JP2005181890A - 駆動回路及びプラズマディスプレイ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 回路規模が小さく信頼性の高い駆動回路及びプラズマディスプレイ装置を提供することを課題とする。
【解決手段】 容量性負荷の一端に電位を供給するための第１の信号ライン(OUTA)と、第１の信号ラインヘ第１の電位を供給するための第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子を駆動するための第１のドライブ回路と、容量性負荷の一端に前記第１の電位と異なる第２の電位を供給するための第２の信号ライン(OUTB)とがある。第１のコンデンサ(C1)は、第１及び第３の電位よりも低い電位を第１の信号ラインに供給可能である。コイル回路(LA,LB)は、第１の信号ライン又は第２の信号ラインと第３の電位を供給する供給ラインとの間に接続される。フローティング電源回路(SWE,DE,CE)は、第１の信号ラインの電位を基準とした電源電圧を第１のドライブ回路へ供給する。
【選択図】 図５

Description

本発明は、駆動回路及びプラズマディスプレイ装置に関する。

プラズマディスプレイ装置の１つである交流駆動型プラズマディスプレイパネル（Ｐｌａｓｍａ Ｄｉｓｐｌａｙ Ｐａｎｅｌ：ＰＤＰ）には、２本の電極で選択放電（アドレス放電）および維持放電を行う２電極型と、第３の電極を利用してアドレス放電を行う３電極型とがあった。また、上記３電極型においては、維持放電を行う第１の電極と第２の電極とが配置されている基板に第３の電極を形成する場合と、対向するもう１つの基板に当該第３の電極を形成する場合とがあった。

上記した各タイプのＰＤＰ装置は、何れも動作原理は同一であるので、以下では、維持放電を行う第１および第２の電極を第１の基板に設けるとともに、これとは別に、当該第１の基板と対向する第２の基板に第３の電極を設けたＰＤＰ装置についてその構成例を説明する。

図１３は、交流駆動型ＰＤＰ装置の全体構成を示す図である。図１３において、交流駆動型ＰＤＰ装置１は、各セルが表示画像の１画素であるマトリックス状に配置された複数のセルを有するパネルＰを備える。具体的には、図１３に示すような、ｍ行ｎ列のマトリックスに配置されたセルＣｍｎである。また、交流駆動型ＰＤＰ装置１には、第１の基板に互いに並行（平行）な走査電極Ｙ１〜Ｙｎおよび共通電極Ｘが設けられるとともに、上記第１の基板に対向する第２の基板にこれらの電極Ｙ１〜Ｙｎ、Ｘと直交する方向にアドレス電極Ａ１〜Ａｍが設けられている。共通電極Ｘは、各走査電極Ｙ１〜Ｙｎに対応してこれに接近して設けられ、一端が互いに共通に接続されている。

上記共通電極Ｘの共通端はＸ側回路２の出力端に接続され、各走査電極Ｙ１〜ＹｎはＹ側回路３の出力端に接続されている。また、アドレス電極Ａ１〜Ａｍはアドレス側回路４の出力端に接続されている。Ｘ側回路２は放電を繰り返す回路から成り、Ｙ側回路３は線順次走査する回路と放電を繰り返す回路とから成る。また、アドレス側回路４は、表示すべき列を選択する回路から成る。

これらのＸ側回路２、Ｙ側回路３およびアドレス側回路４は、駆動制御回路５から供給される制御信号により制御される。すなわち、アドレス側回路４とＹ側回路３内の線順次走査する回路によりどこのセルを点灯させるかを決め、Ｘ側回路２およびＹ側回路３の放電を繰り返すことによって、ＰＤＰ装置の表示動作を行う。

駆動制御回路５は、外部からの表示データＤ、表示データＤの読み込みタイミングを示すクロックＣＬＫ、水平同期信号ＨＳおよび垂直同期信号ＶＳに基づいて上記制御信号を生成し、Ｘ側回路２、Ｙ側回路３およびアドレス側回路４に供給する。以上に示した構成により、交流駆動型ＰＤＰ装置１は、各セルの点滅を制御してパネルＰに映像を映し出すことができる。

ここで、図１３に示した交流駆動型ＰＤＰ装置１の各セルの構造について説明する。図１４（ａ）〜（ｃ）は、図１３に示した交流駆動型ＰＤＰ装置１が具備するセルの構造を示す図である。図１４（ａ）は、１画素である第ｉ行第ｊ列のセルＣijの断面構成を示す図である。図１４（ａ）において、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙｉは、前面ガラス基板１１上に形成されている。その上には、放電空間１７に対し絶縁するための誘電体層１２が被着されるとともに、更にその上にＭｇＯ（酸化マグネシウム）保護膜１３が被着されている。

一方、アドレス電極Ａｊは、前面ガラス基板１１と対向して配置された背面ガラス基板１４上に形成され、その上には誘電体層１５が被着され、更にその上に蛍光体１８が被着されている。ＭｇＯ保護膜１３と誘電体層１５との間の放電空間１７には、Ｎｅ＋Ｘｅペニングガス等が封入されている。

図１４（ｂ）は、交流駆動型ＰＤＰ装置の容量Ｃｐについて説明するための図である。図１４（ｂ）に示すように、交流駆動型ＰＤＰ装置には、放電空間１７、共通電極Ｘと走査電極Ｙとの間、および前面ガラス基板１１にそれぞれ容量成分Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃが存在し、これらの合計によってセル１つ当りの容量Ｃｐcellが決まる（Ｃｐcell＝Ｃａ＋Ｃｂ＋Ｃｃ）。全てのセルの容量Ｃｐcellの合計がパネル容量Ｃｐである。

