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JP2005286480A - Pre-coding method and apparatus for crosstalk suppression and signal transmission system - Google Patents

Pre-coding method and apparatus for crosstalk suppression and signal transmission system Download PDF

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JP2005286480A
JP2005286480A JP2004094592A JP2004094592A JP2005286480A JP 2005286480 A JP2005286480 A JP 2005286480A JP 2004094592 A JP2004094592 A JP 2004094592A JP 2004094592 A JP2004094592 A JP 2004094592A JP 2005286480 A JP2005286480 A JP 2005286480A
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crosstalk
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transmission
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JP2004094592A
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Hideaki Yoshimi
英朗 吉見
Kiyoshi Fukuchi
清 福知
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NEC Corp
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NEC Corp
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a signal transmission system capable of shaping a transmission signal so as to decrease crosstalk intruded into an adjacent line without amplifying the crosstalk at a receiver side. <P>SOLUTION: Amplitude modulation data signal 1a with a multiple number M and a signal point interval D are given to a mapping unit 2, the mapping unit 2 uses a crosstalk estimate unit 11 for simulating a crosstalk transmission characteristic to an adjacent line to estimate a crosstalk intruded amount, and adds a code signal 9a to the data signal so as to decrease the estimate value. Summation signals 10a resulting from summating the data signal to all coded signals are given to the crosstalk estimate unit 11, a comparator 12 compares the estimate values 11a, the minimized coded signal is detected and added to the data signal to obtain a transmission signal 2a. A receiver side divides the received signal by the MD and decodes the data signal by using the residue. The decoding processing gives no effect on the crosstalk when the crosstalk amount is a threshold or below. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は伝送路を通して信号の送受信を行う信号伝送システムに係り、特にプリコーディング方式によるクロストーク抑圧技術に関する。   The present invention relates to a signal transmission system that transmits and receives signals through a transmission line, and more particularly to a crosstalk suppression technique using a precoding method.

ツイストペアケーブルや同軸ケーブルなどの伝送路を介して送信機から受信機へ伝送されたデータ信号は、伝送路伝搬中に隣接線路から混入してくるクロストークの影響を受け誤りが発生する場合がある。ツイストペアケーブルで問題となるクロストークには、例えば近端漏話(NEXT:Near End Cross Talk)やエイリアン近端漏話(ANEXT:Alien Near End Cross Talk)などがある。   A data signal transmitted from a transmitter to a receiver via a transmission line such as a twisted pair cable or a coaxial cable may be affected by crosstalk introduced from an adjacent line during propagation through the transmission line, and an error may occur. . Examples of crosstalk that causes problems with twisted pair cables include near-end crosstalk (NEXT) and alien near-end crosstalk (ANEXT).

図1は、NEXTおよびANEXT の発生を説明するためのツイストペアケーブルの断面図である。NEXTは、同じツイストペアケーブルに接続されている送信機が発生源となっているクロストークである。図1のように、ツイストペアケーブル中には4対の伝送路があるので、NEXT発生源は3つ存在する。これに対して、ANEXTは、近隣の異なるツイストペアケーブルに接続されている送信機が発生源となっているクロストークである。このため、多数のツイストペアケーブルが密集して配置されているような敷設状態では、非常に多くのANEXT発生源が存在する。   FIG. 1 is a cross-sectional view of a twisted pair cable for explaining the occurrence of NEXT and ANEXT. NEXT is crosstalk that originates from transmitters connected to the same twisted pair cable. As shown in FIG. 1, since there are four pairs of transmission lines in the twisted pair cable, there are three NEXT generation sources. On the other hand, ANEXT is crosstalk that originates from transmitters connected to different twisted pair cables in the vicinity. For this reason, in a laying state where a large number of twisted pair cables are densely arranged, there are a large number of ANEXT generation sources.

また、ツイストペアケーブルの配置が変更されたり、新たなツイストペアケーブルが導入されたりして全く未知の通信環境に移された場合には、隣接の送信機が不明になるので、ANEXT発生源を特定するのは難しい。   Also, if the twisted pair cable layout is changed or a new twisted pair cable is introduced and moved to a completely unknown communication environment, the adjacent transmitter will be unknown, so specify the ANEXT source Is difficult.

図2は、NEXT/ANEXTが受信機に混入してくる様子を示す信号伝送システムの概略的構成図である。ここでは上り方向の伝送路と下り方向の伝送路とが近接は位置されているものとする。   FIG. 2 is a schematic configuration diagram of a signal transmission system showing a state in which NEXT / ANEXT is mixed into the receiver. Here, it is assumed that the upstream transmission path and the downstream transmission path are located close to each other.

双方の送信機から出力された信号は、それぞれ伝送路の損失を受けたあと、対向する受信機に到達する。図中の記号bおよびeは、上り信号および下り信号の周波数スペクトルを示す。これら2つの伝送路は近接しているため、送信機から出力された信号は、隣接の受信機にも混入していく。図中の記号cおよびfは受信機入力におけるNEXTの周波数スペクトルを示す。このために、受信機で観測される周波数スペクトルは記号gおよびhで示すのようになり、信号対雑音比(SNR:Signal to Noise Ratio)が大きく劣化してしまう。受信機にANEXTが混入してくる場合も、同様にSNRの劣化が起きる。その動作は、上述したNEXTの場合と同じであるため説明を省略する。   The signals output from both transmitters reach the opposite receiver after receiving transmission line losses. Symbols b and e in the figure indicate the frequency spectrum of the upstream signal and downstream signal. Since these two transmission paths are close to each other, the signal output from the transmitter is mixed into the adjacent receiver. Symbols c and f in the figure indicate the frequency spectrum of NEXT at the receiver input. For this reason, the frequency spectrum observed at the receiver is as indicated by symbols g and h, and the signal-to-noise ratio (SNR) is greatly degraded. Similarly, when ANEXT is mixed into the receiver, the SNR deteriorates. Since the operation is the same as in the case of NEXT described above, description thereof is omitted.

これらのクロストークを抑圧して誤りのない高品質な情報伝送を行うための技術がいくつか提案されている。たとえばNEXTの抑圧方法は、特開平6-152476号公報(特許文献1)および特表2002-507076号公報(特許文献2)に開示されている。これらの方法では、クロストーク発生源の送信信号を適応等化器に入力して擬似NEXTを生成し、この擬似NEXTを受信信号から減算することで、NEXTが打ち消される。   Several techniques for suppressing such crosstalk and performing error-free high-quality information transmission have been proposed. For example, NEXT suppression methods are disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-152476 (Patent Document 1) and Japanese Translation of PCT International Publication No. 2002-507076 (Patent Document 2). In these methods, the transmission signal of the crosstalk generation source is input to the adaptive equalizer to generate a pseudo NEXT, and the pseudo NEXT is subtracted from the reception signal to cancel the NEXT.

これに対して、ANEXTは、ツイストペアケーブルの敷設状態によってその発生源が変化するので、クロストーク発生源を特定することが非常に難しい。したがって、クロストーク発生源の送信信号が必要となる従来のクロストーク抑圧方法をANEXTに適用することはできない。   On the other hand, since the generation source of ANEXT changes depending on the laying state of the twisted pair cable, it is very difficult to specify the crosstalk generation source. Therefore, a conventional crosstalk suppression method that requires a transmission signal of a crosstalk generation source cannot be applied to ANEXT.

このようなクロストーク発生源の特定が難しいANEXTに対しては、隣接の受信機に混入していくANEXTを送信機側の処理によってあらかじめ抑圧しておくというアプローチが有効である。   For such ANEXT where it is difficult to specify the crosstalk generation source, an approach of suppressing ANEXT mixed in adjacent receivers in advance by processing on the transmitter side is effective.

図3は、ANEXTの伝達特性を示すグラフである。ANEXTは、図3に示すように、信号周波数が低ければ低いほどクロストーク伝達特性が小さくなるので、送信信号の高周波成分を小さくできれば、隣接の受信器に混入していくANEXTを低減できる。このような送信機側の処理によってANEXTを抑圧できれば、クロストーク発生源を特定する必要がなくなり、従来の問題点を解決できる。このクロストーク抑圧原理を実現する最も簡単な方法は、送信機側に低域通過フィルタを設けることである。   FIG. 3 is a graph showing the transfer characteristics of ANEXT. As shown in FIG. 3, the lower the signal frequency, the lower the crosstalk transfer characteristic of ANEXT. Therefore, if the high frequency component of the transmission signal can be reduced, ANEXT mixed in the adjacent receiver can be reduced. If ANEXT can be suppressed by such processing on the transmitter side, it is not necessary to specify the crosstalk source, and the conventional problems can be solved. The simplest way to realize this crosstalk suppression principle is to provide a low-pass filter on the transmitter side.

特開平6-152476号公報(明細書段落0007、図1参照)JP-A-6-152476 (see paragraph 0007 of the specification, FIG. 1) 特表2002-507076号公報Japanese translation of PCT publication No. 2002-507076

しかしながら、低域通過フィルタは送信信号の高周波成分を効果的に抑圧できる反面、低域通過フィルタによるスペクトル整形操作によって過度の信号波形歪みが発生するという問題が生じる。この波形歪みを補償するには、受信器側に高域増幅器を設ける必要があるが、高域増幅器は受信機に混入してきたクロストークを大きく増幅してしまうため、送信機側のANEXT抑圧効果を相殺してしまう。したがって、低域通過フィルタを用いた方法では、クロストークを十分抑圧することができない。   However, while the low-pass filter can effectively suppress the high-frequency component of the transmission signal, there is a problem that excessive signal waveform distortion occurs due to the spectrum shaping operation by the low-pass filter. To compensate for this waveform distortion, it is necessary to provide a high-frequency amplifier on the receiver side, but the high-frequency amplifier greatly amplifies the crosstalk that has entered the receiver, so the ANEXT suppression effect on the transmitter side Will be offset. Therefore, the method using the low-pass filter cannot sufficiently suppress the crosstalk.

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、受信機側に高域増幅器を設けることなく、クロストークが小さくなるように送信信号の周波数スペクトルを整形できるプリコーディング方法、装置および信号伝送システムを提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve such problems, and a precoding method capable of shaping the frequency spectrum of a transmission signal so as to reduce crosstalk without providing a high-frequency amplifier on the receiver side, An object is to provide an apparatus and a signal transmission system.

