JP2007295549A - Ｍｉｍｏ受信装置およびｍｉｍｏ通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ通信に用いるアンテナ数の数が増えてもハードウェア規模を小さくすることができるＭＩＭＯ受信装置およびＭＩＭＯ通信システムを提供すること。
【解決手段】無線通信装置２００に、互いに異なる伝送信号が空間多重された空間多重信号を受信する受信部２２０と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記空間多重信号を分離する第１信号分離部２３０と、前記分離した空間多重信号を各伝送信号に分離する第２信号分離部２４０と、を設けた。こうすることにより、１段階の分離処理で受信信号を分離する場合には、空間多重信号の多重数が増えるに従って、分離装置が複雑となりハードウェアの規模も大きくなってしまうが、分離処理を複数段に分けることによりハードウェアの規模も相対的に小さくすることができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＭＩＭＯ受信装置およびＭＩＭＯ通信システムに関する。

近年、無線通信の大容量化、高速化の要求が非常な高まりをみせており、有限な周波数資源の利用効率を更に向上させる方法の研究がさかんになっている。その一つの方法として、空間領域を利用する手法が注目を集めている。空間領域を利用した技術として、伝搬路における空間的な直交性を利用することで、同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を端末装置に対して伝送する空間多重（ＳＤＭ）伝送またはＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる技術がある。

ＭＩＭＯ技術は、複数の送信アンテナから同時に、同一周波数帯域を用いて、送信された異なる信号を、複数の受信アンテナを備える受信機を用いて受信する。そして、受信側では、空間領域での適応信号処理を適用して同一周波数干渉を除去し、送信された信号を検出することでシステム容量の向上を図るシステムである。

ＭＩＭＯ技術は、例えば非特許文献１において情報開示されており、送信機及び受信機共に複数のアンテナ素子を備え、アンテナ間での受信信号の相関性が低い伝搬環境下において空間多重伝送が実現できる。この場合、送信機の備える複数のアンテナから、アンテナ毎に同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を送信し、受信機においては、受信機の備える複数アンテナでの受信信号を基に異なるデータ系列を分離受信する。

この場合、分離受信方法については例えば非特許文献２において情報開示されており、複数の無線端末装置からの送信系列はＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｕｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕｒｅ Ｅｒｒｏｒ）、ＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｌｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）、干渉キャンセラ等の手法を用いることが可能である。これにより、空間多重チャネルを複数用いることで、多値変調を用いずに無線通信の高速化の達成が可能である。

また、十分なＳ／Ｎ（信号対雑音比）条件下において、送受信機間に多数の散乱体が存在する環境である場合に、送信機と受信機とが同数のアンテナを備えることで、アンテナ数に比例して通信速度の拡大が可能である。
G.J.Foschini, " Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas," Bell Labs Tech. J., pp.41-59, Autumn 1996 Ｊｏｈｎ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ、"Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｆｏｕｒｔｈ Ｅｄｉｔｉｏｎ、" Ｃｈａｐ．１４、ＭｃＧｒａｗＨｉｌｌ、２００１．

ところで、ＭＩＭＯ技術を用いて伝送速度を向上するためには、送信アンテナ、受信アンテナの数を増やし、同時に空間多重伝送する信号の数を増やせばよい。しかしながら、多重数が増えると、受信信号の判定時に、取りうる信号点の数が指数関数的に増加し、受信端末のハードウェア規模が大きくなってしまう。例えば、１６ＱＡＭで変調された空間多重信号の多重数を２から４にした場合、分離方式にＭＬＤを用いると、ダイバーシチ利得は２倍になるが、受信信号の判定時に、取りうる信号点の数が２５６個から６５５３６個になり、現実的なハードウェア規模で実現することが難しい。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ＭＩＭＯ通信に用いるアンテナの数が増えてもハードウェア規模を小さくすることができるＭＩＭＯ受信装置およびＭＩＭＯ通信システムを提供することを目的とする。

本発明のＭＩＭＯ受信装置は、互いに異なる伝送信号が空間多重された空間多重信号を受信する受信手段と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記空間多重信号を分離する第１の信号分離手段と、前記分離した空間多重信号を各伝送信号に分離する第２の信号分離手段と、を具備する構成を採る。

本発明のＭＩＭＯ通信システムは、互いに異なる伝送信号を構成する伝送信号構成手段と、前記伝送信号をそれぞれ異なるアンテナを介して送信する送信手段と、を備える無線送信装置と、前記伝送信号が空間多重された多重数Ｎの空間多重信号を受信する受信手段と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記多重数Ｎより小さい数の前記伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する第１の信号分離手段と、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第２の信号分離手段と、分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段とを備える無線受信装置と、を具備するＭＩＭＯ通信システム。

本発明によれば、ＭＩＭＯ通信に用いるアンテナの数が増えても、ハードウェア規模を小さくすることができるＭＩＭＯ受信装置およびＭＩＭＯ通信システムを提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

（実施の形態１）
図１に示すように本発明の実施の形態に係る無線通信システム１０は、無線通信装置１００と、無線通信装置２００とを有し、例えばＭＩＭＯ通信方式などにより、空間多重信号を送受信する。同図には、無線通信装置１００、無線通信装置２００ともに、４本ずつのアンテナを有し、無線通信装置１００が４本のアンテナを用いて空間多重信号を送信し、無線通信装置２００が４本のアンテナを用いて空間多重信号を受信する場合を示している。すなわち、無線通信装置１００は各アンテナから送信信号を送信し、この送信信号は無線通信装置２００に到達するまでに空間多重される。無線通信装置２００は、各アンテナにて異なる伝搬路を介して伝播されてきた空間多重信号を受信する。

図２は、無線通信装置１００および無線通信装置２００の主要構成を示す図である。同図に示すように、無線通信装置１００は、データ生成部１１０と、送信信号構成部１２０と、送信部１３０と、複数のアンテナ１４０−１〜Ｎ（ここでは、Ｎ＝４）とを有する。また、無線通信装置２００は、複数のアンテナ２１０−１〜Ｍ（Ｍ≧Ｎ、ここではＭ＝４）と、受信部２２０と、第１信号分離部２３０と、第２信号分離部２４０と、受信信号処理部２５０とを有する。

データ生成部１１０は、送信データを生成し、送信信号構成部１２０に出力する。

送信信号構成部１２０は、データ生成部１１０で生成された１系統の送信データから、アンテナ１４０の本数に対応するＮ個の送信信号を生成する。

送信部１３０は、送信信号構成部１２０にて生成されたＮ個の送信信号のそれぞれに、所定の無線送信処理（Ｄ／Ａ変換、アップコンバートなど）を施して、無線送信処理後の送信信号をそれぞれ異なるアンテナ１４０を介して送信する。

受信部２２０は、互いに異なる伝送信号（無線端末装置１００の送信信号）が、空間多重された多重数Ｎの空間多重信号を複数の伝搬路を介して受信する。受信部２２０は、アンテナ２１０のそれぞれにて受信する空間多重信号ごとに、無線受信処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）を施して、無線受信処理後の空間多重信号を第１の信号分離部２３０に出力する。

第１信号分離部２３０は、無線受信処理後の空間多重信号に、所定の線形演算により粗い分離処理である第１の分離処理を施す。

第２信号分離部２４０は、第１の分離処理後の信号に、精密な分離処理である第２の分離処理を施して、無線通信装置１００から送信された送信信号に対応する、Ｎ個の受信信号を取得する。

受信信号処理部２５０は、第２の信号分離部２４０からの受信信号のそれぞれに受信信号処理を施して、受信データを出力する。

ここで、通常、空間多重信号を分離する場合には、１段階の分離処理で受信信号に分離するが、本発明では、まず第１段階として粗い分離処理を行い、第２段階として精密な分離処理を行う。こうして従来１段階で行っていた分離処理を、後の段階に進むに連れ精密となる複数の段階に分けることにより、無線通信装置（１００、２００）のアンテナ数が増えても、すなわち空間多重信号の多重数が増えても、１つの段階の処理量が減り、各段階に従来の分離装置を用いることができるので、開発コストを削減することができる。特に、１段階の分離処理で受信信号を分離する場合には、空間多重信号の多重数が増えるに従って、分離装置が複雑となり、ハードウェアの規模も大きくなってしまうが、分離処理を複数段に分けることにより、ハードウェアの規模も相対的に小さくすることができる。

図３は、無線通信装置１００の詳細な構成を示す図である。同図に示すように、送信信号構成部１２０は、符号化部１２１と、Ｓ／Ｐ変換部１２２と、インターリーバ１２３−１〜４と、変調部１２４−１〜４とを有する。送信部１３０は、送信部１３１−１〜４を有する。

符号化部１２１は、データ生成部１１０で生成された送信データ（データ系列ｚ（ｎ））を入力し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施して、誤り訂正符号化後の送信データ（符号化データ系列ｃ（ｎ））をＳ／Ｐ変換部１２２に出力する。

Ｓ／Ｐ変換部１２２は、誤り訂正符号化後の送信データを入力し、直並列変換を施して並列データ系列を生成する。ここでは、４本のアンテナ１４０−１〜４からそれぞれ異なる送信信号を送信するので、４つの並列データ系列が生成される。本実施の形態では、この並列データ系列（送信系列ｘ_ｎ（ｋ）、ｎ＝１〜４）が送信信号となる。Ｓ／Ｐ変換部１２２は、生成した４つの並列データ系列をそれぞれ異なるインターリーバ１２３−１〜４に出力する。

インターリーバ１２３は、入力される並列データ系列ごとにインターリーブし、インターリーブ後の並列データ系列を変調部１２４に出力する。

変調部１２４−１〜４は、入力されるインターリーブ後の並列データ系列に変調処理、すなわち所定の多値変調を用いてビット列をＩＱ平面上の変調シンボルにマッピングしたベースバンド信号にする処理を行い、変調処理後の並列データ系列を送信信号として送信部１３０に出力する。

送信部１３０は、送信信号構成部１２０にて生成された送信信号のそれぞれに、所定の無線送信処理（Ｄ／Ａ変換、アップコンバートなど）を施して、無線送信処理後の送信信号をそれぞれ異なるアンテナ１４０を介して送信する。

図４は、無線通信装置２００の詳細な構成を示す図である。同図に示すように、受信部２２０は、受信部２２１−１〜４を有する。第２信号分離部２４０は、２つの信号分離部２４１−１と、信号分離部２４１−２とを有する。受信信号処理部２５０は、復調部２５１−１〜４と、デインターリーバ２５２−１〜４と、Ｐ／Ｓ変換部２５３と、復号化部２５４とを有する。

受信部２２１−１〜４は、それぞれ対応するアンテナ２１０を介して受信する空間多重信号に、無線受信処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）を施して、無線受信処理後の空間多重信号を第１信号分離部２３０に出力する。

第１信号分離部２３０は、受信部２２０からの空間多重信号（多重数Ｎ）に線形演算を施し、多重数Ｎより小さい数の伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）からなる空間多重信号のグループに分離して、第２信号分離部２４０に出力する。

第２信号分離部２４０は、第１信号分離部２３０にて分離された空間多重信号のグループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。ここでは、第２信号分離部２４０は、第１信号分離部２３０にて分けられるグループ数に対応する数の信号分離部２４１（本実施の形態では、信号分離部２４１−１、２の２つ）を有しており、各信号分離部２４１が１つのグループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。

復調部２５１は、第２信号分離部２４０にて分離された伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）ごとに、無線通信装置１００での変調方式に対応する復調処理を行う。

デインターリーバ２５２は、復調処理後の伝送信号ごとに、無線通信装置１００でのインターリーブパターンに対応するパターンでデインターリーブする。

Ｐ／Ｓ変換部２５３は、デインターリーブ後の伝送信号を、無線通信装置１００での直並列変換とは逆に並直列変換し、直列データ系列を出力する。

復号化部２５４は、直列データ系列に、無線通信装置１００での符号化方式に対応する復号化処理を施して、無線通信装置１００の送信データに対応する受信データを出力する。

次に、上記構成を有する通信システム１０における無線通信装置１００および無線通信装置２００の動作について説明する。

データ生成部１１０は、無線通信装置２００へ送信する送信データであるデータ系列ｚ（ｎ）を生成する。符号化部１２１は、データ系列ｚ（ｎ）を所定の符号化率で誤り訂正符号化し、符号化データ系列ｃ（ｎ）を生成する。

Ｓ／Ｐ変換部１２２は、符号化データ系列ｃ（ｎ）を、４個の並列データ系列である送信系列ｘ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１〜４）に変換する。ここで、送信系列ｘ_ｎ（ｋ）の４個の要素を持つ列ベクトルを、ｘ（ｋ）と表記する。

そして、送信系列ｘ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１〜４）は、系列ごとに、インターリーバ１２３でインターリーブされ、変調部１２４で変調処理が施されてベースバンド信号とされる。ベースバンド信号とされた送信系列ｘ_ｎ（ｋ）は、送信部１３０で、周波数変換され帯域制限処理が加えられ、増幅後に高周波信号である送信信号として各アンテナ１４０から送信される。

なお、送信系列よりも多くのアンテナ数を用いて送信することも可能であり、その場合には、所望の指向性を形成する指向性ウェイトを送信系列に対し乗算する方法、または、ＳＴＢＣ（Space Time Block coding）のような時空間符号化を施す方法により実現できる。ここでは、無線通信装置１００で送信に用いられるアンテナ数と、送信系列の数とが同数である場合について説明している。

アンテナ２１０のそれぞれで受信された多重数Ｎ（Ｎ＝４）の空間多重信号は、それぞれ受信部２２１―１〜４において、増幅および周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として第１信号分離部２３０に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

ここで、ｙ（ｋ）は、各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号ｙ（ｋ）、すなわち無線通信装置１００からの送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻ｋにおける受信信号は、式（１）のように表される。

式（１）中のＨ（ｋ）は、無線通信装置１００の送信系列ｘ_ｎ（ｋ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装置２００の受信アンテナ数：４）行×（無線通信装置１００の送信アンテナ数：４）列からなる行列である。ｎ（ｋ）は、無線通信装置２００のアンテナ２１０で受信時に付加される４つの要素をもつ雑音ベクトルを示す。

式（１）を詳細に記載すると、式（２）のようになる。

Ｈ（ｋ）のｉ行ｊ列の行列要素ｈ_ｉｊは、無線通信装置１００の第ｊ番目のアンテナ１４０から送信された信号が、無線通信装置２００の第ｉ番目のアンテナ２１０で受信される場合の伝搬路での伝搬路変動を示す。

第１信号分離部２３０は、無線通信装置１００から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される伝搬路変動Ｈに対する伝搬路変動推定値Ｂを用いて、受信信号ｙ（ｋ）に対し線形演算を行うことにより、式（２）を式（３）に変換する。

第１信号分離部２３０は、式（２）を式（３）に変換する任意の線形演算を用いることができる。以下に、第１信号分離部２３０が実行する線形演算の一例を示す。

まず、ステップ１として、

を行う。その結果、式（４）が得られる。

ステップ２として、

を行う。その結果、式（５）が得られる。

ステップ３として、

を行う。その結果、式（６）が得られる。

ステップ４として、

を行う。その結果、式（７）が得られる。

このように第１信号分離部２３０は、上記ステップ１〜４の線形演算を行うことで、式（３）に表される式を得る。ここで、送信系列ｘ_１、ｘ_２を第１グループと、ｘ_３、ｘ_４を第２グループと定義すると、式（３）のｖ_１、ｖ_２は、第１グループの成分（伝送信号）のみを含んでおり、ｖ_３、ｖ_４は、第２グループの成分（伝送信号）のみを含んでいることがわかる。つまり、第１信号分離部２３０は、多重数４の空間多重信号に対し、２つのグループ間の干渉を除去するＺＦ（Zero Forcing）演算を行い、２つの多重数２の空間多重信号からなるグループに分離している。因みに、上記ステップ１〜４の線形演算は、ＺＦ（Zero Forcing）演算であるが、通常行うように空間多重信号に含まれるすべての伝送信号を分離する最終段階までは演算を行わず、その手前で演算を止めている。