また、図１４（ｃ）は、交流駆動型ＰＤＰ装置の発光について説明するための図である。図１４（ｃ）に示すように、リブ１６の内面には、赤、青、緑色の蛍光体１８がストライプ状に各色毎に配列、塗付されており、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙの間の放電によって蛍光体１８を励起して光１９を発するようになっている。

次に、図１３に示した交流駆動型ＰＤＰ装置１の動作について波形図を用いて説明する。
図１５は、図１３に示した交流駆動型ＰＤＰ装置１の動作を示す波形図である。図１５は、１フレームを構成する複数のサブフィールドのうちの１サブフィールド分における、Ｘ電極、Ｙ電極、アドレス電極へ印加する電圧の波形例を示している。１つのサブフィールドは、全面書き込み期間および全面消去期間から成るリセット期間と、アドレス期間と、維持放電（サステイン）期間とに区分される。

リセット期間においては、まず、共通電極Ｘへ印加する電圧がグランドレベルから（−Ｖｓ／２）に引き下げられる。一方、走査電極Ｙへ印加する電圧は、電圧Ｖｗと電圧（Ｖｓ／２）とを加算した電圧が印加される。このとき、電圧（Ｖｓ／２＋Ｖｗ）は時間経過とともに徐々に上昇してゆく。これにより、共通電極Ｘと走査電極Ｙとの電位差が（Ｖｓ＋Ｖｗ）となり、以前の表示状態に関わらず、全表示ラインの全セルで放電が行われ、壁電荷が形成される（全面書き込み）。

次に、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙの電圧をグランドレベルに戻した後、共通電極Ｘに対する印加電圧がグランドレベルから（Ｖｓ／２）まで引き上げるとともに、走査電極Ｙに対する印加電圧が（−Ｖｓ／２）に落とされる。これにより、全セルにおいて壁電荷自身の電圧が放電開始電圧を越えて放電が開始される。このとき、上述のように共通電極Ｘに対する印加電圧により、蓄積されていた壁電荷が消去される（全面消去）。

次に、アドレス期間においては、表示データに応じて各セルのオン／オフを行うために、線順次でアドレス放電が行われる。このとき、共通電極Ｘには、電圧（Ｖｓ／２）が印加される。また、ある表示ラインに相当する走査電極Ｙに電圧を印加するときは、線順次により選択された走査電極Ｙには（−Ｖｓ／２）レベル、非選択の走査電極Ｙにはグランドレベルの電圧が印加される。

このとき、各アドレス電極Ａ１〜Ａｍ中の維持放電を起こすセル、すなわち点灯させるセルに対応するアドレス電極Ａｊには、電圧Ｖａのアドレスパルスが選択的に印加される。この結果、点灯させるセルのアドレス電極Ａｊと線順次で選択された走査電極Ｙとの間で放電が起こり、これをプライミング（種火）として共通電極Ｘと走査電極Ｙとの放電に即移行する。これにより、選択セルの共通電極Ｘおよび走査電極Ｙの上のＭｇＯ保護膜面に、次の維持放電が可能な量の壁電荷が蓄積される。

その後、維持放電期間になると、共通電極Ｘの電圧は後述する電力回収回路の働きにより徐々に上昇してゆく。そして、その上昇のピークの近傍において共通電極Ｘの電圧を（Ｖｓ／２）にクランプする。

次に、走査電極Ｙの電圧は徐々に下降してゆく。このとき、その一部の電荷を電力回収回路が回収する。尚、電力回収回路の動作については後述する。そして、その下降のピークの近傍において、走査電極Ｙの電圧を（−Ｖｓ／２）にクランプする。同様にして、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙの印加電圧を電圧（−Ｖｓ／２）からグランドレベル（０Ｖ）にするときには、印加電圧を徐々に上昇させていく。また、走査電極Ｙにおいて、最初の高電圧の印加時のみ電圧（Ｖｓ／２＋Ｖｘ）を印加する。尚、電圧Ｖｘは、図１５に示したアドレス期間に発生した壁電荷の電圧に加えることで維持放電に必要な電圧を生成する上乗せ分の電圧である。

また、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙの印加電圧を電圧（Ｖｓ／２）からグランドレベル（０Ｖ）にするときには、印加電圧を徐々に下降させるとともに、セルに蓄積されていた電荷の一部を電力回収回路に回収する。

このようにして維持放電期間には、共通電極Ｘと各表示ラインの走査電極Ｙとに互いに極性の異なる電圧（＋Ｖｓ／２，−Ｖｓ／２）を交互に印加して維持放電を行い、１サブフィールドの映像を表示する。尚、交互に印加する動作は、サステイン動作と呼ばれ、後述する図１８を用いてその動作の詳細を説明する。

尚、交流駆動型ＰＤＰ装置１の各セルは、各セルの放電空間、共通電極Ｘと走査電極Ｙとの間、および前面ガラス基板にそれぞれ容量成分が存在し、これらの合計によってセル１つ当りの容量が決まる。また、交流駆動型ＰＤＰ装置１のセルの内面には、赤、青、緑色の蛍光体がストライプ状に各色毎に配列、塗付されており、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙの間の放電によって蛍光体を励起して発光するようになっている。

しかし、上述したＸ側回路２およびＹ側回路３（以下、駆動回路とする）には、セル内で放電させるため高電圧の信号を出力する回路であり、その為、駆動回路を構成する各素子は高い耐圧が求められ製造コストを押し上げる要因であった。そこで、上述した駆動回路の具備する各素子の耐圧を低くして、回路構成の簡素化および製造コストの低減化を図る技術が提案されている。例えば、一方の電極には正の電圧を印加し、他方の電極には負の電圧を印加することにより、電極間の電位差を利用して電極間の放電を行う駆動回路が提案されている（例えば下記の特許文献１）。この回路は、ＴＥＲＥＳ（Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ Ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ Ｓｕｓｔａｉｎｅｒ）回路と称されている。

