JP2006229336A - 静電容量型マイクロホン - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＥＭＳ等で作製された超小型感音キャパシタを用いた静電容量型マイクロホンを、研究・実験的な規模ではなく、たとえば携帯機器組込み用として量産に適した産業的な規模で実用化する。
【解決手段】感音キャパシタＣｍと基準キャパシタＣｒを互いに逆極性の電位＋Ｖｃ１，−Ｖｃ２で充電することにより両キャパシタ間で容量の等価的な相殺を行わせ、この相殺によって等価的に抽出される差分容量（ΔＣｍ）の充電電荷量を電圧変換することによりマイクロホン出力を得るとともに、その電圧変換出力から抽出される直流分を少なくとも上記電位＋Ｖｃ１，−Ｖｃ２の少なくとも一方に帰還させることよりその直流分をゼロ抑圧させる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、超小型の静電容量型マイクロホンであって、たとえば携帯電話等の小型携帯機器に搭載のマイクロホンに利用してとくに有効なものに関する。

静電容量型マイクロホンは、感音キャパシタへのバイアス電界の印加方式により、ＤＣバイアス式（ＤＣバイアス・コンデンサ・マイクロホン）とエレクトレット式（エレクトレット・コンデンサ・マイクロホン）の２タイプに分けることができる。

ＤＣバイアス式は、音響振動板（ダイヤフラム）をなす可動電極を空気誘電体を挟んで固定電極に対向させた感音キャパシタを用いて構成される。この感音キャパシタの電極間に高インピーダンス（たとえば１０ＭΩ）の抵抗を直列に介して直流バイアス電圧を印加すると、その直列抵抗の両端に、音圧による感音キャパシタの容量変化に応じた電圧変化が現れる。この電圧変化を交流結合回路により直流バイアス電圧から分離・抽出するとともに、高入力インピーダンスの初段回路でインピーダンス変換しながら増幅することにより、後段回路で利用可能なマイクロホン出力（音響信号）を取り出すことができる。

このＤＣバイアス式では、外部から高圧の直流バイアス電圧を与えなければならない面倒がある。そこで、一般には、その直流バイアス電圧が不要なエレクトレット式が多く使われている。携帯電話等の小型携帯機器にもこのエレクトレット式が搭載されている。

エレクトレット式は、音響振動板をなす可動電極とこれに対向する固定電極の間に、分極等により大量の電荷を蓄積・固定した誘電体いわゆるエレクトレットを配置したものであって、そのエレクトレットから電極間の空間に高いバイアス電界が定常的に印加される。可動電極と固定電極は音圧により容量変化を生じる感音キャパシタを形成するが、この感音キャパシタの容量が音圧により変化すると、上記バイアス電界により、その容量変化に応じた電圧変化が電極間に現れる。この電圧変化をたとえばＦＥＴのソースフォロワなどでインピーダンス変換することにより、後段回路で利用可能なマイクロホン信号を取り出すことができる。

上記エレクトレット式のコンデンサ・マイクロホンは、外部から高圧の直流バイアス電圧を与える面倒はないが、エレクトレットの劣化による性能低下が問題となる。エレクトレットは、誘電体自体またはその表面の絶縁不良等により蓄積電荷が徐々に放電するため、当初の高い電界を長期にわたって安定に維持することができない。いわゆる経時劣化を生じる。この劣化（蓄積電荷の減失）は環境条件にもよるが、とくに高温度で顕著に現れる。したがって、エレクトレット式コンデンサ・マイクロホンを半田付け処理する際は、その処理温度が高くならないように十分に留意する必要がある。

ところが、近年は環境汚染防止のため、鉛等の重金属の使用を禁止することが必然となっているが、鉛を含有しない無鉛半田は、従来の有鉛半田に比べて３０℃程度高い温度での処理を必要とする。このため、上述したエレクトレット式コンデンサ・マイクロホンはその組立ての段階で性能劣化が生じやすいという問題があった。

また、上述した従来の静電容量型マイクロホンは、エレクトレット式およびＤＣバイアス式のいずれも、その主要部をなす感音キャパシタが、個別に作製された複数の部品の組立てにより構成されていた。いわゆるディスクリート組立て方式により作製されていた。

一方、この種のマイクロホンが組み込まれる携帯電話等の携帯機器においては高性能化と小型化の要求が強く、それに応じてその携帯機器内に組込まれる回路等の各種機能部品の高性能化および超小型化が行われている。マイクロホンについても例外ではなく、その大幅な小型化が要求されている。

近年、シリコンのマイクロ加工技術（ＭＥＭＳ：Micro Electro Mechanical Systems）により、シリコンチップ上に超小型の感音キャパシタを加工することが可能になった。このＭＥＭＳで作製された超小型感音キャパシタを静電容量型マイクロホンに利用できれば、上記携帯機器への組込み利用に好適な超小型静電容量型マイクロホンが可能になる。この場合、ＭＥＭＳでの作製に適するのはＤＣバイアス式のコンデンサ・マイクロホンである。

