電流がパネル間で１０％変化したとしても、４点の各間の差は１００％以上あり、異なる測定点まで階調が変化することはない。仮に１０％電流がずれて、画素電位の分布がずれたとしても、先ほどの補正可能な電流範囲の結果からすると、４点の測定点のどれを取るかは、電流ばらつきに対してほとんど影響がないと考えられる。

そのため０．０１μＡ＝階調Ａ、０．０２μＡ＝階調Ｂ、０．０３μＡ＝階調Ｃ、０．０５μＡ＝階調Ｄ、としたときに階調Ａ〜Ｄについては、白電流のデータから、後付けで定義してよい。この結果は図７７などのＲＯＭ制御部７７１に反映され、階調データ入力に対して、どの電流に対する補正データを取るか、補正データを選択する際に、選択の基準として階調Ａ〜Ｄを用いる。つまり映像信号との階調比較を行い、もっとも近い測定データがどれか判断したり、近い２データを取るためのデータがどれかを判断したりするものである。同期信号が入力されているのは、どの画素アドレスのデータを取るかを判断するためのもので、階調データ７４３から、どの電流条件のばらつきデータを取るかをきめて、同期信号から、どの画素のデータを取り出すかを決めている。

なお、大型パネルなどで全階調範囲に対して電流駆動での書き込みが困難である場合においては、すべての階調での補正データによる電圧印加が必要である。

補正データの作成は、まず電流駆動で白表示を行い、輝度と色度を調整する。これで白表示時の電流値が決まる。このときの各色の電流値を測定しておく。次にガンマカーブを決定する。各階調の輝度つまり電流値が決められる。すべての階調に対する電流値がわかったので、それぞれの電流を流したときの全画面の画素の電圧を測定し、階調ごとに補正データを計算する。すべての階調のすべての画素に対応する補正データがきまれば、記憶手段に書き込みを行うことで、補正データの完成となる。

この方法は、すべての階調のデータを測定するとき以外でも、複数の階調に対応する補正データが必要なときにも適用が可能である。

また図８４のようにドライバ出力部を構成し、電圧読み出し部を構成し、出力８４２をソース信号線に接続すると、切り替え部７４９で電流ＤＡＣ部７４８を選択し、ある画素に電流を書き込んだ状態で読み出し部８４１のうちの１つを導通状態とすれば、駆動トランジスタのゲート電圧がＤＡ変換部に入力され、電圧が測定可能である。これにより特性ばらつきを補正するが、更に、切り替え部７４９を電圧ＤＡＣ部７４７に接続し、読み出し部８４１のうちの１つを導通状態にすると、ある１出力の電圧ＤＡＣの電圧出力がＤＡ変換を通じて測定可能となる。これをすべての出力に対して繰り返し実施すれば、あるドライバの電圧ＤＡＣの出力ばらつきが測定可能となる。

測定結果を利用して、同一階調でも電圧が高い出力では、その出力を利用する画素においては、補正データを加算し低い電圧に補正するようにする。逆に電圧が低い出力では補正データは減算すればよい。（ただし、補正データは負のデータも扱われる場合を考慮して生成されていないため、最小値が０になるようにするために画面全体での補正が必要である。）
これにより電圧ＤＡＣ部７４７の出力偏差が大きかったとしても、補正用のＲＯＭ７６１にて補正が可能となり、出力偏差による表示ムラを抑えることが可能となる。そのため電圧ＤＡＣ部においては、出力偏差を小さくする機能を回路的に設けなくてもよく、回路規模を小さくすることが可能となる。

画素の駆動トランジスタと、電圧ＤＡＣ部７４７の電圧ばらつきの両方を補正する場合には、補正用のＲＯＭ７６１には、画素電位のばらつきと電圧ばらつきの結果を加算した値を入力すればよい。

いずれのデータも、１段階あたりの電圧変動量は同じでやっているため単純加算で、補正が可能である。画素電位のデータは１画面分あるが、ドライバの電圧ばらつきは１行分のデータであるため、加算する際には、（Ｘ，Ｙ）座標において、Ｘ列Ｙ行の補正データは、Ｘ列Ｙ行の画素電位ばらつきデータと、Ｘ番目のドライバ電圧ばらつきデータの加算で実現できる。（Ｘ、Ｙは画素のアドレス分を表す整数である。）
なお、画素の駆動トランジスタのばらつきが、表示領域のごく一部分であったり、複数画素に渡って発生する周期的なムラをなくす場合には、必ずしも全画素分の画素電位ばらつきデータがなくてもよい。

例えば、横方向の隣接２画素間で画素電位の特性にばらつきがなければ、Ｘ＝２ｐ、２ｐ＋１（ｐは整数）の画素共通で同一のばらつきデータを用いてもよい。ばらつきデータの数を半分にでき、補正用のＲＯＭ７６１の容量を小さくすることが可能となる。縦方向についても同様である。

図７９は駆動トランジスタ７９５の閾値ばらつき補正機能付の電圧駆動用画素回路の例である。駆動方法を図面を参照しながら説明する。

画素に所望の階調を書き込む前に図８３に示すような４本のゲート信号線（Ｇ１〜Ｇ４）とリセット電源７９９を入力し、駆動トランジスタ７９５にリセット電圧を印加する。これはオフセットキャンセル画素構成と同様の動作である。

次に図８０に示すようなゲート信号線の入力により、電圧出力部からの出力電圧が画素に書き込まれる。このとき駆動トランジスタ７９５のゲート電圧は電圧出力部の電圧から駆動トランジスタ７９５の閾値電圧分低い電圧が印加される。

次に図８１にあるようなゲート信号線の操作により、ＥＬ素子に電流が流れて階調表示されるようになる。このときに流れる電流は、蓄積容量両端に蓄えられた電荷により決まる。蓄積容量に蓄えられる電荷は、図８０での説明で電圧出力部の電圧と、駆動トランジスタ７９５の閾値電圧により決まるため、この回路構成ではトランジスタの閾値電圧のばらつきを補正することが可能である。補正の際には、駆動トランジスタ７９５のドレイン電流が流れていないため、ドレイン電流が流れない黒表示時のトランジスタ特性補正が可能である。

階調の変化は電圧出力部の電位変化により行われる。電位変化はドライバＩＣの電圧ＤＡＣ出力により行われるため、駆動トランジスタごとの補正がなく、移動度ばらつきによるムラが発生する恐れがある。

移動度ばらつきを補正するためには、駆動トランジスタ７９５ごとにドレイン電流の変化に対するゲートソース間電圧の変動を確認し、ドライバにある電圧出力部の出力を同一階調であっても画素ごとに異ならせる必要がある。

そこで、出荷前に、図８２の動作を実施し、駆動トランジスタの電圧ばらつきを測定し、画素ごとの電位変動から、変動分を補償するようなＲＯＭデータを作成し、保持するようにして、表示時にはＲＯＭデータと階調データから表示を行う構成を考案した。

まず図８２のように測定する画素のゲート信号線の制御を行なう。電圧出力部から電圧Ｖ１を、電流出力部から電流Ｉ１を印加し、Ｖｏｕｔから駆動トランジスタのゲート電圧を測定する。

Ｉ１＝０とすると、図８０の状態における駆動トランジスタのゲート電圧が測定可能である。画素ごとの電圧ばらつきが黒表示時におけるトランジスタのゲート電圧ばらつきとして観測される。（Ｖ１−Ｖｔｈと規定する。）
Ｉ１が０以外の階調表示に対応する電流を印加すれば、対応階調表示時におけるゲート電圧ばらつきをＶｏｕｔから観測することが可能である。この電圧はＶ１−Ｖｇと規定する。Ｖｇは駆動トランジスタによる電位降下分で閾値電圧と移動度成分が合わさった電圧となる。

０時の電圧と０以外の電圧の電位差はＶｇ−Ｖｔｈとなる。Ｖｇ＝Ｖｕ＋Ｖｔｈと表現でき（Ｖｕ階調間の電位差に相当）、演算結果はＶｕ＋Ｖｔｈ−Ｖｔｈ＝Ｖｕとなり、当該階調表示に必要な黒電圧からの変化量Ｖｕが求められる。Ｖｕの値を黒表示時の電圧から減算した値を電圧出力部から出力すれば、所定階調表示となり、Ｖｕのデータを画素ごとに個別に入力すれば、駆動トランジスタのばらつきに応じた信号出力が可能となる。