以下に、上述したＴＥＲＥＳ回路の概略構成と動作について説明する。
図１６は、図１３に示した交流駆動型ＰＤＰ装置１の駆動回路の概略構成を示す図である。（ただしＸ側回路２のみ、Ｙ側回路３は同様の構成および動作であるため省略する）

図１６において、容量負荷２０（以下、「負荷」と称す。）は、１つの共通電極Ｘと１つの走査電極Ｙとの間に形成されているセルＣｍｎの合計の容量である。負荷２０には、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙが形成されている。ここで、走査電極Ｙとは、複数の走査電極Ｙ１〜Ｙｎの中の任意の走査電極である。

まず、共通電極Ｘ側では、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、電源から供給される電圧（Ｖｓ／２）の電源ライン（電源線）とグランド（ＧＮＤ）との間に直列に接続される。上記２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２の相互接続点にはコンデンサＣ１の一方の端子が接続され、このコンデンサＣ１の他方の端子とグランドとの間には、スイッチＳＷ３が接続される。尚、コンデンサＣ１の一方の端子に接続される信号ラインを第１の信号ラインＯＵＴＡとし、他方の端子に接続される信号ラインを第２の信号ラインＯＵＴＢとする。

また、スイッチＳＷ４、ＳＷ５は、上記コンデンサＣ１の両端に直列に接続される。そして、これら２つのスイッチＳＷ４、ＳＷ５の相互接続点は出力ラインＯＵＴＣを介して負荷２０の共通電極Ｘに接続されるとともに、電力回収回路２１に接続されている。電力回収回路２１は、負荷２０に接続された２つのコイルＬ１、Ｌ２と、一方のコイルＬ１に直列に接続されるスイッチＳＷ６と、もう一方のコイルＬ２に直列に接続されるスイッチＳＷ７とを備える。さらに、電力回収回路２１は上記２つのスイッチＳＷ６、７の相互接続点と第２の信号ラインＯＵＴＢとの間に接続されるコンデンサＣ２を備える。

そして、上記容量負荷２０とそれに接続されるそれぞれのコイルＬ１、Ｌ２により、２系統の直列共振回路が構成される。すなわち、この電力回収回路２１は、２系統のＬ−Ｃ共振回路を持つものであり、コイルＬ１と負荷２０との共振によってパネルＰに供給した電荷を、コイルＬ２と負荷２０との共振によって回収するものである。

上述したスイッチＳＷ１〜ＳＷ７は、図１３に示した駆動制御回路５からそれぞれ供給される制御信号により制御される。上述したように駆動制御回路５は、論理回路等を用いて構成され、外部から供給される表示データＤ、クロックＣＬＫ、水平同期信号ＨＳおよび垂直同期信号ＶＳ等に基づいて上記制御信号を生成し、スイッチＳＷ１〜ＳＷ７に供給する。また、上述したようにセル中の共通電極Ｘと走査電極Ｙが放電する期間を維持放電期間と呼ぶ。

図１８は、上記図１６のように構成した交流駆動型ＰＤＰ装置１の駆動回路による維持放電期間の駆動波形を示すタイムチャートである。
維持放電期間において、共通電極Ｘ側では、最初にスイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５をオンにし、残りのスイッチＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６、ＳＷ７はオフにする。このとき、第１の信号ラインＯＵＴＡの電圧（第１の電位）は（＋Ｖｓ／２）となり、第２の信号ラインＯＵＴＢの電圧（第２の電位）および出力ラインＯＵＴＣの電圧はグランドレベルとなる（ｔ１）。

次に、電力回収回路２１内のスイッチＳＷ６をオンにすることにより、コイルＬ１と負荷２０の容量によりＬ−Ｃ共振が行われ、コンデンサＣ２に回収されていた電荷がスイッチＳＷ６およびコイルＬ１を介して負荷２０に供給される（ｔ２）。このような電流の流れにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧は図１８の時刻ｔ２〜ｔ３に示すように徐々に上昇してゆく。また、時刻ｔ２でスイッチＳＷ５はオフする。

次に、この共振時に発生するピーク電圧の近傍においてスイッチＳＷ４をオンとすることにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧を（Ｖｓ／２）にクランプする（ｔ３）。また、時刻ｔ３でスイッチＳＷ６はオフする。

また、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧を（Ｖｓ／２）からグランドレベル（０Ｖ）にする時には、まず、スイッチＳＷ７をオンして、スイッチＳＷ４をオフする（ｔ４）。これにより、コイルＬ２と負荷２０の容量にてＬ−Ｃ共振が行われ、コイルＬ２およびスイッチＳＷ７を介して、負荷２０に蓄積されていた電荷の一部を電力回収回路２１内のコンデンサＣ２に回収する。このような電流の流れによって、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧は図１８の時刻ｔ４〜ｔ５に示すように徐々に下降してゆく。

次に、この共振時に発生するピーク電圧（マイナス方向へのピーク）の近傍においてスイッチＳＷ５をオンとすることにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧を（−Ｖｓ／２）にクランプする（ｔ５）。また、時刻ｔ５でスイッチＳＷ７はオフする。