しかし、ＭＥＭＳ等によって作製された超小型感音キャパシタのべース容量（非変化容量）は、従来のディスクリート組立て方式による感音キャパシタに比べて大幅に小さく、せいぜい１〜数［ｐＦ］程度しかない。音圧による容量変化はそのベース容量の１０００分の１以下しかない。一例として、ベース容量が１［ｐＦ］程度の感音キャパシタの場合、音圧による容量変化は１［ｆＦ］（１ｆＦ＝１０００分の１［ｐＦ］）程度しかない。

この極めて僅かな容量変化を上述した直流バイアス電圧と直列抵抗を用いて検出しようとすると、非常に高圧の直流バイアス電圧と極端に高い抵抗値の直列抵抗が必要となり、少なくとも上述した携帯機器内での実現は困難である。

そこで、本発明者は、たとえば１［ｐＦ］のベース容量の１０００分の１といった僅かな容量変化を効率的に検出するために、図２に示すような回路を検討した。この検出回路は特許文献１に開示された一般計測用の容量変化検出回路であって、静電容量型マイクロホン用ではないが、これを上記感音キャパシタの容量変化検出に応用できるかどうかを検討した。

図２に示す検出回路は、被検出キャパシタＣｘの充放電切り替えを行うスイッチ回路Ｓ１と、電荷量／電圧変換回路２３を用いて構成されている。スイッチ回路Ｓ１は１つの共通ポートｃに対して２つの被選択ポートａ，ｂを有して周期的に切り替え動作を行う。この切り替え動作ごとに被検出キャパシタＣｘの一端がポートａとｂに交互に接続される。ポートａは所定の充電電位−Ｖｃに接続され、ポートｂは電荷量／電圧変換回路２３の入力に接続されている。また、被検出キャパシタＣｘの他端は共通基準電位（ＧＮＤ）に接続されている。

電荷量／電圧変換回路２３は、演算増幅器ＯＰ１、帰還キャパシタＣｆ、スイッチ回路Ｓ３により構成されている。スイッチ回路Ｓ３は上記スイッチ回路Ｓ１に同期動作して帰還キャパシタＣｆを周期的に放電リセットする。演算増幅器ＯＰ１の非反転入力（＋）は共通基準電位（Ｖｒ＝ＧＮＤ）に接続されている。したがって、その演算増幅器ＯＰ１の反転入力（−）は負帰還により共通基準電位（Ｖｒ）に仮想短絡（能動接地）されるようになっている。

上記回路において、まず、Ｓ１のポートａ−ｃ間が接続されると、被検出キャパシタＣｘには、この被検出キャパシタＣｘのキャパシタ容量（Ｃｘ）と充電電位−Ｖｃとの積に相当する電荷が充電される。このとき、帰還キャパシタＣｆはスイッチ回路Ｓ３により短絡されて放電リセット状態（無充電状態）にある。

次に、Ｓ１のポートｂ−ｃ間が接続されると、被検出キャパシタＣｘが演算増幅器ＯＰ１の反転入力（−）に接続される。これとともに、Ｓ３が開路して演算増幅器ＯＰ１の負帰還制御ループに負帰還キャパシタＣｆが介在する。すると、上記仮想短絡を形成する負帰還動作により、被検出キャパシタＣｘの充電電荷量（Ｖｒ×Ｃｘ）に相当する電荷が帰還キャパシタＣｆに充電される。このとき、演算増幅器ＯＰ１の出力には帰還キャパシタＣｆに上記電荷量（Ｖｒ×Ｃｘ）を充電させるための電圧が現れる。

つまり、電荷量／電圧変換回路２３は、被検出キャパシタＣｘの充電電荷量が帰還キャパシタＣｆの充電電荷量に所定倍率でミラー転写されるとともに、そのミラー転写に必要な電荷量を帰還キャパシタＣｆに充電するための電圧Ｖａを出力することにより、被検出キャパシタＣｘの容量変化を電圧変化に変換して出力する。

ここで、本発明者は、上記被検出キャパシタＣｘを上記超小型感音キャパシタに置き換えた場合に、音圧による容量変化を実用的に検出できるかどうかを検証した。しかしながら、上述したように、感音キャパシタの音圧による容量変化はベース容量に対して極めて小さい。このため、その容量変化の検出に際しては、ベース容量などの固定的なノミナル容量が支配的となって、目的とする容量変化分を高ＳＮ比で検出することはできないことが判明した。