第１信号分離部２３０にて分離された空間多重信号のグループは、第２信号分離部２４０に入力される。第２信号分離部２４０では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、第１グループのｖ_１（ｋ）、ｖ_２（ｋ）は信号分離部２４１−１に入力され、信号分離部２４１−１でｘ_１（ｋ）、ｘ_２（ｋ）に分離される。第２グループのｖ_３（ｋ）、ｖ_４（ｋ）は、信号分離部２４１−２で同様に処理される。

第２信号分離部２４０では、空間多重信号の各グループからそれに含まれる伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）などを利用することができる。ＭＬＤによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得（但し、送信側および受信側のアンテナが、２本ずつの空間多重伝送（２×２の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

ここで、４×４の空間多重伝送において、ＭＬＤによる１段階の分離処理ですべての伝送信号を分離しようとしても、演算量が非常に多くなるため、処理時間が長くなり、また、ハードウェアも現実的な規模で実現することが難しい。しかしながら、上述のとおり分離処理を２段階に分けることにより、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。すなわち、第１段階の分離処理を行う第１信号分離部２３０では、空間多重信号に線形演算を施して、空間多重信号の多重数Ｎより小さい数の伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離され、グループ間の干渉が除去される。

そして、第２段階の分離処理を行う第２信号分離部２４０では、他のグループからの干渉信号が、第１信号分離部２３０にて除去された信号を用いて、分離処理を行うので、第２段階の信号分離にＭＬＤを利用しても、ＭＬＤの際の信号点候補を削減することができるため、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。さらに、分離処理を２段階に分けることにより、４×４の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得には及ばないが、２×２の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得を得ることができる。

第２信号分離部２４０にて分離された各伝送信号は、復調部２５１で復調され、デインターリーバ２５２でデインターリーブされてＰ／Ｓ変換部２５３に入力される。具体的には、第１グループの信号系列ｘ_１（ｋ）、ｘ_２（ｋ）は、それぞれ復調部２５１−１、２で所定の変調方式によるシンボルデータ列からビットデータ列に変換される。復調部２５１−１、２で得られたビットデータ列は、デインターリーバ２５２−１、２において、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順が復元される。第２グループの信号系列ｘ_３（ｋ）、ｘ_４（ｋ）についても同様の処理が行われる。

デインターリーバ２５２においてビット順が復元されたビットデータ列は、Ｐ／Ｓ変換部２５３で並直列変換され、直列データ系列として出力される。復号化部２５４では、直列データ系列に、無線通信装置１００における符号化方式に対応する復号化処理が施され、無線通信装置１００の送信データに対応する受信データを出力する。

なお、第２信号分離部２４０の各信号分離部２４１−１、２４１−２における分離アルゴリズムは、信号分離部２４１−１、２４１−２間で同じでもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数などに応じて固定的または適応的にそれぞれ変更してもよい。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫといった変調多値数が少ない場合にはＭＬＤを適用し、変調多値数が多い１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合には、ＭＭＳＥなどの線形手法の適用が考えられる。

このように本実施の形態によれば、無線通信装置１００から送信された伝送信号を複数のアンテナを介して受信する無線通信装置２００において、各アンテナで受信した空間多重信号を複数のグループに分け、そのグループを一つの単位として、第１信号分離部２３０がグループ間干渉を除去するＺＦ演算による信号分離を行う。その後に、第２信号分離部２４０が各グループに含まれる伝送信号に分離する。これにより、第１信号分離部２３０の後続の処理には、例えば、多重数２の空間多重信号を分離するために構成された従来の回路をそのまま使用することができる。

その結果、複数の多重数の空間多重信号の受信に対応した無線通信装置において、受信回路を異なる多重数で一部共用化することができ、無線通信装置のハードウェア規模を削減できる。また、複数の多重数の受信に対応させるために新規に開発する回路が少なくなり、ハードウェアの開発コストを削減できる。

また、第１信号分離部２３０の後続の処理は、グループ個別に受信復号処理を適用することが可能となるため、送信系列が複数である場合、最終的にパラレルデータを直列データに変換する必要がある。しかし、本実施の形態では、グループ毎に受信復号処理を同時並列に行える構成である。このため、並直列変換部２５３への入力データがウェイトされることなく、また、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもない。このため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハードウェア増加を抑えることができる。

また、受信特性は、空間多重信号をＺＦ、ＭＭＳＥなどにより１段階で、前記空間多重信号を伝送信号に分離するよりも、良好な特性を得ることができる。なぜなら、空間多重信号は、ＺＦ、ＭＭＳＥなどの線形処理で信号分離を行うと、複数アンテナで受信したことによるダイバーシチ利得がなくなってしまうが、本構成を用いると、第１信号分離部２３０で各グループに分離した後に、グループ毎にＭＬＤを使用することができるので、２ブランチ分のダイバーシチ利得を得ることができるためである。

ここで、４×４の空間多重伝送において、多重数４の信号を直接ＭＬＤで分離すれば、４ブランチ分のダイバーシチ利得が得られるが、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなどの信号点の多い変調方式を用いる場合は、信号点の数が飛躍的に増大するため、現実的なハードウェア規模で実装が困難になってしまう。

また、チャネル行列の特異値分解や、チャネル行列とそのエルミート転置行列との積からなる行列の固有値分解等に基づいた送信ウェイトを乗算して送信すれば、受信側でＭＬＤを用いることなく最適な受信特性を得ることができるが、送信側へのチャネル行列のフィードバック並びに、特異値分解や固有値分解の演算が必要になってくるため、実装が難しくなってしまう。

これに対して、本実施の形態では、第２信号分離部２４０が信号分離部２４１を２つ備える構成とし、第１信号分離部２３０の後段に第１グループ用と第２グループ用に信号分離部２４１、復調部２５１、デインターリーバ２５２から構成される多重数２の空間多重信号を受信する受信系統を独立に備える構成とした。

なお、これに限定されるものではなく、図５に示すように、信号分離部２４１、復調部２５１、デインターリーバ２５２を１つの系で構成し、第1信号分離部２３０に図示しない信号を蓄積するメモリ部を備えることにより、１つの多重数２の空間多重信号を受信する受信系統を第１グループと第２グループとで時分割して使用する構成にしてもよい。

上記構成にすることで、多重数２の空間多重信号を受信する回路構成に、第１信号分離部２３０を追加することで、多重数４の空間多重信号を受信する回路構成を実現できる。また、この場合、送信系列のＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を第１信号分離後のグループ毎に設定して、逐次的に第２信号分離部２４１への入力を切り替える構成も可能である。これにより、無線通信装置２００の構成を簡易化する効果が得られる。

また、第１のグループの空間多重信号に対する処理と第２のグループの空間多重信号に対する処理は、上述のように一方のグループの空間多重信号に対する処理が終了した後に、他方のグループの空間多重信号に対する処理を行う方法の他、一定時間毎に交互に処理をする空間多重信号のグループを切り替えて行ってもよい。

また、本実施の形態では、第１信号分離部２３０は、ｘ_１（ｋ）とｘ_２（ｋ）とを第１グループ、ｘ_３（ｋ）とｘ_４（ｋ）とを第２グループとして信号分離を行う構成としたが、グループに含まれる送信系列ｘ_ｎ（ｋ）の組は異なっていてもよい。例えば、ＱｏＳが等しい又は近い２つの送信系列を同じグループとし、送信系列のＱｏＳに基づき適当な信号分離部２４１を用いる構成とすれば、ＱｏＳが高い送信系列からなるグループの信号分離部２４１にはＭＬＤ、ＱｏＳが低い送信系列のグループの信号分離部２４１にはＭＭＳＥを使うことができる。

また、第１信号分離部２３０において、グループを構成する送信系列ｘ_ｎの組を決定する評価基準としては、以下の方法１）、２）もある。なお、複数の方法を組合せたものを評価指標としてもよい。

１）受信品質による評価基準
第ｎ番目の送信アンテナから送信される送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対する受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＲを評価基準Ｑｎとする。このような場合、下記の式（８）に示す評価基準Ｑｎにより受信ＳＮＲによる評価基準とすることができる。ただし、trace(X)は、行列Ｘの固有和を算出する演算子である。ＳＩＲ評価の場合は、チャネル推定時に用いるパイロット信号の、推定値に対する分散を評価する手法の適用が可能である。

２）ＱｏＳに基づく評価基準
第ｎ番目の送信アンテナから送信される送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対するＱｏＳに基づき、適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を送信系列毎に設定し、伝送遅延に対する許容遅延量を評価基準とする。

また、本実施の形態では、第１信号分離部２３０は、ｘ_１（ｋ）とｘ_２（ｋ）とを第１グループ、ｘ_３（ｋ）とｘ_４（ｋ）とを第２グループとして信号分離を行う構成としたが、空間的に距離の離れた送信アンテナ１４０で送信された送信系列を、同じグループになるようにグループ分けをして信号分離してもよい。また、第１信号分離部２３０は、空間的に距離の近いアンテナ１４０から送信された信号系列は、同じグループにならないようにグループ分けして信号分離する構成としてもよい。このようにすることで、第２信号分離部２４０において、信号分離を行う送信系列間の空間相関を低くできるため、空間相関がある場合の信号分離処理の性能を向上することができる。

また、本実施の形態では、第１信号分離部２３０は、ｘ_１（ｋ）とｘ_２（ｋ）とを第１グループとし、ｘ_３（ｋ）とｘ_４（ｋ）とを第２グループとして信号分離を行う構成とした。ここで、他のグループ分けとしては、無線通信装置１００が複数の変調方式で変調された送信系列を送信する場合、同じ変調方式で変調された送信系列が、同じグループになるようにグループ分けをして信号分離をしてもよい。このようにすることで、第２信号分離部２４０にＭＬＤを用いる場合、変調方式を統一することができる。

また、本実施の形態では、第１信号分離部は、ｘ_１（ｋ）とｘ_２（ｋ）を第一グループとし、ｘ_３（ｋ）とｘ_４（ｋ）を第二グループとして信号分離を行う構成とした。ここで、他のグループ分けとしては、無線通信装置１が複数の変調方式で変調された送信系列を送信する場合、異なる変調方式で変調された送信系列が、同じグループになるようにグループ分けをして信号分離をしてもよい。例えば、無線通信装置１００が１６ＱＡＭで変調された送信系列の２つと、ＱＰＳＫで変調された送信系列の２つとを同時に送信する場合には、１６ＱＡＭで変調された送信系列１つとＱＰＳＫで変調された送信系列１つからなるグループ分けをする。このようにすることで、第２信号分離部２４０でＭＬＤを行う場合、候補信号点の数をそれぞれ６４個にすることができる。これに対し、１６ＱＡＭ同士、ＱＰＳＫ同士でグループ分けをした場合は、候補信号点が２５６個のＭＬＤと候補信号点が１６個のＭＬＤが必要になる。

また、本実施の形態では、多重数４の空間多重伝送を行う無線通信装置について説明したが、本発明はこれに限るものではなく、図６に示すように、任意の多重数Ｎの空間多重伝送を行う無線通信装置に適用することができる。この場合、第１信号分離部２３０は、多重数Ｎの空間多重信号をＬ個の空間多重信号に分離する。このとき、Ｌ個の空間多重信号の多重数は、それぞれＭ１、Ｍ２、…、ＭＬで表される。

（実施の形態２）
図７は、実施の形態２に係る無線通信装置３００の構成を示す図である。同図に示すように、受信側である無線通信装置３００は、受信信号処理後の信号、具体的には復号したデータ系列から、送信側（無線通信装置１００）の送信信号のレプリカを作成し、この送信信号のレプリカに伝搬路変動を乗算して、受信時の伝送信号のレプリカを作成するレプリカ生成部３６０と、その受信時の伝送信号のレプリカを、実際の受信信号からキャンセルする干渉キャンセラ３７０とを備える。さらに、無線通信装置３００は、干渉キャンセラ３７０の出力側に受信信号処理部２５０（同図では、受信信号処理部２５０Ｂ）を有している。

図８に示すようにレプリカ生成部３６０は、送信側の無線通信装置１００と同様の送信信号構成部１２０と、伝搬路乗算部３６１とを有する。伝搬路乗算部３６１は、送信側の無線通信装置１００から送信される送信信号ごとに、伝搬路変動を乗算する伝搬路乗算部３６２−１〜４を有する。

伝搬路乗算部３６２は、送信信号構成部１２０が、受信信号処理部２５０Ａにおいて受信信号処理された後の信号を基に作成した送信信号のレプリカに伝搬路変動を乗算し、受信時の伝送信号のレプリカを作成する。同図における、伝搬路乗算部３６２の出力Ｒ_ｍｎは、送信側の無線通信装置１００の第ｎ番目のアンテナから送信され、受信側の無線通信装置３００の第ｍ番目のアンテナで受信される伝送信号の受信時のレプリカである。

図９に示すように干渉キャンセラ３７０は、レプリカ減算部３７１と、ダイバーシチ合成部３７３とを有する。図１０に示すようにレプリカ減算部３７１は、減算器３７２を有する。

レプリカ減算部３７１は、各アンテナ２１０にて受信された空間多重信号（同図におけるｙ_１（ｋ）〜ｙ_４（ｋ））から、１つの伝送信号以外の伝送信号の受信時のレプリカを減算することにより、前記１つの伝送信号を取得する。レプリカ減算部３７１は、各伝送信号を取得するためのレプリカ減算部３７１−１〜４を有している。例えば、レプリカ減算部３７１−１は、各アンテナ２１０にて受信された空間多重信号（同図におけるｙ_１（ｋ）〜ｙ_４（ｋ））から、送信側の第１番目のアンテナにて送信された伝送信号のみを取得する。

ここでは、無線通信装置３００に４本のアンテナがあるため、第１番目のアンテナにて送信された伝送信号が４つ得られる。図１０に示す減算器３７２−１は、無線通信装置３００の第１番目のアンテナにて受信された空間多重信号から、送信側の第１番目のアンテナ以外から送信され受信側の第１番目のアンテナにより受信されるときの伝送信号の受信時のレプリカを減算し、送信側の第１番目のアンテナから送信され受信側の第１番目のアンテナにて受信された伝送信号を、ダイバーシチ合成部３７３に出力する。減算器３７２−２〜４は、それぞれ送信側の第１番目のアンテナから送信され、受信側の第２番目、第３番目、第４番目のアンテナにより受信される伝送信号のみを出力する。

ダイバーシチ合成部３７３は、伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）毎にダイバーシチ合成を行い、ダイバーシチ合成後の伝送信号を受信信号処理部２５０Ｂに出力する。受信信号処理部２５０Ｂでは、受信信号処理部２５０Ａと同様の処理が行われ、受信データが出力される。

次に上記構成を有する無線通信装置３００の動作について説明する。

無線通信装置３００において、受信部２２０は、複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）を出力する。この受信信号ｙ（ｋ）が、第１信号分離部２３０、第２信号分離部２４０、および受信信号処理部２５０Ａでなされる処理は、実施の形態１と同様である。本実施の形態では、受信信号処理部２５０Ａの出力を受信データとして、そのまま利用せずに、レプリカ生成部３６０に出力する。