次に、スイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５をオフにし、スイッチＳＷ２、ＳＷ４をオンにする。この時、スイッチＳＷ６、ＳＷ７はオフのままである。これにより、第１の信号ラインＯＵＴＡの電圧はグランドレベルとなり、第２の信号ラインＯＵＴＢおよび出力ラインＯＵＴＣの電圧は（−Ｖｓ／２）となる（ｔ６）。

次に、電力回収回路２１内のスイッチＳＷ７をオンにすることにより、コイルＬ２と負荷２０の容量によりＬ−Ｃ共振が行われ、コンデンサＣ２に回収されていた電荷（マイナス側）がスイッチＳＷ７およびコイルＬ２を介して負荷２０に供給される（ｔ７）。このような電流の流れにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧は図１８の時刻ｔ７〜ｔ８に示すように徐々に下降してゆく。また、時刻ｔ７でスイッチＳＷ４はオフする。

次に、この共振時に発生するピーク電圧（マイナス方向へのピーク）の近傍においてスイッチＳＷ５をオンとすることにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧を（−Ｖｓ／２）にクランプする（ｔ８）。また、時刻ｔ８でスイッチＳＷ７はオフする。

また、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧を（−Ｖｓ／２）からグランドレベル（０Ｖ）にする時には、まず、スイッチＳＷ６をオンして、スイッチＳＷ５をオフする（ｔ９）。これにより、コイルＬ１と負荷２０の容量にてＬ−Ｃ共振が行われ、コイルＬ１およびスイッチＳＷ６を介して、負荷２０に蓄積されていた電荷の一部を電力回収回路２１内のコンデンサＣ２に回収する。このような電流の流れによって、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧は図１８の時刻ｔ９〜ｔ１０に示すように徐々に上昇してゆく。

次に、この共振時に発生するピーク電圧の近傍においてスイッチＳＷ４をオンとすることにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧をグランドレベルにクランプする（ｔ１０）。また、時刻ｔ１０でスイッチＳＷ６はオフする。以上に示した動作により、図１６に示した駆動回路は、維持放電期間の間、共通電極Ｘへ−Ｖｓ／２〜Ｖｓ／２まで変化する電圧を印加する。また、上述した共通電極Ｘに供給する電圧と極性の異なる電圧（＋Ｖｓ／２，−Ｖｓ／２）を各表示ラインの走査電極Ｙに交互に印加する。以上により、交流駆動型ＰＤＰ装置１は、維持放電を行うことができる。

尚、維持放電期間の間、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙの上の保護膜面に、維持放電が可能な量の極性の異なる壁電荷が蓄積されている。そして、共通電極Ｘと走査電極Ｙとの間で放電が行われると、そのセル内の共通電極Ｘと走査電極Ｙ上の壁電荷は、それまでとは逆の極性の壁電荷となり、放電を収束させる。この時、壁電荷が移動するための時間が必要であり、その時間は、共通電極Ｘに電圧＋Ｖｓ／２または電圧−Ｖｓ／２が印加されている時間により定まる。

図１６に示した回路の具体例として図１７の回路を考えることができる。図１７では、図１６に示した回路における各スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ５としてパワーＭＯＳＦＥＴ（あるいは、ＩＧＢＴでも良い）を用いた場合の回路図である。図１７では、各スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ５をドライブするドライブ回路についても示している。図１７において、ドライブ回路Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３Ｎ，Ｍ３Ｐは、ドライブ回路ＭＡを用いて構成されている。ドライブ回路ＭＡは、波形処理回路８０２、ハイレベルシフト回路８０３、出力増幅回路８０４を用いて構成されている。

入力信号端子から入力された信号ＩＮ１は、ハイレベルシフト回路８０３を介して、出力基準電圧端子Ｖｓｓの電圧を基準とした信号へ変換される。ハイレベルシフト回路８０３の出力電圧は、出力増幅回路８０４を介して増幅され、スイッチ素子ＳＷ１のドライブパルスとしてスイッチ素子ＳＷ１へ供給される。出力増幅回路８０４の電源電圧は、電源電圧ＶｅからダイオードＤＥを介して、ドライブ回路Ｍ１の出力電源端子Ｖｃへ供給される。第１の信号ラインＯＵＴＡが、グランド電圧の期間（スイッチ素子ＳＷ２がオンの期間、図１８におけるｔ６〜ｔ１０）において、上記ダイオードＤＥがオンとなり、コンデンサＣＥに電荷が充電される。この電荷は、上記出力増幅回路８０４を介して、図１８における期間ｔ１〜ｔ６（次の周期の同じタイミング）において、スイッチ素子ＳＷ１の制御端子ヘドライプパルスとして供給される。

また、図１７において、ドライブ回路Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６，Ｍ７は、ドライブ回路ＭＢを用いて構成されている。ドライブ回路ＭＢは、光伝達素子であるゲートカプラを用いて構成されている。ゲートカプラは、フォトカプラと増幅回路の両者を１つのパゲージに内蔵した素子であり、パワーＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ等のゲート端子を直接駆動できる。ゲートカプラの代りに、フォトカプラと増幅回路の組合せを用いていも良い。

上記ゲートカプラＭ４〜Ｍ７の働きにより、入力端子から入力されたグランド電圧を基準とした入力信号ＩＮ４〜ＩＮ７に基づいて、スイッチＳＷ４〜ＳＷ７を駆動することができる。上記ドライブ回路ＭＢでは、光により入力部と出力部を分離しているため、入力部と出力部の基準電圧が異なっていても、安定した駆動を行うことができる。光伝達素子を用いたＴＥＲＥＳ回路の駆動方法については、下記の特許文献２に記載されている。