ＲＯＭに保持する際には、Ｖｕの最小値を算出し、最小値をまずＤＡＣの出力に反映する。黒表示時の電圧に対してＶｕの最小値分だけ低い電圧が当該階調の出力電圧となるようにＤＡＣの入力データを設定する。画素ごとのＶｕの最小値からの電位差を計算し、計算結果をＲＯＭに記憶させる。ＲＯＭデータと、ＤＡＣの入力データの演算結果を電圧ＤＡＣに入力すれば、画素ごとの特性ばらつきに応じた所定階調電圧をパネルに印加させることが可能となり、特性ばらつきの影響が少ない表示が可能となる。

複数の階調で電圧を測定し、Ｖｕの値を算出すれば、複数の階調において最適な画素電圧を印加できる構成となる。全階調で実施すればすべての画素において特性ばらつきを補償した電圧がドライバからパネルに供給され、ムラのない表示が実現可能である。

すべての階調での測定には測定時間がかかり、調整に要する時間が大きくなりコストアップしてしまう。またＲＯＭ容量も大きなものが必要で、コストは上昇する方向となる。そこで補正を行う階調の割合は全階調のうち１／４〜１／１２８程度が好ましい。現状では、１〜３階調分のデータで実施する。

図３のようなカレントコピアの画素構成の場合、電圧ＤＡＣ部の出力がそのまま駆動トランジスタのゲートに供給されるため、測定された電圧をそのまま利用すればよかったが、図７９の構成では、電圧ＤＡＣからの出力がそのまま印加されるのではなく、閾値電圧分低下した電圧が印加されるため閾値電圧分の低下を考慮した電圧を印加する必要があることで、画素ごとの閾値電圧測定結果から、閾値電圧分を差し引いた電圧をＲＯＭに記憶させる点で方法が異なる。

さらにオフセットキャンセル方式の画素構成においても、ＲＯＭにより電圧を補正することが可能である。オフセットキャンセル方式の画素構成では、キャンセル点に相当する電流値では、駆動トランジスタの特性ばらつきを補償するが、電流値がずれるほど、移動度ばらつきによる、補償能力の低下が発生し、表示ムラがおきやすくなる問題がある。

そこで、駆動トランジスタのゲート電圧ばらつきを電流値ごとに測定し、ソースドライバから印加する電圧を同一階調であっても画素ごとに調整し設定することで特性ばらつきによる表示ムラを低減させることとした。

図８５に１画素回路と周辺の回路を示す。従来の構成に比べて駆動トランジスタ８５１のゲート電圧を初期化するための初期化信号線と、階調電圧を記憶するための容量Ｃ２の電荷をリセットするためのリセット信号線に対して出力オープン用のスイッチ８５７を挿入し、電流源８５８からの電流が初期化信号線とリセット信号線に印加できるようなスイッチ８５７と電流源８５８を追加したことが特徴である。電流源８５８はアレー基板上に１ソース線ごとに配置しても、ドライバＩＣに作成してもよい。

通常のオフセットキャンセル動作をさせるには、ＥＮＡ１、ＥＮＡ４につながるスイッチをＯＦＦにして、ＥＮＡ２、ＥＮＡ３につながるスイッチをＯＮとする。更に、図８５に示すようなゲート信号線の入力により、Ｃ２の電荷を放電し、次に駆動トランジスタ８５１の閾値補正をキャンセル期間８６２に実施し、駆動トランジスタ８５１のゲート電圧が閾値電圧となるように変化する。この状態で黒表示時の電圧となる。信号書き込み期間８６３において、黒表示時と所定階調の差に対応する電位をソース信号線から書き込むことにより、駆動トランジスタ８５１の閾値電圧のばらつきに対応した階調電圧が駆動トランジスタ８５１のゲートに入力され、発光期間８６４により所定輝度発光する。

この方式では、リセット電圧（Ｖｒｅｓｅｔ）と電圧源８５９の電圧の差により黒表示状態からどの程度駆動トランジスタ８５１のゲート電圧を変化させるかを決定する。リセット電圧と電圧源の電位差はすべての画素で同一であるため、駆動トランジスタ８５１の移動度にばらつきがあった場合に、リセット電圧からずれた階調（この場合では白）において、ドレイン電流にばらつきが生じ、表示ムラが発生する。

電圧源８５９の電圧が、画素ごとの特性ばらつきに応じて、同一の階調であっても出力電圧が変化することが特徴である。変化のさせ方をモジュール内のＲＯＭ部に記憶することで、調整し出荷した後電源がない状態からの駆動であっても特性に応じた電圧を出力できるような構成としている。

ＲＯＭに記憶させるデータを作成するための手順を説明する。

図８８に１画素における駆動波形を示す。リセット期間８６１及びキャンセル期間８６２において、従来と同様に駆動トランジスタ８５１の閾値ばらつきを補正する。このとき、駆動トランジスタ８５１のゲート電圧は、ドレイン電流が０のときのゲート電圧となり、画素ごとのばらつきに対応した電圧となる。

次に、ＥＮＡ１〜４信号を制御し、電位書き込み期間８８３において、電流源８５８の電流を駆動トランジスタ８５１に流し込む。このときトランジスタ８５４と８５５がＯＮ状態で、８５３がＯＦＦ状態となっており、駆動トランジスタ８５１が電流源８５８の電流（例えばＩ１）の電流を流すようにゲート電圧を変化させ、キャンセル期間８５２によりＣ２に蓄えられた電荷を保持したまま、８５１のゲート電圧が変化した分、節点８７１の電位が変化する。この節点８７１の電位が、ＥＬ素子にＩ１の電流を流すのに必要な電位となる。

そこで、電位書き込み期間８８３において書き込まれた節点８７１の電位を電位読み出し期間８８４において外部に読み出すようにすればよく、例えば電流源８５８と８５７のスイッチ間から電圧を取り出す信号を用意し、ＡＤ変換にてデータを取り出したり、電圧源８５９の出力を切り離した上で信号線から電圧を取り出したりする方法もある。

画素数分だけ繰り返し実施することで、すべての画素においてＩ１の電流における電圧源８５９から印加すべき電圧値が求められる。この電圧値を図８６の信号書き込み８６３の期間で入力すれば、駆動トランジスタの特性ばらつきによらずＥＬ素子にＩ１の電流が流れ、ムラのない表示が実現可能である。

画素ごとに同一階調でも異なる電圧を印加する方法としては、同一階調での電圧ばらつき分をＲＯＭに記憶させ、各階調の最大、最小もしくは平均電圧を階調−電圧特性としてガンマ補正部で記憶させる方式が考えられる。電圧源８５９の出力はガンマ補正後のデータとＲＯＭデータの加算により決めるようにすることで、同一階調でも画素の駆動トランジスタ８５１の特性に合わせた電圧を出力することが可能となる。１出力あたりの信号の流れとしては、図７４から電流出力部がなくなった図８９の構成となる。

電流源８５８については、ドライバＩＣとは別にアレーや検査回路上に設けてもかまわないし、ドライバＩＣに電圧測定用の電流源として内蔵することも可能である。例えば図９０のように電流源８５８及び電圧源８５９をドライバ部９０１の中に内蔵した構成があげられる。図９０ではさらに電圧を測定するためのＡＤ変換部９０２がスイッチ９０３を介して接続され、ＡＤ変換部９０２の出力を外部に取り出せる。電流Ｉ１を駆動トランジスタに流す経路は９０４のようになり、それに伴い８５６のスイッチはＯＮ、切り替え部９０５は電流源８５８を選択している。このため、電位書き込み期間８８３で、Ｉ１を流すのに必要な電圧に節点８７１が変化する。変化終了後にスイッチ９０３をＯＮにして、ＡＤ変換部９０２と節点８７１が接続されることで、電圧値が検出され、画素ごとの必要電圧がわかるようになる。