レプリカ生成部３６０では、受信信号処理部２５０Ａの出力から、伝送信号の受信時のレプリカを作成する。具体的には、受信信号処理部２５０Ａの出力を送信データとして扱い、送信信号構成部１２０で無線通信装置１００の送信信号のレプリカを生成する。図８における、Ｓ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１〜４）が送信信号のレプリカである。伝送路乗算部３６１では、送信信号のレプリカに伝搬路応答の推定値Ｂが乗算され、伝送信号の受信時のレプリカＲ_ｍｎ（ｋ）が生成される。レプリカＲ_ｍｎ（ｋ）は、以下の式（９）〜式（１２）で表される。

干渉キャンセラ３７０は、受信系列ｙ（ｋ）および伝送信号の受信時のレプリカＲ_ｍｎ（ｋ）を用いて、干渉キャンセルを行う。具体的には、レプリカ減算部３７１−１は、減算器３７２−１〜４で受信系列ｙ（ｋ）から、送信系列ｘ_１（ｋ）に関するもの以外の伝送信号の受信時のレプリカ信号をそれぞれ減算する。ダイバーシチ合成部３７３−１は、減算器３７２−１〜４の出力をダイバーシチ合成する。ダイバーシチ合成アルゴリズムとしては、ダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise power Ratio）を最大にする最大比合成（ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining）や、ダイバーシチ合成後の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ：Signal-to-Noise plus Interference power Ratio）を、最大化するＭＭＳＥ合成を用いることができる。このとき、レプリカＲ_ｍｎ（ｋ）に誤りがない状態で干渉キャンセルが行われれば、４ブランチ分のダイバーシチ利得が得られる。レプリカ減算部３７１−２〜４、ダイバーシチ合成部３７３−２〜４についても同様の処理が行われる。

ダイバーシチ合成後の信号系列、すなわち各伝送信号は、受信信号処理部２５０Ｂで受信信号処理され、受信データとして出力される。

なお、上記説明においては、干渉キャンセル処理を一度だけ行う構成で説明を行ったが、干渉キャンセル処理によって得られた受信データ系列から再度レプリカを生成し、複数回干渉キャンセル処理を行うという構成にしてもよい。このようにすることで、干渉キャンセル処理の回を重ねるにつれて、レプリカＲ_ｍｎ（ｋ）の信頼性を向上することができ、結果的に受信データ系列が誤る確率が低下する。

また、上記説明においては、受信信号処理部２５０Ａの他に受信信号処理部２５０Ｂを設けたが、受信信号処理部２５０Ｂを設けずに、干渉キャンセラ３７０の出力を受信信号処理部２５０Ａにフィードバックする構成としてもよい。

このように本実施の形態によれば、無線通信装置１００から送信された多重数４の空間多重信号を、干渉キャンセラを用いる構成で受信できる。これにより、多重数４の空間多重信号に対するＭＬＤを使うことなく、現実的なハードウェア規模でフルダイバーシチ利得に近い受信特性を得ることができる。

なお、多重数４の空間多重信号を直接ＺＦやＭＭＳＥ分離した後干渉キャンセラを用いる従来の構成でも、干渉キャンセル処理を繰り返し行うことで受信特性を改善できる。しかし、本実施の形態によれば、第１信号分離部２３０でグループ間干渉を除去し、第２信号分離部２４０でＭＬＤを用いることで、２段目の信号分離の時点で２ブランチ分のダイバーシチ利得が得られるため、従来の構成に比べてレプリカの信頼性を向上できる。その結果、干渉キャンセラの反復回数が同じ場合、従来の構成に比べ良好な受信特性を得ることができるという効果がある。また、所望の受信特性を得るために必要な反復回数を、従来の構成に比べて減少できるという効果がある。また、受信回路の多くは、多重数２の空間多重信号の受信回路と共通の要素が多いので、回路規模の削減、開発コストの削減といった効果がある。

なお、本実施の形態に係る無線通信装置３００は図７に示す構成を採ったが、図１１に示す構成としてもよい。同図に示す無線通信装置３００Ａは、レプリカ生成部３８０と、干渉キャンセラ３８５とを有する。干渉キャンセラ３８５は、干渉キャンセラ３７０と異なり、第１信号分離部２３０の出力ｖ（ｋ）からレプリカ信号を減算する。

図１２に示すように、レプリカ生成部３８０は、伝搬路乗算部３８１を有する。伝搬路乗算部３８１は、送信側の無線通信装置１００から送信される送信信号ごとに、伝搬路変動を乗算する伝搬路乗算部３８２−１〜４を有する。ここで、無線通信装置３００Ａでは、上述のとおり、干渉キャンセラ３８５が第１信号分離部２３０の出力ｖ（ｋ）、すなわちグループに分離された空間多重信号からレプリカ信号を減算するので、伝搬路乗算部３２２−１〜４からは、前記空間多重信号のグループに含まれる伝送信号の受信時のレプリカのみが出力されている。

図１３に示すように干渉キャンセラ３８５は、レプリカ減算部３８６と、ダイバーシチ合成部３８８とを有する。図１４に示すようにレプリカ減算部３８６は、減算器３８７を有する。

レプリカ減算部３８６は、第１信号分離部２３０にてグループに分離された空間多重信号から、１つの伝送信号以外の伝送信号の受信時のレプリカを減算することにより、前記１つの伝送信号を取得する。干渉キャンセラ３８５は、各伝送信号を取得するためのレプリカ減算部３８６−１〜４を有している。例えば、レプリカ減算部３８６−１は、第１信号分離部２３０にて分離された第１グループの空間多重信号（同図におけるｖ_１（ｋ）、ｖ_２（ｋ））から、送信側の第１番目のアンテナにて送信された伝送信号のみを取得する。ここでは、第１グループに２つの空間多重信号が含まれているため、第１番目のアンテナにて送信された伝送信号が２つ得られる。

図１４に示す減算器３７８−１は、第１グループに属する空間多重信号であって、第１グループに対応する送信側のアンテナ（ここでは、送信側の第１および第２番目のアンテナ）から送信され、無線通信装置３００Ａの第１番目のアンテナを用いて受信された空間多重信号から、第１グループに対応する送信側のアンテナで第１番目のアンテナ以外から送信され受信側の第１番目のアンテナで受信されるときの伝送信号の受信時のレプリカ（Ｒ_１２（ｋ））を減算し、送信側の第１番目のアンテナから送信され、受信側の第１番目のアンテナを用いて受信された伝送信号を、ダイバーシチ合成部３８８に出力する。減算器３８７−２は、送信側の第１番目のアンテナから送信され、受信側の第２番目のアンテナを用いて受信される伝送信号のみを出力する。

ダイバーシチ合成部３８８は、伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）毎にダイバーシチ合成を行い、ダイバーシチ合成後の伝送信号を受信信号処理部２５０Ｂに出力する。

次に上記構成を有する無線通信装置３００Ａの動作について説明する。

レプリカ生成部３８０では、受信信号処理部２５０Ａの出力から、伝送信号の受信時のレプリカを作成する。具体的には、受信信号処理部２５０Ａの出力を送信データとして扱い、無線通信装置１００の送信信号のレプリカを生成する。図８における、Ｓ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１〜４）が送信信号のレプリカである。伝送路乗算部３８１では、送信信号のレプリカに第１信号分離後の変換伝搬路応答Ｇの推定値Ｄが乗算され、伝送信号の受信時のレプリカＲ_ｍｎ（ｋ）が生成される。レプリカＲ_ｍｎ（ｋ）は、以下の式（１３）〜式（１６）で表される。

干渉キャンセラ３８５は、受信系列ｖ（ｋ）、即ち第１信号分離部２３０において、グループに分離された空間多重信号、および、レプリカＲ_ｍｎ（ｋ）を用いて、干渉キャンセルを行う。具体的には、レプリカ減算部３８６−１は、減算器３８７−１、２において、受信系列ｖ_１（ｋ）、ｖ_２（ｋ）から、送信側の第２番目のアンテナから送信され、第１グループに対応する無線通信装置３００Ａのアンテナにおいて受信される伝送信号のレプリカ信号を減算する。ダイバーシチ合成部３８８−１は、減算器３８７−１、２の出力をダイバーシチ合成する。

ダイバーシチ合成アルゴリズムとしては、ダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise power Ratio）を最大にする最大比合成（ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining）ダイバーシチや、ダイバーシチ合成後の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ：Signal-to-Noise plus Interference power Ratio）を最大にするＭＭＳＥ合成ダイバーシチや、最も信頼度の高いブランチを選択して出力する選択合成ダイバーシチ等を用いることができる。このとき、レプリカＲ_ｍｎ（ｋ）に誤りがない状態で干渉キャンセルが行われれば、２ブランチ分のダイバーシチ利得が得られる。レプリカ減算部３８６−２〜４、ダイバーシチ合成部３８８−２〜４についても同様の処理が行われる。

ダイバーシチ合成後の信号系列、すなわち各伝送信号は、受信信号処理部２５０Ｂで受信信号処理され、受信データとして出力される。

このようにすることで、図７に示される構成の無線通信装置３００を用いた場合に比べて、干渉キャンセル後に得られるダイバーシチ利得は減ってしまうが、１）作成するレプリカの数が少ないため、演算量、回路規模を削減可能、２）多重数２の空間多重信号に対する干渉キャンセラの構成をそのまま用いることができる、という効果がある。

またなお、本実施の形態に係る無線通信装置３００は、図７に示す構成を採ったが、図１５に示す構成としてもよい。同図に示す無線通信装置３００Ｂは、レプリカ生成部３９０と、干渉キャンセラ３９５と、第２信号分離部２４０Ｂとを有する。無線通信装置３００Ｂは、干渉キャンセラ３９５によって空間多重信号の多重数を第１信号分離部２３０と同様に減少（ここでは、多重数４から２へ減少される）し、その後第２信号分離部２４０Ｂで信号分離を行うように構成されている。

図１６に示すようにレプリカ生成部３９０は、伝搬路乗算部３９１を有する。伝搬路乗算部３９１は、送信側の無線通信装置１００から送信される送信信号ごとに、伝搬路変動を乗算する伝搬路乗算部３９２−１〜４を有する。ここで、無線通信装置３００Ｂでは、干渉キャンセラ３９５の出力を第１信号分離部２３０の出力と同様の組み合わせの伝送信号を含む空間多重信号とするので、第１信号分離部２３０で除去される伝送信号の受信時のレプリカのみが出力されている。

図１７に示すように干渉キャンセラ３９５は、レプリカ減算部３９６を有する。図１８に示すようにレプリカ減算部３９６は、減算器３９７を有する。

レプリカ減算部３９６は、各アンテナ２１０にて受信された空間多重信号（同図におけるｙ_１（ｋ）〜ｙ_４（ｋ））から、検出したい伝送信号のグループと異なるグループに属する伝送信号が，アンテナ２１０を用いて受信された時のレプリカを減算することにより、第１信号分離部２３０の出力と同様の組み合わせの伝送信号を含む空間多重信号（同図におけるｖ_１（ｋ）〜ｖ_４（ｋ））を、取得する。例えば、レプリカ減算部３９６−１は、無線通信装置３００Ｂの第１番目のアンテナを用いて受信された空間多重信号（ｙ_１（ｋ））から、この空間多重信号と異なるグループ（ここでは、第２グループ）に属する空間多重信号（ｙ_３（ｋ）、ｙ_４（ｋ））が受信されるアンテナ（第３および第４番目のアンテナであるアンテナ２１０−３、４）を用いて受信される伝送信号のレプリカ（Ｒ_１３、Ｒ_１４）を減算し、ｖ_１（ｋ）を出力する。

次に上記構成を有する無線通信装置３００Ｂの動作について説明する。

レプリカ生成部３９０では、受信信号処理部２５０Ａの出力から、伝送信号の受信時のレプリカを作成する。具体的には、受信信号処理部２５０Ａの出力を送信データとして扱い、無線通信装置１００の送信信号のレプリカを生成する。図１６における、Ｓ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１〜４）が送信信号のレプリカである。伝送路乗算部３９１では、送信信号のレプリカに伝搬路応答の推定値Ｂが乗算され、伝送信号の受信時のレプリカＲ_ｍｎ（ｋ）が生成される。レプリカＲ_ｍｎ（ｋ）は、以下の式（１７）〜式（２０）で表される。

干渉キャンセラ３９５は、受信系列ｙ（ｋ）および伝送信号の受信時のレプリカＲ_ｍｎ（ｋ）を用いて、干渉キャンセルを行う。具体的には、レプリカ減算部３９６−１は、減算器３９７で受信系列ｙ_１（ｋ）から、第２グループに含まれる伝送信号（送信系列）の受信時のレプリカ信号をそれぞれ減算し、その結果をｖ_１（ｋ）として出力する。

第２信号分離部２４０Ｂでは、干渉キャンセラ３９５の出力（ｖ_１（ｋ）〜ｖ_４（ｋ））に対して、第２信号分離部２４０Ａと同様の処理がなされる。

なお、上記説明においては、無線通信装置３００Ｂに、第２信号分離部２４０Ａの他に第２信号分離部２４０Ｂを設けたが、第２信号分離部２４０Ｂを設けずに、干渉キャンセラ３９５の出力を、第２信号分離部２４０Ａにフィードバックする構成としてもよい。

またなお、本実施の形態では、送信側の無線通信装置１００のインターリーバ１２３−１〜４間でインターリーブパターンが同じであることを前提として説明を行ったが、異なるパターンを用いてもよく、グループ毎に異なるインターリーブパターンを用いることができる。例えば、インターリーバ１２３−１およびインターリーバ１２３−２をパターンＡとし、インターリーバ１２３−３およびインターリーバ１２３−４をパターンＢとする。これに対して、受信側の無線通信装置３００（無線通信装置３００Ａ、Ｂも含む）のデインターリーバ２５２−１〜４のデインターリーブパターンもインターリーバのパターンに対応したパターンを用いる。

この場合、干渉キャンセラ３７０では、異なるインターリーブパターンのグループを除去するように干渉キャンセルを行う。その後、第２信号分離部２４０でグループに含まれる伝送信号（送信系列）の分離を行う。このようにインターリーブのパターンを変えることで、無線通信装置３００は、干渉キャンセラ３７０による干渉除去時に、干渉除去する信号と、干渉が除去される信号間の相関が高く、バースト的に干渉キャンセル誤りが発生する場合でも、異なるインターリーブパターンを用いることで干渉キャンセル誤りをランダマイズでき、復号化部２５４の干渉キャンセル誤りを訂正する能力を向上できる。また、インターリーブパターンが同じ伝送信号（送信系列）は第２信号分離部２４０で分離することで、バースト的な干渉キャンセル誤りの発生を防ぐことができる。

その結果、受信特性が改善されるという効果が得られる。なお、インターリーブパターンを変えることによるバースト的な干渉キャンセル誤り低減効果の詳細は、文献（村上、小林、折橋、松岡著、ＭＩＭＯシステムにおける信号点削減を用いた反復復号のインターリーブ適用に関する検討 −レイリーフェージング環境下におけるＢＥＲ特性−、電子情報通信学会、信学技報ＲＣＳ２００４−８、ｐｐ４１−４６，２００４年４月）で明らかにされている。

また、無線通信装置３００Ｂにおいては、インターリーブパターンは、グループ内の伝送信号（送信系列）で異なるようにしてもよい。例えば、第１グループでは、ｘ_１はパターンＡ、ｘ_２はパターンＢを用いてインターリーブし、第２グループでは、ｘ_３はパターンＡ、ｘ_４はパターンＢを用いてインターリーブする。このようにして、第２信号分離部２４０Ａでは、同じグループの信号の分離を行い、干渉キャンセラ３９５では、異なるインターリーブパターンの伝送信号（送信系列）を除去し、２回目の第２信号分離部２４０Ｂでは、同じインターリーブパターンの伝送信号（送信系列の信号）を分離する。このようにすることで、第２信号分離部２４０Ａと第２信号分離部２４０Ｂとで行われる１回目と２回目との信号分離において、伝送信号（送信系列）の組が異なるため、干渉キャンセル誤り伝搬の影響を低減することができる。