特許第３２０１６０３号公報 特開２００２−２１５０８７号公報

本発明の目的は、回路規模が小さく信頼性の高い駆動回路及びプラズマディスプレイ装置を提供することである。

本発明の一観点によれば、表示手段となる容量性負荷に対して所定電圧を印加するマトリクス型表示装置の駆動回路であって、前記容量性負荷の一端に電位を供給するための第１の信号ラインと、前記第１の信号ラインヘ第１の電位を供給するための第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子を駆動するための第１のドライブ回路と、前記第１の信号ラインに第３の電位を供給するための第２のスイッチ素子と、前記容量性負荷の一端に前記第１の電位と異なる第２の電位を供給するための第２の信号ラインと、前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの間に接続され、前記第１及び第３の電位よりも低い電位を前記第１の信号ラインに供給可能である第１のコンデンサと、前記第２の信号ラインに前記第３の電位を供給するための第３のスイッチ素子と、前記第１の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第４のスイッチ素子と、前記第２の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第５のスイッチ素子と、前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの少なくとも一方と前記第３の電位を供給する供給ラインとの間に接続されたコイル回路と、前記第１の信号ラインの電位を基準とした電源電圧を前記第１のドライブ回路へ供給するためのフローティング電源回路とを有する駆動回路が提供される。
本発明の他の観点によれば、表示手段となる容量性負荷に対して所定電圧を印加するマトリクス型表示装置の駆動回路であって、前記容量性負荷の一端に電位を供給するための第１の信号ラインと、前記第１の信号ラインヘ第１の電位を供給するための第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子を駆動するための第１のドライブ回路と、前記第１の信号ラインに第３の電位を供給するための第２のスイッチ素子と、前記容量性負荷の一端に前記第１の電位と異なる第２の電位を供給するための第２の信号ラインと、前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの間に接続され、前記第１及び第３の電位よりも低い電位を前記第１の信号ラインに供給可能である第１のコンデンサと、前記第２の信号ラインに前記第３の電位を供給するための第３のスイッチ素子と、前記第１の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第４のスイッチ素子と、前記第２の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第５のスイッチ素子と、前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの少なくとも一方と前記第３の電位を供給する供給ラインとの間に接続されたコイル回路と、前記第１のスイッチ素子と並列に接続され、電源投入時において導通し、前記第１のコンデンサを充電するための駆動開始スイッチ回路とを有する駆動回路が提供される。

第１のドライブ回路は、第１の信号ラインが負電圧になった場合にも、第１のスイッチ素子を確実にドライブすることができる。また、電源投入時において第１の信号ラインと第２の信号ラインとの間に接続された第１のコンデンサを徐々に充電することができる。これにより、プラズマディスプレイ装置の場合は、維持放電期間の開始時に第１のスイッチ素子に大電流が流れることを防止できる。

以下、図を用いて本発明の実施形態について説明する。
本発明の実施形態は、図１３〜図１５に示したプラズマディスプレイ装置（マトリクス型平面表示装置）を用いる。図１３〜図１５及びそれらの説明は、上記と同様である。上記ＴＥＲＥＳ回路に対し、さらに回路素子の削減をはかるため、本願と同一の出願人により特願２００２−２９０５３５号が出願されている。図１は、特願２００２−２９０５３５号に記載された回路の原理図を示す。図２は、図１に示した原理図の回路例を示す図である。また、図３は、図２における動作波形図を示す。図４は、上記図２に示した回路をプラズマディスプレイ装置のＸ電極駆動回路、及び、Ｙ電極駆動回路へ応用した例について示している。

図１は、本発明の実施形態による交流駆動型ＰＤＰ（プラズマディスプレイパネル）装置の駆動回路の概略構成例を示す図である。なお、この図１に示す本実施形態の駆動回路は、例えば図１３に全体構成および図１４にセル構成を示した交流駆動型ＰＤＰ装置（表示装置）１に適用することが可能である。また、図１５に示したリセット期間やアドレス期間の動作にも対応可能である。また、図１５に示した維持放電期間の走査電極Ｙにおける初回の電圧Ｖｘの上乗せ動作にも対応可能である。また、この図１において、図１６に示した符号と同一の符号を付したものは、同一の機能を有するものである。また、図１においても、図１６と同様にＸ側回路の概略構成のみ示し、Ｙ側回路は同様の構成および動作であるため省略している。尚、Ｘ側回路およびＹ側回路双方の詳細な回路例については後述する。

図１において、容量性負荷２０（以下、「負荷」と称す。）は、１つの共通電極Ｘと１つの走査電極Ｙとの間に形成されているセルの合計の容量である。負荷２０には、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙが形成されている。ここで、走査電極Ｙとは、複数の走査電極Ｙ１〜Ｙｎの中の任意の走査電極である。

まず、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、電源から供給される電圧（Ｖｓ／２）の電源ライン（第１の電源線）とグランドとの間に直列に接続される。上記２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２の相互接続点にはコンデンサＣ１の一方の端子が接続され、このコンデンサＣ１の他方の端子とグランドとの間には、スイッチＳＷ３が接続される。尚、コンデンサＣ１の一方の端子に接続される信号ラインを第１の信号ラインＯＵＴＡとし、他方の端子に接続される信号ラインを第２の信号ラインＯＵＴＢとする。

更に、上記２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２の相互接続点とグランドとの間には、コイル回路Ａが接続される。また、コイル回路Ｂの両端は、スイッチＳＷ３の両端に並列接続される。言い換えると、第１の信号ラインＯＵＴＡとグランドの間に、コイル回路Ａが接続され、第２の信号ラインＯＵＴＢとグランドの間にコイル回路Ｂが接続される。尚、コイル回路Ａ、Ｂは、少なくともコイルを含む回路であり、そのコイルは負荷２０とスイッチＳＷ４、ＳＷ５を介してＬ−Ｃ共振するように構成されている。すなわち、コイル回路Ａ、Ｂと負荷２０により電力回収回路を構成する。