ドライバＩＣの構成としては図９１に示すように、電圧源８５９側には映像信号と記憶手段（補正データが記憶されている）を加算したデータが入力され、映像信号と画素によって、最適な電圧が電圧源８５９から出力される。一方で電流源８５８側では出力電流を決定する電流制御信号９１１が入力されている。Ｉ１を決定するのはこの電流制御信号９１１である。電流制御信号のビット数が多ければ、より細かくもしくは広い電流範囲で書き込み電流を設定することが可能となる。ただし本来の表示には必要のない回路であり回路規模がなるべく小さいことが好ましいため５〜６ビット程度のＤＡＣで形成される。また、粗調整用のビットと微調整用のビットを組み合わせて作成することもある。

このようにして、図９２にしめすように、同一階調であっても出力電圧が異なる電圧出力部を構成することが可能となった。黒表示の場合、この例ではＶｔｈ１〜Ｖｔｈ５の電圧となる５種類の電圧が出力可能。補正用のＲＯＭに１階調分のデータが入っている場合には、他の階調でも同様に５種類の電圧が選択可能で、階調Ａに対しては、出力はＶＡを中心に５点（ＶＡ＋（Ｖｔｈ１−Ｖｔｈ３）、ＶＡ＋（Ｖｔｈ２−Ｖｔｈ３）、ＶＡ、ＶＡ−（Ｖｔｈ３−Ｖｔｈ４）、ＶＡ−（Ｖｔｈ３−Ｖｔｈ５））の出力が可能である。一般に同一階調での出力数は補正用のＲＯＭのビット数によって決まる。そのため、図示された階調と出力電圧の関係の直線は１パネルあたりで１色あたり８〜２５６通りの関係が存在することとなる。

また図９３では階調０、Ａ、Ｂの３点で補正電圧を測定し、同一階調でも出力電圧が異なる仕様となっている。階調Ａよりも階調Ｂの方がばらつきが小さい場合にこのような関
係となる。

駆動トランジスタがｐ型の場合で説明を行ったが、ｎ型であっても同様に実現が可能である。電圧を読み出すための電流の向きを反転させることと、入力階調に対する電圧の変化が、階調が高いほど電圧が高くなるようにすればよい。従って、記憶手段にデータを入れる際には、一番電圧が低い画素でデータ０を電圧が高くなるほどデータを大きくするようにデータを保持させるようにすればよい。

画素ごとの電圧を読み出すための方法は、図８４のドライバ構成で図３の画素の場合のタイミングチャートを図９４に示す。少なくとも同一色のすべての画素に同一の電流値を印加し、電圧ばらつきを確認するため切り替え部７４９は電流ＤＡＣ側の出力を選択する。映像信号とガンマ補正回路の制御で、各画素への印加電流を決定する。少なくとも同じ色では同じ電流が書き込まれるようなパターンをドライバＩＣに入力する。この状態で、１行目の画素に電流が書き込まれるように１行目の３１ａ信号を印加すると、１行目のすべての画素に電流が書き込まれる。この期間が電流書き込み期間９４２に相当する。

電流が画素に書き込まれるのには時間がかかるため、電流書き込み期間９４２は書き込みが完了するまで継続する。２〜３型のパネルでおおよそ０．２〜２ｍｓ程度の時間を要する。

画素に書き込まれた電圧が安定したところで、１画素ずつ電圧を読み出す。これはＡＤ変換回路が１つしかない場合の例で、複数個のＡＤ変換回路があれば複数画素同時に読み出しを行うことが可能である。

順に画素の電圧を読み出すため、読み出し部８４１が存在し、１出力ずつ順に出力８４２をＡＤ変換部９５７と接続するようにする。この例ではドライバの面積を小さくするため、通常表示に用いられるシフトレジスタを兼用して用い、順にＡＤ変換を行うようにしている。これで１画素目から、１行に存在する全画素分を順に走査し、画素の電圧ばらつきデータを得ている。９４３〜９４５の時間であるが、１画素あたり５〜２０ｍｓ程度かかっている。この走査をゲートドライバ３１を動作させて行ごとに繰り返し実施し、全画素の電圧ばらつきデータを得ることで、記憶手段に記憶させるデータの元データを作成した。

１画素ずつ変換すると測定時間がかかるため、複数画素を同時に変換する方法として、複数のＡＤ変換部を用意すればよい。この場合ＡＤ変換部ごとにばらつきがあることが想定され、同一入力電圧であっても出力データが異なることが考えられる。この場合は、同一アンプから供給された電圧を、複数のＡＤ変換部に入力し、出力値のばらつきから、ＡＤ変換部のオフセットばらつきを検出し補正をかければよい。

また、レーザーショットによる電圧ばらつきなど、原因がわかっていて、発生する位置や周期がわかっている場合や、近接の複数の画素間では電圧ばらつきがない場合においては、すべての画素ではなく、複数の画素分を共用して、補正データとしてもよい。この場合には、共用化する画素のうちの少なくとも１つの電圧読み出しを行えばよく、４画素ごと共通の場合には、読み出しを行う画素の数は１／４でよい。（電圧読み出しの精度を上げるために２〜４画素読み出しをして、結果の平均をとって補正データとしてもよい。この方法であっても２〜３画素読み出しであれば、全画素読み出しより読み出し時間を短縮できる）
以上の方式において、ドライバとパネルとＲＯＭを組み合わせた場合の構成を図９５に示す。

入力された映像信号は、ガンマ補正回路を通してＤＡＣ部に入力される。ＤＡＣ部でアナログ信号に変換された後、切り替え部７４９で電圧もしくは電流のいずれを出力するかを決める。いずれにするかは、パルス発生部によるパルス出力と、Ｉ／Ｖ判定部９５２の出力から決められる。パルス発生部９５６は、１水平走査期間内で電圧書き込みを行う時間を決定するためのもので、水平走査期間のはじめ２〜１０μ秒程度のパルスを出力する。Ｉ／Ｖ判定部９５２は、画素ごとに、電圧書き込み期間を設けるかどうかを決定するもので、画素ごとに「する」か「しない」かを判定する。Ｉ／Ｖ判定部９５２の出力は、電圧書き込みを許可する場合に「１」、電圧書き込みを許可しない場合に「０」とする。これにより電流駆動のみの書き込みも可能となる。なお、電圧書き込みを許可しても、パル
ス発生部９５６でパルスがない場合には切り替え制御部９５３において、常に電流ＤＡＣ部が選択されるようになる。切り替え制御部９５３は、Ｉ／Ｖ判定部９５２の出力とパルス発生部９５６の出力の論理積をとるイメージとなっている。そのため、電流駆動のみを実施する場合には、Ｉ／Ｖ設定線９５１により常に電圧書き込みを許可しないようにするか、パルス幅設定線でパルス幅を０にする方法がある。また電圧駆動のみを実施することも可能で、Ｉ／Ｖ判定部９５２の出力を常に「１」とするようにして、パルス発生部９５６の出力を常時“Ｈ”レベルにすれば、電圧ＤＡＣ部が選択されるようになる。この動作を利用すれば図８５の画素構成においても本ドライバを利用することが可能となる。

また、Ｉ／Ｖ判定部９５２は電流ガンマ補正回路７４２の出力を取り込んでいる。これにより、例えば一定階調以上では電流駆動のみにすることも可能となる。つまり電流ガンマ補正回路７４２の出力が一定階調以上である場合にＩ／Ｖ判定部９５２の出力が「０」となるとすればよい。これは、電流駆動のみでも書き込み可能である場合に適用が可能であり、電圧ＤＡＣを使用しないことで、アンプの充放電による電力を削減することが可能である。

記憶手段７６１の駆動トランジスタのばらつきデータを入れる方法としては、これまでの説明どおり、一定電流を画素に印加し、そのときの駆動トランジスタのゲート電圧を測定し、ばらつき分を量子化して書き込みを行っている。

一定電流を画素に印加する方法は、映像信号に一定階調を入力し、すべての画素で同じ電流出力が電流ＤＡＣ部から行われるようにする。この際電流出力が選択できるように、パルス発生部９５６の出力をなくすか、Ｉ／Ｖ判定部の出力を「０」にする必要がある。