（実施の形態３）
図１９に示すように、実施の形態３の無線通信システム１０は、無線通信装置４００と、無線通信装置５００とを有する。無線通信装置４００は、実施の形態１の無線通信装置１００と同様に、各アンテナから送信信号を送信する。ただし、無線通信装置１００から送信される送信信号の各々は、１系統の送信データが直並列変換された並列データ系列に対応するものであるが、無線通信装置４００から送信される送信信号には、１系統の送信データの並列データ系列が、さらに時空間符号化されて生成される複数の時空間符号化系列に対応する送信信号が含まれる。

同図に示すように無線通信装置４００は、送信信号構成部４２０を有する。この送信信号構成部４２０は、Ｓ／Ｐ変換部４２２と、時空間符号化部４２５とを有する。

Ｓ／Ｐ変換部４２２は、誤り訂正符号化後の送信データを入力し、直並列変換を施して並列データ系列を生成する。ただし、無線通信装置１００のＳ／Ｐ変換部１２２と異なり、Ｓ／Ｐ変換部４２２は、その後段に、１つの情報系列を２つの時空間符号化系列に符号化する時空間符号化部４２５が配設されているため、２つの並列データ系列を生成する。

時空間符号化部４２５は、並列データ系列を入力し、時空間符号化処理を施して時空間符号化系列を生成する。ここでは、変調部１２４によってＩＱ平面上にマッピングされたベースバンド信号を、B. Vucetic and J. Yuan, ‘ Space-Time Coding’, Wileyに開示されているＳＴＢＣのようなブロック符号化が適用されるものとし、１つの情報系列を２つの時空間符号化系列に符号化するＳＴＢＣが用いられるものとする。時空間符号化された信号のそれぞれは、送信部１３０おいて、ベースバンド信号から周波数変換され、帯域制限処理され、増幅後に高周波信号として各アンテナ１４０から送信される。

図１９に示すように無線通信装置５００は、第２信号分離部５４０と、受信信号処理部５５０とを有する。第２信号分離部５４０は、時空間復号化部５４１を有する。

無線通信装置５００の第１信号分離部２３０は、送信側において、同じ情報系列に基づいて時空間符号化された時空間符号化系列に対応する伝送信号を含む空間多重信号のグループに分離する。本実施の形態では、送信側の無線通信装置４００が、２系統で時空間符号化しているので、第１信号分離部２３０は、送信側の無線通信装置４００の２系統に対応する伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する。

第２信号分離部５４０は、グループ数に対応する数の時空間復号化部５４１を有しており、第１信号分離部２３０にて分離された各グループの空間多重信号を、当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離し、各グループの伝送信号に時空間復号化処理を施して、送信側の並列データ系列に対応する信号を受信信号処理部５５０に出力する。

受信信号処理部５５０は、時空間復号化された複数系統の信号のそれぞれに、復調処理、デインターリーブを施して、Ｐ／Ｓ変換部５５３にて並直列変換して、直列データ系列を得る。

次に上記構成を有する無線通信装置４００および無線通信装置５００の動作について説明する。

無線通信装置４００においては、１系統の送信データの並列データ系列が、さらに時空間符号化されて生成される複数の時空間符号化系列（ここでは、４つの時空間符号化系列）に対応する送信信号が、それぞれ異なるアンテナ１４０から送信される。

無線通信装置５００では、アンテナ２１０のそれぞれを用いて受信された多重数Ｎ（Ｎ＝４）の空間多重信号は、それぞれ受信部２２１―１〜４において、増幅および周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として、第１信号分離部２３０に出力される。

ここで、ｙ（ｋ）は、各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を、要素として含む列ベクトルである。この受信信号ｙ（ｋ）、すなわち無線通信装置４００からの送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻ｋにおける受信信号は、実施の形態１と同様に式（１）のように表される。

第１信号分離部２３０は、式（３）における、ｖ_１とｖ_２とに、時空間符号化部４２５−１により符号化された送信系列に対応する伝送信号のみが含まれ、ｖ_３とｖ_４とに時空間符号化部４２５−２により符号化された送信系列に対応する伝送信号のみが含まれるように、線形演算を行って、空間多重信号のグループに分離する。

時空間復号化部５４１−１、２は、それぞれ時空間符号化部４２５−１、２で符号化された符号化系列を復号化する。

受信信号処理部５５０では、時空間復号化された複数系統の信号のそれぞれに、復調処理、デインターリーブが施され、Ｐ／Ｓ変換部５５３にて並直列変換されて、直列データ系列が得られる。

このように本実施の形態によれば、伝送レートは低下するが、時空間のダイバーシチ効果を得ることができ、受信品質の改善に寄与する。また、現実的なハードウェア規模で従来手法（ＺＦ、ＭＭＳＥ）よりも良好な特性を得ることができる。

すなわち、第１信号分離部２３０に代わり、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、空間多重された信号を分離受信する受信ウェイトを形成する性質から、ダイバーシチ利得（アンテナ自由度）を信号分離のために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

一方、本実施の形態では、異なる時空間符号化のグループからの干渉を排除した信号を用いることで、時空間復号が可能であるために、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。なお、時空間符号化部４２５は、連続するシンボルデータに対して（時間軸）時空間符号化を施してもよいが、マルチキャリア伝送を行う場合は、隣接するサブキャリア間で、周波数―空間符号化を施しても同様な効果が得られる。

また、本実施の形態によれば、４×４のＳＴＢＣ−ＭＩＭＯシステムであっても、２×２のＳＴＢＣ−ＭＩＭＯシステムと共通の時空間符号化手段、時空間復号化手段を用いることができ、回路規模や開発コストが削減される。

また、本実施の形態によれば、フルレートの時空間符号化である２ブランチＳＴＢＣを適用し、さらに無線通信装置５００での第１信号分離部２３０を使った受信方式により、ダイバーシチ利得、符号化利得を得ることができる。因みに、４本の送信アンテナを使って時空間符号化を行う場合、一つの時空間符号化手段で４つの符号化系列を作る４ブランチＳＴＢＣを適用できるが、フルレートとなる時空間符号化を行えないため、伝送レートが低下してしまう。

なお、本実施の形態では、無線通信装置４００では、Ｓ／Ｐ変換部４２２で直並列変換される前に送信データに対して符号化する構成、すなわちＳ／Ｐ変換部４２２の前段に符号化部１２１を配設する構成としたが、Ｓ／Ｐ変換部４２２の前段ではなく後段に、各並列データ系列を符号化する符号化部を設けてもよい。

また、本実施の形態では、ＳＴＢＣのようなブロック符号による時空間復号化を用いる構成としたが、ＳＴＴＣ（Space-Time Trellis Coding）、ＳＴＴＴＣ（Space-Time Turbo Trellis Coding）のような時空間符号化を使う構成としても同様の効果が得られる。

（実施の形態４）
実施の形態４は、実施の形態１の無線通信システム１０にマルチキャリア通信方式を適用したものである。

図２０に示すように実施の形態４の無線通信装置６００は、送信信号構成部１２０と、送信部１３０との間にＯＦＤＭ変調部６２０を有する。

ＯＦＤＭ変調部６２０は、送信信号構成部１２０にて生成されたＮ個の送信信号のそれぞれに、直並列変換、ＩＦＦＴ変換、並直列変換、ガードインターバル（ＧＩ）挿入を含むＯＦＤＭ変調を施す。ＯＦＤＭ変調部６２０は、各送信信号にＯＦＤＭ変調を施すためのＮ個（ここでは、Ｎ＝４）のＯＦＤＭ変調部６２１を有している。このように本実施の形態の各送信信号は、ＯＦＤＭ信号となっている。

図２１に示すように実施の形態４の無線通信装置７００は、ＯＦＤＭ復調部７２０と、第１信号分離部７３０と、第２信号分離部７４０とを有する。

ＯＦＤＭ復調部７２０は、ＧＩ除去手段、ＦＦＴ手段、直列並列変換手段を備えており、アンテナ２１０のそれぞれにおいて受信され、受信部２２０で無線受信処理された後の空間多重信号ごとに、ＯＦＤＭ復調処理を施して、ＯＦＤＭ復調後の空間多重信号を出力する。

具体的には、ＯＦＤＭ復調部７２０は、アンテナ２１０のそれぞれにおいて受信され、受信部２２０で無線受信処理された後の空間多重信号ごとに、ＯＦＤＭ復調処理を施して、各アンテナ２１０で受信された空間多重信号の各サブキャリアに重畳されたシンボル（周波数および時間により特定される）ごとに出力する。

例えば、ＯＦＤＭ復調部７２１−１は、アンテナ２１０−１で受信された空間多重信号にＯＦＤＭ復調処理を施す。アンテナ２１０−１で受信された空間多重信号には、送信側の無線通信装置６００のアンテナ１４０−１〜４のそれぞれから送信された伝送信号が含まれている。各伝送信号はＯＦＤＭ信号であり、各シンボルに着目しても無線通信装置６００のアンテナ１４０−１〜４のそれぞれから送信されたシンボルが空間多重されている。

第１信号分離部７３０は、受信部２２０からの空間多重信号（多重数Ｎ）に線形演算を施し、多重数Ｎより小さい数の伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）からなる空間多重信号のグループに分離して、第２信号分離部７４０に出力する。具体的には、第１信号分離部７３０は、ＯＦＤＭ復調部から受け取るシンボルごとに線形演算を施し、多重数Ｎより小さい数のシンボルからなる、空間多重シンボルのグループ（空間多重信号のグループに対応）に分離して、第２信号分離部７４０に出力する。

第２信号分離部７４０は、第１信号分離部２３０にて分離された空間多重信号のグループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。具体的には、第２信号分離部７４０は、空間多重シンボルのグループを入力し、各グループの空間多重シンボルに含まれる各シンボルに分離する。分離された各シンボルは、復調部２５１で復調されてビットデータとなる。

次に上記構成を有する無線通信装置６００および無線通信装置７００の動作について説明する。

無線通信装置６００において、データ生成部１１０は、無線通信装置７００へ送信するデータ系列ｚｎを生成する。符号化部１２１は、データ系列ｚｎを所定の符号化率で誤り訂正符号化する。

Ｓ／Ｐ変換部１２２は、符号化データ系列を、４個の並列データ系列である送信系列ｘ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１〜４）に変換する。ここで、送信系列ｘ_ｎ（ｋ）の４個の要素をもつ列ベクトルをｘ（ｋ）と表記する。

そして、送信系列ｘ_ｎ（ｋ）（ｎ＝１〜４）は、系列ごとに、インターリーバ１２３でインターリーブされ、変調部１２４で変調処理が施されてベースバンド信号とされる。ベースバンド信号とされた送信系列ｘ_ｎ（ｋ）とは、ＯＦＤＭ変調部６２０において、直並列変換、ＩＦＦＴ変換、並直列変換、ガードインターバル（ＧＩ）挿入を含むＯＦＤＭ変調が施される。ここで、ＯＦＤＭ変調および復調方法に関しては、文献（尾知、“ＯＦＤＭシステム技術とＭＡＴＬＡＢシミュレーション解説“、トリケップス刊）に情報開示されており、ここではその説明を省略する。

ＯＦＤＭ変調処理が施された送信系列ｘ_ｎ（ｋ）は、送信部１３０で、周波数変換され帯域制限処理が加えられ、増幅後に高周波信号である送信信号として各アンテナ１４０から送信される。

アンテナ２１０のそれぞれで受信された多重数Ｎ（Ｎ＝４）の空間多重信号は、それぞれ受信部２２１―１〜４において、増幅および周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）としてＯＦＤＭ復調部７２０に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。ｙ（ｋ）は各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。

ＯＦＤＭ復調部７２０は、ＯＦＤＭ復調を施し、Ｎｃ個のサブキャリア毎のシンボルデータ系列を出力する。ここで、離散時刻ｋにおける第ｆｓ番目のサブキャリア毎のシンボルデータ系列をＹ（ｋ、ｆｓ）と表記する。Ｙ（ｋ、ｆｓ）は各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。ただし、ｆｓ＝１〜Ｎｃである。

第１信号分離部７３０には、４個のアンテナ数のＯＦＤＭ復調部７２１―１〜４からの異なるサブキャリア毎のシンボルデータ系列が入力される。ここで、無線通信装置６００からの各送信信号（送信系列）における第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｘ_ｎ（ｋ、ｆｓ）と表記すると、伝搬路におけるマルチパスの先行波からの相対的な遅延時間がガードインターバル（ＧＩ）範囲内であれば、周波数選択性フェージング環境をフラットフェージング伝搬環境と等価に扱うことができるため、無線通信装置７００で受信される受信信号（サブキャリアデータ系列）Ｙ（ｋ、ｆｓ）は、式（２１）のように示される。

式（２１）中のＨ_ｎ（ｋ、ｆｓ）は、第ｎ番目の送信アンテナの第ｆｓ番目のサブキャリアのシンボルデータ系列Ｘ_ｎ（ｋ、ｆｓ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装置６００のアンテナ数：４）行×（無線通信装置７００の送信アンテナ数：４）列からなる行列である。Ｈ_ｎ（ｋ、ｆｓ）のｉ行ｊ列の行列要素ｈ_ｉｊは、無線通信装置６００の第ｊ番目のアンテナ１４０から送信された信号が、無線通信装置７００の第ｉ番目のアンテナ２１０で受信される場合の第ｆｓ番目のサブキャリア信号の伝搬路による伝搬路変動を示す。また、ｎ（ｋ、ｆｓ）は無線通信装置７００のアンテナ２１０で受信時に付加される４つの要素をもつ雑音ベクトルを示す。

第１信号分離部７３０は、無線通信装置６００から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される、第ｆｓ番目のサブキャリア群の伝搬路変動Ｈ_ｎ（ｋ、ｆｓ）に対する伝搬路変動推定値Ｂ_ｎ（ｋ、ｆｓ）を用いて、第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）に対し線形演算を行うことにより、式（２１）を式（２２）に変換する。

このように線形演算を行うことで、４つの多重数４の空間多重信号を、２組のグループの空間多重信号に分離できる。

第１信号分離部７３０にて分離された空間多重信号のグループは、第２信号分離部２４０に入力される。第２信号分離部７４０では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、サブキャリア毎に得られた２つの第１グループの送信系列からなる空間多重信号ｖ_１（ｋ、ｆｓ）、ｖ_２（ｋ、ｆｓ）は信号分離部７４１−１に入力され、は、信号分離部７４１−１でｘ_１（ｋ、ｆｓ）、ｘ_２（ｋ、ｆｓ）に分離される。第２グループのｖ_３（ｋ、ｆｓ）、ｖ_４（ｋ、ｆｓ）は、信号分離部７４１−２で同様に処理される。

第２信号分離部７４０では、空間多重信号の各グループに含まれる伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）などの手法を利用することができる。ＭＬＤによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得（但し、送信側および受信側のアンテナが２本ずつの空間多重伝送（２×２の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

ここで、４×４の空間多重伝送において、ＭＬＤによる１段階の分離処理において、すべての伝送信号を分離しようとしても、演算量が非常に多くなるため、処理時間が長くなり、また、ハードウェアも現実的な規模で実現することが難しい。しかしながら、上述のとおり分離処理を２段階に分けることにより、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。すなわち、第１段階の分離処理を行う第１信号分離部７３０では、空間多重信号に線形演算を施して、空間多重信号の多重数Ｎより小さい数の伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離され、グループ間の干渉が除去される。そして、第２段階の分離処理を行う第２信号分離部７４０では、第１信号分離部７３０により、他のグループからの干渉信号が除去された信号を用いて分離処理を行うので、第２段階の信号分離にＭＬＤを利用してもＭＬＤの際の信号点候補を削減することができるため、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。さらに、分離処理を２段階に分けることにより、４×４の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得には及ばないが、２×２の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得を得ることができる。