本発明による送信データ信号のプリコーディング方法は、信号伝送システムにおけるクロストーク量が最も小さくなるクロストーク最小化符号信号を決定し、前記クロストーク最小化符号信号を用いて前記送信データ信号をコーディングすることで周波数スペクトル整形されたプリコード化信号を生成する、ことを特徴とする。
前記クロストーク最小化符号信号は、互いに異なる複数の符号信号を生成し、前記複数の符号信号の各々に基づいてクロストーク量を推定し、前記推定クロストーク量が最も小さくなる符号信号を選択することにより決定されうる。
本発明による送信データ信号をプリコーディングする装置は、互いに異なる複数の符号信号を生成する符号生成手段と、前記複数の符号信号の各々に基づいて前記信号伝送システムにおけるクロストーク量を推定するクロストーク推定手段と、前記推定されたクロストーク量を比較することで最小クロストーク量を示す符号信号を決定する比較手段と、前記決定された符号信号を前記送信データ信号に加算してプリコード化信号を生成する加算手段と、を有することを特徴とする。
本発明の一実施形態によれば、前記符号生成手段は前記複数の符号信号を順次生成し、前記クロストーク推定手段は順次生成された符号信号に基づいてクロストーク量を逐次処理により推定する。
According to the transmission data signal precoding method of the present invention, a crosstalk minimizing code signal that minimizes the amount of crosstalk in a signal transmission system is determined, and the transmission data signal is coded using the crosstalk minimizing code signal. Thus, a precoded signal having a frequency spectrum shaped is generated.
The crosstalk minimizing code signal generates a plurality of different code signals, estimates a crosstalk amount based on each of the plurality of code signals, and selects a code signal with the smallest estimated crosstalk amount Can be determined.
An apparatus for precoding a transmission data signal according to the present invention includes: code generation means for generating a plurality of different code signals; and crosstalk for estimating a crosstalk amount in the signal transmission system based on each of the plurality of code signals. An estimation means; a comparison means for determining a code signal indicating a minimum crosstalk amount by comparing the estimated crosstalk amount; and a precoded signal obtained by adding the determined code signal to the transmission data signal. And adding means for generating.
According to an embodiment of the present invention, the code generation means sequentially generates the plurality of code signals, and the crosstalk estimation means estimates a crosstalk amount by sequential processing based on the sequentially generated code signals.

本発明の他の実施形態によれば、前記符号生成手段は前記複数の符号信号を同時に生成し、前記クロストーク推定手段は生成された前記複数の符号信号に基づいてクロストーク量を並列処理により推定する。   According to another embodiment of the present invention, the code generation means simultaneously generates the plurality of code signals, and the crosstalk estimation means calculates a crosstalk amount by parallel processing based on the generated plurality of code signals. presume.

本発明による信号伝送システムの一実施形態によれば、隣接線路に混入していくクロストーク量が小さくなるように、多値数がMで信号点間隔がDであるパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加え送信信号のスペクトル整形を行うマッピング手段と、受信信号をMとDとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段とを含み、前記マッピング手段は、前記符号信号と前記データ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、符号信号系列を発生する符号発生手段と、前記符号信号系列を用いてクロストーク混入量を推定するクロストーク推定手段と、クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号を検出する比較手段と、前記推定値を最小化する符号信号を前記符号信号として出力するように前記符号発生手段を制御する制御手段と、を有することを特徴とする。   According to an embodiment of the signal transmission system of the present invention, pulse amplitude modulation in which the multi-value number is M and the signal point interval is D is performed so that the amount of crosstalk mixed into the adjacent line is reduced. Mapping means for adding a code signal to the data signal and shaping the spectrum of the transmission signal; and decoding means for restoring the data signal from the remainder when the received signal is divided by the product of M and D; An adder that generates an addition signal of the code signal and the data signal as the precoded signal, a code generator that generates a code signal sequence, and a cross that estimates a crosstalk mixing amount using the code signal sequence Talk estimation means, comparison means for detecting a code signal that minimizes the estimated value of the amount of mixed crosstalk, and a code signal that minimizes the estimated value is output as the code signal. And having a control means for controlling the code generating means so.

また、本発明による信号伝送システムの他の実施形態によれば、前記マッピング手段は、符号信号を並列に出力する信号発生手段と、各符号信号とデータ信号の加算信号を生成する複数の加算手段と、クロストーク混入量を推定する複数のクロストーク推定手段と、クロストーク混入量の推定値を最小化する最適な符号信号を検出する比較手段と、前記最適な符号信号を出力する符号発生手段と、最適な符号信号とデータ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、を有することを特徴とする。   According to another embodiment of the signal transmission system of the present invention, the mapping means includes a signal generating means for outputting code signals in parallel, and a plurality of adding means for generating an addition signal of each code signal and data signal. A plurality of crosstalk estimating means for estimating the crosstalk mixing amount, a comparing means for detecting an optimum code signal for minimizing the estimated value of the crosstalk mixing amount, and a code generating means for outputting the optimum code signal And adding means for generating an optimal addition signal of the code signal and the data signal as the precoded signal.

本発明によれば、受信機側に高域増幅器を置くことなく、送信信号の周波数スペクトルを整形できるプリコーディング方法を実現できる。この理由は以下の通りである。クロストーク推定手段の出力信号は隣接線路に混入していくクロストーク量の推定値となっているが、マッピング手段では、この推定値が小さくなるようにデータ信号に符号信号を加え、送信信号の周波数スペクトルを整形する。したがって、隣接の受信機に混入していくクロストーク量を低減することが可能である。   According to the present invention, it is possible to realize a precoding method capable of shaping the frequency spectrum of a transmission signal without placing a high-frequency amplifier on the receiver side. The reason is as follows. The output signal of the crosstalk estimator is an estimated value of the amount of crosstalk mixed into the adjacent line. In the mapping means, a code signal is added to the data signal so that this estimated value becomes small, and the transmission signal Shape the frequency spectrum. Therefore, it is possible to reduce the amount of crosstalk mixed into adjacent receivers.

一方、受信機側では、マッピング手段によって加えられた符号信号を除去して元のデータ信号を復元する復号処理を行う。この復号処理は、クロストーク量がある閾値以下の場合には、クロストークに対してなんら影響を及ぼすものではないことが以下の実施形態において説明される。したがって、本発明により、受信機側に高域増幅器を置く必要がなくなり、クロストークが小さくすることができる。   On the other hand, the receiver side performs a decoding process for removing the code signal added by the mapping means and restoring the original data signal. It will be described in the following embodiment that this decoding process does not affect the crosstalk when the crosstalk amount is a certain threshold value or less. Therefore, according to the present invention, there is no need to place a high-frequency amplifier on the receiver side, and crosstalk can be reduced.

1.第1実施形態
1.1)構成
図4は、本発明の第1実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第1実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調(PAM: Pulse Amplitude modulation)されたデータ信号を出力する信号発生器1、4と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置2、5と、プリコード化信号を伝送する伝送路3、6と、伝送路の特性を補償する線形等化器7と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器8とを含む。なお、伝送路3側の受信部は省略している。
1. 1. First Embodiment 1.1) Configuration FIG. 4 is a schematic configuration diagram showing a main part of a signal transmission system according to a first embodiment of the present invention. The signal transmission system according to the first embodiment supplies signal generators 1 and 4 that output pulse amplitude modulated (PAM) data signals, and supplies a pre-coded signal by adding a code signal to the data signal. Mapping devices 2 and 5, transmission lines 3 and 6 for transmitting the precoded signal, linear equalizer 7 for compensating the characteristics of the transmission line, and decoding the precoded signal and outputting the original data signal And a decoder 8. Note that the receiving unit on the transmission path 3 side is omitted.

図5は、本実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。マッピング装置2は、図5に示すように、符号発生器9と、クロストーク推定器11と、比較器12と、加算器10と、制御器16と、を含んでいる。符号発生器9から出力された符号信号9aは加算器10において、データ信号1aと足し合わされる。その加算信号10aは、クロストーク推定器11に入力される。   FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a mapping apparatus including a precoding apparatus according to the present embodiment. As shown in FIG. 5, the mapping apparatus 2 includes a code generator 9, a crosstalk estimator 11, a comparator 12, an adder 10, and a controller 16. The code signal 9a output from the code generator 9 is added to the data signal 1a in the adder 10. The added signal 10 a is input to the crosstalk estimator 11.

クロストーク推定器11は、符号発生器の全ての符号信号に対して、クロストーク推定器の出力11aを算出し、比較器12のメモリに保存する。比較器12では、後述するように、メモリに保存されている値を評価尺度として最適な符号信号を選び、制御器16に通知する。制御器16は、この最適な符号信号を出力するように符号発生器9に命令を送る。最後に、マッピング装置は、この最適な符号信号とデータ信号の加算信号をプリコード化信号2aとして出力する。   The crosstalk estimator 11 calculates the output 11a of the crosstalk estimator for all code signals of the code generator and stores it in the memory of the comparator 12. As will be described later, the comparator 12 selects an optimal code signal using the value stored in the memory as an evaluation measure, and notifies the controller 16 of it. The controller 16 sends a command to the code generator 9 so as to output this optimum code signal. Finally, the mapping apparatus outputs the optimum addition signal of the code signal and the data signal as the precoded signal 2a.

図6は、図5のマッピング装置におけるクロストーク推定器の構成を示すブロック図である。クロストーク推定器11は、図6に示すように、トランスバーサルフィルタで構成されており、シフトレジスタ13と、タップ係数14_1〜14_L+1と、加算器15と、を含んでいる。   6 is a block diagram showing a configuration of a crosstalk estimator in the mapping apparatus of FIG. As shown in FIG. 6, the crosstalk estimator 11 includes a transversal filter, and includes a shift register 13, tap coefficients 14_1 to 14_L + 1, and an adder 15.

1.2)送信側の動作
まず、送信器側の動作について説明する。図4において、信号発生器1は多値数がMで信号点間隔がDであるパルス振幅変調を施されたデータ信号1a(d[k])を出力する。ここで、kは時間を表す。データ信号d[k]がとりうる振幅値は、Mが偶数のとき、±D/2、±3D/2、・・・、±(M-1)D/2であり、Mが奇数のとき、0、±D/2、±3D/2、・・・、±(M-1)D/2である。データ信号d[k]はマッピング装置2へ出力される。マッピング装置2における処理手順を図5〜図7を用いて詳細に説明する。
1.2) Operation on the transmitter side First, the operation on the transmitter side will be described. In FIG. 4, the signal generator 1 outputs a data signal 1a (d [k]) that has been subjected to pulse amplitude modulation in which the multi-value number is M and the signal point interval is D. Here, k represents time. The amplitude value that the data signal d [k] can take is ± D / 2, ± 3D / 2, ..., ± (M-1) D / 2 when M is even, and when M is odd , 0, ± D / 2, ± 3D / 2,..., ± (M−1) D / 2. The data signal d [k] is output to the mapping device 2. A processing procedure in the mapping apparatus 2 will be described in detail with reference to FIGS.