このようにして、一定電流を画素に書き込み、駆動トランジスタ３２に一定電流が書き込まれるようになる。図９７に駆動トランジスタ３２に電流が書き込まれたときの、電流の流れ（９７１）を示す。このときの３２のゲート電圧を測定するために、読み出し部８４１のうちの１つをＡＤ変換部９５７と接続する。２つ以上同時に接続すると、異なる電圧同士が接続されてしまうため、１つのみの接続とする。図９５では読み出し制御線９５５とシフトレジスタ５３２により順番に１つずつ接続できるような構成としている。すべて非接続も可能でその際は、読み出し制御線９５５で、“Ｌ”レベルを入れればよい。接続する場合には、１シフトクロック分の幅で“Ｈ”レベルを入力すれば、１出力ごとに順番に接続されるようになる。

これにより、３２のゲート電圧は、図９７の９７２の点線で示すように、３９ｂのスイッチを介してソース信号線３０に伝播し、選択された読み出し部８４１ａを介してＡＤ変換部に入力される。ＡＤ変換のタイミングは、駆動トランジスタ３２のゲート電圧がＡＤ変換部９５７に入力されるまで各信号線の浮遊容量充放電が完了してから実施する必要がある。ＡＤ変換が完了したら、シフトレジスタにより、８４１ａの選択を８４１ｂに変更する。８４１ｂ終了後、８４１ｃと同一行にある画素の電圧を順次読み出していく。１行がすべて完了すれば、ゲートドライバの操作により、次の行の電圧を読み出す動作に移る。

図９７ではカレントコピアの画素構成において説明を行ったが、カレントミラーの画素構成（図５）などの画素構成でも、同様に電圧を読み出す動作の実現が可能である。有機発光素子に流す電流を制御する駆動トランジスタ３２にドレイン電流を印加できる構成であって、電流値を外部で知ることができ、ゲート電圧もしくはドレイン電圧が外部へ取り出せる画素構成であれば、同様にこの手法の適用が可能である。電流駆動の画素構成だけではなく、図７９や図８５の画素構成であっても、この手法の適用が可能である。

変換後のデータはＰＣに取り込み、全画素分のデータがそろったところで計算を行う。計算は図７３に従って実施する。データを記憶手段７６１に書き込み、補正データの作成を完了する。

なおＡＤ変換部からＰＣ間とＰＣから記憶手段間については、常時接続される必要がなく、出荷前の調整工程（画素電圧の補正工程）でのみ接続されればよい。従って、通常駆動時ではＡＤ変換部は不要で、図９５のようにドライバ部に内蔵しても、ＰＣと同様に調整時にのみ、調整用の外部回路に搭載してもよい。読み出し部８４１は、通常時はすべての回路でＯＦＦ状態にしておく。

電圧発生部９５３は図９６に示すような回路で構成される。

最大電圧がＶ０で最小電圧がＶｎとなる。（ｎは電圧出力に必要な段数で１以上）階調性を上げるために抵抗素子９６３の抵抗分割により電圧を生成している。Ｖ０〜Ｖｎ出力については、負荷容量によっては、バッファを設けることもある。最大及び最小電圧は、アレーの駆動トランジスタの特性ばらつきを考慮して、可変できるようになっている。最大電圧はほぼトランジスタの閾値電圧に相当し、閾値電圧のばらつきによって、電圧の高低を調整できるようにしている。調整を行うために電子ボリューム９６１を具備し、外部から電圧設定線９５４により調整できるようになっている。Ｖｎ側は高階調側の電圧である。図７８などで説明したように、電圧補正部分についてもＶ０〜Ｖｎの１段あたりの電圧を元にデータを加減算して電圧表示を行うことから、１段階あたりの電圧変動幅を変えることはできない。（例えば１０ｍＶで固定する。）そのためＶ０の電圧を変化させれば、同一電圧値だけＶｎの電圧も変化させる必要があり、Ｖｎ側にも電子ボリュームと、電圧設定線が具備されている。運用上、電子ボリュームＡとＢは同一電圧値分だけ同時に変更が必要である。

電子ボリュームを２箇所に設けなくても、Ｖ０とＶｎの電位差を一定にすることが可能であれば、いずれか１箇所は不要であり、そのような回路構成であっても問題はない。

２箇所の電子ボリュームの方式は、例えばＶＡ出力とＶＢ出力に設けられたアンプ９６２のオフセットによる１段階あたりの電位差のずれを補正することが可能となる利点がある。

Ｖ０とＶｎの電圧値を測定し、測定電圧を元に１段階あたりの電圧を算出する。この電圧値が、記憶手段に補正データを入れた際の電圧刻み幅とずれている場合には、１段階あたりの電圧をあわせるように、電子ボリュームＡもしくはＢのいずれか一方を調整すればよい。なお各出力にアンプが具備されている場合には出力アンプの偏差の影響がある可能性があるので、その場合は例えば複数（全部でもよい）端子の出力電圧を測定し平均値で調整してもよい。

Ｖ０及びＶｎ電圧の測定は、まず、記憶手段７６１には補正データが入っていないことから、加算部での記憶手段７６１との加算をやめ（補正なし）、映像信号と電圧ガンマ補正回路の設定により、Ｖ０に対応するデータを電圧ＤＡＣ部７４７に入力する。さらに切り替え部７４９は電圧ＤＡＣ部を選択するようにする。このため、Ｉ／Ｖ判定部９５２は出力を「１」とし、かつパルス発生部９５６は常時“Ｈ”レベルとすれば、常に電圧ＤＡＣ部がソース信号線３０と接続されるようになる。この状態で読み出し部８４１を１つずつＡＤ変換部９５７と接続することで、電圧発生部９５３のうちＶ０に相当する電圧を測定することが可能である。Ｖｎについても、映像信号と電圧ガンマ補正回路の設定で電圧ＤＡＣ部入力をＶｎに対応するデータとすることでＶｎに対応する電圧がＡＤ変換部９５７から測定可能である。

次にＶ０に相当する電圧と、Ｖｎに相当する電圧との差分を計算する。差分の計算は、Ｖ０の出力データ群とＶｎの出力データ群それぞれの平均の差でも、同一端子におけるＶ０とＶｎの出力電位差のデータの少なくとも２出力分の平均値でも、任意の１出力でのＶ０とＶｎの電位差でもかまわない。電位差がわかることで、電圧ＤＡＣ部７４７のダイナミックレンジがわかるし、ＤＡＣの段数がわかっていれば、１段階あたりの電圧刻み幅がわかる。

ばらつきデータを量子化する際の、刻み幅に、実際の電圧ＤＡＣ部の刻み幅を合わせるためには、９５４ａもしくは９５４ｂの一方の電圧設定線の値を変更し、電子ボリューム
を変更することで、あわせ込みが可能である。例えば、実際の刻み幅が小さい場合には、刻み幅を大きくするためにＶＡの電圧を上げる（９６１ａの電子ボリュームを制御）か、ＶＢの電圧を下げる（９６１ｂの電子ボリュームを制御）かすればよい。

また、逆に、実際の電圧出力部の刻み幅データを用いて量子化を実施してもよい。図７３における量子化（７３２）を実施する前に、Ｖ０、Ｖｎに相当するデータを測定し、ＤＡＣの１段階あたりの刻み幅を計算しておき、計算された刻み幅に応じて量子化を実施する。

Ｖ０及びＶｎ電圧を測定する方法を利用して電圧ＤＡＣ部の隣接間端子電圧ばらつきを測定することにも利用可能である。電圧偏差分だけ電圧ＤＡＣ７４７に入力されるデータの加減算することで、電圧ばらつきを小さく見せることが可能である。例えば、５番目の出力電圧が他の出力に対して、２０ｍＶ高い場合に、電圧発生部の刻み幅が１０ｍＶでかつ電圧ＤＡＣ７４７は入力データが大きいほど低電圧になる場合には、５番目の出力を利用する画素においては、補正値を画素電位測定結果に対してさらに「２」だけ大きくすれば、５番目の出力の画素のみ一律２０ｍＶ電圧が低くなり、出力電圧のずれを補正し、ムラの発生を防止している。この場合には、記憶手段に記憶されるデータは、画素ごとの駆動トランジスタの特性ばらつきと、ソースドライバの出力電圧の特性ばらつきを重ね合わせてできた、ばらつき分のデータが書き込まれる。