検出を高ＳＮ比で行わせるためには、検出回路をその入出力ダイナミックレンジの中央で動作させる必要がある。そのダイナミックレンジは検出の感度を高めるほど狭くなる。微小な容量変化を検出するためはダイナミックレンジの縮小を余儀なくされるが、ダイナミックレンジが縮小すると、上記ノミナル容量により、検出回路の動作点をその入出力ダイナミックレンジの中央に安定に収めることが困難になる。また、微小な容量変化が相対的に巨大なノミナル容量でマスキングされることによっても高ＳＮ比での検出が阻害される。いずれにせよ、相対的に大きすぎるノミナル容量は検出の阻害要因となる。

そこで、本発明者は、微小な容量変化を検出する際の妨げとなる固定的なノミナル容量を除去あるいは低減させるために、図３に示すような検出回路の利用を検討した（特許文献１の図６参照）。

図３に示す検出回路は、図２に示したものと同様、被検出キャパシタＣｘの容量変化を電荷量／電圧変換回路２３によって検出するものであるが、固定的なノミナル容量分を等価的に相殺するための基準キャパシタ（カウンターキャパシタ）Ｃｒを使用している。すなわち、被検出キャパシタＣｘと基準キャパシタＣｒを互いに逆極性の電位−Ｖｃ，＋Ｖｃで充電することにより、両キャパシタＣｘ，Ｃｒ間で容量の相殺を行わせるというものである。

図３において、被検出キャパシタＣｘと基準キャパシタＣｒは直列接続されて容量分圧回路を形成する。この容量分圧回路の両端をスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２で互いに逆極性の電位−Ｖｃ，＋Ｖｃに接続して充電を行うと、その容量分圧回路の分圧点Ａには、両キャパシタＣｘ，Ｃｒの差分容量（Ｃｘ−Ｃｒ）が等価的に現れる。

この差分容量（Ｃｘ−Ｃｒ）の充電電荷量を電圧変換すれば、被検出キャパシタＣｘの容量変化分だけを、固定的なノミナル容量に妨げられることなく、効率良く検出することができるのでは、と予見できる。そして、その検出回路を使えば、上記超小型感音キャパシタの音圧による容量変化も高ＳＮで検出できるかも知れない、という期待も生じる。

ところが、本発明者の知得によれば、図３に示した回路でも、上記超小型感音キャパシタの音圧による容量変化は実用レベルで検出できないことが判明した。つまり、上述した予見は外れ、期待は裏切られることが判明した。これは、上記超小型感音キャパシタの容量が余りにも小さすぎることによる。上述したように、ＭＥＭＳなどにより作製された超小型感音キャパシタのベース容量は非常に小さく、せいぜい１〜数［ｐＦ］程度でしかない。さらに、音圧による容量変化分はその１０００分の１以下でしかない。

この極めて微小な容量変化分を実用レベルのＳＮ比で検出するためには、基準キャパシタ（カウンターキャパシタ）による容量相殺を非常に高精度に行う必要がある。このためには、感音キャパシタと基準キャパシタ間の容量誤差を極力小さくする必要があり、少なくとも感音キャパシタの容量変化分よりは上記誤差を小さくする必要がある。この場合、感音キャパシタの容量変化分がベース容量の１０００分の１以下なので、基準キャパシタの容量誤差は１０００分の１以下を要求されることになる。しかし、このような高精度の基準キャパシタを１〜数［ｐＦ］の微小容量域で実現することは現実に不可能である。とくに、量産性や歩留まりが問題となる産業規模での実現は無理である。

また、固定的なノミナル容量は、感音キャパシタのベース容量以外に、予測困難な容量、たとえば配線等に分布する浮遊容量なども含まれる。通常ならば無視できる程に小さい浮遊容量でも、１〜数［ｐＦ］の微小容量域で１０００分の１以下の容量変化を検出しなければならない場面では、正常な検出を妨げる致命的なかく乱要因となる。

上記超小型感音キャパシタはＭＥＭＳにより半導体チップ上に作製できることを述べたが、当該（半導体集積回路等）技術分野では、その感音キャパシタを検出回路などの回路部と一緒に同一半導体チップ上に集積形成することが最適であると信じられていた。

しかし、本発明者は、上記超小型感音キャパシタをＭＥＭＳにより半導体チップ上に作製する場合、感音キャパシタと検出回路を別チップに分けて構成することの方が、半導体製造のプロセス工程数および歩留まり等の見地から非常に有利であることを知得するに至った。これは、両者の作製条件（たとえば工程プロセス等）が大きく異なることによる。この場合、別チップに分けて作製された感音キャパシタと検出回路をチップ間配線によって接続することになるが、この配線も上記ノミナル容量を増加させる要因となる。

本発明は以上のような技術背景下になされたものであって、その目的は、ＭＥＭＳ等で作製された超小型感音キャパシタを用いた静電容量型マイクロホンを、研究・実験的な規模ではなく、たとえば携帯機器組込み用として量産に適した産業的な規模で実用可能にすることにある。
特開２００４−１８４３０７