図7は、第1実施形態におけるマッピング装置2のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。マッピング装置2は、まずnに−Nを代入する(ステップA1)。   FIG. 7 is a flowchart showing a precoding processing procedure of the mapping apparatus 2 in the first embodiment. The mapping apparatus 2 first substitutes -N for n (step A1).

続いて、データ信号d[k]に振幅−MDNの符号信号を加え、加算信号10a(f[-N])を生成する(ステップA2)。この加算信号10aはクロストーク推定器11へ出力される(ステップA3)。   Subsequently, a code signal having an amplitude −MDN is added to the data signal d [k] to generate an addition signal 10a (f [−N]) (step A2). The added signal 10a is output to the crosstalk estimator 11 (step A3).

図6に示すように、クロストーク推定器11のシフトレジスタ13には、過去Lシンボル分のプリコード化信号x[k], x[k-1], x[k-2], …, x[k-(L-1)]が保存されている(ここでLは任意の整数である)。クロストーク推定器11は、信号10aとシフトレジスタ13に保存されているプリコード化信号x[k], x[k-1], x[k-2], …, x[k-(L-1)]とをタップ係数14_1〜14_L+1でそれぞれ重み付けした後、その結果を加算器15で加算し信号11a(s[-N])を出力する。   As shown in FIG. 6, the pre-coded signals x [k], x [k-1], x [k-2],..., X for the past L symbols are stored in the shift register 13 of the crosstalk estimator 11. [k- (L-1)] is stored (where L is an arbitrary integer). The crosstalk estimator 11 uses the signal 10a and the precoded signals x [k], x [k-1], x [k-2], ..., x [k- (L- 1)] are respectively weighted by tap coefficients 14_1 to 14_L + 1, and the results are added by an adder 15 to output a signal 11a (s [-N]).

クロストーク推定器11の出力値11aは、比較器12のメモリに保存される(ステップA4)。そして、nの値を1だけ増加させ(ステップA5)、n≦Nであるか否かを判断する(捨て婦A6)。nがN以下である場合には(ステップA6のイエス)、ステップA2にもどり、上述したステップA2〜A6を繰り返す。nが(N+1)以上になると(ステップA6のノー)、比較器12に保存されているクロストーク推定器出力s[n]を比較し、このs[n]の大きさが最小となるn'[k]を見つける(ステップA7)。そして、下記の式(1)に示すように、データ信号d[k]に符号信号MDn'[k]を加えた加算信号f[n']を生成し(ステップA8)、加算信号f[n']をマッピング装置2からプリコード化信号x[k]、すなわち信号2a、として出力する(ステップA9)。そして、プリコード化信号x(k)を、図6に示すクロストーク推定器11のシフトレジスタ13に保存する(ステップA10)。   The output value 11a of the crosstalk estimator 11 is stored in the memory of the comparator 12 (step A4). Then, the value of n is incremented by 1 (step A5), and it is determined whether or not n ≦ N (abandoned woman A6). If n is N or less (Yes in Step A6), the process returns to Step A2 and repeats Steps A2 to A6 described above. When n is equal to or greater than (N + 1) (No in step A6), the crosstalk estimator output s [n] stored in the comparator 12 is compared, and n ′ that minimizes the magnitude of this s [n]. [k] is found (step A7). Then, as shown in the following equation (1), an addition signal f [n ′] obtained by adding the code signal MDn ′ [k] to the data signal d [k] is generated (step A8), and the addition signal f [n] '] Is output from the mapping device 2 as a precoded signal x [k], that is, a signal 2a (step A9). Then, the precoded signal x (k) is stored in the shift register 13 of the crosstalk estimator 11 shown in FIG. 6 (step A10).

Figure 2005286480
Figure 2005286480

図8は、10値のPAM信号をマッピング装置2に実際に入力したときのプリコード化信号の周波数スペクトルを示すグラフである。この数値計算で用いたパラメータ緒言を、図8の凡例に示す。図9は、図8の数値計算で用いたクロストーク推定器の周波数伝達特性を示すグラフである。   FIG. 8 is a graph showing a frequency spectrum of a precoded signal when a 10-value PAM signal is actually input to the mapping device 2. An introduction to the parameters used in this numerical calculation is shown in the legend of FIG. FIG. 9 is a graph showing frequency transfer characteristics of the crosstalk estimator used in the numerical calculation of FIG.

データ信号とプリコード化信号の高周波成分の信号パワーを比較するために、図8の周波数スペクトルを300MHzから650MHzまで積分してみると、プリコード化信号の方がデータ信号よりも5.6dB程度信号パワーが小さい。したがって、本発明によるプリコーディング方法を用いれば、送信信号の高周波成分を抑圧することができ、隣接の受信機に混入していくクロストーク量を低減できる。また、隣接の全ての送信機がこのようなプリコーディング方法を行うことにより、クロストークのない高品質な通信システムを構築できる。   In order to compare the signal power of the high frequency component of the data signal and the precoded signal, when the frequency spectrum of FIG. 8 is integrated from 300 MHz to 650 MHz, the precoded signal is about 5.6 dB than the data signal. The signal power is low. Therefore, by using the precoding method according to the present invention, it is possible to suppress the high-frequency component of the transmission signal and reduce the amount of crosstalk mixed into the adjacent receiver. In addition, when all adjacent transmitters perform such a precoding method, a high-quality communication system without crosstalk can be constructed.

1.3)受信側の動作
次に受信器側の動作について説明する。図4において、受信信号6a(r[k])には、対向の送信機から送られてきた信号の他に、隣接の送信機から混入してくるクロストーク成分 が存在する。ここで、h[k]は伝送路6のインパルス応答、h'[k]はクロストーク伝達特性のインパルス応答を表す。この場合、受信信号r[k]は次式(2)で表すことができる。
1.3) Operation on the receiving side Next, the operation on the receiver side will be described. In FIG. 4, the received signal 6a (r [k]) includes a crosstalk component mixed from an adjacent transmitter in addition to a signal transmitted from the opposite transmitter. Here, h [k] represents the impulse response of the transmission line 6, and h '[k] represents the impulse response of the crosstalk transfer characteristic. In this case, the received signal r [k] can be expressed by the following equation (2).

Figure 2005286480
この式をZ変換することで、
Figure 2005286480
By converting this equation to Z,

Figure 2005286480
を得る。
Figure 2005286480
Get.

受信機側では、まず伝送路6のインパルス応答を補償するために、1/h[z]の特性をもつ線形等化器7に受信信号r[z]を入力する。このような線形等化器7はトランスバーサルフィルタによって実現できる。線形等化器の出力信号e[z]は、   On the receiver side, first, in order to compensate the impulse response of the transmission line 6, the received signal r [z] is input to the linear equalizer 7 having the characteristic of 1 / h [z]. Such a linear equalizer 7 can be realized by a transversal filter. The output signal e [z] of the linear equalizer is

Figure 2005286480
のように表せる。
Figure 2005286480
It can be expressed as

次に、信号e[z]中に残留している符号信号MDn'[z]を除去するために、復号器8ではe[z]に対してモジュロMDの演算を行う。ここで、モジュロMDの演算とは、M×Dで割ったときの剰余を求める演算のことである。ただし、そのときの商は整数値に限られる。   Next, in order to remove the code signal MDn ′ [z] remaining in the signal e [z], the decoder 8 performs a modulo MD operation on e [z]. Here, the modulo MD operation is an operation for obtaining a remainder when dividing by M × D. However, the quotient at that time is limited to an integer value.

ここで、次のように仮定する。すなわち、送信機側のプリコーディング処理によって、混入してくるクロストークは十分抑圧されているとし、   Here, the following is assumed. That is, it is assumed that the mixed crosstalk is sufficiently suppressed by the precoding process on the transmitter side,

Figure 2005286480
が成り立つとする。
Figure 2005286480
Suppose that

このとき、上述したようにd[z]≦(M-1)D/2であるので、   At this time, since d [z] ≦ (M−1) D / 2 as described above,

Figure 2005286480
が成り立つ。このような条件のもと、e[z]に対してモジュロMDの演算を行うと、符号信号のみを除去することができ、復号器8の出力信号8aは
Figure 2005286480
Holds. Under such conditions, when the modulo MD operation is performed on e [z], only the code signal can be removed, and the output signal 8a of the decoder 8 is

Figure 2005286480
となる。
Figure 2005286480
It becomes.

上記式(4)と式(7)とを比較すると分かるように、復号処理を行っても、クロストーク成分の大きさは変化していない。したがって、本発明のプリコーディング方法を用いることで、受信機側でクロストークを増幅することなくデータ信号を抽出することができる。   As can be seen by comparing the above formula (4) and formula (7), the size of the crosstalk component does not change even when the decoding process is performed. Therefore, by using the precoding method of the present invention, a data signal can be extracted without amplifying crosstalk on the receiver side.

1.4)変形例
上述したように、第1実施形態において、クロストーク推定器11の特性が、抑圧対象としているクロストークの伝達特性と一致していることが望ましい。この理由は以下の通りである。この条件が成立する場合、クロストーク推定器11の出力信号11aは隣接の受信機に混入していくクロストーク量と一致する。したがって、クロストーク混入量が最小になるように、送信信号に最適なスペクトル整形をマッピング装置2で施せるようになる。
1.4) Modifications As described above, in the first embodiment, it is desirable that the characteristics of the crosstalk estimator 11 match the transmission characteristics of the crosstalk to be suppressed. The reason is as follows. When this condition is satisfied, the output signal 11a of the crosstalk estimator 11 matches the amount of crosstalk mixed into the adjacent receiver. Therefore, the mapping apparatus 2 can perform spectrum shaping optimum for the transmission signal so that the amount of crosstalk mixed is minimized.