ＤＡ変換部及び読み出し部８４１は、通常駆動時には用いないため、ドライバ部に入れなくてもよい。例えば、図９８に示すように、ドライバ部と表示部とは別に、読み出し部として、別の場所例えばアレー上に形成してもよい。アレー上に形成することは検査終了後に、読み出し部を含む読み出し用の回路を割断し、出荷時に回路スペースごと取り去ることで額縁を増やさずにパネルを提供する方法も可能となる利点がある。

さらに図９９において、読み出し部にシフトレジスタを設け、さらに外部から電圧を印加するための電圧印加手段９９３を設け、読み出し線９９４に接続すると、読み出し部８４１の動作とゲートドライバの走査によって、電圧印加手段９９３からの電圧に応じた電圧値により、駆動トランジスタ３２のゲートに電圧が印加されることで、有機発光素子３３が点灯する。ソースドライバＩがなくても点灯が可能となる。駆動トランジスタ３２の特性によらず一定電圧の書き込みとなるため、画素ごとに輝度が異なる可能性があるが、表示状態となるため、輝点や、滅点といった点欠陥や線欠陥を検出することが可能となる。

このように画素の欠陥を検査するためには、検査する範囲のソース信号線３０に対して電圧を同時に供給できるように、シフトレジスタ９９４で８４１のスイッチをすべてＯＮ状態にできるような構成が可能となるようにしておけばよい。例えば検査時にはスタートパルス９９１を常時ハイレベルにして、電圧読み出し時には読み出し時間に応じたパルスを入力することで１画素ずつ読み出し線９９４に接続されるようにする。

このように、検査と電圧読み出しを共用にすることで、検査に必要な回路が削減でき、パネル額縁を小さくすることが可能となる。割断して出荷する場合でも、１パネルあたりのレイアウト面積は読み出し部が小さくなる分小さくなり、取れ数を増やせる可能性があるという利点がある。

駆動トランジスタ３２のドレイン電流とゲート電圧の関係には温度依存性があり、温度が高いほど同一ドレイン電流にするためにはゲート電圧を高くする必要がある。逆に一定の電圧を印加した場合、温度が高くなるほどドレイン電流が多くなり有機発光素子３３に流れる電流が増加し、輝度が高くなる。つまり温度によってパネルの輝度が変化する恐れがある。図３の構成の画素においては、電流ＤＡＣ部７４８により電流書き込みを行うために、電流駆動で温度による電圧変化を補償するが、電流値が小さい場合には、十分に補償動作が行われず動作が不完全となり輝度変化がおきる恐れがある。

そこで図１００に示すように、ドライバＩＣ部にＡＤ変換部９５７を設け、検査時以外
の通常動作時でも画素の電圧を測定できるような構成において、画素の電圧を測定し、変化量に応じて、印加電圧を変化させるようにし、温度による輝度変化を小さくする構成を考えた。

あらかじめ室温（例えば２５度）の時の駆動トランジスタ３２の画素電圧を記録し、測定時との電位差により、測定時に最適な電圧を決定するようにする。例えば、調整時の電圧が４．５Ｖで、測定時の電圧が４．２Ｖとすれば、０．３Ｖ分が温度により変化した分となる。そこで、電圧発生部９５３の電子ボリューム９６１を２箇所とも０．３Ｖ分低下させれば、室温の際と同じ電流がＥＬ素子に流れると考えられる。

そこで、電子ボリューム９６１の電圧を決める電圧設定線９５４の値を画素の電圧に応じて変化できるように、ＡＤ変換部９５７の出力からフィードバックできるような図１００の構成とした。

調整時と測定時の差を検出するために、比較器１００２により、電圧変化量を検出するようにしている。調整時＝室温となるように調整時の温度は一定にして調整を行う必要がある。

比較器１００２において、電圧変化量をもとめ、電圧制御部１００１に出力する。電圧制御部１００１では電圧変化量から、電子ボリュームの値をどれだけ変更すればよいかを計算する回路ブロックで、電子ボリュームの刻み幅で、電圧変化量を割って、電子ボリュームの増減量を計算する。この値を、現在の電子ボリューム値に加減算することで、発生電圧Ｖ０〜Ｖｎの値が変化し、温度ごとに最適な階調電圧が電圧発生部９５３より出力されるようになる。

測定する電圧は画素数が多いほど、パネル全体での平均変化量がわかり、平均輝度を一定にする効果があるが、電圧を読み出すのに時間がかかり、読み出し中には表示ができないことを考慮すると、なるべく少ない時間で電圧を読み出す必要がある。そのため読み出しを行う画素は１０画素以下が好ましい。更に調整時の電圧から面内ばらつきの範囲内（平均値±σ）の画素を選ぶことが好ましい。温度読み出し時間の短縮の観点からは、画素への電流値の書き込みが同時に行える同一行の画素が多いほど高速に読み出しが可能。そのため、同一行から１０画素以下の画素の電圧を読み出す。

電圧を読み出し、温度に応じて変更する方法を図１０１に示す。ここではすでに調整段階で室温時の電圧データがある場合の流れである。電圧を読み出す際には調整時と温度以外が同一条件で測定する必要がある。そのためまず、電流ＤＡＣの階調を設定する。（設定は常に一定にしておいてもよいし、記憶手段に記憶させ、記憶手段の指定アドレスから読み出してもよい。）
次に読み出しを行う画素に電流を書き込む。読み出しを行う画素は、あらかじめ調整時に決めておいた１行のうちの複数画素で、行数、列、画素数については、記憶手段に調整時に記憶させ、記憶したアドレスから読み出すようにする。これは、欠陥画素のデータをとることを防止するためで、調整時に・BR>Fータを吟味し、欠陥ではない画素のアドレスを、記憶手段に記載しておく。指定された画素を指定数だけ電圧読み出しを実施する。読み出し回路８４１により順に制御する。行列の設定はいずれもシフトレジスタで行われることが多く、指定行までの変化をさせるようなコントローラが必要である。（７行目でゲートドライバが停止するなどの場合を想定している。）
画素電位の変化は画素単位ではなく、全画面に一様に実施されるため、１つのデータがあればよい。従って複数の画素に対する電圧を測定した場合には、平均化を行い、白色ノイズの影響を少なくするようにしている。

次にあらかじめ測定された室温時の電圧と比較を行い、電圧の変化量を計算する（１０１６）。

変化した分だけ、印加電圧を変えられるように、変化量に応じて２つの電子ボリューム９６１の値を変更する。

これにより、面内の平均ではあるが、温度に応じた電位変化に対応した階調電圧を供給することができ、温度特性変動の影響が少ない表示が実現できた。

室温時については図１０２に示す流れにより、室温時の電圧データ、温度補正時に読み出す画素のアドレス、書き込み電流をＲＯＭに記憶する。記憶させるためのデータを図１０２の流れにより作成する。

読み出しを行う画素が決まっていれば、当該画素のみの電圧測定であるが、決まっていない場合には、全画素を読み出し、電圧データから飛び値となっている欠陥画素を除いた画素から室温データを検出する。飛び値は例えば３σを外れた値としてもよい。

なお欠陥画素数が少ないと想定される場合や、読み出しを行う画素数が少ない場合には、全画素ではなく、一部の領域の画素から欠陥画素を除く作業としてもよい。

温度による画素電圧の変化の補正を電子ボリューム９６１により行うため、電子ボリュームの刻み幅によっては、急激な輝度変化や補正が不十分になることが考えられる。

刻み幅は細かいほどよいが、電子ボリュームの段数が増加し、コストが上昇する。画素電圧の測定精度が２〜５ｍＶ程度のノイズを含むため、刻み幅としては１０ｍＶ未満ではノイズによる影響を受け、温度補正効果が見えにくい。１０ｍＶ刻み未満の精度での電圧測定が不可能であるということから１０ｍＶ以上の刻み幅でよい。一方で刻み幅を荒くすると、１段階あたりの電位変化量が大きくなり、１段当たりの輝度変化量が大きくなる。最適な値を設定するにも設定できず丸め誤差による計算値との電位差が、測定ごとに変化することで輝度が変化しフリッカが発生する恐れがある。そこでフリッカを発生させない方法として、測定する回数を削減する。また測定タイミングを考慮する。