この発明に係る静電容量型マイクロホンは、基本的に、つぎの事項（１）〜（10）により特定されるものである。
（１）感音キャパシタと、基準キャパシタと、第１スイッチと、第２スイッチと、スイッチ制御回路と、基準電圧発生回路と、校正電圧発生回路と、電荷量／電圧変換回路と、検波回路と、低域通過フィルタとを備えること
（２）感音キャパシタの一端と基準キャパシタの一端が接続され、その接続点が電荷量／電圧変換回路の入力に接続されていること
（３）感音キャパシタの他端は、第１スイッチにより、基準電圧発生回路の出力と、接地電位点とに切り替え接続されること
（４）基準キャパシタの他端は、第２スイッチにより、校正電圧発生回路の出力と、接地電位点とに切り替え接続されること
（５）基準電圧発生回路は、一定電圧を出力すること
（６）校正電圧発生回路は、基準電圧発生回路の出力電圧と逆極性で、低域通過フィルタの出力に応じて変化する電圧を出力すること
（７）スイッチ制御回路は、第１スイッチと第２スイッチを同時に接地電位点に接続する第１接続状態と、第１スイッチを基準電圧発生回路の出力に接続し、同時に第２スイッチを校正電圧発生回路の出力に接続する第２接続状態とを、一定周期で高速に繰り返させること
（８）電荷量／電圧変換回路は、第１スイッチ、第２スイッチと同期動作し、第１接続状態において入力される電荷量に比例した電圧を出力すること
（９）検波回路は、電荷量／電圧変換回路の出力から音声信号成分を検波すること
（10）低域通過フィルタは、検波回路の出力の低周波成分を抽出して校正電圧発生回路に入力すること

また、この発明に係る静電容量型マイクロホンは、つぎの事項（21）〜（25）により特定されるものでもある。
（21）音圧により静電容量変化を生じる感音キャパシタと、固定容量の基準キャパシタが直列接続されて容量分圧回路を形成する。
（22）上記容量分圧回路の両端を共通基準電位に接続する第１接続モードと、上記容量分圧回路の両端を共通基準電位に対して互いに逆極性の第１電位と第２電位に接続する第２接続モードとを交互に切り替え設定する充放電スイッチ回路と、この充放電スイッチ回路の切り替え動作を音響信号の周波数領域よりも十分に高い周波数で行わせるスイッチング制御手段を備える。
（23）上記充放電スイッチ回路の切り替えに同期動作し、上記第１接続モードの設定ごとに、上記容量分圧回路の分圧点と上記共通基準電位の間に等価的に現れる差分容量の充電電荷量をパルス電圧に変換して出力する電荷量／電圧変換回路を備える。
（24）上記電荷量／電圧変換回路の出力から音響周波数領域までの周波数領域の信号を抽出する検波回路を備える。
（25）上記検波回路の出力から直流分を抽出する低域通過フィルタを有し、この低域通過フィルタの出力を用いて上記第１電位または上記第２電位の少なくとも一方を可変制御することにより、上記直流分をゼロ抑圧させる負帰還制御ループが形成される。

上記の事項（21）〜（25）により特定される発明において、つぎの事項（Ａ）〜（Ｅ）を適宜に選択して実施することができる。
（Ａ）上記第１電位および／または上記第２電位は、電圧によって出力電圧が可変制御される可変電圧発生回路によって供給され、この可変電圧発生回路を低域通過フィルタの出力で制御することにより、上記直流分をゼロ抑圧させる負帰還制御を行わせること
（Ｂ）上記低域通過フィルタは時定数回路にスイッチドキャパシタを用いて構成されていること
（Ｃ）上記電荷量／電圧変換回路は、所定容量の帰還キャパシタによって容量負帰還をかけられるとともに、その帰還キャパシタを上記第１接続モードの設定ごとに放電リセットする演算増幅器を用いて構成され、この演算増幅器の負帰還動作によって上記差分容量の充電電荷量を上記帰還キャパシタの充電電荷量にミラー転写させることにより、上記第２接続モードの設定ごとに上記充電電荷量に対応する電圧のパルスを出力すること
（Ｄ）上記検波回路は、上記電荷量／電圧変換回路から出力されるパルスの電圧を逐次更新しながら保持して出力するアナログ・サンプル・ホールド回路を用いて構成されていること
（Ｅ）上記電荷量／電圧変換回路の出力を交流増幅して上記検波回路へ伝達する中間増幅回路を備えること