また、第1実施形態において、受信機に混入してくるクロストークの種類が複数ある場合には、クロストーク推定器11の特性が、それらのクロストークの伝達特性の平均値と一致していることが望ましい。この理由は以下の通りである。この条件が成立する場合、クロストーク推定器11の出力信号11aは受信機に混入していく実効的なクロストーク量と一致する。したがって、クロストーク混入量が最小になるように、送信信号に最適なスペクトル整形をマッピング装置2で施せるようになる。   In the first embodiment, when there are a plurality of types of crosstalk mixed in the receiver, the characteristics of the crosstalk estimator 11 coincide with the average value of the transfer characteristics of the crosstalk. It is desirable. The reason is as follows. When this condition is satisfied, the output signal 11a of the crosstalk estimator 11 matches the effective crosstalk amount mixed into the receiver. Therefore, the mapping apparatus 2 can perform spectrum shaping optimum for the transmission signal so that the amount of crosstalk mixed is minimized.

さらに、第1実施形態において、クロストーク推定器11の特性をクロストークの伝達特性と一致させるために、スタートアップモード時などにクロストーク推定器11を適応調整することが望ましい。クロストーク推定器11を適応調整することにより、全く未知の通信環境に移された場合でも、隣接の受信機に混入していくクロストークを抑圧することができ、高品質な通信システムを常に実現できる。この設定動作は以下の通りである。まず、スタートアップモード時などにおいて、受信機に混入してくるクロストークの周波数スペクトルを測定し、クロストークの伝達特性を得る。そして、このクロストークの伝達特性に一致するように、クロストーク推定器11のタップ係数14_1〜14_L+1を適応調整する。   Furthermore, in the first embodiment, it is desirable to adaptively adjust the crosstalk estimator 11 in the start-up mode or the like in order to make the characteristic of the crosstalk estimator 11 coincide with the transfer characteristic of the crosstalk. By adaptively adjusting the crosstalk estimator 11, it is possible to suppress crosstalk mixed in adjacent receivers even when the communication environment is completely unknown, and always realize a high-quality communication system. it can. This setting operation is as follows. First, in the start-up mode or the like, the crosstalk frequency spectrum mixed in the receiver is measured to obtain the crosstalk transfer characteristics. Then, the tap coefficients 14_1 to 14_L + 1 of the crosstalk estimator 11 are adaptively adjusted so as to match the crosstalk transfer characteristics.

また、第1実施形態におけるクロストーク推定器11の構成は、図6のような有限インパルス応答フィルタを用いたものだけでなく、フィードバックパスを有する無限インパルス応答フィルタを適用することも可能である。   In addition, the configuration of the crosstalk estimator 11 in the first embodiment is not limited to the one using a finite impulse response filter as shown in FIG. 6, but an infinite impulse response filter having a feedback path can also be applied.

また、第1実施形態において、線形等化器7の特性を伝送路の特性に合わせて最適化できるようにフィルタ係数を適応調整する構成であってもよい。フィルタ係数の適応アルゴリズムとしては、たとえば、ジョン・G・プロアキス著「ディジタル・コミュニケーション」(科学技術出版、1999年11月25日発行、pp.737〜pp752)に示すように、最小二乗平均アルゴリズム(Least Mean Square:LMS)を適用することができる。このようにフィルタ係数を適応調整することにより、伝送路の特性が時間変動するような場合でも、発生する符号間干渉を十分抑圧することができる。   In the first embodiment, the filter coefficient may be adaptively adjusted so that the characteristics of the linear equalizer 7 can be optimized in accordance with the characteristics of the transmission path. As an adaptive algorithm of filter coefficients, for example, as shown in “Digital Communication” by John G. Proakis (Science and Technology Publishing, published on November 25, 1999, pp. 737 to pp 752), a least mean square algorithm ( Least Mean Square (LMS) can be applied. By adaptively adjusting the filter coefficients in this way, it is possible to sufficiently suppress the intersymbol interference that occurs even when the characteristics of the transmission path fluctuate over time.

2.第2実施形態
2.1)構成
図10は、本発明の第2実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。本実施形態におけるマッピング装置17は、最適な符号信号の算出を並列処理によって行う点で図5に示す第1実施形態と相違する。他の構成要素は図5と同じため、説明を省略する。
2. Second Embodiment 2.1) Configuration FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a mapping apparatus including a precoding apparatus according to a second embodiment of the present invention. The mapping device 17 in this embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 5 in that the calculation of the optimum code signal is performed by parallel processing. Other components are the same as those in FIG.

マッピング装置17は、2N+1個の符号信号を同時に発生する信号源18と、2N+1個の加算器19_1〜19_2N+1と、2N+1個のクロストーク推定器20_1〜20_2N+1と、比較器21と、符号発生器22と、加算器23と、を含んでいる。   The mapping device 17 includes a signal source 18 that simultaneously generates 2N + 1 code signals, 2N + 1 adders 19_1 to 19_2N + 1, and 2N + 1 crosstalk estimators 20_1 to 20_2N + 1. , A comparator 21, a code generator 22, and an adder 23.

マッピング装置17に入力したデータ信号1aは2N+1分岐され、信号源18から出力される2N+1個の符号信号と加算器19_1〜19_2N+1によってそれぞれ加算される。これらの加算信号は、クロストーク推定器20_1〜20_2N+1にそれぞれ出力される。クロストーク推定器20_1〜20_2N+1には、マッピング装置17の出力であるプリコード化信号x[k]が入力し、上述したように推定出力値s[-N]〜s[N]を生成し、比較器21のメモリにそれぞれ保存される。なお、クロストーク推定器20_1〜20_2N+1は、基本的に図6に示す構成を同じである。   The data signal 1a input to the mapping device 17 is branched by 2N + 1 and added by 2N + 1 code signals output from the signal source 18 by the adders 19_1 to 19_2N + 1. These added signals are output to the crosstalk estimators 20_1 to 20_2N + 1, respectively. The precoded signal x [k] that is the output of the mapping device 17 is input to the crosstalk estimators 20_1 to 20_2N + 1, and the estimated output values s [-N] to s [N] are generated as described above. And stored in the memory of the comparator 21. The crosstalk estimators 20_1 to 20_2N + 1 basically have the same configuration as shown in FIG.

比較器21では、メモリに保存されている値を評価尺度として、最適な符号信号を選ぶ。選択された最適な符号信号は符号発生器22から加算器23へ出力され、入力データ信号1aと加算され、加算信号2aを生成する。マッピング装置17は、この加算信号2aをプリコード化信号x[k]として出力する。   The comparator 21 selects an optimum code signal using the value stored in the memory as an evaluation measure. The selected optimum code signal is output from the code generator 22 to the adder 23 and added to the input data signal 1a to generate an addition signal 2a. The mapping device 17 outputs the addition signal 2a as a precoded signal x [k].

2.2)動作
第2実施形態の動作で第1実施形態と異なるのはマッピング装置17の動作だけあり、その他の動作は基本的に同じである。
2.2) Operation The operation of the second embodiment is different from the first embodiment only in the operation of the mapping device 17, and the other operations are basically the same.

図11は、第2実施形態におけるマッピング装置17のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。まず、2N+1分岐された入力データ信号1aは、それぞれ加算器19_1〜19_2N+1に入力する。加算器19_1〜19_2N+1は、信号源18の各符号信号MDn(n=-N、-N+1、・・・、0、・・・、N-1、N)とデータ信号d[k]とをそれぞれ加算したあと、それらの加算信号f[n]をクロストーク推定器20_1〜20_2N+1へそれぞれ出力する(ステップB1、B2)。   FIG. 11 is a flowchart showing a precoding processing procedure of the mapping apparatus 17 in the second embodiment. First, the input data signal 1a branched by 2N + 1 is input to adders 19_1 to 19_2N + 1, respectively. The adders 19_1 to 19_2N + 1 are connected to each code signal MDn (n = −N, −N + 1,..., 0,..., N−1, N) of the signal source 18 and the data signal d [k. Are added to the crosstalk estimators 20_1 to 20_2N + 1, respectively (steps B1 and B2).

各クロストーク推定器は、図7で説明したように、過去Lシンボル分のプリコード化信号x[k], x[k-1], x[k-2], …, x[k-(L-1)]が保存された状態になっており、加算信号f[n]が入力されると、出力値s[n]を計算し、その値を比較器21に出力する(ステップB3)。比較器21は、これらの値を比較してs(n)が最小となる符号番号n'を選択する(ステップB4)。比較器21により選択された最適な符号番号n'は符号発生器22へ出力される。   As described with reference to FIG. 7, each crosstalk estimator precodes signals x [k], x [k-1], x [k-2], ..., x [k- () for the past L symbols. L-1)] is stored, and when the addition signal f [n] is input, the output value s [n] is calculated and the value is output to the comparator 21 (step B3). . The comparator 21 compares these values and selects a code number n ′ that minimizes s (n) (step B4). The optimum code number n ′ selected by the comparator 21 is output to the code generator 22.

最適な符号番号n'を受け取った符号発生器22は、符号信号MDn'を加算器23へ出力する。加算器23は、MDn'とデータ信号d(k)とを加算し、マッピング装置17から出力するプリコード化信号2a(x[k])を生成する(ステップB5)。最後に、プリコード化信号x[k]を各クロストーク推定器のシフトレジスタ(図6の参照番号13)に保存する(ステップB6)。   The code generator 22 that has received the optimal code number n ′ outputs the code signal MDn ′ to the adder 23. The adder 23 adds MDn ′ and the data signal d (k) to generate a precoded signal 2a (x [k]) output from the mapping device 17 (step B5). Finally, the precoded signal x [k] is stored in the shift register (reference number 13 in FIG. 6) of each crosstalk estimator (step B6).

上述したように第2実施形態によれば、最適な符号信号の算出を並列処理によって実行しているので、第1実施形態に比べて計算時間を大幅に削減できる。   As described above, according to the second embodiment, the calculation of the optimum code signal is executed by parallel processing, so that the calculation time can be greatly reduced as compared with the first embodiment.

2.3)変形例
図12は、本発明の第2実施形態の変形例によるマッピング装置の構成を示すブロック図である。この変形例では、図10のマッピング装置17における2N+1個のクロストーク推定器20_1〜20_2N+1を合成クロストーク推定器27に置き換えることで、クロストーク推定器に必要な回路規模を削減する。
2.3) Modification FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a mapping apparatus according to a modification of the second embodiment of the present invention. In this modification, the circuit scale required for the crosstalk estimator is reduced by replacing 2N + 1 crosstalk estimators 20_1 to 20_2N + 1 in the mapping device 17 of FIG. .