回数の削減としては、例えば電源投入後のみ、表示状態となる直前のみ、大幅なシーンチェンジ時のみといった方法がある。通常生活状態では、表示中に大幅な温度変化がおきることがほぼないため、電源投入時や、表示直前の状態の電圧測定でも十分補正が可能。その後の温度変化でも１０度未満であれば輝度変化は５％程度であるため、輝度変化がディスプレイ使用中に認識できるほどではなく、問題はない。

刻み幅については、温度補正の動作が表示中に１回程度であれば、極端に明るかったり暗かったりがなければ、表示ごとの輝度ずれには気づきにくい。駆動トランジスタ３２のチャネル長に対するチャネル幅の割合が、（チャネル幅）／（チャネル長）＝１／４程度であれば、６０ｍＶ刻みであっても、丸め誤差による輝度ずれは５％程度であり、使用中には気がつかないずれである。

以上のことから電子ボリューム９６１の刻み幅は好ましくは１０〜６０ｍＶの範囲で設計される。

さらに、この画素電圧を読み出して、調整時との電位比較を行い、差分を補正する方法は、温度変化ばかりでなく、ＴＦＴの経時変化による電圧変動の場合でも同様に補正する
ことが可能である。これによりＶｔｈシフトが顕著となるアモルファスシリコンを駆動トランジスタ３２に電圧駆動方式を採用することが可能となる。経時変化や、高電圧印加によりＶｔｈが変化した場合、電圧変化量を検知することが可能なので、変化量に応じた電圧印加により一定の電流を供給することができるようになり、駆動トランジスタの経時変化による輝度変化を防止する。

また、ＡＤ変換部９５７と比較器１００２、電圧制御部１００１により記憶手段との電圧変化量を検出することは、温度による変化や、経時変化によるＴＦＴ特性変化以外でも、外部要因によりＴＦＴの特性が変化した場合に、変化分を補償する機能を有する。ＡＤ変換９５７の測定間隔によって、変化に追従する時間がかわる。

以上で説明した方式は、動画応答改善などで用いられる黒挿入を行うデューティー駆動であっても実現が可能である。デューティー駆動の場合には、図１０５のように有機発光素子に流れる電流を一定期間なくすように、図８５のＢＧ線、図７９のＧ３、もしくは図３の３１ｂ、図５の３１ｄのゲート信号線を制御し、１フレームのうちの一部の期間（１／Ｎ）のみ導通状態とする。

この場合には、輝度を保つために印加する電流をＮ倍にしておく必要がある。以上で説明した方式では、画素からばらつきデータを読み出す際の電流をＮ倍にし、電圧ガンマ補正回路での設定値をＮ倍の電流が流れるように変更すればよい。電流駆動を行う場合には、電流ＤＡＣ部の電流出力もあわせてＮ倍にする。この電流出力をＮ倍にする動作は、基準電流生成部６１により実施される。他の動作は黒挿入がない場合と同様である。

なお、表示素子として、有機発光素子で説明を行ったが、発光ダイオード、ＳＥＤ（表面電界ディスプレイ）、ＦＥＤなど電流と輝度が比例関係となる表示素子ならどのような素子を用いても実施可能である。

また、図５９から図６１に示すように、このような表示素子を用いた表示装置をテレビや、ビデオカメラ、携帯電話に適用することによって、より階調表示性能が高い製品を実現することができる。

なお、制御ＩＣ２８もしくはコントローラとソースドライバ３６はそれぞれ別のＩＣを用いて実現した例を図示し、説明を行ったが、同一チップで一体化して作成した場合でも同様に実施可能であり同様の効果が得られる。

以上においてトランジスタはＭＯＳトランジスタとして説明を行ったがＭＩＳトランジスタやバイポーラトランジスタでも同様に適用可能である。

またトランジスタは結晶シリコン、低温ポリシリコン、高温ポリシリコン、アモルファスシリコン、ガリウム砒素化合物などどの材質でも適用可能である。

上述した電流出力型半導体回路、及び表示装置において電流ドライバの出力ビット数を増加させても、かまわない。

本発明にかかる、アクティブマトリクス型表示装置、および有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法は、有機発光素子を利用する表示において表示ムラが発生してしまうことを抑制でき、有機発光素子などを利用して電流量により階調表示を行う表示装置等として有用である。