また、この発明に係る静電容量型マイクロホンは、つぎの事項（81）〜（85）により特定されるものでもある。
（81）音圧により静電容量変化を生じる感音キャパシタと、固定容量の基準キャパシタとを備える。
（82）上記感音キャパシタと上記基準キャパシタを互いに逆極性の電位で充電することにより両キャパシタ間で容量の等価的な相殺を行わせる。
（83）上記相殺によって等価的に抽出される差分容量の充電電荷量を電圧変換する電荷量／電圧変換回路を備える。
（84）上記電圧変換出力からマイクロホン出力としての音響信号を取り出すとともに、その電圧変換出力に含まれる直流分を抽出する。
（85）上記直流分を上記基準キャパシタまたは上記感音キャパシタの少なくとも一方の充電電位に帰還させることよりその直流分をゼロ抑圧させる負帰還制御ループが形成されている。

上記の事項（81）〜（82）により特定される発明において、望ましくは、上記感音キャパシタと上記基準キャパシタを直列接続して容量分圧回路を形成し、この容量分圧回路の両端を共通基準電位に対して互いに逆極性の第１電位と第２電位に接続して充電することにより、その容量分圧回路の分圧点に両キャパシタの容量差分が等価的に現れるようにし、上記電荷量／電圧変換回路は上記容量差分の充電電荷を電圧変換することとする。

超小型感音キャパシタの音圧による極微小な容量変化の検出を妨げる固定的なノミナル容量の影響を回避することができ、これにより、ＭＥＭＳ等で作製された超小型感音キャパシタを用いた静電容量型マイクロホンを、研究・実験的な規模ではなく、たとえば携帯機器組込み用として量産に適した産業的な規模で実用化することが可能になる。

図１は本発明の一実施形態による静電容量型マイクロホンの要部を回路図で示す。同図に示す静電容量型マイクロホンはＤＣバイアス方式のものであって、音圧により静電容量変化を生じる超小型感音キャパシタＣｍと、固定容量の基準キャパシタＣｒと、感音キャパシタＣｍの音圧による微小な容量変化（ΔＣｍ）を検出して音響信号（マイクロホン出力）を出力する検出回路部２０とを有する。

超小型感音キャパシタＣｍは、ＭＥＭＳにより専用の半導体チップ（シリコン）ＩＣ１上に形成されている。基準キャパシタＣｒおよび検出回路部２０は感音キャパシタＣｍとは別の半導体チップＩＣ２上に形成されている。これは、超小型感音キャパシタＣｍをＭＥＭＳにより半導体チップ上に作製する場合、感音キャパシタＣｍと検出回路部２０を別チップＩＣ１，ＩＣ２に分けて構成することが、半導体製造のプロセス工程数を減らし、量産性と歩留まりを向上させる上で非常に有利であることによる。感音キャパシタＣｍと検出回路部２０はチップ間配線により接続されている。

超小型感音キャパシタＣｍには固定容量の基準キャパシタＣｒが直列接続されている。これにより両キャパシタＣｍ，Ｃｒは容量分圧回路を形成する。この容量分圧回路は、検出回路部２０の充放電スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２により、共通基準電位（ＧＮＤ）と、この共通基準電位に対して互いに逆極性の第１電位＋Ｖｃ１と第２電位−Ｖｃ２とに交互に切り替え接続されるようになっている。この場合、第１電位＋Ｖｃ１は後述する可変電圧発生回路２１によって与えられる可変電位とし、第２電位−Ｖｃ２は一定の固定電位としてある。

検出回路部２０は、充放電スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２、可変電圧発生回路２１、電荷量／電圧変換回路２３、中間増幅回路２４、検波回路としてのＳＨ回路（アナログ・サンプル・ホールド回路）２５、低域増幅回路２６、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２７、スイッチング制御回路３１などにより構成されている。

可変電圧発生回路２１は上記第１電位＋Ｖｃ１を出力するとともに、この出力電位＋Ｖｃを外部から与えられる制御電圧に応じて可変制御する。

充放電スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２はそれぞれ１の共通ポートｃに対して２つの被選択ポートａ，ｂを有する２選択スイッチであって、互いに同期連動して動作する。Ｓ１，Ｓ２のポートａ−ｃ間が接続されると、上記容量分圧回路（Ｃｍ，Ｃｒ直列回路）の両端を共通基準電位（ＧＮＤ）に接続する第１接続モード（放電モード）が設定される。また、Ｓ１，Ｓ２のポートb−ｃ間が接続されると、上記容量分圧回路（Ｃｍ，Ｃｒ）の両端を第１電位＋Ｖｃ１と第２電位−Ｖｃ２に接続する第１接続モード（充電モード）が設定される。

この充放電スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の切り替え動作はスイッチング制御回路３１によって制御される。スイッチング制御回路３１はスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２を音響信号の周波数領域よりも十分に高い周波数（高周波）で切り替え動作させる。

電荷量／電圧変換回路２３は、演算増幅器ＯＰ１、所定容量の帰還キャパシタＣ１、この帰還キャパシタＣ１を上記第１接続モードの設定ごとに放電リセットするスイッチ回路Ｓ３により構成されている。