なお、他の構成要素、すなわち2N+1個の符号信号を同時に発生する信号源25、2N+1個の加算器26_1〜26_2N+1、比較器28、符号発生器29、および、加算器30は、図10の信号源18、加算器19_1〜19_2N+1、比較器21、符号発生器22、および、加算器23とそれぞれ同じあるから説明を省略する。   It should be noted that other components, that is, a signal source 25 that simultaneously generates 2N + 1 code signals, 2N + 1 adders 26_1 to 26_2N + 1, a comparator 28, a code generator 29, and an adder 30 Are the same as the signal source 18, the adders 19_1 to 19_2N + 1, the comparator 21, the code generator 22, and the adder 23 shown in FIG.

図13は、本変形例による合成クロストーク推定器の構成を示すブロック図である。なお、合成クロストーク推定器27のトランスバーサルフィルタを構成するシフトレジスタ28、タップ係数29_1〜29_L+1、および、加算器30は、図6に示すシフトレジスタ13、タップ係数14_1〜14_L+1、および、加算器15にそれぞれ対応しており、同じ構成を有する。   FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a combined crosstalk estimator according to this modification. Note that the shift register 28 and the tap coefficients 29_1 to 29_L + 1 that constitute the transversal filter of the combined crosstalk estimator 27, and the adder 30 are the shift register 13 and the tap coefficients 14_1 to 14_L + 1 shown in FIG. And it corresponds to each of the adders 15 and has the same configuration.

本変形例における合成クロストーク推定器27では、トランスバーサルフィルタの出力30aが、全ての入力信号31a_1〜31a_2N+1へ共通に供給されている。図10に示す構成では、このトランスバーサルフィルタ部分が各クロストーク推定器で重複しているが、このような共通化できる部分を統合することにより、クロストーク推定器の回路規模を削減することができる。したがって、図12に示す本変形例の構成は、図10の構成に比べて、トランスバーサルフィルタの回路規模を(2N+1)分の1に削減できる。   In the combined crosstalk estimator 27 in this modification, the output 30a of the transversal filter is commonly supplied to all the input signals 31a_1 to 31a_2N + 1. In the configuration shown in FIG. 10, this transversal filter portion is duplicated in each crosstalk estimator. However, by integrating such common portions, the circuit scale of the crosstalk estimator can be reduced. it can. Therefore, the configuration of the present modification shown in FIG. 12 can reduce the circuit scale of the transversal filter to (2N + 1) times that of the configuration of FIG.

3.第3実施形態
3.1)構成
上述した第1及び第2実施形態では、伝送路で発生する符号間干渉を線形等化器7で補償する構成を採用したが、当業者に周知なように、線形等化器は受信機に混入してきたノイズやクロストークを増幅させてしまい、プリコーディングによるクロストーク抑圧効果を減少させるという面もある。
3. Third Embodiment 3.1) Configuration In the first and second embodiments described above, a configuration is used in which the linear equalizer 7 compensates for intersymbol interference that occurs in the transmission path, but as is well known to those skilled in the art. The linear equalizer also amplifies noise and crosstalk mixed in the receiver, thereby reducing the crosstalk suppression effect due to precoding.

そこで、本発明の第3実施形態では、線形等化器と判定帰還型等化器とを組み合わせて符号間干渉を補償する構成としている。   Therefore, in the third embodiment of the present invention, the configuration is such that intersymbol interference is compensated by combining a linear equalizer and a decision feedback equalizer.

図14は、本発明の第3実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第3実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調されたデータ信号を出力する信号発生器33、36と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置34、37と、プリコード化信号を伝送する伝送路35、38と、伝送路の特性を補償する線形等化器39および判定帰還型等化器40と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器72とを含む。なお、伝送路35側の受信部は省略している。   FIG. 14 is a schematic configuration diagram showing a main part of a signal transmission system according to the third embodiment of the present invention. The signal transmission system according to the third embodiment includes signal generators 33 and 36 that output pulse amplitude modulated data signals, mapping devices 34 and 37 that add a code signal to the data signal and supply a precoded signal, Transmission paths 35 and 38 for transmitting the precoded signal, linear equalizer 39 and decision feedback equalizer 40 for compensating the characteristics of the transmission path, and decoding the precoded signal and outputting the original data signal And a decoder 72. Note that the receiving unit on the transmission path 35 side is omitted.

図14を参照すると、本発明の第3実施形態は、伝送路のインパルス応答のポストカーサ成分による符号間干渉を補償する判定帰還型等化器40を備えている点で、第1実施形態と異なる。   Referring to FIG. 14, the third embodiment of the present invention is different from the first embodiment in that it includes a decision feedback equalizer 40 that compensates for the intersymbol interference caused by the postcursor component of the impulse response of the transmission line. Different.

図15は、第3実施形態における判定帰還型等化器の構成を示すブロック図である。判定帰還型等化器40は、判定器42、フィードバックフィルタ43、および、減算器41を含んでいる。判定器42は、減算器41の出力信号41aを入力し、この信号41aとユークリッド距離が最も近いPAM信号点に量子化し、量子化信号40aとして出力する。量子化信号40aはフィードバックフィルタ43に入力し、フィードバックフィルタ43はポストカーサ成分による符号間干渉の推定値43aを減算器41へ出力する。減算器41において、受信信号39aからこの符号間干渉の推定値43aを差し引くことにより、過去のシンボルによる符号間干渉を除去する。   FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of a decision feedback equalizer according to the third embodiment. The decision feedback equalizer 40 includes a decision unit 42, a feedback filter 43, and a subtracter 41. The determiner 42 receives the output signal 41a of the subtractor 41, quantizes the signal 41a and the PAM signal point having the closest Euclidean distance, and outputs the quantized signal 40a. The quantized signal 40 a is input to the feedback filter 43, and the feedback filter 43 outputs an estimated value 43 a of intersymbol interference due to the postcursor component to the subtractor 41. In the subtracter 41, the intersymbol interference due to the past symbols is removed by subtracting the estimated value 43a of the intersymbol interference from the received signal 39a.

3.2)動作
本実施形態の送信側の動作は第1実施形態と同じであるので説明を省略し、受信側の動作を説明する。
3.2) Operation Since the operation on the transmission side in this embodiment is the same as that in the first embodiment, description thereof will be omitted and the operation on the reception side will be described.

図16は伝送路のインパルス応答を示す図である。まず、プリカーサ成分によって受信信号に発生している符号間干渉を補償するために、受信信号38aを線形等化器39に入力する。第1実施形態の線形等化器7はインパルス応答全体を補償していたが、本実施形態の線形等化器39は、その一部分であるプリカーサ成分による符号間干渉を補償する。   FIG. 16 is a diagram showing an impulse response of the transmission line. First, the received signal 38 a is input to the linear equalizer 39 in order to compensate for the intersymbol interference generated in the received signal due to the precursor component. Although the linear equalizer 7 of the first embodiment compensates for the entire impulse response, the linear equalizer 39 of the present embodiment compensates for intersymbol interference caused by a precursor component that is a part of the linear equalizer 39.

次に、残るポストカーサ成分による符号間干渉を補償するために、線形等化器3の出力信号39aを判定帰還型等化器40に入力する。判定帰還型等化器40は、判定器42における動作を除いて、通常使用される判定帰還型等化器(たとえば、ジョン・G・プロアキス著「ディジタル・コミュニケーション」科学技術出版、1999年11月25日発行、pp.719〜pp728を参照)の動作と全く同一であるので、説明は判定器42に限定する。   Next, the output signal 39a of the linear equalizer 3 is input to the decision feedback equalizer 40 in order to compensate for the intersymbol interference caused by the remaining postcursor component. The decision feedback equalizer 40 is the same as the decision feedback equalizer normally used except for the operation in the decision unit 42 (for example, “Digital Communication” Science and Technology Publication by John G. Proakis, November 1999). The operation is exactly the same as that of the 25th issue (see pp. 719 to 728), and the description is limited to the determination unit 42.

判定器42の入力信号41a中には、データ信号や符号信号だけでなく、残留クロストーク成分も含まれている。この残留クロストーク成分を除去するために、判定器42は、入力信号41aを、入力信号41aとユークリッド距離が最も近いPAM信号点に量子化する。この量子化を行う際、判定器42は、PAM信号点配置として、信号点間隔D、その多値数(2N+1)Mとなっている信号点配置を用いる。ここで、DおよびMはPAM信号33aの信号点間隔及び多値数であり、2N+1はマッピング装置34で加算される符号信号の種類である。これに対して、一般的な判定器は多値数Mの信号点配置を用いている点で本実施形態の判定器42と異なる。   The input signal 41a of the determiner 42 includes not only a data signal and a code signal but also a residual crosstalk component. In order to remove this residual crosstalk component, the determiner 42 quantizes the input signal 41a to a PAM signal point having the closest Euclidean distance to the input signal 41a. When this quantization is performed, the determiner 42 uses a signal point arrangement having a signal point interval D and a multilevel number (2N + 1) M as the PAM signal point arrangement. Here, D and M are the signal point interval and the multi-value number of the PAM signal 33a, and 2N + 1 is the type of code signal added by the mapping device 34. On the other hand, a general determiner differs from the determiner 42 of the present embodiment in that a multipoint number M signal point arrangement is used.

このように、入力信号41aを量子化することにより、入力信号41aに残留していたノイズやクロストーク成分を除去できる。判定器42から出力されるノイズフリーになった信号40aはフィードバックフィルタ43に入力する。   As described above, by quantizing the input signal 41a, noise and crosstalk components remaining in the input signal 41a can be removed. The noise-free signal 40 a output from the determiner 42 is input to the feedback filter 43.

3.3)効果
本実施形態における判定帰還型等化器40では、クロストークやノイズが完全に除去された信号をフィードバックフィルタ43に入力するので、フィードバックフィルタ43においてノイズやクロストークが増幅されることがない。したがって、線形等化器39よりも優れた性能を達成でき、クロストークを増加させずにポストカーサ成分による符号間干渉を除去できる。
3.3) Effect In the decision feedback equalizer 40 according to the present embodiment, a signal from which crosstalk and noise have been completely removed is input to the feedback filter 43. Therefore, the feedback filter 43 amplifies noise and crosstalk. There is nothing. Therefore, performance superior to that of the linear equalizer 39 can be achieved, and intersymbol interference due to the postcursor component can be eliminated without increasing crosstalk.