従来の、有機発光素子の構造を示した図 （ａ）従来の、有機発光素子の電流−電圧−輝度特性を示した図、（ｂ）従来の、有機発光素子の電流−電圧−輝度特性を示した図 従来の、カレントコピア構成の画素回路を用いたアクティブマトリクス型表示装置の回路を示した図 （ａ）従来の、カレントコピア回路の動作を示した図、（ｂ）従来の、カレントコピア回路の動作を示した図 本発明にかかる実施の形態の、カレントミラーの回路構成を示す図 従来の、電流出力型ドライバの各出力へ電流を出力するための回路を示した図 本発明にかかる実施の形態の、表示色ごとの有機発光素子の発行効率を示す図 本発明にかかる実施の形態の、表示色ごとに電流出力回路を個別に用意することを説明する図 本発明にかかる実施の形態の、基準電流生成部の構成の一例を示す図 本発明にかかる実施の形態の、出力電流の調整方法を示す図 本発明にかかる実施の形態の、電流駆動時の問題を説明するための表示パターンを示す図 本発明にかかる実施の形態の、電流駆動時の問題を説明するための表示パターンを示す図 本発明にかかる実施の形態の、ソース信号線における電流の時間変化を示す図 本発明にかかる実施の形態の、ソース信号線における電位の時間変化を示す図 （ａ）本発明にかかる実施の形態の、画素にソース信号線電流が流れるときの等化回路を示す図、（ｂ）本発明にかかる実施の形態の、トランジスタの電流−電圧特性図 本発明にかかる実施の形態の、１出力端子における電流出力とプリチャージ電圧印加部及び切り替えスイッチの関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、プリチャージパルス、プリチャージ判定信号と印加判定部出力の関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、電流プリチャージを行った際の、ソース信号線における電流の時間変化を示す図 本発明にかかる実施の形態の、水平走査期間のはじめに所定電流の１０倍の電流を出力するときのソースドライバ出力の時間変化を示した図 本発明にかかる実施の形態の、電流プリチャージを行ったときのソース信号線電流の変化の様子を示した図 本発明にかかる実施の形態の、１水平走査期間内での電流プリチャージ実施時のシーケンス図 本発明にかかる実施の形態の、電流プリチャージ実施時のソース信号線電流の時間変化を示す図 本発明にかかる実施の形態の、１行目に電流プリチャージを行った場合のソース信号線変化の様子を示した図 （ａ）、（ｂ）本発明にかかる実施の形態の、電圧プリチャージを行う時間によるソース信号線電位の比較図 本発明にかかる実施の形態の、電流プリチャージを行う機能を有する電流出力部２５５の回路を示した図 本発明にかかる実施の形態の、パルス選択部２５２の入出力信号の関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、プリチャージパルス群とプリチャージ判定線と出力の時間変化を示した図 本発明にかかる実施の形態の、各階調と使用するプリチャージパルスとの対応を示す図 本発明にかかる実施の形態の、表示階調と必要なプリチャージ電流出力期間との関係を示す図 本発明にかかる実施の形態の、電流プリチャージパルス２５６ｄが選択されたときのソース信号線電流の時間変化を示す図 本発明にかかる実施の形態の、発光色ごとに異なる電流プリチャージ期間を出力するパルス発生部の回路構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、電圧プリチャージを行うための回路構成を示す図 本発明にかかる実施の形態の、黒輝度を調整するための回路構成を示す図 本発明にかかる実施の形態の、黒調整時の調整方法を示す図 本発明にかかる実施の形態の、ソース信号線電流の時間変化を示す図 本発明にかかる実施の形態の、ソース信号線電流の時間変化を示す図 本発明にかかる実施の形態の、プリチャージを行うか否かの判定方法を示す図 本発明にかかる実施の形態の、２５５階調が１μＡの電流で、ＱＣＩＦ＋の画素数でソース信号線の容量が１０ｐＦの場合における１行前書き込み電流と書き込み電流との対応関係を示す図 本発明にかかる実施の形態の、図３７の判定処理時の、ソース信号線電流の時間変化を示す図 本発明にかかる実施の形態の、垂直ブランキング期間に、映像信号に階調０を挿入し、プリチャージ判定信号発生部では特定の信号を出力する回路構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、プリチャージ動作と、プリチャージ判定信号の関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、ソースドライバ及び制御ＩＣを組み込んだ表示装置の回路構成を示す図 本発明にかかる実施の形態の、１画素分のデータを、Ｎ倍のクロック周波数でシリアル転送する方法を示す図 本発明にかかる実施の形態の、電流及び電圧プリチャージを実施するソースドライバの回路構成を示す図 本発明にかかる実施の形態の、基準電流生成部を示した図 本発明にかかる実施の形態の、ｎ型トランジスタを用いた場合のカレントコピアを用いた画素回路を示した図 本発明にかかる実施の形態の、表示パネルとレーザーアニール動作の関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、画素によるソース信号線電流と電圧の関係が異なることを示した図 本発明にかかる実施の形態の、同一プリチャージ電圧入力に対する出力電流の分布を示す図 （ａ）本発明にかかる実施の形態の、図４７〜図４９に示す特性を持つ画素における、図５０（ｂ）の出力電圧分布に対する画素に流れる電流の分布を示した図、（ｂ）本発明にかかる実施の形態の、図４９の出力電流分布の場合における、駆動トランジスタのゲート電極にかける出力電圧分布を示した図 本発明にかかる実施の形態の、複数の電圧を供給するプリチャージ電圧発生部を示す図 本発明にかかる実施の形態の、複数のプリチャージ電圧を供給するソースドライバの出力段を示す図 本発明にかかる実施の形態の、複数のプリチャージ電圧を供給するソースドライバを示す図 本発明にかかる実施の形態の、ある電流値を流したときのソース信号線電圧を検出する回路構成を示す図 本発明にかかる実施の形態の、階調０表示時のソース信号線電圧を他の２つの点の電流電圧特性から計算できることを示す図 本発明にかかる実施の形態の、各画素に最適なプリチャージ電圧を供給するための電圧計算の流れを示す図 （ａ）本発明にかかる実施の形態の、図４７〜図４９に示す特性を持つ画素における、図５７（ｂ）の出力電圧分布に対する画素に流れる電流の分布を示した図、（ｂ）本発明にかかる実施の形態の、図４９の出力電流分布の場合における、図５１に示すプリチャージ電圧発生部を用いて駆動トランジスタのゲート電極に電圧を印加した図 本発明にかかる実施の形態の、トランジスタのサイズと出力電流とのばらつきを示す図 本発明にかかる実施の形態の、表示装置として、テレビに適用した場合を示した図 本発明にかかる実施の形態の、表示装置として、デジタルカメラに適用した場合を示した図 本発明にかかる実施の形態の、表示装置として、携帯情報端末に適用した場合を示した図 本発明にかかる実施の形態の、ソースドライバを用いてソース信号線電圧を検出するためのソースドライバ内部構成を示す図 本発明にかかる実施の形態の、図６２を用いて電圧値を読み出す際の各信号線の時間変化を示す図 各本発明にかかる実施の形態の、画素の駆動トランジスタのゲート電圧値を読み出すための装置の回路構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、黒表示のためのプリチャージ電圧選択信号及び最大及び最小電圧を規定するための調整方法を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図４７の方法で多結晶化した場合の同一信号線における欠陥画素を含む電圧分布を示した図 （ａ）、（ｂ）本発明にかかる実施の形態の、画素電圧値の分布と本発明のソースドライバにおけるプリチャージ電圧の分布の関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、数出力ごとにプリチャージ電圧選択信号が与えられたときの、中間端子の補間計算結果示した図 （ａ）本発明にかかる実施の形態の、黒表示時の電流を所定範囲内に収めるためのプリチャージ電圧調整例を示した図（調整前）、（ｂ）本発明にかかる実施の形態の、黒表示時の電流を所定範囲内に収めるためのプリチャージ電圧調整例を示した図（調整後） 本発明にかかる実施の形態の、記憶手段を設け、電圧出力を画素ごとに補正するための記憶手段とコントロール部とドライバ部の関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、ドライバ部にＲＡＭ領域を設けた場合の画素ごとの電圧ばらつき補正付の回路ブロックを示した図 本発明にかかる実施の形態の、図７０におけるドライバ部の出力段の構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、画素に書き込まれた電流から、トランジスタのばらつきを検出し、ばらつきデータをＲＯＭに書き込むまでの流れを示した図 本発明にかかる実施の形態の、電圧、電流により階調表示を行うことが可能なドライバＩＣにおける映像信号入力から１出力までの回路構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、電圧ＤＡＣ部における入力データと出力電圧の関係を示した図 本発明にかかる実施の形態の、すべての階調に対して、画素ごとの電圧特性がＲＯＭに記憶された場合における電圧、電流出力が可能なドライバＩＣの１出力分の流れを示した図 本発明にかかる実施の形態の、複数の階調に対して、画素ごとの電圧特性がＲＯＭに記憶された場合における電圧、電流出力が可能なドライバＩＣの１出力分の流れを示した図 本発明にかかる実施の形態の、複数の階調に対して、画素ごとの電圧特性がＲＯＭに記憶された場合における電圧、電流出力が可能なドライバＩＣの１出力分の流れを示した図 本発明にかかる実施の形態の、閾値補正機能付の画素回路を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図７９の画素回路において、映像信号に応じた階調を書き込む時の動作を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図７９の画素回路において、点灯時の動作を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図７９の画素回路において、画素ごとの駆動トランジスタのゲート電圧を測定する際の動作を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図７９の画素回路において、リセット動作させたときの図 本発明にかかる実施の形態の、電圧ＤＡＣ及び電流ＤＡＣが１出力ごとに形成されたドライバの出力部を示した図 本発明にかかる実施の形態の、オフセットキャンセル画素に、移動度ばらつきを補正する機能を設けた画素及び周辺回路を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図８５のゲート信号線動作を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図８５の構成で電圧ばらつきを測定するために画素に一定電流を供給するときの回路動作を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図８５の構成で所定電流に対するゲート電圧を測定するための各信号波形を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図８５の構成におけるドライバ出力段を示した図 本発明にかかる実施の形態の、電流源をドライバＩＣ内部に構成したときの図８５と同一画素構成の回路の電流印加方法を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図９０におけるドライバ出力段を示した図 本発明にかかる実施の形態の、同一階調であっても出力電圧が画素ごとに異なることを示した図 本発明にかかる実施の形態の、３点で画素電位を読み出し補正電圧を算出した場合の階調に対する出力電圧のばらつきの例を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図８４のドライバＩＣと図３の画素回路における、全画素の電圧読み出し方法を示した図 本発明にかかる実施の形態の、駆動トランジスタの特性ばらつき補償機能付のパネル及び回路の構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、電圧発生部の構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、画素読み出しを行う際の電流書き込み経路と、画素電圧がＡＤ変換部に入力される構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、読み出し部をドライバ部とは別に構成したときの表示装置の構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、読み出し部を検査時に使う際の検査電圧印加の方法を示した図 本発明にかかる実施の形態の、読み出された画素の電圧を取り込み電圧発生部にフィードバックをかけられるようにした回路を示した図 本発明にかかる実施の形態の、温度特性補正時の、補正方法を示した図 本発明にかかる実施の形態の、温度特性補正時の、室温データの作成方法と、ＲＯＭへの保管データの作成の流れを示した図 本発明にかかる実施の形態の、電圧出力数を間引きした場合の電圧発生部の構成を示した図 本発明にかかる実施の形態の、図１０３の電圧発生部を用いた場合の電圧ＤＡＣ部の入出力関係を示した図 黒挿入を行って表示を行う場合の、有機発光素子に電流を供給するかどうかの決定を行うゲート信号線の動作を示した図 電圧発生部の構成を示した図 電圧ＤＡＣ部の入出力関係を示した図