演算増幅器ＯＰ１は、帰還キャパシタＣ１による容量負帰還により、反転入力（−）を非反転入力（＋）と同電位に仮想短絡（能動接地）するが、この負帰還動作により、上記容量分圧回路（Ｃｍ，Ｃｒ）の分圧点Ａに等価的に現れる差分容量の充電電荷量が、帰還キャパシタＣ１の充電電荷量に所定倍率でミラー転写されるようになっている。上記帰還キャパシタＣ１は上記第１接続モードの設定ごとに放電リセットされる。したがって、上記ミラー転写は上記第１接続モードが設定されるごとに行われる。そして、その度に上記差分容量の充電電荷量に対応する電圧のパルスが演算増幅器ＯＰ１から出力される。

上記容量分圧回路（Ｃｍ，Ｃｒ）がスイッチ回路Ｓ１，Ｓ２を介して第１電位＋Ｖｃ１と第２電位−Ｖｃ２間に接続されると、基準キャパシタＣｒにはそのキャパシタ容量（Ｃｒ）と第１電位＋Ｖｃ１の積に相当する電荷が、感音キャパシタＣｍにはそのキャパシタ容量（Ｃｍ）×第２電位−Ｖｃ２の積に相当する電荷がそれぞれ充電される。

このとき、第１電位＋Ｖｃ１と第２電位−Ｖｃ２は共通基準電位（Ｖｒ＝ＧＮＤ）に対して互いに逆極性なので、両キャパシタＣｒ，Ｃｍの接続点すなわち上記分圧点Ａには、両キャパシタＣｒ，Ｃｍの充電電荷の差分を充電する差分容量が等価的に現れることになる。つまり、両キャパシタＣｒ，Ｃｍ間で容量相殺が等価的に行われる。この差分容量の充電電荷が、上記電荷量／電圧変換回路２３により、上記第１接続モード（充電モード）の設定ごとに電圧変換されて出力される。

電荷量／電圧変換回路２３は上記第１接続モードの設定ごとに、上記分圧点Ａにて観測される等価的な差分容量の電荷量を電圧に変換して出力する。その出力電圧は、充放電スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の動作ごとにパルス状に現れる。したがって、その電荷量／変換回路２３からは、電荷量によって振幅変調された連続パルス信号（音響周波数領域よりも十分に高い高周波パルス信号）が出力される。この連続パルス信号は中間増幅回路２４を介してＳＨ回路２５に入力される。

中間増幅回路２４は、演算増幅器ＯＰ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、および直流遮断用キャパシタＣ２，Ｃ３によって構成され、その入出力がキャパシタＣ２，Ｃ３で直流遮断されていることにより、上記パルス信号を交流増幅して次段へ伝達する。この中間増幅回路２４は、上記連続パルス信号の振幅情報（振幅波形）を忠実に保持しながら所定利得で電圧増幅を行う。

検波回路としてのＳＨ回路２５は、サンプリング用スイッチ回路Ｓ４，Ｓ５、電圧記憶用キャパシタＣ４、演算増幅器ＯＰ３、利得設定用抵抗Ｒ４，Ｒ５、位相調整用の帰還キャパシタＣ５などにより構成され、上記連続パルス信号のパルス振幅をサンプリングおよび保持して出力する。これにより、ＳＨ回路２５は、上記連続パルス信号に対して一種の包落線検波回路として動作する。また、この検波回路は、サンプリング用スイッチ回路Ｓ４，Ｓ５が上記充放電スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２と同期動作することにより、同期検波回路として動作する。この同期型包落線検波により、音響周波数領域までの周波数領域の信号が弁別されて出力される。

ＳＨ回路２５の検波出力は、低域増幅回路２６で残留高周波成分が完全に除去されながら増幅伝達され、所定レベルのマイクロホン出力Ｖａｏとして導出される。低域増幅回路２６は、演算増幅器ＯＰ４、抵抗Ｒ６〜Ｒ９、キャパシタＣ７，Ｃ８により、音響周波数領域を超える高周波成分を遮断するように構成されている。この低域増幅回路２６は直流域から音響周波数域までの伝達帯域を有する。したがって、マイクロホン出力Ｖａｏはキャパシタによる交流結合で直流遮断してから利用される。

ＬＰＦ２７は、上記低域増幅回路２６の出力Ｖａｏに含まれる直流分（超低周波信号）を抽出する。抽出した直流分は可変電圧発生回路２１に電圧制御信号として与えられる。これにより、その直流分をゼロ抑圧するように上記第１電位＋Ｖｃ１を負帰還制御する負帰還制御ループが形成されている。この負帰還制御により、上記容量分圧回路（Ｃｒ，Ｃｍ）の分圧点Ａに現れる直流分もゼロ抑圧される。