第２信号分離部７４０にて分離された各伝送信号は、復調部２５１で復調され、デインターリーバ２５２でデインターリーブされてＰ／Ｓ変換部２５３に入力される。具体的には、第１グループの信号系列ｘ_１（ｋ、ｆｓ）、ｘ_２（ｋ、ｆｓ）は、それぞれ復調部２５１−１、２で所定の変調方式によるシンボルデータ列からビットデータ列に変換される。復調部２５１−１、２で得られたビットデータ列は、デインターリーバ２５２−１、２において、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順が復元される。第２グループの信号系列ｘ_３（ｋ、ｆｓ）、ｘ_４（ｋ、ｆｓ）についても同様の処理が行われる。

なお、第２信号分離部７４０の信号分離部７４１における分離アルゴリズムは、信号分離部７４１間で同じでもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数などに応じて固定的または適応的にそれぞれ変更してもよい。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫといった変調多値数が少ない場合にはＭＬＤを適用し、変調多値数が多い１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合には、ＭＭＳＥなどの線形手法の適用が考えられる。

このように本実施の形態によれば、無線通信装置６００からの伝送信号が複数である場合、サブキャリア毎に、それを一つの単位として、第１信号分離部７３０と、第２信号分離部７４０で２段階に信号分離を行うことが可能となる。これにより、周波数選択制フェージング環境下においても、実施の形態１の効果を得ることができる。

また、受信特性としても、現実的なハードウェア規模で従来手法（ＺＦ、ＭＭＳＥ）よりも良好な特性を得ることができる。

因みに、第１信号分離部７３０に代わり、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いても、無線通信装置６００の送信系列（伝送信号）を取り出すことは可能であるが、ＳＴＢＣ、ＳＴＣといった時空間符号を施している場合、同じ無線通信装置６００からの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ウェイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

また、マルチキャリア伝送を利用して、異なるサブキャリアと異なる送信アンテナを用いてＳＦＢＣ（Space frequency block coding）といった周波数―空間符号の適用も可能であるが、この場合も同様に、従来のＺＦ、ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、それらを分離受信する受信ウェイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

また、第１信号分離部７３０に代わり、従来のＭＬＤに基づく一括分離処理を導入することも可能である。

しかし、本実施の形態よりも受信特性は優れるが、全ての送信アンテナからの送信系列に対してのＭＬＤ処理量は、送信系列数と送信系列の変調多値数に対し、指数関数的に増大するため、現実的なハードウェアの実現が困難となる。

なお、本実施の形態では、第２信号分離部７４０を多重数２の空間多重信号の組の数だけ設けているが、送信系列のＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を組毎に設定し、逐次的に第２信号分離部７４０への入力を切り替える構成でも可能である。この場合、信号分離部７４１を、多重数２の空間多重信号の組より少ない数にできる。この場合、組によっては、伝送データを復元するまでの処理遅延が大きくなるが、無線通信装置７００の構成を簡易化する効果が得られる。さらに、このようにすることで、多重数２の空間多重信号を復元する受信回路に、第１信号分離部７３０を追加するだけで、多重数４の空間多重信号を復元する受信回路を構成することができる。

（実施の形態５）
実施の形態１においては、送信側の無線通信装置１００において、１系統の送信データに符号化を施して、符号化された送信データを直並列変換し、アンテナ数と同じＮ個の並列データ系列を生成した。これに対して、実施の形態５においては、送信側の無線通信装置において、１系統の送信データを、アンテナ数Ｎよりも小さい数の並列送信データに直並列変換し、並列送信データごとに符号化を施して、符号化された並列送信データごとに直並列変換を施し、全体としてアンテナ数と同じＮ個の並列データ系列を生成する。

図２２に示すように実施の形態５の無線通信装置８００は、送信信号構成部８２０を有する。この送信信号構成部８２０は、符号化部８２１−１、２と、Ｓ／Ｐ変換部８２２−１、２と、Ｓ／Ｐ変換部８２６とを有する。

Ｓ／Ｐ変換部８２６は、データ生成部１１０で生成された、１系統の送信データを入力し、送信データを直並列変換して、アンテナ数Ｎよりも小さい数の並列送信データを生成する。ここでは、２つの並列送信データが生成されている。

符号化部８２１は、並列送信データごとに、所定の符号化率を用いて誤り訂正符号化を施して、誤り訂正符号化後の並列送信データをＳ／Ｐ変換部８２２に出力する。

Ｓ／Ｐ変換部８２２は、符号化処理後の各並列送信データをさらに直並列変換して、全体としてアンテナ数と同数の並列データ系列を生成する。ここでは、２つの並列送信データのそれぞれが、さらに２つの並列データ系列に直並列変換されて、全体として４つの並列データ系列が生成される。そして、各送信データ系列は、インターリーバ１２３に入力される。

送信側の無線通信装置８００が上述のような構成を有することに伴い、受信側の無線通信装置９００は、受信信号処理部９５０を有する。この受信信号処理部９５０は、Ｐ／Ｓ変換部９５３−１、２と、復号化部９５４−１、２と、Ｐ／Ｓ変換部９５６とを有する。

第１信号分離部２３０は、実施の形態１と同様の機能を有しているが、受信部２２０からの空間多重信号（多重数Ｎ）に線形演算を施し、同じ並列送信データから構成される伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する。すなわち、第１信号分離部２３０は、受信部２２０からの空間多重信号（多重数Ｎ）に線形演算を施し、符号化単位ごとで、空間多重信号のグループに分離する。

Ｐ／Ｓ変換部９５３は、デインターリーブ後の伝送信号を並直列変換し、符号化単位ごとの直列データ系列を出力する。

復号化部９５４は、Ｐ／Ｓ変換部９５３からの、符号化単位ごとの直列データ系列を復号化処理する。

Ｐ／Ｓ変換部９５６は、復号化部９５４において復号化処理された、符号化単位ごとの直列データ系列をさらに並直列変換して、無線通信装置１００の送信データに対応する受信データを出力する。

上記構成を有する無線通信装置８００および無線通信装置９００の動作について説明する。

Ｓ／Ｐ変換部８２６では、データ生成部１１０で生成された１系統の送信データが、２つの並列送信データに分けられる。並列送信データはそれぞれ、符号化部８２１−１、８２１−２で、所定の符号化率で誤り訂正符号化される。

Ｓ／Ｐ変換部８２２−１、８２２−２では、各符号化データ系列がさらに２つの系列に分けられる。そして、系列毎に実施の形態１の無線通信装置１００と同様の手順で、送信信号が生成される。

第１信号分離部２３０では、受信部２２０からの空間多重信号（多重数Ｎ）に線形演算が施され、符号化単位ごとで、空間多重信号のグループに分離される。

第２信号分離部２４０では、各グループの空間多重信号が、当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。

Ｐ／Ｓ変換部９５３では、同じ符号化単位の伝送信号が、符号化単位の直列データ系列に並直列変換される。各直列データ系列は、復号化部９５４−１、９５４−２で、それぞれ誤り訂正復号化処理が施される。誤り訂正後の直列データ系列は、Ｐ／Ｓ変換部９５６で、一つの系列に結合されて１系統の受信データとして出力される。

このように符号化単位を複数用意することにより、通信路符号化の実行時間を符号化部の数に比例して短縮できるため、高ビットレートを要求するデータ系列の送信の際に有利である。なお、さらに多くの符号化単位を用意するために、符号化単位をアンテナと同数だけ設けてもよい。この場合の無線通信装置の構成例を図２３に示す。

図２３に示すように送信側の無線通信装置１０００は、送信信号構成部１０２０を有する。この送信信号構成部１０２０は、符号化部１０２１−１〜４と、Ｓ／Ｐ変換部１０２２とを有する。Ｓ／Ｐ変換部１０２２は、データ生成部１１０で生成された１系統の送信データに直並列変換を施して並列データ系列を生成する。符号化部１０２１は、並列データ系列ごとに、すなわちそれぞれの並列データ系列を符号化単位として、符号化処理を施す。

また、符号化単位が複数用意される場合としては、図２４に示すような場合が考えられる。すなわち、複数系統の送信データが存在し、各系統の送信データごとに符号化が施される場合である。図２４に示すように無線通信装置１２００は、データ生成部１１０−１と、データ生成部１１０−２と、送信信号構成部１２２０−１と、送信信号構成部１２２０−２とを有する。すなわち、無線通信装置１２００は、複数の送信系統（図２４では、２つの送信系統（送信装置１２６０−１、２））を有しており、複数系統の送信データから送信信号を構成して送信する。各送信信号構成部１２２０は、符号化部１２１を有している。このようにすることで、複数系統の送信データを同時に伝送することができる。なお、送信装置１２６０−１、２をそれぞれ独立の無線通信装置とし、両無線通信装置が同時に信号を送信する空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）されていてもよい。

また、図２４に示すように無線通信装置１３００は、受信信号処理部１３５０−１と、受信信号処理部１３５０−２とを有する。第１信号分離部２３０は、実施の形態１と同様の機能を有するが、送信系統単位で、空間多重信号のグループに分離する。受信信号処理部１３５０は、送信側の無線通信装置１２００の送信系統に対応する伝送信号ごとに、受信信号処理を行う。このようにすることで、送信データのＱｏＳに応じて、変調部１２４、インターリーバ１２３、第２信号分離部２４０の信号分離部２４１を変更することで、効率の良い無線伝送が可能となる。

また、符号化単位が複数用意される場合としては、図２５に示すような場合も考えられる。すなわち、アンテナ数と同数の系統の送信データが存在し、各系統の送信データごとに符号化が施される場合である。同図に示すように無線通信装置１４００は、データ生成部１１０−１〜４と、送信信号構成部１４２０−１〜４とを有する。すなわち、無線通信装置１４００は、アンテナ数と同数の複数の送信系統（同図では、４つの送信系統（送信装置１４６０−１〜４））を有しており、複数系統の送信データから送信信号を構成して送信する。各送信信号構成部１４２０は、符号化部１２１を有している。なお、送信装置１４６０−１〜４をそれぞれ独立の無線通信装置とし、当該無線通信装置が同時に信号を送信する空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）されていてもよい。また、同図に示すように無線通信装置１５００は、受信信号処理部１５５０−１〜４を有する。

なお、本実施の形態では、シングルキャリア伝送を用いているが、実施の形態４と同様にマルチキャリア伝送への適用が可能である。

また、上記無線通信装置９００、１１００、１３００、１５００は、干渉キャンセラを用いない構成としたが、実施の形態２で説明した干渉キャンセラを備えた構成をとってもよい。

また、上記無線通信装置８００、９００、１０００、１１００、１２００、１３００、１４００、１５００は、時空間符号化を行わない構成をとしたが、実施の形態３で説明した時空間符号化部を備える構成としてもよい。

また、本実施の形態では、送信側の無線通信装置８００における符号化部８２１−１と符号化部８２１−２とは、同じ構成であることを前提として説明を行ったが、異なる構成を用いても良く、例えばそれぞれ異なるパンクチャパターンを用いることができる。このときの符号化部８２１−１と符号化部８２１−２との構成を図３４に示す。なお、無線通信装置１２００における符号化部１２１−１と符号化部１２１−２とでも同様であり、以下では説明を省略する。

符号化部８２１−１は、符号化器８２１１とパンクチャパターンＡでパンクチャを行うパンクチャ部８２１３とを備える。符号化部８２１−２は、符号化器８２１２とパンクチャパターンＢでパンクチャを行うパンクチャ部８２１４とを備える。

これに対して、受信側の無線通信装置９００の復号化部９５４−１、９５４−２のデパンクチャパターンも、パンクチャパターンに対応したパターンを用いる。なお、無線通信装置１３００における復号化部２５４−１と符号化部２５４−２とでも同様であり、以下では説明を省略する。

この場合、第１信号分離部２３０では、異なるパンクチャパターンのグループを除去するように、すなわち、同じパンクチャパターンの送信系列を同じグループにするように信号分離を行う。その後、第２信号分離部２４０でグループに含まれる伝送信号（送信系列）の分離を行う。このようにパンクチャパターンをグループ内で同一にすることで、信号分離部２４０以降、Ｐ／Ｓ変換部９５６までをグループ毎に独立に構成し、信号分離部２４０以降、Ｐ／Ｓ変換部９５６までの各処理をグループ毎に独立に実行することができる。

また、無線通信装置９００においては、パンクチャパターンがグループ内の伝送信号（送信系列）で異なるように、第一信号分離をしてもよい。例えば、第１グループでは、ｘ１をパターンＡ、ｘ２をパターンＢでパンクチャした送信系列に分割し、第２グループでは、ｘ３をパターンＡ、ｘ４をパターンＢでパンクチャした送信系列に分割する。この場合の無線通信装置９００における受信信号処理部９５０の別の構成、受信信号処理部９５０Ａを図３５に示す。

ここで、上述のとおり第１の信号分離においてパンクチャパタンーンの異なる送信系列を含むグループに分けている。一方、送信側では、パンクチャパターン毎にＳ／Ｐ変換部８２２にて並列データ系列が形成されている。そのため、受信側では、同じパンクチャパターンの並列データ系列に対して、Ｐ／Ｓ変換および復号化を施す必要があるため、図３５に示すように、Ｐ／Ｓ変換部には同じパンクチャパターンの並列データ系列毎に入力されている。

（実施の形態６）
本実施の形態では、干渉キャンセラを使用せずにダイバーシチ利得を向上させる。

図２６に示すように実施の形態６の無線通信装置１６００は、第１信号分離部１６３０と、第２信号分離部１６４０と、ダイバーシチ合成部１６６０とを有する。

第１信号分離部１６３０は、受信部２２０からの空間多重信号（多重数Ｎ）に線形演算を施し、多重数Ｎより小さい数の伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）からなる空間多重信号のグループに分離して、第２信号分離部１６４０に出力する。特に、第１信号分離部１６３０は、伝送信号のすべての組み合わせに係る空間多重信号のグループに分離して、第２信号分離部１６４０に出力する。

第２信号分離部１６４０は、第１信号分離部１６３０にて分離された空間多重信号のグループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。ここでは、第２信号分離部１６４０は、第１信号分離部１６３０にて分けられるグループ数に対応する数の信号分離部１６４１（本実施の形態では、信号分離部２４１−１〜６の６つ）を有しており、各信号分離部１６４１が１つのグループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。

ダイバーシチ合成部１６６０は、第２信号分離部１６４０からの出力である伝送信号毎にダイバーシチ合成する。ここでは、４つの伝送信号があるため、４つのダイバーシチ合成部１６６１−１〜４が用意されている。

次に上記構成を有する無線通信装置１６００の動作について説明する。

アンテナ２１０のそれぞれで受信された多重数Ｎ（Ｎ＝４）の空間多重信号は、それぞれ受信部２２１―１〜４において、増幅および周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として、第１信号分離部１６３０に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

ここで、ｙ（ｋ）は、各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号ｙ（ｋ）、すなわち無線通信装置１００からの送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻ｋにおける受信信号は、式（１）のように表される。

第１信号分離部１６３０は、無線通信装置１００から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される、伝搬路変動Ｈに対する伝搬路変動推定値Ｂを用いて、受信信号ｙ（ｋ）に対し線形演算を行うことにより、式（２）を式（２３）〜（２５）に変換する。