符号の説明

１１ 陰極
１２ 有機層
１３ 陽極
１４ 電源
２８ 制御ＩＣ
３０、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ ソース信号線
３１ａ、３１ｂ ゲート信号線
３２ 駆動トランジスタ
３３ 有機発光素子
３４ ＥＬ電源線
３５ ゲートドライバ
３６ ドライバＩＣ（ソースドライバ）
３７ 画素
３９ａ、３９ｂ、６２、４９１ トランジスタ
５４ 階調データ
６０ 抵抗素子
６１、６１ａ、６１ｂ、６１ｃ 基準電流生成部
６２ 分配用ミラートランジスタ
６３ 階調用表示電流源
６４ 電流出力
６５ 電流出力回路
６６ デジタルアナログ変換部
６７ 共通ゲート線
６８ スイッチ
９１ 抵抗
９２ 演算増幅器
９３ トランジスタ
９４ 抵抗
９５ 電圧調整部
９６ 電源線
９７ 切り替え手段（スイッチ）
９８ 電子ボリューム
９９ 基準電流線
１１１、１１２ 表示領域
１６９ 印加判定部
１５１ 浮遊容量
１５２ 電流源
２５２ パルス選択部
２５３ａ、２５３ｄ、２５３ｆ 電圧印加選択部
２５５ａ、２５５ｂ 電流出力部
２５６ 電流プリチャージパルス群
２５８ 電圧プリチャージパルス
３１１ タイミングパルス
３１３ 分周回路
３１４ ソースドライバクロック（クロック）
３１７ カウンタ
３１９ パルス発生部
３２３ プリチャージ電圧発生部
３２４ 電子ボリューム
３３０ ＥＬカソード電源
３３３ 制御装置
３３７ 記憶手段
３８１、３８２ 領域
３８４ ラッチ部
３２３ プリチャージ電圧発生部
４０２ 黒データ挿入部
４０３ ガンマ補正回路
４０６ プリチャージフラグ
４２０ スタートパルス
４２１ 電源制御線
４２２ ＲＯＭ
４２３ 同期信号
４２４ 映像信号
４２５ 電源線（バッテリ出力など）
４２６ 電源回路
４２７ ゲート線
４２８ ゲートドライバ制御線
４２９ 映像信号線
４３０ シフト方向制御
４７１、４７２、５３１、５５１ セレクタ
４７３ 表示データ
４７４ 基準電流線
４７５ 表示色切り替え信号
４９１ トランジスタ
５１１ ゲート信号イネーブル回路
５１４ デコード部
５４１ パルス発生部
６０１ 本体
６０２ 撮影部
６０３ シャッタスイッチ
６０４ ファインダー
６０５、６１４ 表示パネル
６１１ アンテナ
６１２ キー
６１３ 筐体

Claims (25)

1. 有機発光素子を有する画素と、
   前記有機発光素子に流れる電流をゲート電圧により決定する駆動用トランジスタと、
   記憶部と、
   前記画素に電圧を供給する電圧出力部とを具備し、
   前記電圧出力部の電圧出力は、前記記憶部のデータにより異なる有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
2. 前記駆動トランジスタのゲート電圧、前記駆動トランジスタのドレイン電圧、および前記電圧出力部の出力電圧の内の少なくとも１つの電圧を検出する電圧検出手段を具備する請求項１記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
3. 前記電圧検出手段は、前記電圧出力部を具備するドライバ部に形成された請求項２記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
4. 前記電圧検出手段は、前記画素が形成されたアレー基板に設けられた請求項２記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
5. 前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧は、前記駆動トランジスタに第１の電流を流したときにおける電圧である請求項２記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
6. 前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧は、前記駆動トランジスタに第１の入力階調でのドレイン電流を流したときにおける電圧である請求項２記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
7. 前記電圧出力部の出力電圧は、第２の入力階調における出力電圧である請求項２記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
8. 前記記憶部は前記駆動トランジスタのゲート電圧、前記駆動トランジスタのドレイン電圧、およびは前記電圧出力部の出力電圧の内の少なくとも１つに基づいて生成された補正データを保持する請求項１記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
9. 前記駆動トランジスタのゲート電圧、前記駆動トランジスタのドレイン電圧、および前記電圧出力部の出力電圧の内の少なくとも１つの電圧を検出する電圧検出手段を具備し、
   前記電圧検出手段を用いて電圧を検出した請求項８記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
10. 前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧は
    第２の階調入力と前記第２の階調入力とは異なる第３の階調入力とに対する、前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧をそれぞれ測定し、
    同一位置にある前記画素に対応する
    前記第２の階調入力に対応する前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧と、
    前記第３の階調入力に対応する前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧と、から計算される、
    前記第２及び第３の階調入力とは異なる第４の階調入力に対する前記駆動トランジスタのゲート電圧または前記駆動トランジスタのドレイン電圧である請求項８記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
11. 前記電圧は、
    前記電圧出力部の第５の階調入力における出力と、
    前記電圧出力部の前記第５の階調入力とは異なる第６の階調入力における出力とから
    前記電圧出力部の１階調あたりの電位差が計算され、
    前記計算された電位差によりサンプリングされて保持される請求項８記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
12. 前記補正データが、同一の前記画素に対して、少なくとも２以上保持され、保持された前記補正データはそれぞれ異なる入力に対する電圧である請求項８記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
13. 前記補正データは、前記画素ごとに形成された請求項８記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
14. 前記画素に印加される電圧の調整を行うための電子ボリュームを具備し、
    前記電子ボリュームの調整により、黒表示時における輝度を調整し、
    所定黒輝度における前記電子ボリュームの値を、前記記憶部に保持させた請求項１記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
15. 表示階調に応じた表示を行うために入力されてくる階調データと前記記憶部によって記憶される補正データとを利用してＤ／Ａ変換を行う電圧出力部を具備する、請求項１記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
16. 前記電圧出力部は、出力がリニアであり、前記入力されてくる階調データと前記記憶される補正データとを加算することにより前記Ｄ／Ａ変換を行う、請求項１５記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
17. 前記補正データが、同一の画素において２つ以上存在し、補正データ群を形成する場合には、
    前記補正データ群のうち、測定条件が前記入力されてくる階調データと近い前記補正データを利用して前記Ｄ／Ａ変換を行う請求項１５記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
18. 前記補正データが、同一の画素において２つ以上存在し、補正データ群を形成する場合には、
    前記補正データ群のうち、測定条件が前記入力されてくる階調データと近い２つの第１の補正データと第２の補正データとから、前記入力されてくる階調データに対応する第３の補正データを算出し、
    前記第３の補正データと前記入力されてくる階調データとを利用して前記Ｄ／Ａ変換を行い前記電圧出力部の出力を決定する請求項１５記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
19. 前記電圧出力部による出力を行う期間を有する、
    請求項１記載の、有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法。
20. 前記画素は、電流駆動方式に応じた画素構成を有しており、
    表示階調に応じた表示を行うために入力されてくる階調データと前記記憶部によって記憶される補償データとに基づいて、前記電流駆動方式における電圧プリチャージ期間において前記画素に前記電圧出力部による電圧を印加する、請求項１９記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法。
21. 前記記憶部によって記憶される補償データに基づいて、信号書き込み期間において前記画素に前記電圧出力部による電圧を印加する、請求項１９記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置の駆動方法。
22. 動作時において前記画素に印加されている電圧の測定を行うためにＡ／Ｄ変換を行うためのＡＤ変換部と、前記測定の結果に応じて前記画素に印加される電圧の制御を行うための電圧制御部とを具備する、請求項１記載のアクティブマトリクス型表示装置。
23. 前記電圧制御部は、前記測定の結果と前記記憶部によって記憶される補償データとの比較の結果に応じて前記電圧の制御を行う、請求項２２記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
24. 前記電圧制御部は、周囲の温度を考慮して前記電圧の制御を行う、請求項２３記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。
25. 前記電圧制御部は、電源が投入されてからの経過時間を考慮して前記電圧の制御を行う、請求項２３記載の有機発光素子を用いたアクティブマトリクス型表示装置。

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