また、直列に接続されたスイッチＳＷ４とスイッチＳＷ５は、上記コンデンサＣ１の両端に接続される。そして、これら２つのスイッチＳＷ４、ＳＷ５の相互接続点は出力ラインＯＵＴＣを介して負荷２０の共通電極Ｘに接続される。また、図示していないが、負荷２０の走査電極Ｙ側にも同様の回路が接続される。

上述したスイッチＳＷ１〜ＳＷ５は、例えば図１３に示した駆動制御回路５からそれぞれ供給される制御信号により制御される。上述したように駆動制御回路５は、論理回路等を用いて構成され、外部から供給される表示データＤ、クロックＣＬＫ、水平同期信号ＨＳおよび垂直同期信号ＶＳ等に基づいて上記制御信号を生成し、スイッチＳＷ１〜ＳＷ５に供給する。以上の構成により、図１の駆動回路は、セル中の共通電極Ｘと走査電極Ｙが放電する期間である維持放電期間に維持放電を行う。

ここで、上述したコイル回路Ａ、Ｂの具体的な回路に置き換えて、上述した駆動回路の動作について説明する。
図２は、図１に示したコイル回路Ａ、Ｂを具体的な回路に置き換えた駆動回路の概略構成である。図２に示すように、コイル回路Ａは、ダイオードＤＡおよびコイルＬＡを具備し、コイル回路Ｂは、ダイオードＤＢとコイルＬＢを具備する。ダイオードＤＡのカソード端子は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の相互接続点に接続される。別の表現では、ダイオードＤＡのカソード端子は、第１の信号ラインＯＵＴＡに接続される。また、ダイオードＤＡのアノード端子は、コイルＬＡを介してグランドに接続される。ダイオードＤＢのカソード端子は、コイルＬＢを介してグランドに接続される。また、ダイオードＤＢのアノード端子は、コンデンサＣ１とスイッチＳＷ３の相互接続点に接続される。別の表現では、ダイオードＤＢのアノード端子は、第２の信号ラインＯＵＴＢに接続される。

上述したダイオードＤＡの順方向が示すように、コイル回路Ａは、負荷２０に対して、スイッチＳＷ４を介して電荷を供給する充電回路である。また、ダイオードＤＢの順方向が示すように、コイル回路Ｂは、負荷２０に対してスイッチＳＷ５を介して電荷を放出させる放電回路である。これらのコイル回路ＡとスイッチＳＷ４と負荷２０から成る充電回路の充電処理と、コイル回路ＢとスイッチＳＷ５と負荷２０から成る放電回路の放電処理のタイミングを制御することで、負荷２０に対する電力回収処理を実現する。尚、図２においてコイル回路Ａ、Ｂの他の構成は、図１に示す構成と同じなので、説明を省略する。

次に、図２に示した駆動回路の動作について説明する。
図３は、図２に示した駆動回路の動作を示す波形図である。図３おいて、第１の信号ラインＯＵＴＡと、第２の信号ラインＯＵＴＢと、出力ラインＯＵＴＣの電圧波形を一緒に表示している。ここで、それらの電圧波形の縦軸は出力ラインＯＵＴＣの電圧値に合っており、見やすくするため出力ラインＯＵＴＣの電圧波形と重ならないよう、第１の信号ラインＯＵＴＡの電圧波形は少し持ち上げて、第２の信号ラインＯＵＴＢの電圧波形は少し持ち下げて表示している。

まず、第１の信号ラインＯＵＴＡがグランド、第２の信号ラインＯＵＴＢおよび出力ラインＯＵＴＣが−Ｖｓ／２でスイッチＳＷ１〜ＳＷ５がオフしている状態から、スイッチＳＷ４がオンすると、負荷２０に蓄積された電圧−Ｖｓ／２がスイッチＳＷ４を介して第１の信号ラインＯＵＴＡに伝達され、第１の信号ラインＯＵＴＡの電圧が−Ｖｓ／２となり、その電圧はコンデンサＣ１の一方の端子に印加される。これにより、コンデンサＣ１の他方の端子における電位は−Ｖｓへ変化し、第２の信号ラインＯＵＴＢの電圧も−Ｖｓとなる（ｔ１１）。

そして、時刻ｔ１１の直後からコイルＬＡと負荷２０の容量との間でスイッチＳＷ４を介してＬ−Ｃ共振が行われることにより、グランドよりコイルＬＡおよびスイッチＳＷ４を介して負荷２０に電荷が供給されるので、第１の信号ラインＯＵＴＡ及び出力ラインＯＵＴＣの電位は−Ｖｓ／２からグランドレベルの電位を経て＋Ｖｓ／２附近まで上昇する。このような電流の流れによって、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧は図３の時刻ｔ１１〜ｔ１２に示すように徐々に上昇してゆく。

次に、この共振時に発生するピーク電圧の近傍においてスイッチＳＷ１、ＳＷ３をオンすることにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧をＶｓ／２にクランプする（ｔ１２）。次に、スイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ４をオフする（ｔ１３）。次に、スイッチＳＷ５をオンする（ｔ１４）。これにより、負荷２０に蓄積されている電圧Ｖｓ／２がスイッチＳＷ５を介して第２の信号ラインＯＵＴＢに印加され、第２の信号ラインＯＵＴＢの電圧はＶｓ／２となる。これにより、第１の信号ラインＯＵＴＡの電圧はＶｓまで上昇する。