ＬＰＦ２７は、図１には簡略化して示してあるが、時定数回路としてキャパシタＣｔとスイッチ回路Ｓ６によるスイッチドキャパシタを用いることにより、非常に小容量のキャパシタＣｔでも超低周波領域のＬＰＦを実現することができる。これにより、大きな時定数を得るための大容量キャパシタを外付けすることを不要にし、検出回路部２０も含めたマイクロホン全体をさらに小型化することができる。

上記分圧点Ａに等価的に現れる差分容量は、感音キャパシタＣｍと基準キャパシタＣｒとの相殺により等価的に現れる容量であるが、基準キャパシタＣｒによって等価的に相殺される容量いわゆるカウンター容量は、その基準キャパシタＣｒの容量（Ｃｒ）と第１電位＋Ｖｃ１をパラメータとし、第１電位＋Ｖｃ１が高いほど上記カウンター容量の等価値は増大し、低い場合はその逆となる。つまり、上記カウンター容量は第１電位＋Ｖｃ１によって可変制御される。したがって、その第１電位＋Ｖｃ１を上記負帰還制御ループで制御することにより、感音キャパシタＣｍのベース容量を主とする固定的なノミナル容量だけを過不足無く相殺させることができる。

これにより、感音キャパシタＣｍのベース容量が１〜数［ｐＦ］という微小容量であり、かつ音圧による容量変化がその微小容量の１０００分の１以下という極微小であっても、固定的なノミナル容量だけを相殺して、その極微小の容量変化を高ＳＮ比で検出することができる。この検出動作により、感音キャパシタＣｍが極微小容量変化として捉えた音響を電圧変換することができる。

以上のようにして、超小型感音キャパシタの音圧による極微小な容量変化の検出を妨げる固定的なノミナル容量の影響を回避することができ、これにより、ＭＥＭＳ等で作製された超小型感音キャパシタを用いた静電容量型マイクロホンを、研究・実験的な規模ではなく、たとえば携帯機器組込み用として量産に適した産業的な規模で実用化することが可能となっている。

以上、本発明をその代表的な実施例に基づいて説明したが、本発明は上述した以外にも種々の態様が可能である。たとえば、上記負帰還制御は、第２電位−Ｖｃ２または第１と第２の両電位＋Ｖｃ１，−Ｖｃ２に対して行うようにしてもよい。また、上記負帰還制御は、たとえば上記ＬＰＦ２７によって抽出された直流分を増幅し、この増幅によって得られる電圧を上記第１電位＋Ｖｃ１および／または上記第２電位−Ｖｃ２に重畳させることによっても行わせることが可能である。

ＭＥＭＳ等で作製された超小型感音キャパシタを用いた静電容量型マイクロホンを、研究・実験的な規模ではなく、たとえば携帯機器組込み用として量産に適した産業的な規模で実用化することが可能になる。

本発明の一実施形態をなす静電容量型マイクロホンの要部を示す回路図である。 静電容量型マイクロホンとは別の用途で開発された従来の容量変化検出回路の一例を示す回路図である。 静電容量型マイクロホンとは別の用途で開発された従来の容量変化検出回路の別の例を示す回路図である。

符号の説明

Ｃｍ 超小型感音キャパシタ
Ｃｒ 基準キャパシタ（カウンター容量）
＋Ｖｃ１ 第１電位
−Ｖｃ２ 第２電位
ＩＣ１ 半導体チップ（超小型感音キャパシタ）
ＩＣ２ 半導体チップ（検出回路部）
Ｓ１，Ｓ２ 充放電スイッチ回路
２０ 検出回路部
２１ 可変電圧発生回路
２３ 電荷量／電圧変換回路
２４ 中間増幅回路
２５ ＳＨ回路（検波回路）
２６ 低域増幅回路
２７ ＬＰＦ
３１ スイッチング制御回路

Claims (9)