本実施形態では、判定器42の入出力信号の差分信号を誤差信号に用いて、判定帰還型等化器40のフィードバックフィルタ43のタップ係数を適応調整しても良い。タップ係数の適応アルゴリズムとしては、たとえばジョン・G・プロアキス著「ディジタル・コミュニケーション」科学技術出版、1999年11月25日発行、pp.737〜pp784に示されているように、最小二乗平均アルゴリズム(Least Mean Square:LMS)を適用することができる。このようにフィードバックフィルタ43のタップ係数を適応調整することにより、伝送路の特性が時間変動するような場合でも、発生する符号間干渉を十分抑圧することができる。   In the present embodiment, the tap coefficient of the feedback filter 43 of the decision feedback equalizer 40 may be adaptively adjusted using the difference signal of the input / output signal of the determiner 42 as an error signal. As an adaptive algorithm of the tap coefficient, as shown in, for example, John G. Proakis, “Digital Communication” Science and Technology Publication, November 25, 1999, pp. 737 to 784, a least mean square algorithm ( Least Mean Square (LMS) can be applied. By adaptively adjusting the tap coefficient of the feedback filter 43 in this way, it is possible to sufficiently suppress the intersymbol interference that occurs even when the characteristics of the transmission path fluctuate over time.

4.第4実施形態
4.1)構成
本発明の第4実施形態では、フィードバックフィルタを送信機側に設けている。この構成は、HarashimaおよびMiyakawaによる"Matched-Transmission Technique for Channels With Intersymbol Interference" (IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS、Vol. COM-20, No.4, August 1972, pp.774-780) に記載されているように、トムリンソン・原島プリコーディング法として当業者に周知の技術であるが、本実施形態はトムリンソン・原島プリコーディング法とはマッピング装置の構成、動作及びその効果において異なる。
4). Fourth Embodiment 4.1) Configuration In the fourth embodiment of the present invention, a feedback filter is provided on the transmitter side. This configuration is described in "Matched-Transmission Technique for Channels With Intersymbol Interference" by Harashima and Miyakawa (IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Vol. COM-20, No. 4, August 1972, pp.774-780). In addition, this technique is well known to those skilled in the art as the Tomlinson / Harashima precoding method, but this embodiment differs from the Tomlinson / Harashima precoding method in the configuration, operation and effect of the mapping apparatus.

図17は、本発明の第4実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第4実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調されたデータ信号を出力する信号発生器48、53と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置50、51と、ポストカーサ成分による符号間干渉を補償するフィードバックフィルタ51、56と、プリコード化信号を伝送する伝送路52、57と、伝送路の特性を補償する線形等化器58と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器59とを含む。なお、伝送路52側の受信部は省略している。   FIG. 17 is a schematic configuration diagram showing a main part of a signal transmission system according to the fourth embodiment of the present invention. The signal transmission system according to the fourth embodiment includes signal generators 48 and 53 that output pulse amplitude-modulated data signals, mapping devices 50 and 51 that add a code signal to the data signal and supply a precoded signal, Feedback filters 51 and 56 that compensate for intersymbol interference due to postcursor components, transmission lines 52 and 57 that transmit a precoded signal, a linear equalizer 58 that compensates for characteristics of the transmission line, and a precoded signal And a decoder 59 for decoding and outputting the original data signal. Note that the receiving unit on the transmission path 52 side is omitted.

図17に示すように、本発明の第4実施形態は、ポストカーサ成分による符号間干渉を補償するフィードバックフィルタ51、56を送信機側に備えている点で、図4の第1実施形態と異なる。フィードバックフィルタ51、56は、ポストカーサ成分による符号間干渉の推定値を減算器49、54へそれぞれ出力し、データ信号48a、53aからこの符号間干渉の推定値を差し引くことにより、送信機側であらかじめポストカーサによる符号間干渉を除去しておくことができる。   As shown in FIG. 17, the fourth embodiment of the present invention is different from the first embodiment of FIG. 4 in that feedback filters 51 and 56 for compensating for intersymbol interference due to the postcursor component are provided on the transmitter side. Different. Feedback filters 51 and 56 output estimated values of intersymbol interference due to postcursor components to subtracters 49 and 54, respectively, and subtract the estimated values of intersymbol interference from data signals 48a and 53a. Intersymbol interference due to the postcursor can be removed in advance.

本発明の第4実施形態の動作は、マッピング装置50の動作を除いて、トムリンソン・原島プリコーディング法と同一であるので、概略だけを簡単に説明する。   Since the operation of the fourth embodiment of the present invention is the same as the Tomlinson / Harashima precoding method except for the operation of the mapping device 50, only the outline will be briefly described.

4.2)送信側の動作
信号発生器48は多値数Mのデータ信号48aを減算器49に出力し、減算器49はデータ信号48aからフィードバックフィルタ51の出力信号51aを差し引いて、その結果である信号49aをマッピング装置50へ出力する。
4.2) Transmission-side operation The signal generator 48 outputs the multi-valued data signal 48a to the subtractor 49. The subtractor 49 subtracts the output signal 51a of the feedback filter 51 from the data signal 48a, and the result Is output to the mapping device 50.

フィードバックフィルタ51の各タップ係数は、伝送路52のインパルス応答のポストカーサ成分と一致しており、その出力信号51aはポストカーサ成分による符号間干渉の推定値になる。したがって、減算器49において、データ信号48aから出力信号51aを差し引くことにより、ポストカーサ成分が誘引する符号間干渉をあらかじめ送信機側で補償しておくことができる。   Each tap coefficient of the feedback filter 51 matches the postcursor component of the impulse response of the transmission line 52, and the output signal 51a becomes an estimated value of intersymbol interference due to the postcursor component. Accordingly, by subtracting the output signal 51a from the data signal 48a in the subtractor 49, the intersymbol interference induced by the postcursor component can be compensated on the transmitter side in advance.

減算器49から信号49aを入力するマッピング装置50の動作は第1実施形態のマッピング装置2と同じである。すなわち、図5および図6に示すように、クロストーク推定器11の出力信号11aが小さくなるように減算器49の出力信号49aに符号信号MDnを加え、プリコード化信号50aを生成する。マッピング装置50で生成されたプリコード化信号50aは、伝送路52及びフィードバックフィルタ51に入力する。   The operation of the mapping device 50 that inputs the signal 49a from the subtractor 49 is the same as that of the mapping device 2 of the first embodiment. That is, as shown in FIGS. 5 and 6, the code signal MDn is added to the output signal 49a of the subtractor 49 so that the output signal 11a of the crosstalk estimator 11 becomes small, thereby generating a precoded signal 50a. The precoded signal 50 a generated by the mapping device 50 is input to the transmission path 52 and the feedback filter 51.

これに対して、上述したトムリンソン・原島プリコーディング法のマッピング装置は、プリコード化信号の振幅が−MからMの間に収まるように減算器の出力信号に符号信号を加え、アナログ機器に大きな信号パワーが入力されないようにしている。このように、本実施形態のマッピング装置は、トムリンソン・原島プリコーディング法のマッピング装置と大きく異なっている。   On the other hand, the above-described Tomlinson / Harashima precoding method mapping device adds a sign signal to the output signal of the subtractor so that the amplitude of the precoded signal falls within the range of −M to M. Signal power is not input. Thus, the mapping apparatus of this embodiment is greatly different from the mapping apparatus of the Tomlinson / Harashima precoding method.

4.3)受信側の動作
受信側では、線形等化器58がプリカーサ成分による符号間干渉を補償する点を除いて、第1実施形態と同じであるため、説明を省略する。
4.3) Operation on the receiving side The receiving side is the same as in the first embodiment except that the linear equalizer 58 compensates for intersymbol interference due to the precursor component, and thus the description thereof is omitted.

4.4)効果
第4実施形態では、送信機側にフィードバックフィルタを設けることにより、第3実施形態の判定帰還型等化器40(図15参照)のようにフィードバックフィルタのループ内に判定器を置く必要がないので、誤った判定信号をフィードバックフィルタに入力することがなく、誤りの伝搬現象の発生を防ぐことができる。
4.4) Effects In the fourth embodiment, by providing a feedback filter on the transmitter side, a determinator in the loop of the feedback filter as in the decision feedback equalizer 40 (see FIG. 15) of the third embodiment. Therefore, an erroneous determination signal is not input to the feedback filter, and the occurrence of an error propagation phenomenon can be prevented.

また、第4実施形態では、フィードバックフィルタのタップ係数を適応調整してもよい。具体的には、受信機側で抽出したインパルス応答のポストカーサ成分情報を、スタートアップモード時などに送信機側に転送し、フィードバックフィルタのタップ係数設定に用いる。このようにフィードバックフィルタのタップ係数を適応調整してやることにより、伝送路の温度などによって伝送路の特性が時間変動するような場合でも、発生する符号間干渉を十分に抑圧することができる。   In the fourth embodiment, the tap coefficient of the feedback filter may be adaptively adjusted. Specifically, the post-cursor component information of the impulse response extracted on the receiver side is transferred to the transmitter side in the start-up mode and used for setting the tap coefficient of the feedback filter. By adaptively adjusting the tap coefficient of the feedback filter in this way, the generated intersymbol interference can be sufficiently suppressed even when the characteristics of the transmission line fluctuate with time due to the temperature of the transmission line.

5.第5実施形態
5.1)構成
図18は、本発明の第5実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。第5実施形態による信号伝送システムは、パルス振幅変調されたデータ信号を出力する信号発生器60、65と、データ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を供給するマッピング装置62、67と、ポストカーサ成分による符号間干渉を補償するフィードバックフィルタ63、68と、プリコード化信号を伝送する伝送路64、69と、伝送路の特性を補償する線形等化器70およびおよび判定帰還型等化器71と、プリコード化信号を復号して元のデータ信号を出力する復号器73とを含む。なお、伝送路64側の受信部は省略している。
5). Fifth Embodiment 5.1) Configuration FIG. 18 is a schematic configuration diagram illustrating a main part of a signal transmission system according to a fifth embodiment of the present invention. The signal transmission system according to the fifth embodiment includes signal generators 60 and 65 that output pulse amplitude-modulated data signals, mapping devices 62 and 67 that add a code signal to the data signal and supply a precoded signal, Feedback filters 63 and 68 for compensating for intersymbol interference due to postcursor components, transmission lines 64 and 69 for transmitting a precoded signal, a linear equalizer 70 for compensating the characteristics of the transmission line, and decision feedback type equalization And a decoder 73 that decodes the precoded signal and outputs the original data signal. Note that the receiving unit on the transmission path 64 side is omitted.