そして、時刻ｔ１４の直後からコイルＬＢと負荷２０の容量との間でスイッチＳＷ５を介してＬ−Ｃ共振が行われることにより、コイルＬＢおよびスイッチＳＷ５を介して負荷２０が電荷をグランドへ放電するので、第２の信号ラインＯＵＴＢ及び出力ラインＯＵＴＣの電位は＋Ｖｓ／２からグランドレベルの電位を経て−Ｖｓ／２附近まで下降する。このような電流の流れによって、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧は図３の時刻ｔ１４〜ｔ１５に示すように徐々に下降してゆく。

次に、この共振時に発生するピーク電圧の近傍においてスイッチＳＷ２をオンすることにより、共通電極Ｘに印加される出力ラインＯＵＴＣの電圧を−Ｖｓ／２にクランプする（ｔ１５）。以上に示した動作により、図２に示した駆動回路は、維持放電期間の間、共通電極Ｘへ−Ｖｓ／２〜Ｖｓ／２まで変化する電圧を印加する。また、上述した共通電極Ｘに印加する電圧と極性の異なる電圧（＋Ｖｓ／２，−Ｖｓ／２）を各表示ラインの走査電極Ｙに交互に印加する。以上により、交流駆動型ＰＤＰ装置は、維持放電を行うことができる。

また、図３に示すように、従来の波形図である図１８と比較すると、図１８にあるグランドレベルの期間Ｔが、図３の出力ラインＯＵＴＣの電圧波形には無い。すなわち、本実施形態の駆動回路は、同じ周期でサステイン動作を行う場合に、従来に比べて維持放電パルスのトップ幅およびボトム幅である電圧Ｖｓ／２または電圧−Ｖｓ／２を維持する時間を長くすることができる。これにより、上述したように維持放電期間において、壁電荷が移動するための時間が必要であり、その時間をより確実に確保することができる。更には、従来と同じ維持時間を確保して、本実施形態の駆動回路の方が維持放電をより安定的に行うことができ動作マージンの拡大及びパネルＰの輝度を向上させることなども期待できる。

更に、図１６に示した従来の駆動回路の回路構成と図２に示した本実施形態の駆動回路の回路構成を比べると、図１６におけるスイッチＳＷ６、ＳＷ７の分のスイッチ数が減少している。これにより、スイッチ制御の複雑さが軽減される。更に、図１６のスイッチＳＷ６、ＳＷ７を制御する制御信号をレベルシフトする回路を挿入したり、制御信号回路とスイッチＳＷ６、ＳＷ７間の制御信号の伝達経路にフォトカプラ等を用いて電気的に分離したりする必要が無いため、部品点数を減少させることができる。また、図２の駆動回路は、図１６の駆動回路が具備するコンデンサＣ２も削除できている。これにより、図１６において不図示のコンデンサＣ２にかかる電圧を監視する回路も、コンデンサＣ２が無いので不要となる。これにより、更に部品点数を減少させることができる。

次に、図２に示した駆動回路の具体的な回路例（走査電極Ｙ側を含む）について図を示して説明する。
図４は、図２に示した駆動回路の具体的な回路例を示す図である。図４において、負荷２０は、１つの共通電極Ｘと１つの走査電極Ｙとの間に形成されているセルの合計の容量である。負荷２０には、共通電極Ｘおよび走査電極Ｙが形成されている。ここで、走査電極Ｙとは、図１３に示した走査電極Ｙ１〜Ｙｎの中の任意の走査電極である。

まず、共通電極Ｘ側では、スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、図示しない電源から供給される電圧（Ｖｓ／２）の電源ラインとグランドとの間に直列に接続される。上記２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２の相互接続点にはコンデンサＣ１の一方の端子が接続され、このコンデンサＣ１の他方の端子とグランドとの間には、スイッチＳＷ３が接続される。また、コンデンサＣ１と並列にコンデンサＣｘが接続されている。

また、直列接続されたスイッチＳＷ４、ＳＷ５は、上記コンデンサＣ１の両端に接続される。そして、これら２つのスイッチＳＷ４、ＳＷ５の相互接続点は出力ラインＯＵＴＣを介して負荷２０の共通電極Ｘに接続されている。

また、図２と同様にコイル回路Ａは、ダイオードＤＡおよびコイルＬＡを具備し、コイル回路Ｂは、ダイオードＤＢとコイルＬＢを具備する。ダイオードＤＡのカソード端子は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の相互接続点に接続される。また、ダイオードＤＡのアノード端子は、コイルＬＡを介してグランドに接続される。ダイオードＤＢのカソード端子は、コイルＬＢおよびスイッチＳＷ１０を介してグランドに接続される。

このスイッチＳＷ１０は、上述したリセット期間やアドレス機関などに、第２の信号ラインＯＵＴＢに印加される電圧（Ｖｓ／２＋Ｖｗ）や（Ｖｓ／２＋Ｖｘ）が、そのままグランドに抜けてしまわないようにするためのスイッチである。また、ダイオードＤＢのアノード端子は、コンデンサＣ１とスイッチＳＷ３の相互接続点に接続される。また、ダイオードＤ２のアノード端子は、ダイオードＤＢのカソード端子と接続され、ダイオードＤ２のカソード端子は、ダイオードＤＢのアノード端子に接続される。また、ダイオードＤＢのカソード端子は、コイルＬＢを介してグランドに接続される。