1. つぎの事項（１）〜（10）により特定される静電容量型マイクロホン。
   （１）感音キャパシタと、基準キャパシタと、第１スイッチと、第２スイッチと、スイッチ制御回路と、基準電圧発生回路と、校正電圧発生回路と、電荷量／電圧変換回路と、検波回路と、低域通過フィルタとを備えること
   （２）感音キャパシタの一端と基準キャパシタの一端が接続され、その接続点が電荷量／電圧変換回路の入力に接続されていること
   （３）感音キャパシタの他端は、第１スイッチにより、基準電圧発生回路の出力と、接地電位点とに切り替え接続されること
   （４）基準キャパシタの他端は、第２スイッチにより、校正電圧発生回路の出力と、接地電位点とに切り替え接続されること
   （５）基準電圧発生回路は、一定電圧を出力すること
   （６）校正電圧発生回路は、基準電圧発生回路の出力電圧と逆極性で、低域通過フィルタの出力に応じて変化する電圧を出力すること
   （７）スイッチ制御回路は、第１スイッチと第２スイッチを同時に接地電位点に接続する第１接続状態と、第１スイッチを基準電圧発生回路の出力に接続し、同時に第２スイッチを校正電圧発生回路の出力に接続する第２接続状態とを、一定周期で高速に繰り返させること
   （８）電荷量／電圧変換回路は、第１スイッチ、第２スイッチと同期動作し、第１接続状態において入力される電荷量に比例した電圧を出力すること
   （９）検波回路は、電荷量／電圧変換回路の出力から音声信号成分を検波すること
   （10）低域通過フィルタは、検波回路の出力の低周波成分を抽出して校正電圧発生回路に入力すること
2. つぎの事項（21）〜（25）により特定される静電容量型マイクロホン。
   （21）音圧により静電容量変化を生じる感音キャパシタと、固定容量の基準キャパシタが直列接続されて容量分圧回路を形成する。
   （22）上記容量分圧回路の両端を共通基準電位に接続する第１接続モードと、上記容量分圧回路の両端を共通基準電位に対して互いに逆極性の第１電位と第２電位に接続する第２接続モードとを交互に切り替え設定する充放電スイッチ回路と、この充放電スイッチ回路の切り替え動作を音響信号の周波数領域よりも十分に高い周波数で行わせるスイッチング制御手段を備える。
   （23）上記充放電スイッチ回路の切り替えに同期動作し、上記第１接続モードの設定ごとに、上記容量分圧回路の分圧点と上記共通基準電位の間に等価的に現れる差分容量の充電電荷量をパルス電圧に変換して出力する電荷量／電圧変換回路を備える。
   （24）上記電荷量／電圧変換回路の出力から音響周波数領域までの周波数領域の信号を抽出する検波回路を備える。
   （25）上記検波回路の出力から直流分を抽出する低域通過フィルタを有し、この低域通過フィルタの出力を用いて上記第１電位または上記第２電位の少なくとも一方を可変制御することにより、上記直流分をゼロ抑圧させる負帰還制御ループが形成される。
3. 請求項２において、上記第１電位および／または上記第２電位は、電圧によって出力電圧が可変制御される可変電圧発生回路によって供給され、この可変電圧発生回路を低域通過フィルタの出力で制御することにより、上記直流分をゼロ抑圧させる負帰還制御を行わせるようにしたことを特徴とする静電容量型マイクロホン。
4. 請求項２または３において、上記低域通過フィルタは時定数回路にスイッチドキャパシタを用いて構成されていることを特徴とする静電容量型マイクロホン。
5. 請求項２〜４のいずれかにおいて、上記電荷量／電圧変換回路は、所定容量の帰還キャパシタによって容量負帰還をかけられるとともに、その帰還キャパシタを上記第１接続モードの設定ごとに放電リセットする演算増幅器を用いて構成され、この演算増幅器の負帰還動作によって上記差分容量の充電電荷量を上記帰還キャパシタの充電電荷量にミラー転写させることにより、上記第２接続モードの設定ごとに上記充電電荷量に対応する電圧のパルスを出力することを特徴とする静電容量型マイクロホン。
6. 請求項２〜５のいずれかにおいて、上記検波回路は、上記電荷量／電圧変換回路から出力されるパルスの電圧を逐次更新しながら保持して出力するアナログ・サンプル・ホールド回路を用いて構成されていることを特徴とする静電容量型マイクロホン。
7. 請求項２〜６のいずれかにおいて、上記電荷量／電圧変換回路の出力を交流増幅して上記検波回路へ伝達する中間増幅回路を備えた静電容量型マイクロホン。
8. つぎの事項（81）〜（85）により特定される静電容量型マイクロホン。
   （81）音圧により静電容量変化を生じる感音キャパシタと、固定容量の基準キャパシタとを備える。
   （82）上記感音キャパシタと上記基準キャパシタを互いに逆極性の電位で充電することにより両キャパシタ間で容量の等価的な相殺を行わせる。
   （83）上記相殺によって等価的に抽出される差分容量の充電電荷量を電圧変換する電荷量／電圧変換回路を備える。
   （84）上記電圧変換出力からマイクロホン出力としての音響信号を取り出すとともに、その電圧変換出力に含まれる直流分を抽出する。
   （85）上記直流分を上記基準キャパシタまたは上記感音キャパシタの少なくとも一方の充電電位に帰還させることよりその直流分をゼロ抑圧させる負帰還制御ループが形成されている。
9. 請求項８において、上記感音キャパシタと上記基準キャパシタを直列接続して容量分圧回路を形成し、この容量分圧回路の両端を共通基準電位に対して互いに逆極性の第１電位と第２電位に接続して充電することにより、その容量分圧回路の分圧点に両キャパシタの容量差分が等価的に現れるようにし、上記電荷量／電圧変換回路は上記容量差分の充電電荷を電圧変換することを特徴とする静電容量型マイクロホン。
   
   

Images