本発明の第5実施形態では、送信機側にフィードバックフィルタ63、68を設けるだけでなく、受信機側にも判定帰還型等化器71を設けている。判定帰還型等化器71の構成およびその他の構成要素は、図14および図15に示す第3実施形態と同じであるので説明を省略する。   In the fifth embodiment of the present invention, not only the feedback filters 63 and 68 are provided on the transmitter side, but also the decision feedback equalizer 71 is provided on the receiver side. Since the configuration of the decision feedback equalizer 71 and other components are the same as those of the third embodiment shown in FIGS. 14 and 15, the description thereof is omitted.

本実施形態は、送信機側のフィードバックフィルタでポストカーサによる符号間干渉をラフに補償しておき、残留している符号間干渉については、受信機側の判定帰還型等化器で完全に除去するものである。   In this embodiment, the intersymbol interference caused by the postcursor is roughly compensated by the feedback filter on the transmitter side, and the remaining intersymbol interference is completely removed by the decision feedback equalizer on the receiver side. To do.

5.2)動作
図19は、第5実施形態の動作説明のための伝送路インパルス応答のポストカーサ成分を示すグラフである。
5.2) Operation FIG. 19 is a graph showing the postcursor component of the transmission line impulse response for explaining the operation of the fifth embodiment.

第5実施形態の送信側動作は、フィーバックフィルタのタップ係数の設定動作を除いて、第4実施形態と同じである。送信機側のフィードバックフィルタ63、65のタップ係数は、伝送路64、69のインパルス応答のポストカーサ成分と完全に一致している必要はなく、図19の斜線で示しているように、その主要成分をラフに近似したもので十分である。例えば、図19のようなタップ係数を用いた場合、符号間干渉を約10dB抑圧することができる。   The transmission-side operation of the fifth embodiment is the same as that of the fourth embodiment except for the operation of setting the tap coefficient of the feedback filter. The tap coefficients of the feedback filters 63 and 65 on the transmitter side do not need to completely coincide with the post-cursor components of the impulse responses of the transmission lines 64 and 69. As shown by the hatched lines in FIG. A rough approximation of the components is sufficient. For example, when the tap coefficient as shown in FIG. 19 is used, the intersymbol interference can be suppressed by about 10 dB.

このように、送信機側である程度符号間干渉を補正しておくと、受信信号に存在する符号間干渉量を小さくできる。受信機側の判定帰還型等化器71は、この残留している符号間干渉を除去する。除去すべき符号間干渉量が元々小さく抑えられているので、十分な精度で過去のシンボルを識別判定できているという仮定が成立する。このため、誤り伝播を起こさずに、現在の受信シンボルに残留している符号間干渉を除去できる。   Thus, if the intersymbol interference is corrected to some extent on the transmitter side, the amount of intersymbol interference existing in the received signal can be reduced. The decision feedback equalizer 71 on the receiver side removes the remaining intersymbol interference. Since the amount of intersymbol interference to be removed is originally kept small, the assumption that past symbols can be identified and determined with sufficient accuracy is established. For this reason, the intersymbol interference remaining in the current received symbol can be eliminated without causing error propagation.

第5実施形態は、送信機側のフィードバックフィルタ63、68のタップ係数を正確に調整する必要がなく、タップ係数の制御情報を転送せずに済むというメリットがある。また、符号間干渉の主要成分が送信機側であらかじめ補正されているので、受信信号に残留している符号間干渉は軽微であり、誤り伝搬を心配することなく判定帰還型等化器を適用できるというメリットがある。   The fifth embodiment is advantageous in that it is not necessary to accurately adjust the tap coefficients of the feedback filters 63 and 68 on the transmitter side, and it is not necessary to transfer tap coefficient control information. In addition, since the main components of intersymbol interference are corrected in advance on the transmitter side, the intersymbol interference remaining in the received signal is slight, and the decision feedback equalizer is applied without worrying about error propagation. There is a merit that you can.

また、第5実施形態では、送信機側のフィードバックフィルタのタップ係数を、プリコーディング装置の製造段階で、ある固定値に設定してもよい。この固定値には、対象とする伝送路のポストカーサ成分の平均値などを用いることが考えられる。   In the fifth embodiment, the tap coefficient of the feedback filter on the transmitter side may be set to a fixed value at the manufacturing stage of the precoding device. For this fixed value, it may be possible to use an average value of the postcursor component of the target transmission line.

NEXTおよびANEXT の発生を説明するためのツイストペアケーブルの断面図である。It is sectional drawing of the twisted pair cable for demonstrating generation | occurrence | production of NEXT and ANEXT. NEXT/ANEXTが受信機に混入してくる様子を示す信号伝送システムの概略的構成図である。It is a schematic block diagram of the signal transmission system which shows a mode that NEXT / ANEXT mixes in a receiver. ANEXTの伝達特性を示すグラフである。It is a graph which shows the transfer characteristic of ANEXT. 本発明の第1実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。It is a schematic block diagram which shows the principal part of the signal transmission system by 1st Embodiment of this invention. 本実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the mapping apparatus containing the precoding apparatus by this embodiment. 図5のマッピング装置におけるクロストーク推定器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the crosstalk estimator in the mapping apparatus of FIG. 第1実施形態におけるマッピング装置2のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the precoding process sequence of the mapping apparatus 2 in 1st Embodiment. 10値のPAM信号をマッピング装置2に実際に入力したときのプリコード化信号の周波数スペクトルを示すグラフである。4 is a graph showing a frequency spectrum of a precoded signal when a 10-value PAM signal is actually input to the mapping apparatus 2; 図8の数値計算で用いたクロストーク推定器の周波数伝達特性を示すグラフである。It is a graph which shows the frequency transfer characteristic of the crosstalk estimator used by the numerical calculation of FIG. 本発明の第2実施形態によるプリコーディング装置を含むマッピング装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the mapping apparatus containing the pre-coding apparatus by 2nd Embodiment of this invention. 第2実施形態におけるマッピング装置17のプリコーディング処理手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the precoding process sequence of the mapping apparatus 17 in 2nd Embodiment. 本発明の第2実施形態の変形例によるマッピング装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the mapping apparatus by the modification of 2nd Embodiment of this invention. 本変形例による合成クロストーク推定器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the synthetic | combination crosstalk estimator by this modification. 本発明の第3実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。It is a schematic block diagram which shows the principal part of the signal transmission system by 3rd Embodiment of this invention. 第3実施形態における判定帰還型等化器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the decision feedback type | mold equalizer in 3rd Embodiment. 伝送路のインパルス応答を示す図である。It is a figure which shows the impulse response of a transmission line. 本発明の第4実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。It is a schematic block diagram which shows the principal part of the signal transmission system by 4th Embodiment of this invention. 本発明の第5実施形態による信号伝送システムの主要部を示す概略的構成図である。It is a schematic block diagram which shows the principal part of the signal transmission system by 5th Embodiment of this invention. 第5実施形態の動作説明のための伝送路インパルス応答のポストカーサ成分を示すグラフである。It is a graph which shows the postcursor component of the transmission-line impulse response for operation | movement description of 5th Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

1、4、33、36、48、53、60、65:信号発生器
2、5、34、37、50、55、62、67:マッピング装置
3、6、35、38、52、57、64、69:伝送路
7、39、58、70:線形等化器
8、59、72、73:復号器
9、22、29:符号発生器
10、15、19_1〜19-_2N+1、23、26_1〜26_2N+1、30、32_1〜32_2N+1:加算器
11:クロストーク推定器
12、21、28:比較器
16:制御器
13、28:シフトレジスタ
14_1〜14_L+1、29_1〜29_L、31_1〜31_2N+1:タップ係数
18、25:信号源
27:合成クロストーク推定器
40、71:判定帰還型等化器
41、49、54、61、66:減算器
42:判定器
43、51、56、63、68:フィードバックフィルタ

1, 4, 33, 36, 48, 53, 60, 65: Signal generators 2, 5, 34, 37, 50, 55, 62, 67: Mapping devices 3, 6, 35, 38, 52, 57, 64 69: Transmission paths 7, 39, 58, 70: Linear equalizers 8, 59, 72, 73: Decoders 9, 22, 29: Code generators 10, 15, 19_1 to 19-_2N + 1, 23, 26_1 to 26_2N + 1, 30, 32_1 to 32_2N + 1: adder 11: crosstalk estimators 12, 21, 28: comparator 16: controller 13, 28: shift registers 14_1 to 14_L + 1, 29_1 to 29_L, 31_1 to 31_2N + 1: Tap coefficients 18, 25: Signal source 27: Synthetic crosstalk estimator 40, 71: Decision feedback equalizer 41, 49, 54, 61, 66: Subtractor 42: Determiner 43, 51 56, 63, 68: Feedback filter

Claims (20)