第１信号分離部１６３０は、式（２）を式（２３）〜（２５）に変換する任意の線形演算を用いることができる。例えば、実施の形態１で示した方法を、式（２）の行を入れ替えて３回行うことで変換できる。ここで、式（２３）から、ｖ_１１、ｖ_１２はｘ_１、ｘ_２の成分のみ、ｖ_１３、ｖ_１４はｘ_３、ｘ_４の成分のみ、ｖ_２１、ｖ_２２はｘ_１、ｘ_３の成分のみ、ｖ_２３、ｖ_２４はｘ_２、ｘ_４の成分のみ、ｖ_３１、ｖ_３２はｘ_１、ｘ_４の成分のみ、ｖ_３３、ｖ_３４はｘ_２、ｘ_３の成分のみを含んでいることがわかる。すなわち、第１信号分離部１６３０は、多重数４の空間多重信号を、適切な線形演算によりグループを構成する伝送信号（送信系列）が異なる３種類のグループ分けに基づいて、信号分離を行う機能を提供する。

第１信号分離部１６３０にて分離された空間多重信号のグループは、第２信号分離部１６４０に入力される。第２信号分離部１６４０では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、第１グループのｖ_１１とｖ_１２とは、信号分離部１６４１−１でｘ_１１、ｘ_２１に分離される。第２グループのｖ_１３とｖ_１４とは、信号分離部１６４１−２でｘ_３１、ｘ_４１に分離される。第３グループのｖ_２１とｖ_２２とは、信号分離部１６４１−３でｘ_１２、ｘ_３２に分離される。第４グループのｖ_２３とｖ_２４とは、信号分離部１６４１−２でｘ_２２、ｘ_４２に分離される。第５グループのｖ_３１とｖ_３２とは、信号分離部１６４１−２でｘ_１３、ｘ_４３に分離される。第６グループのｖ_３３とｖ_３４とは、信号分離部１６４１−２でｘ_２３、ｘ_３３に分離される。

第２信号分離部１６４０において、空間多重信号の各グループに含まれる伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）などを利用することができる。ただし、ＭＬＤによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得（但し、送信側および受信側のアンテナが２本ずつの空間多重伝送（２×２の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

ダイバーシチ合成部１６６０では、第２信号分離部１６４０からの出力である伝送信号ごとにダイバーシチ合成する。具体的には、ダイバーシチ合成部１６６１−１は、ｘ_１１とｘ_１２とｘ_１３とを用いてダイバーシチ合成を行う。また、ダイバーシチ合成部１６６１−２は、ｘ_２１とｘ_２２とｘ_２３とを用いてダイバーシチ合成を行う。ダイバーシチ合成部１６６１−３は、ｘ_３１とｘ_３２とｘ_３３とを用いてダイバーシチ合成を行う。ダイバーシチ合成部１６６１−４は、ｘ_４１とｘ_４２とｘ_４３とを用いてダイバーシチ合成を行う。ダイバーシチ合成アルゴリズムとしては、ダイバーシチ合成後の信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise power Ratio）を最大にする最大比合成（ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining）ダイバーシチや、ダイバーシチ合成後の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ：Signal-to-Noise plus Interference power Ratio）を最大にするＭＭＳＥ合成ダイバーシチや、最も信頼度の高いブランチを選択して出力する選択合成ダイバーシチ等を用いることができる。

ダイバーシチ合成後の信号系列、すなわち各伝送信号は、受信信号処理部２５０で受信信号処理され、受信データとして出力される。

このように本実施の形態によれば、多重数４の空間多重信号を、第１信号分離部１６３０で６つの多重数２の空間多重信号の組に分離し、その後それぞれを第２信号分離部１６４０で信号分離を行う。さらに、同じ送信系列に対する第２信号分離部１６４０の出力をダイバーシチ合成する。これにより、多重されている他の送信信号が、異なる３つの第２信号分離部１６４０の出力を合成することによるダイバーシチ利得が得られる。その結果、実施の形態２で示した干渉キャンセル手段を用いる構成とは別の構成で、実施の形態１の構成を用いた場合よりも、高いダイバーシチ利得を得る無線通信装置を構成することができる。

なお、本実施の形態では、第２信号分離部１６４０から出力されるＩＱ平面上の信号を用いてダイバーシチ合成を行う構成としたが、復調部でＩＱ平面上の信号を復調した後に得られるビット毎の尤度情報を用いてダイバーシチ合成を行ってもよい。この場合の無線通信装置の構成例を図２７に示す。同図に示すように無線通信装置１７００は、受信信号処理部１７５０を有する。受信信号処理部１７５０は、復調部２５１−１〜１２と、ダイバーシチ合成部１７５５−１〜４を有する。このような構成にすることで、ビット毎に異なる重み係数を用いてダイバーシチ合成を行えるため、受信特性が良くなるという効果が得られる。

また、本実施の形態では、第２信号分離部１６４０から出力されるＩＱ平面上の信号を用いてダイバーシチ合成を行う構成としたが、図２８に示すような無線通信装置１８００のような構成でもよい。無線通信装置１８００は、受信信号処理部１８５０を有する。無線通信装置１８００は、無線通信装置１６００の復調手段をユークリッド距離算出部１８５１と尤度算出部１８５７と置き換え、ユークリッド距離算出部１８５１によって算出されたユークリッド距離を用いて、ダイバーシチ合成部１８５５においてダイバーシチ合成を行った後に、尤度算出部１８５７において尤度情報を算出する構成となっている。このようにすることで、対象となるビットが１である場合のユークリッド距離と、０である場合のユークリッド距離とのそれぞれを用いて、詳細にダイバーシチ合成を行えるため、受信特性が良くなるという効果が得られる。

（実施の形態７）
本実施の形態においては、受信信号処理を行った後のデータ系列を用いて候補点削減を行う。

図２９に示すように実施の形態７の無線通信装置１９００は、候補点削減信号分離部１９７０を有する。

候補点削減信号分離部１９７０は、受信信号処理部２５０Ａにおける受信信号処理後の信号、具体的には一度復号された受信データを用いて、受信系列の候補点削減を行う。候補点削減の方法は、文献（村上、小林、折橋、松岡著、ＭＩＭＯシステムにおける部分ビット判定を利用した尤度判定方法の検討、電子情報通信学会、信学技報ＩＴ２００３−９０、ＩＳＥＣ２００３−１３０、ＷＢＳ２００３−２０８、ｐｐ９７−１０２，２００４年３月）で明らかにされている。

候補点削減信号分離部１９７０―１は、各アンテナ２１０にて受信された空間多重信号から、第２グループの伝送信号（送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減を行い、その後ＭＬＤを用いて信号分離を行う。また、候補点削減信号分離部１９７０−２は、各アンテナ２１０にて受信された空間多重信号から、第１グループの伝送信号（送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減を行う。

次に上記構成を有する無線通信装置１９００の動作について説明する。

アンテナ２１０のそれぞれで受信された多重数Ｎ（Ｎ＝４）の空間多重信号は、それぞれ受信部２２１―１〜４において、増幅および周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として第１信号分離部２３０に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

ここで、ｙ（ｋ）は、各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号ｙ（ｋ）は、すなわち無線通信装置１００からの送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻ｋにおける受信信号として、式（１）のように表される。

候補点削減信号分離部１９７０では、受信信号処理部２５０Ａにおける受信信号処理後の信号、すなわち一度復号された受信データを用いて、受信系列の候補点削減が行われる。具体的には、候補点削減信号分離部１９７０―１では、受信系列から、第２グループの伝送信号（送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減が行われ、その後ＭＬＤを用いて信号分離が行われる。このようにすることで、例えば変調方式に１６ＱＡＭを用いる場合、候補信号点が６５５３６から２５６に削減されるため、現実的なハードウェア規模でＭＬＤを実現できる。

また、候補点削減信号分離部１９７０−２では、受信系列から、第１グループの伝送信号（送信系列）に対応する復号データを用いて候補点削減が行われ、その後ＭＬＤを用いて信号分離が行われる。受信信号処理部２５０Ｂでは、候補点削減信号分離部１９７０で分離された伝送信号（信号系列）に、受信信号処理部２５０Ａと同様の処理が行われ、受信データが出力される。このようにすることで、ＭＬＤの演算規模の削減と、受信品質の改善を実現することができる。

上記説明においては、受信信号処理部２５０Ａの他に受信信号処理部２５０Ｂを設けたが、受信信号処理部２５０Ｂを設けずに、候補点削減信号分離部１９７０の出力を受信信号処理部２５０Ａにフィードバックする構成としてもよい。

なお、本実施の形態では、候補点削減信号分離部１９７０―１は、受信系列からｘ_３、ｘ_４に対応する復号データを用いて候補点削減を行い、その後、ＭＬＤを用いて信号分離を行い、候補点削減信号分離部１９７０−２は、受信系列から第１グループの送信系列に対応する復号データを用いて候補点削減を行う構成としたが、送信系列の多値変調を構成するビットの一部を削減するという構成にしてもよい。このようにすることでも、ＭＬＤの演算規模の削減と、受信品質の改善を実現することができる。

（実施の形態８）
実施の形態８では、第１信号分離部における線形演算を、伝搬路応答行列の特異値分解から得られるウェイトを乗算することにより実現する。

図３０に示すように実施の形態８の無線通信装置２０００は、第１信号分離部２０３０を有する。

第１信号分離部２０３０は、受信部２２０からの空間多重信号（多重数Ｎ、同図ではＮ＝４）に線形演算を施し、多重数Ｎより小さい数の伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）からなる空間多重信号のグループに分離して、第２信号分離部２４０に出力する。具体的には、第１信号分離部２０３０は、その線形演算を、伝搬路応答行列の特異値分解から得られるウェイトを乗算することにより行う。

次に上記構成を有する無線通信装置２０００の動作について説明する。

無線通信装置１００の、Ｎｓ個のアンテナからそれぞれ送信信号が送信される。ここで、Ｎｓ個のアンテナを、Ｍ（ｎ）個のアンテナずつＮｔ個のグループに分けて説明をする。送信系列ｘ_ｎ（ｋ）は、第ｎ番目のグループから無線端末装置２０００へ送信する離散時刻ｋにおける送信系列を示す。ここで、ｎはＮｔ以下の自然数であり、複数のアンテナ（Ｍ(ｎ)≧１）を用いて、複数Ｍ(ｎ)個の送信系列ｘ_ｎ（ｋ）を並列的に送信する場合、送信系列ｘ_ｎ（ｋ）はＭ(ｎ)次元の列ベクトルからなるものとする。

以下では、無線端末装置１００で送信に用いられるアンテナ数と送信系列の数とが、同数である場合を説明する。また、送信系列よりも多くのアンテナ数を用いて送信することも可能であり、その場合は、所望の指向性を形成する指向性ウェイトを送信系列に対し、乗算する方法、または、ＳＴＢＣ（Space Time Block coding）のような時空間符号化を施す方法で実現できる。

アンテナ２１０−１〜Ｎrのそれぞれで受信された多重数Ｎｓの空間多重信号は、それぞれ受信部２２１―１〜４において、増幅および周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として第１信号分離部２０３０に出力される。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

ここで、受信信号ｙ（ｋ）は、各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号ｙ（ｋ）、すなわち無線通信装置１００からの送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻ｋにおける受信信号は、式（２６）のように表される。

式（２６）中のＨ_ｎは、第ｎ番目のグループにおける送信系列ｘ_ｎ（ｋ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線基地局アンテナ数Ｎｒ）行×（第ｎ番目のグループにおける送信アンテナ数Ｍ（ｎ））列からなる行列である。ｎ（ｋ）は、無線通信装置２０００のアンテナ２１０で受信時に付加されるＮｒ個の要素をもつ雑音ベクトルを示す。Ｈ（ｋ）のｉ行ｊ列の行列要素ｈ_ｉｊは、無線通信装置１００の第ｊ番目のアンテナから送信された信号が、無線通信装置２０００の第ｉ番目のアンテナ２１０で受信される場合の伝搬路での伝搬路変動を示す。

第１信号分離部２０３０は、無線通信装置１００から送信される既知のパイロット信号などを利用して、推定された伝搬路変動Ｈ_ｎに対する伝搬路変動推定値Ｂ_ｎを用いて、異なるグループからの信号を分離するグループ分離ウェイトを生成し、受信信号ｙ（ｋ）に対し乗算演算を行う。

ここで所望の第ｎ番目のグループに対するグループ分離ウェイトＷ_ｎは、式（２７）に示すように、所望の第ｎ番目のグループを除く伝搬路変動推定値Ｂ_ｊから構成される行列Ｇ(ｎ)に対し(ただし、ｊ≠ｎ)、特異値分解を用いて生成する。

式（２７）中のＨは、複素共役転置を行う演算子である。すなわち、送信系列がトータルでＭｓ個であり、受信アンテナ数Ｎｒとする場合に、伝搬路変動推定値Ｇ(ｎ)の左特異行列Ｕを構成する列ベクトル（左特異ベクトル）ｕ_ｊのうち、所望の第ｎ番目を除くグループｊが、ｊ＝（Ｍｓ＋１）、．．．、Ｎｒの（Ｎｒ−Ｍｓ）個の左特異ベクトルｕ_ｊを選択する。式（２８）のように、選択された左特異ベクトルｕ_ｊを用いてグループ分離ウェイト行列Ｗｎとする。

選択された各左特異ベクトルｕ_ｊは、所望の第ｎ番目のグループからの送信系列ｘ_ｎ（ｋ）を除く送信信号に、指向性ヌルを向けるウェイトとなる。なお、グループ分離ウェイトを生成するためには、（無線通信装置１からの全ての送信系列数）≦（無線通信装置のアンテナ数Ｎｒ）の条件を満たす必要がある。

このように生成されたグループ分離ウェイトＷｎを用いて、無線通信装置２０００での受信信号ｙ（ｋ）に対し、式（２９）に示すように乗算することで、他のグループからの干渉信号成分を低減した信号ｙｎ（ｋ）を得ることができる。

ここで、ｎはＮｔ以下の自然数である。また、チャネル推定が理想的に行われた場合、式（２９）のような関係が得られるため、式（３０）は、式（３１）に示すように変形することができ、ｙｎ（ｋ）は他の無線端末装置１００からの干渉信号成分が完全に除去された信号となる。

第２信号分離部２４０では、グループ分離信号ｙｎ（ｋ）に対し、信号分離処理が行われる。グループ分離信号ｙｎ（ｋ）は、信号分離処理により、個別の伝送信号（送信系列）に分離される。この場合の第ｎ番目のグループの送信系列ｘ_ｎ（ｋ）に対する受信信号の分離は、式（３２）に示すチャネル推定値Ｂ_ｎにユーザ間分離ウェイトＷｎを乗算した結果得られる、ユーザ間分離ウェイト乗算後のチャネル推定値Ｆｎに基づいて行われる。

第２信号分離部２４０では、空間多重信号の各グループから、伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）などを利用することができる。ここで、ＭＬＤによる分離手法を使う場合は、グループ毎に、他のグループからの干渉信号が除去された信号を用いることから、ＭＬＤの際の信号点候補を削減することができ、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。

また、分離アルゴリズムは、一つの手法を固定的に使用してもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数等に応じて適応的に変更してもよい。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫといった変調多値数が少ない場合はＭＬＤを適用し、変調多値数が多い１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合は、ＭＭＳＥ等の線形手法の適用が考えられる。

無線通信装置２０００は、個別の伝送信号（送信系列）に分離された各信号に対し、復調処理、デインターリーブ処理、復号化処理を実施し、受信データを再生する。

このように本実施の形態によれば、無線通信装置１００からの伝送信号を複数のアンテナを介して受信する無線通信装置２０００において、各アンテナで受信した空間多重信号を複数のグループに分け、そのグループを一つの単位として、他グループの干渉を除去した信号として抽出する。これにより、第１信号分離部２０３０の後続の処理は、グループ個別に受信復号処理を適用することが可能となる。従って、送信系列が複数である場合、最終的にパラレルデータを直列データに変換する必要がある。