複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する信号伝送システムにおける送信データ信号のプリコーディング方法において、
前記信号伝送システムにおけるクロストーク量が最も小さくなるクロストーク最小化符号信号を決定し、
前記クロストーク最小化符号信号を用いて前記送信データ信号をコーディングすることで周波数スペクトル整形されたプリコード化信号を生成する、
ことを特徴とするプリコーディング方法。
In a transmission data signal precoding method in a signal transmission system that transmits and receives a data signal through a plurality of transmission paths,
Determining a crosstalk minimized code signal that minimizes the amount of crosstalk in the signal transmission system;
Generating a pre-coded signal having a frequency spectrum shaped by coding the transmission data signal using the crosstalk minimizing code signal;
A precoding method characterized by the above.
前記クロストーク最小化符号信号は、
互いに異なる複数の符号信号を生成し、
前記複数の符号信号の各々に基づいてクロストーク量を推定し、
前記推定クロストーク量が最も小さくなる符号信号を選択する、
ことにより決定されることを特徴とする請求項1に記載のプリコーディング方法。
The crosstalk minimized code signal is
Generate a plurality of different code signals,
Estimating a crosstalk amount based on each of the plurality of code signals;
Selecting a code signal that minimizes the estimated crosstalk amount;
The precoding method according to claim 1, wherein the precoding method is determined by:
複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する信号伝送システムにおける送信データ信号をプリコーディングする装置において、
互いに異なる複数の符号信号を生成する符号生成手段と、
前記複数の符号信号の各々に基づいて前記信号伝送システムにおけるクロストーク量を推定するクロストーク推定手段と、
前記推定されたクロストーク量を比較することで最小クロストーク量を示す符号信号を決定する比較手段と、
前記決定された符号信号を前記送信データ信号に加算してプリコード化信号を生成する加算手段と、
を有することを特徴とするプリコーディング装置。
In an apparatus for precoding a transmission data signal in a signal transmission system that transmits and receives a data signal through a plurality of transmission paths,
Code generating means for generating a plurality of different code signals;
Crosstalk estimating means for estimating a crosstalk amount in the signal transmission system based on each of the plurality of code signals;
Comparing means for determining a code signal indicating a minimum crosstalk amount by comparing the estimated crosstalk amount;
Adding means for adding the determined code signal to the transmission data signal to generate a precoded signal;
A precoding apparatus comprising:
前記符号生成手段は前記複数の符号信号を順次生成し、前記クロストーク推定手段は順次生成された符号信号に基づいてクロストーク量を逐次処理により推定する、ことを特徴とする請求項3に記載のプリコーディング装置。   The code generation means sequentially generates the plurality of code signals, and the crosstalk estimation means estimates a crosstalk amount by sequential processing based on the sequentially generated code signals. Precoding equipment. 前記符号生成手段は前記複数の符号信号を同時に生成し、前記クロストーク推定手段は生成された前記複数の符号信号に基づいてクロストーク量を並列処理により推定する、ことを特徴とする請求項3に記載のプリコーディング装置。   The code generation means generates the plurality of code signals at the same time, and the crosstalk estimation means estimates a crosstalk amount by parallel processing based on the generated plurality of code signals. The precoding device according to 1. 複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する送受信端装置を含む信号伝送システムにおいて、
前記送受信端装置は、
多値数M、信号点間隔Dのパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を生成するマッピング手段と、
受信信号を前記多値数Mと前記信号点間隔Dとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段と、
を含み、
前記マッピング手段は、
前記符号信号と前記データ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、
符号信号系列を発生する符号発生手段と、
前記符号信号系列を用いてクロストーク混入量を推定するクロストーク推定手段と、
クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号を検出する比較手段と、
前記推定値を最小化する符号信号を前記符号信号として出力するように前記符号発生手段を制御する制御手段と、
を有することを特徴とする信号伝送システム。
In a signal transmission system including a transmitting and receiving end device that transmits and receives data signals through a plurality of transmission paths,
The transmission / reception end device is:
Mapping means for generating a pre-coded signal by adding a code signal to a data signal that has been subjected to pulse amplitude modulation of multi-level number M and signal point interval D;
Decoding means for restoring a data signal from a remainder when a received signal is divided by the product of the multi-valued number M and the signal point interval D;
Including
The mapping means includes
Adding means for generating an addition signal of the code signal and the data signal as the precoded signal;
Code generating means for generating a code signal sequence;
Crosstalk estimating means for estimating a crosstalk mixing amount using the code signal sequence;
Comparison means for detecting a code signal that minimizes the estimated value of the amount of mixed crosstalk;
Control means for controlling the code generating means to output a code signal that minimizes the estimated value as the code signal;
A signal transmission system comprising:
前記マッピング手段は、クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号の算出を繰り返し処理によって行うことを特徴とする請求項6に記載の信号伝送システム。   The signal transmission system according to claim 6, wherein the mapping unit repeatedly performs calculation of a code signal that minimizes an estimated value of the amount of crosstalk contamination. 複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する送受信端装置を含む信号伝送システムにおいて、
前記送受信端装置は、
多値数M、信号点間隔Dのパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を生成するマッピング手段と、
受信信号を前記多値数Mと前記信号点間隔Dとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段と、
を含み、
前記マッピング手段は、
符号信号を並列に出力する信号発生手段と、
各符号信号とデータ信号の加算信号を生成する複数の加算手段と、
クロストーク混入量を推定する複数のクロストーク推定手段と、
クロストーク混入量の推定値を最小化する最適な符号信号を検出する比較手段と、
前記最適な符号信号を出力する符号発生手段と、
最適な符号信号とデータ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、
を有することを特徴とする信号伝送システム。
In a signal transmission system including a transmitting and receiving end device that transmits and receives data signals through a plurality of transmission paths,
The transmission / reception end device is:
Mapping means for generating a precoded signal by adding a code signal to a data signal subjected to pulse amplitude modulation of multi-level number M and signal point interval D;
Decoding means for restoring a data signal from a remainder when a received signal is divided by the product of the multi-valued number M and the signal point interval D;
Including
The mapping means includes
Signal generating means for outputting code signals in parallel;
A plurality of addition means for generating an addition signal of each code signal and data signal;
A plurality of crosstalk estimating means for estimating a crosstalk mixing amount;
Comparison means for detecting an optimal code signal that minimizes the estimated value of the amount of crosstalk contamination,
Code generating means for outputting the optimum code signal;
Adding means for generating an addition signal of an optimal code signal and a data signal as the precoded signal;
A signal transmission system comprising:
前記マッピング手段は、クロストーク混入量の推定値を最小化する符号信号の算出を並列処理によって行うことを特徴とする請求項8に記載の信号伝送システム。   9. The signal transmission system according to claim 8, wherein the mapping means performs calculation of a code signal that minimizes the estimated value of the amount of mixed crosstalk by parallel processing. 前記符号発生手段から出力される符号信号はN種類あり、それらの振幅が前記多値数Mと前記信号点間隔Dとの積の整数倍となっていることを特徴とする請求項6または8に記載の信号伝送システム。   9. The code signal output from the code generation means has N types, and their amplitudes are integral multiples of the product of the multi-value number M and the signal point interval D. The signal transmission system described in 1. 前記クロストーク推定手段は、クロストーク伝達特性と等しい特性のフィルタであることを特徴とする請求項6または8に記載の信号伝送システム。   9. The signal transmission system according to claim 6, wherein the crosstalk estimating means is a filter having a characteristic equal to a crosstalk transmission characteristic. 前記クロストーク推定手段は、複数のクロストーク伝達特性の平均値と等しい特性のフィルタであることを特徴とする請求項6または8に記載の信号伝送システム。   The signal transmission system according to claim 6 or 8, wherein the crosstalk estimating means is a filter having a characteristic equal to an average value of a plurality of crosstalk transfer characteristics. 前記クロストーク推定手段は、スタートアップモード時において、受信機に混入してくるクロストークの周波数スペクトルを測定し、その周波数スペクトルに合致するように、そのフィルタ特性を適応調整することを特徴とする請求項6または8に記載の信号伝送システム。   The crosstalk estimating means measures a frequency spectrum of crosstalk mixed in a receiver in a start-up mode, and adaptively adjusts the filter characteristic so as to match the frequency spectrum. Item 9. The signal transmission system according to Item 6 or 8. さらに、前記復号手段の前に当該伝送路の符号間干渉を補償するための線形等化手段を設けたことを特徴とする請求項6または8に記載の信号伝送システム。   9. The signal transmission system according to claim 6, further comprising linear equalization means for compensating for intersymbol interference in the transmission path before the decoding means. さらに、前記マッピング手段に当該伝送路の符号間干渉を補償するためのフィードバックフィルタ手段を設け、
前記復号手段の前に当該伝送路の符号間干渉を補償するための線形等化手段を設けたことを特徴とする請求項6または8に記載の信号伝送システム。
Further, the mapping means is provided with feedback filter means for compensating for intersymbol interference of the transmission path,
9. The signal transmission system according to claim 6, further comprising linear equalization means for compensating for intersymbol interference on the transmission path before the decoding means.
さらに、前記マッピング手段に当該伝送路の符号間干渉を補償するためのフィードバックフィルタ手段を設け、
前記復号手段の前に線形等化手段および判定帰還型等化手段を設けたことを特徴とする請求項6または8に記載の信号伝送システム。
Further, the mapping means is provided with feedback filter means for compensating for intersymbol interference of the transmission path,
9. The signal transmission system according to claim 6, wherein a linear equalization unit and a decision feedback type equalization unit are provided before the decoding unit.
前記線形等化手段は、出力信号に含まれる符号間干渉が最小になるように最適化される適応等化器であることを特徴とする請求項14ないし16の何れか1項に記載の信号伝送システム。   The signal according to any one of claims 14 to 16, wherein the linear equalization means is an adaptive equalizer that is optimized so that intersymbol interference included in an output signal is minimized. Transmission system. 前記判定帰還型等化手段は、出力信号に含まれる符号間干渉が最小になるように最適化される適応等化器であることを特徴とする請求項14ないし16の何れか1項に記載の信号伝送システム。   17. The decision feedback equalization means is an adaptive equalizer optimized so as to minimize intersymbol interference included in an output signal. Signal transmission system. 前記フィードバックフィルタ手段は、伝送路のポストカーサ成分と合致するように、そのフィルタ特性を適応調整することを特徴とする請求項15または16に記載の信号伝送システム。   17. The signal transmission system according to claim 15 or 16, wherein the feedback filter means adaptively adjusts a filter characteristic so as to match a postcursor component of a transmission path. 複数の伝送路を通してデータ信号を送受信する送受信端装置を含む信号伝送システムにおける送受信端装置において、
多値数M、信号点間隔Dのパルス振幅変調を施されたデータ信号に符号信号を加えてプリコード化信号を生成するマッピング手段と、
受信信号を前記多値数Mと前記信号点間隔Dとの積で割ったときの剰余からデータ信号を復元する復号手段と、
を含み、
前記マッピング手段は、
符号信号を並列に出力する信号発生手段と、
各符号信号とデータ信号の加算信号を生成する複数の加算手段と、
クロストーク混入量を推定する複数のクロストーク推定手段と、
クロストーク混入量の推定値を最小化する最適な符号信号を検出する比較手段と、
前記最適な符号信号を出力する符号発生手段と、
最適な符号信号とデータ信号との加算信号を前記プリコード化信号として生成する加算手段と、
を有することを特徴とする送受信端装置。

In a transmission / reception end device in a signal transmission system including a transmission / reception end device that transmits / receives a data signal through a plurality of transmission paths,
Mapping means for generating a pre-coded signal by adding a code signal to a data signal that has been subjected to pulse amplitude modulation of multi-level number M and signal point interval D;
Decoding means for restoring a data signal from a remainder when a received signal is divided by the product of the multi-valued number M and the signal point interval D;
Including
The mapping means includes
Signal generating means for outputting code signals in parallel;
A plurality of addition means for generating an addition signal of each code signal and data signal;
A plurality of crosstalk estimating means for estimating a crosstalk mixing amount;
Comparison means for detecting an optimal code signal that minimizes the estimated value of the amount of crosstalk contamination,
Code generating means for outputting the optimum code signal;
Adding means for generating an addition signal of an optimal code signal and a data signal as the precoded signal;
A transmission / reception end device comprising:

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