しかし、本実施の形態では、グループ毎に受信復号処理が同時並列に行えるため、並直列変換手段への入力データがウェイトされることない。また、本実施の形態では、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもないため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハードウェア増加を抑えることができる。

また、受信特性としても、現実的なハードウェア規模でもって、従来手法（ＺＦ、ＭＭＳＥ）よりも良好な特性を得ることができる。因みに、第１信号分離部２０３０に代わり、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、送信系列を取り出すことが可能である。しかし、ＳＴＢＣ（Space Time Block Coding）、ＳＴＴＣ(Space Time Trellis Coding)といった時空間符号を施している場合や、同じグループからの複数の送信系列が含まれる場合は、それらを分離受信する受信ウェイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用してしまい、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

また、第１信号分離部２０３０に代わり、従来のＭＬＤに基づく一括分離処理を導入することも可能である。しかし、その場合、本実施の形態よりも受信特性は優れるが、全ての送信アンテナからの送信系列に対しＭＬＤ処理を行うと、ＭＬＤによる処理量は、送信系列数とその変調多値数とに対し指数関数的に増大するため、現実的なハードウェアの実現が困難となる。

なお、本実施の形態では、信号分離部２４１をグループ数Ｎｔと同じ数だけ設けているが、送信系列のＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度をグループ毎に設定して、逐次的に第２信号分離部２４０への入力を切り替える構成としてもよい。これにより、信号分離部２４１を、グループ数より少ない数にでき、ユーザによっては、伝送データを復元するまでの処理遅延が大きくなるが、無線通信装置２０００の構成を簡易化する効果が得られる。

また、本実施の形態の無線通信装置２０００は、実施の形態２で説明した干渉キャンセラの構成をとってもよい。

また、本実施の形態の無線通信装置２０００は、時空間符号化を行わない構成をとっているが、実施の形態３で説明した時空間符号化部を備える構成としてもよい。これにより、多重数Ｎｓの空間多重信号に対するＭＬＤを使うことなく、現実的なハードウェア規模でフルダイバーシチ利得に近い受信特性を得ることができる。また、受信回路の多くは、Ｎｓより小さい多重数Ｍ（ｎ）の空間多重信号の受信回路と共通の要素が多いので、回路規模の削減、開発コストの削減といった効果がある。

また、本実施の形態における無線通信装置１００は、図１９で示されるように、同じ時空間符号化部において、符号化された送信系列を一つのグループにまとめてもよい。このようにすることで、グループ間干渉除去と時空間復号化とを独立に行えるため、時空間符号化による符号化利得、ダイバーシチ利得を得ることができる。

（実施の形態９）
実施の形態９では、時空間符号化した複数の送信信号（信号系列）を、空間的に距離が離れた複数のアンテナを用いて送信することを特徴とする。

図３１に示すように、実施の形態９の無線通信装置２１００は、送信信号構成部２１２０を有する。送信信号構成部２１２０は、時空間符号化部２１２５を有する。

時空間符号化部２１２５は、並列データ系列を入力し、時空間符号化処理を施して時空間符号化系列を生成する。時空間符号化部２１２５は、時空間符号化系列を、隣接していないアンテナ、すなわち空間的に距離が離れたアンテナに送信信号として送出する。ここでは、変調部１２４によって、ＩＱ平面上にマッピングされたベースバンド信号を、B. Vucetic and J. Yuan, ‘ Space-Time Coding’, Wileyに開示されているＳＴＢＣのようなブロック符号化が適用されるものとし、１つの情報系列を２つの時空間符号化系列に符号化するＳＴＢＣが用いられるものとする。

送信アンテナ１４０−１〜４は、直線上に１４０−１、１４０−２、１４０−３、１４０−４の順番で配置されている。また、時空間符号化部２１２５−１から出力される２つの時空間符号化された信号は、それぞれ送信部１３１―１、１３１−３に送られ、送信アンテナ１４０−１、１４０−３から送信する。一方、時空間符号化２１２５−２から出力される２つの時空間符号化された信号は、それぞれ送信部１３１―２、１３１−４に送られ、送信アンテナ１４０−２、１４０−４から送信する。

本構成を用いることで、同じ時空間符号化部２１２５で時空間符号化された送信系列間の空間相関を低くできるため、受信側での時空間復号時に大きなダイバーシチ利得を得ることができる。

なお、本実施の形態において、無線通信装置２１００の送信アンテナ１４０は、直線上に配置されるという構成を採ったが、各送信アンテナ１４０を、多角形の頂点や円の円周上、多角形の辺上に配置する構成にしてもよい。このような形状でも空間的に距離の離れた送信アンテナを選択してグループ分けをすることで空間相関を低くすることができる。

また、本実施の形態では、送信ストリーム数が２、送信アンテナ数が４の場合（２×４時空間符号化）の構成を示したが、他の時空間符号化の構成でもよい。例えば、送信ストリーム数が２、送信アンテナ数が３の場合は、図３２に示す様な構成とすることができる。図３２に示すように、無線通信装置２２００は、送信信号構成部２２２０を有する。送信信号構成部２２２０は、時空間符号化部２１２５を有し、１系統の送信データから生成される並列データ系列のうち、一部の並列データ系列に時空間符号化を施して、送信信号を生成する。

時空間符号化部２１２５は、時空間符号化系列を、隣接していないアンテナ、すなわち空間的に距離が離れたアンテナに送信信号として送出する。図３２では、送信アンテナ１４０−１と送信アンテナ１４０−３との距離が最も離れるように配置されており、時空間符号化部２１２５から出力される２つの送信系列は、それぞれ空間的に距離の離れた送信アンテナから送信される。

また、図３２に示すように受信側の無線通信装置２３００は、第１信号分離部２３３０と、第２信号分離部２３４０とを有する。第２信号分離部２３４０は、時空間復号化部５４１を有する。第１信号分離部２３３０は、受信信号系列を時空間符号化された送信系列の組と、時空間符号化されていない送信系列に分離する。その後、時空間復号化部５４１は、時空間符号化された送信系列の復号を行う。このようにすることで、時空間符号化された送信系列間の空間相関を下げることができ、時空間符号化利得を高めることができる。

また、送信ストリーム数３、送信アンテナ数４の場合は、図３３に示す様な構成とすることができる。同図に示すように無線通信装置２４００は、送信信号構成部２４２０を有する。時空間符号化部２１２５で時空間符号化された送信系列は、送信アンテナ１４０−１および１４０−４から送信される。このようにすることで、時空間符号化された送信系列間の空間相関を下げることができ、時空間符号化利得を高めることができる。また、受信側の無線通信装置２５００は、第１信号分離部２５３０と、第２信号分離部２５４０とを有する。第１信号分離部２５３０は、受信信号系列を時空間符号化された送信系列の組と、時空間符号化されていない送信系列に分離する。第２信号分離部２５４０は、時空間復号化部５４１と、信号分離部２４１とを有しており、時空間復号化部５４１で時空間符号化された送信系列の組を分離し、信号分離部２４１で時空間符号化されていない送信系列を分離する。

なお、時空間符号化部２１２５において時空間符号化された送信系列を、送信アンテナ１４０−１および送信アンテナ１４０−３、時空間符号化されていない２つの送信系列を送信アンテナ１４０−２および送信アンテナ１４０−３を用いて送信してもよい。このようにすることで、時空間復号化部５４１、信号分離部２４１のそれぞれにおいて、空間相関の低い状態で処理を実施できるため、受信特性を改善できる。

（実施の形態１０）
実施の形態１０では、受信側の無線通信装置の受信アンテナ数が、送信側の無線通信装置の送信アンテナ数より多い場合の構成を開示する。以下では、一例として送信側の無線通信装置の送信アンテナ数を４、受信側の無線通信装置の受信アンテナ数を６として説明を行う。

図３６は、受信側の無線通信装置２６００の構成を示す図である。同図に示すように、無線通信装置２６００は、受信部２６２０と、第１信号分離部２６３０と、第２信号分離部２６４０と、受信信号処理部２５０とを有する。受信部２６２０は、受信部２２１−１〜６を有する。第２信号分離部２６４０は、２つの信号分離部２６４１−１と、信号分離部２６４１−２とを有する。受信信号処理部２５０は、復調部２５１−１〜４と、デインターリーバ２５２−１〜４と、Ｐ／Ｓ変換部２５３と、復号化部２５４とを有する。

受信部２２１−１〜６は、それぞれ対応するアンテナ２１０を介して受信する空間多重信号に、無線受信処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）を施して、無線受信処理後の空間多重信号を第１信号分離部２６３０に出力する。

第１信号分離部２６３０は、受信部２６２０からの空間多重信号（多重数Ｎ）に線形演算を施し、多重数Ｎより小さい数の伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）からなる空間多重信号のグループに分離して、第２信号分離部２６４０に出力する。

第２信号分離部２６４０は、第１信号分離部２６３０にて分離された空間多重信号のグループを入力し、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。ここでは、第２信号分離部２６４０は、第１信号分離部２６３０にて分けられるグループ数に対応する数の信号分離部２６４１（本実施の形態では、信号分離部２６４１−１、２の２つ）を有している。各信号分離部２６４１が、１つのグループの空間多重信号を、当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する。

復調部２５１は、第２信号分離部２６４０にて分離された伝送信号（無線通信装置１００の送信信号）ごとに、無線通信装置１００での変調方式に対応する復調処理を行う。

デインターリーバ２５２は、復調処理後の伝送信号ごとに、無線通信装置１００でのインターリーブパターンに対応するパターンでデインターリーブする。

Ｐ／Ｓ変換部２５３は、デインターリーブ後の伝送信号を、無線通信装置１００での直並列変換とは逆に並直列変換し、直列データ系列を出力する。

復号化部２５４は、直列データ系列に、無線通信装置１００での符号化方式に対応する復号化処理を施して、無線通信装置１００の送信データに対応する受信データを出力する。

次に、無線通信装置２６００の動作について説明する。送信側の動作は実施の形態１での無線通信装置１００の説明と同様なので省略する。

無線通信装置２６００において、６本のアンテナ２１０で受信された多重数Ｎ（Ｎ＝４）の空間多重信号は、それぞれ受信部２２１―１〜６にて、増幅および周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換される。さらに、Ａ／Ｄ変換器は、ベースバンド信号を、複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として、第１信号分離部２６３０に出力する。なお、ここでは、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立がなされていることを前提として説明している。

ここで、受信信号ｙ（ｋ）は、各アンテナ２１０を介して受信された受信信号を要素として含む列ベクトルである。この受信信号ｙ（ｋ）、すなわち無線通信装置１００からの送信系列ｘｎ（ｋ）に対応する、フラットフェージング伝搬環境下で得られる離散時刻ｋにおける受信信号は、式（３３）のように表される。

式（３３）中のＨ（ｋ）は、無線通信装置１００の送信系列ｘ_ｎ（ｋ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装置２６００の受信アンテナ数：６）行×（無線通信装置１００の送信アンテナ数：４）列からなる行列である。ｎ（ｋ）は、無線通信装置２６００のアンテナ２１０で受信時に付加される６つの要素をもつ雑音ベクトルを示す。

式（３３）を詳細に記載すると、式（３４）のようになる。

Ｈ（ｋ）のｉ行ｊ列の行列要素ｈ_ｉｊは、無線通信装置１００の第ｊ番目のアンテナ１４０から送信された信号が、無線通信装置２６００の第ｉ番目のアンテナ２１０で受信される場合の伝搬路での伝搬路変動を示す。

第１信号分離部２６３０は、無線通信装置１００から送信される既知のパイロット信号などを利用して推定される、伝搬路変動Ｈに対する伝搬路変動推定値Ｂを用いて、受信信号ｙ（ｋ）に対し線形演算を行うことにより、式（３４）を式（３５）に変換する。

第１信号分離部２６３０は、式（３４）を式（３５）に変換する任意の線形演算を用いることができる。以下に、第１信号分離部２６３０が実行する線形演算の一例を示す。

まず、ステップ１として、

を行う。その結果、式（３６）が得られる。

ステップ２として、

を行う。その結果、式（３７）が得られる。

ステップ３として、

を行う。その結果、式（３８）が得られる。

ステップ４として、

を行う。その結果、式（３９）が得られる。

このように第１信号分離部２６３０は、上記ステップ１〜４の線形演算を行うことで、式（３５）に表される式を得る。ここで、送信系列ｘ_１、ｘ_２を第１グループと、ｘ_３、ｘ_４を第２グループと定義すると、式（３５）のｖ_１、ｖ_２、ｖ_３は、第１グループの成分（伝送信号）のみを含んでおり、ｖ_４、ｖ_５、ｖ_６は、第２グループの成分（伝送信号）のみを含んでいることがわかる。つまり、第１信号分離部２６３０は、多重数４の空間多重信号に対し、２つのグループ間の干渉を除去するＺＦ（Zero Forcing）演算を行い、２つの多重数２の空間多重信号からなるグループに分離している。因みに、上記ステップ１〜４の線形演算は、ＺＦ（Zero Forcing）演算であるが、通常行うように空間多重信号に含まれる全ての伝送信号を、分離する最終段階までは演算を行わず、その手前で演算を止めている。

第１信号分離部２６３０にて分離された空間多重信号のグループは、第２信号分離部２６４０に入力される。第２信号分離部２６４０では、各グループの空間多重信号が当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離される。具体的には、第１グループのｖ_１（ｋ）、ｖ_２（ｋ）、ｖ_３（ｋ）は信号分離部２４１−１に入力され、信号分離部２６４１−１でｘ_１（ｋ）、ｘ_２（ｋ）に分離される。第２グループのｖ_４（ｋ）、ｖ_５（ｋ）、ｖ_６（ｋ）は、信号分離部２６４１−２で同様に処理される。

第２信号分離部２６４０において、空間多重信号の各グループから伝送信号を分離するアルゴリズムとしては、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）などを利用することができる。ただし、ＭＬＤによる分離手法を利用することにより、ダイバーシチ利得（但し、送信側のアンテナ数が２，受信側のアンテナが３本の空間多重伝送（２×３の空間多重伝送）にて得られるダイバーシチ利得に相当）を得ることができる。

ここで、４×６の空間多重伝送において、ＭＬＤによる１段階の分離処理を用いて、全ての伝送信号を分離しようとしても、演算量が非常に多くなるため、処理時間が長くなり、また、ハードウェアも現実的な規模で実現することが難しい。しかしながら、上述のとおり分離処理を２段階に分けることにより、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。

すなわち、第１段階の分離処理を行う第１信号分離部２６３０では、空間多重信号に線形演算を施して、空間多重信号の多重数Ｎより小さい数の伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離され、グループ間の干渉が除去される。そして、第２段階の分離処理を行う第２信号分離部２６４０では、第１信号分離部２６３０において他のグループからの干渉信号が除去された信号を用いて分離処理を行う。このため、第２段階の信号分離にＭＬＤを利用しても、ＭＬＤの際の信号点候補を削減することができるため、現実的なハードウェアでの実現が可能となる。さらに、分離処理を２段階に分けることにより、４×６の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得には及ばないが、２×３の空間多重伝送にて得られるダイバーシチ利得を得ることができる。

第２信号分離部２６４０において分離された各伝送信号は、復調部２５１において復調され、デインターリーバ２５２においてデインターリーブされて、Ｐ／Ｓ変換部２５３に入力される。具体的には、第１グループの信号系列ｘ_１（ｋ）、ｘ_２（ｋ）は、それぞれ復調部２５１−１、２において、所定の変調方式によるシンボルデータ列からビットデータ列に変換される。復調部２５１−１、２において得られたビットデータ列は、デインターリーバ２５２−１、２において、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順が復元される。第２グループの信号系列ｘ_３（ｋ）、ｘ_４（ｋ）についても、同様の処理が行われる。

デインターリーバ２５２においてビット順が復元されたビットデータ列は、Ｐ／Ｓ変換部２５３で並直列変換され、直列データ系列として出力される。復号化部２５４では、直列データ系列に対して、無線通信装置１００での符号化方式に対応する復号化処理が施され、無線通信装置１００の送信データに対応する受信データを出力する。

なお、第２信号分離部２６４０の信号分離部２６４１における分離アルゴリズムは、信号分離部２６４１間で同じでもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数などに応じて固定的または適応的にそれぞれ変更してもよい。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫといった変調多値数が少ない場合にはＭＬＤを適用し、変調多値数が多い１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合には、ＭＭＳＥなどの線形手法の適用が考えられる。

このように本実施の形態によれば、無線通信装置１００から送信された伝送信号を複数のアンテナを介して受信する無線通信装置２６００において、各アンテナで受信した空間多重信号を複数のグループに分ける。次に、第１信号分離部２６３０が、グループを一つの単位として、グループ間干渉を除去するＺＦ演算による信号分離を行う。その後に、第２信号分離部２６４０が、各グループに含まれる伝送信号に分離する。

これにより、第１信号分離部２６３０の後続の処理には、例えば、多重数の２の空間多重信号を３つの受信系列を用いて分離するために構成された、従来の回路（２×３ＭＩＭＯの受信回路）を、そのまま使用することができる。その結果、複数の多重数の空間多重信号の受信に対応した無線通信装置において、受信回路を異なる多重数で一部共用化することができ、無線通信装置のハードウェア規模を削減できる。また、複数の多重数の受信に対応させるために新規に開発する回路が少なくなり、ハードウェアの開発コストを削減できる。

また、第１信号分離部２６３０の後続の処理は、グループ個別に受信復号処理を適用することが可能となるため、送信系列が複数である場合、最終的にパラレルデータを直列データに変換する必要がある。しかし、本実施の形態では、グループ毎に受信復号処理が同時並列に行えるため、並直列変換部２５３への入力データがウェイトされることなく、また、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもないため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハードウェア増加を抑えることができる。

また、受信特性としても、空間多重信号をＺＦ、ＭＭＳＥなどにより、１段階で前記空間多重信号を伝送信号に分離するよりも、良好な特性を得ることができる。なぜなら、ＺＦ、ＭＭＳＥなどの線形処理を用いて信号分離を行うと、複数アンテナで受信したことによるダイバーシチ利得がなくなってしまう。しかし、本構成を用いると、第１信号分離部２６３０で各グループに分離した後に、グループ毎にＭＬＤを使用することができるので、２ブランチ分のダイバーシチ利得を得ることができるためである。

ここで、４×６の空間多重伝送において、多重数４の信号を直接ＭＬＤで分離すれば、６ブランチ分のダイバーシチ利得が得られるが、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなどの信号点の多い変調方式を用いる場合は、信号点の数が飛躍的に増大するため、現実的なハードウェア規模での実装は困難になってしまう。

また、チャネル行列の特異値分解や、チャネル行列とそのエルミート転置行列との積からなる行列の固有値分解等に基づいた送信ウェイトを乗算して送信すれば、受信側でＭＬＤを用いることなく最適な受信特性を得ることができるが、送信側へのチャネル行列のフィードバック並びに、特異値分解や固有値分解の演算が必要になってくるため、実装が難しくなってしまう。

これに対して、本実施の形態では、第２信号分離部２６４０が信号分離部２６４１を２つ備える構成とし、第１信号分離部２６３０の後段に第１グループ用と第２グループ用に信号分離部２６４１、復調部２５１、デインターリーバ２５２から構成される多重数２の空間多重信号を受信する受信系統（２×３ＭＩＭＯの受信系統）を独立に備える構成とした。なお、これに限定されるものではなく、１つの２×３ＭＩＭＯの受信系統を第１グループと第２グループで時分割して使用する構成にしてもよい。

上記の構成にすることで、２×３ＭＩＭＯの受信系統に、第１信号分離部２３０を追加することで、多重数４の空間多重信号を受信する回路構成（４×６ＭＩＭＯの受信回路）を実現できる。また、この場合、送信系列のＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を第１信号分離後のグループ毎に設定して、逐次的に第２信号分離部２６４０への入力を切り替える構成も可能である。これにより、無線通信装置２６００の構成を簡易化する効果が得られる。

また、本実施の形態では、第１信号分離部２６３０は、ｘ_１（ｋ）とｘ_２（ｋ）とを第１グループ、ｘ_３（ｋ）とｘ_４（ｋ）とを第２グループとして信号分離を行う構成としたが、グループに含まれる送信系列ｘ_ｎ（ｋ）の組は異なっていてもよい。例えば、ＱｏＳが等しい又は近い２つの送信系列を同じグループとし、送信系列のＱｏＳに基づき適当な信号分離部２６４１を用いる構成とすれば、ＱｏＳが高い送信系列からなるグループの信号分離部２６４１にはＭＬＤ、ＱｏＳが低い送信系列のグループの信号分離部２６４１にはＭＭＳＥを使うことができる。

また、第１信号分離部２６３０において、グループを構成する送信系列ｘ_ｎの組を決定する評価基準としては、既に実施の形態１で述べた方法を用いても良い。

また、本実施の形態では、図３６の構成を用いて説明を行ったが、受信機の構成はこれに限るものではない。実施の形態２で述べたような干渉キャンセラを用いる構成における、第１信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態３および実施の形態９で述べたような時空間符号化を用いる構成における、第１信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態４で述べたようなマルチキャリア通信方式を適用した構成における、第１信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態５で述べたような符号化器の数が異なる構成における、第１信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態６で述べたようなダイバーシチ合成を行う構成における、第１信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態７で述べたような信号点削減を行う構成における、第１信号分離部にも同様に適用することができる。実施の形態８で述べたようなウェイト乗算による構成における、第１信号分離部にも同様に適用することができる。

本発明のＭＩＭＯ受信装置およびＭＩＭＯ通信システムは、ＭＩＭＯ通信に用いるアンテナ数の数が増えてもハードウェア規模を小さくすることができるのもとして有用である。

本発明の実施の形態１に係る無線通信システムの構成を示す図 図１の無線通信システムの詳細な構成を示す図 図２の無線通信装置（送信側）の構成を示すブロック図 図２の無線通信装置（受信側）の構成を示すブロック図 無線通信装置（受信側）の他の構成を示すブロック図 実施の形態１に係る無線通信システムの他の構成を示す図 実施の形態２の無線通信装置（受信側）の構成を示すブロック図 図７のレプリカ生成部の構成を示すブロック図 図７の干渉キャンセラの構成を示すブロック図 図９のレプリカ減算部の構成を示す図 実施の形態２の無線通信装置（受信側）の他の構成を示すブロック図 図１１のレプリカ生成部の構成を示すブロック図 図１１の干渉キャンセラの構成を示すブロック図 図１３のレプリカ減算部の構成を示す図 実施の形態２の無線通信装置（受信側）の他の構成を示すブロック図 図１５のレプリカ生成部の構成を示すブロック図 図１５の干渉キャンセラの構成を示すブロック図 図１７のレプリカ減算部の構成を示す図 実施の形態３の無線通信システムの構成を示す図 実施の形態４の無線通信装置（送信側）の構成を示すブロック図 実施の形態４の無線通信装置（受信側）の構成を示すブロック図 実施の形態５の無線通信システムの構成を示す図 実施の形態５の無線通信システムの他の構成を示す図 実施の形態５の無線通信システムの他の構成を示す図 実施の形態５の無線通信システムの他の構成を示す図 実施の形態６の無線通信装置（受信側）の構成を示すブロック図 実施の形態６の無線通信装置（受信側）の他の構成を示すブロック図 実施の形態６の無線通信装置（受信側）の他の構成を示すブロック図 実施の形態７の無線通信装置（受信側）の構成を示すブロック図 実施の形態８の無線通信システムの構成を示す図 実施の形態９の無線通信システムの構成を示す図 実施の形態９の無線通信システムの他の構成を示す図 実施の形態９の無線通信システムの他の構成を示す図 実施の形態５の無線通信装置（送信側）における符号化部の他の構成を示すブロック図 実施の形態５の無線通信装置（受信側）における受信信号処理部の他の構成を示すブロック図 実施の形態１０の無線通信装置（受信側）の構成を示すブロック図

符号の説明

１０ 無線通信システム
１００、２００、３００、４００、５００、７００、８００、９００、１０００、１２００、１３００、１４００、１５００、１６００、１７００、１８００、１９００、２０００、２１００、２２００、２３００、２４００、２５００、２６００ 無線通信装置
１１０ データ生成部
１２０、４２０、８２０、１０２０、１２２０、１４２０、２１２０、２２２０、２４２０ 送信信号構成部
１２１、８２１、１０２１ 符号化部
１２２、４２２、８２２、８２６、１０２２ Ｓ／Ｐ変換部
１２３ インターリーバ
１２４ 変調部
１３０ 送信部
１４０、２１０ アンテナ
２２０、２６２０ 受信部
２３０、７３０、１６３０、２３３０、２５３０、２６３０ 第１信号分離部
２４０、５４０、７４０、１６４０、２０３０、２３４０、２５４０、２６４０ 第２信号分離部
２４１、７４１、１６４１、２６４１ 信号分離部
２５０、５５０、９５０、１３５０、１７５０、１８５０ 受信信号処理部
２５１ 復調部
２５２ デインターリーバ
２５３、５５３、９５３、９５６ Ｐ／Ｓ変換部
２５４、９５４ 復号化部
３６０、３８０、３９０ レプリカ生成部
３６１、３６２、３８１、３９１ 伝搬路乗算部
３７０、３８５、３９５ 干渉キャンセラ
３７１、３８６、３９６ レプリカ減算部
３７２、３８７、３９７ 減算器
３７３、３８８、１６６０、１８５５ ダイバーシチ合成部
４２５、２１２５ 時空間符号化部
５４１ 時空間復号化部
６２０、６２１ ＯＦＤＭ変調部
７２０、７２１ ＯＦＤＭ復調部
１８５１ ユークリッド距離算出部
１８５７ 尤度算出部
１９７０ 候補信号点削減信号分離部
８２１１ 符号化器
８２１３ パンクチャ部

Claims (21)

1. 互いに異なる伝送信号が空間多重された空間多重信号を受信する受信手段と、
   受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記空間多重信号を分離する第１の信号分離手段と、
   前記分離した空間多重信号を各伝送信号に分離する第２の信号分離手段と、
   を具備するＭＩＭＯ受信装置。
2. 互いに異なる伝送信号が空間多重された多重数Ｎの空間多重信号を複数の伝搬路を介して受信する受信手段と、
   受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記多重数Ｎより小さい数の前記伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する第１の信号分離手段と、
   各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第２の信号分離手段と、
   を具備するＭＩＭＯ受信装置。
3. 前記第１の信号分離手段は、ＺＦにより、前記空間多重信号のグループに分離し、
   前記第２の信号分離手段は、ＭＬＤにより、各グループの空間多重信号を分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
4. 分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段と、
   前記信号処理手段の処理後の信号から前記伝送信号のレプリカを生成し、各レプリカと、各レプリカに対応する伝送信号の伝搬路推定値とを乗算して、前記伝送信号の受信時のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
   各伝搬路の前記空間多重信号から所望の前記伝送信号以外の伝送信号に対応する前記受信時のレプリカを減算して、前記所望の伝送信号を出力する減算手段と、
   各伝搬路の前記空間多重信号から得られた前記所望の伝送信号をダイバーシチ合成する合成手段と、
   を具備し、
   前記信号処理手段は、前記ダイバーシチ合成後の伝送信号を入力して処理する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
5. 前記減算手段は、前記第１の信号分離手段にて分離された空間多重信号のグループから所望の前記伝送信号以外の伝送信号に対応する前記受信時のレプリカを減算して、前記所望の伝送信号を取得する請求項４記載のＭＩＭＯ受信装置。
6. 分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段と、
   前記信号処理手段の処理後の信号から前記伝送信号のレプリカを生成し、各レプリカと、各レプリカに対応する伝送信号が伝播される伝搬路の推定値とを乗算して、前記伝送信号の受信時のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
   各アンテナにて受信した前記空間多重信号から所望の空間多重信号以外の伝送信号に対応する前記受信時のレプリカを減算して、前記所望の空間多重信号を取得する減算手段と、
   を具備し、
   前記第２の信号分離手段は、取得した前記所望の空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
7. 前記第１の信号分離手段は、送信側にて同じインタリーブパタンでインタリーブされた伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する請求項４記載のＭＩＭＯ受信装置。
8. 前記第１の信号分離手段は、前記伝送信号が送信側にて符号化されるときの符号化単位で、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
9. 前記第１の信号分離手段は、送信側にて同じ情報系列に基づいて時空間符号化された伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
10. 分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段と、
    前記信号処理手段の処理後の信号を用いて、各伝搬路の前記空間多重信号の候補信号点を削減した後に、前記空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第３の信号分離手段と、
    を具備し、
    前記信号処理手段は、前記第３の信号分離手段で分離された前記伝送信号を処理する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
11. 前記第３の信号分離手段は、異なる前記グループの空間多重信号の候補信号点を削減する請求項１０記載のＭＩＭＯ受信装置。
12. 前記第３の信号分離手段は、前記前記空間多重信号に含まれる伝送信号が送信側にて多値変調されたときの一部のビットを削減する請求項１０記載のＭＩＭＯ受信装置。
13. 前記第１の信号分離手段は、受信ウェイトを乗算することにより前記線形演算を行う請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
14. 前記第１の信号分離手段は、伝搬路応答行列の特異値分解から得られるユニタリ行列を前記受信ウェイトとして用いる請求項１３記載のＭＩＭＯ受信装置。
15. 前記第１の信号分離手段は、前記伝送信号が送信側にて変調されるときの変調多値数に応じた、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
16. 前記第２の信号分離手段は、前記変調多値数が高いグループの空間多重信号をＭＭＳＥにより分離し、前記変調多値数が低いグループの空間多重信号をＭＬＤにより分離する請求項１５記載のＭＩＭＯ受信装置。
17. 前記第１の信号分離手段は、前記伝送信号の基となる送信データのＱｏＳに応じた、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
18. 前記第１の信号分離手段は、前記伝送信号の受信品質に応じた、前記伝送信号の空間多重信号のグループに分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
19. 前記第１の信号分離手段は、送信側にて同じパンクチャパタンでパンクチャされた伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する請求項２記載のＭＩＭＯ受信装置。
20. 互いに異なる伝送信号を構成する伝送信号構成手段と、前記伝送信号をそれぞれ異なるアンテナを介して送信する送信手段と、を備える無線送信装置と、
    前記伝送信号が空間多重された多重数Ｎの空間多重信号を受信する受信手段と、受信した前記空間多重信号に線形演算を施し、前記多重数Ｎより小さい数の前記伝送信号からなる空間多重信号のグループに分離する第１の信号分離手段と、各グループの空間多重信号を当該空間多重信号に含まれる各伝送信号に分離する第２の信号分離手段と、分離された前記伝送信号を処理する信号処理手段とを備える無線受信装置と、
    を具備するＭＩＭＯ通信システム。
21. 前記伝送信号構成手段は、時空間符号化により前記伝送信号を生成する符号化手段を具備し、前記送信手段は、前記伝送信号を隣接しない前記アンテナを介して送信する請求項２０記載のＭＩＭＯ通信システム。
    

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