一方、走査電極Ｙ側では、スイッチＳＷ１’、ＳＷ２’は、図示しない電源から供給される電圧（Ｖｓ／２）の電源ラインとグランドとの間に直列に接続される。これら２つのスイッチＳＷ１’、ＳＷ２’の相互接続点にはコンデンサＣ４の一方の端子が接続され、このコンデンサＣ４の他方の端子とグランドとの間には、スイッチＳＷ３’が接続される。また、コンデンサＣ４と並列にコンデンサＣｙが接続されている。

また、直列接続されたスイッチＳＷ４’、ＳＷ５’は、上記コンデンサＣ４の両端に接続される。そして、これら２つのスイッチＳＷ４’、ＳＷ５’の相互接続点は出力ラインＯＵＴＣ’を介して負荷２０の走査電極Ｙに接続されている。尚、スイッチＳＷ４’、ＳＷ５’は、スキャンドライバＳＤを構成している。スキャンドライバＳＤは、アドレス期間（図１５を参照）のスキャン時にはスキャンパルスを出力して、ライン毎の走査電極Ｙの選択動作を行う。また、スイッチＳＷ４’とコンデンサＣ４の一方の端子を接続する接続線を第３の信号ラインＯＵＴＡ’とし、スイッチＳＷ５’コンデンサＣ４の他方の端子を接続する接続線を第４の信号ラインＯＵＴＢ’とする。

さらに、第４の信号ラインＯＵＴＢ’と、書き込み電圧Ｖｗ（図１５を参照）を発生する電源ラインとの間には、抵抗Ｒ１やｎｐｎトランジスタＴｒ１を含むスイッチＳＷ８が接続される。また、第４の信号ラインＯＵＴＢ’と、電圧Ｖｘ（図１５を参照）を発生する電源ラインとの間には、ｎチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｔｒ２、Ｔｒ３を含むスイッチＳＷ９が接続される。

また、第３の信号ラインＯＵＴＡ’は、コイル回路Ａ’を介してグランドに接続される。また第４の信号ラインＯＵＴＢ’は、コイル回路Ｂ’を介してグランドに接続される。また、コイル回路Ａ’は、ダイオードＤＡ’およびコイルＬＡ’を具備し、コイル回路Ｂ’は、ダイオードＤＢ’とコイルＬＢ’を具備する。ダイオードＤＡ’のカソード端子は、スイッチＳＷ１’、ＳＷ２’の相互接続点に接続される。また、ダイオードＤＡ’のアノード端子は、コイルＬＡ’を介してグランドに接続される。

ダイオードＤＢ’のカソード端子は、コイルＬＢ’およびスイッチＳＷ１０を介してグランドに接続される。このスイッチＳＷ１０は、上述したリセット期間やアドレス機関などに、第４の信号ラインＯＵＴＢ’に印加される電圧（Ｖｓ／２＋Ｖｗ）や（Ｖｓ／２＋Ｖｘ）が、そのままグランドに抜けてしまわないようにするためのスイッチである。また、ダイオードＤＢ’のアノード端子は、コンデンサＣ４とスイッチＳＷ３’の相互接続点に接続される。また、ダイオードＤ２’のアノード端子は、ダイオードＤＢ’のカソード端子と接続され、ダイオードＤ２’のカソード端子は、ダイオードＤＢ’のアノード端子に接続される。

尚、上述したスイッチＳＷ１〜ＳＷ５、ＳＷ８〜ＳＷ１０、ＳＷ１’〜ＳＷ５’およびトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３は、図１３に示した駆動制御回路５からそれぞれ供給される制御信号により制御される。

以上の構成により、維持放電期間の間、共通電極Ｘへ−Ｖｓ／２〜Ｖｓ／２まで変化する電圧を印加する。また、上述した共通電極Ｘに供給する電圧と極性の異なる電圧（＋Ｖｓ／２，−Ｖｓ／２）を各表示ラインの走査電極Ｙに交互に印加する。

図１７に示した回路では、ドライブ回路Ｍ１によって、スイッチＳＷ１を構成するトランジスタＱＳＷ１（パワーＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ等によって構成）へ供給するドライブパルスを形成していた。図１７におけるドライブ回路Ｍ１は、波形処理回路８０２、ハイレベルシフト回路８０３、出力増幅回路８０４によって構成されたドライブ回路ＭＡを用いていた。ドライブ回路ＭＡは、グランド電圧を基準とした信号をグランド電圧より高い電圧ヘレベルシフトするハイレベルシフト回路８０３が内蔵されている。よって、出力基準電圧に相当するトランジスタＱＳＷ１の出力端子（例えば、パワーＭＯＳＦＥＴのソース端子）が、グランド電圧より高い場合は、正常に動作させることができる。

これに対し、図４に示した回路では、第１の信号ラインＯＵＴＡに、グランド電圧より低い負電圧を発生させている（図３における期間ｔ１１〜ｔ１２）。よって、図１７に示したドライブ回路Ｍ１（ドライブ回路ＭＡ）の出力基準電圧（トランジスタＱＳＷ１の出力端子（パワーＭＯＳＦＥＴではソース端子、ＩＧＢＴではエミッタ端子）に発生する電圧）も負電圧となる。ドライブ回路ＭＡのハイレベルシフト回路８０３は、入力された信号を高電圧側ヘレベルシフトする機能しかないため、出力基準電圧端子Ｖｓｓが負電圧の場合、信号が正常に伝達できない可能性がある。また、ＰＮ接合タイプのＩＣによって、上記ドライブ回路ＭＡを形成している場合、サブストレートはグランド電圧に設定されている。上記出力基準電圧端子Ｖｓｓが負電圧になる場合、上記サブストレートにかかる電圧（グランド電圧）より低い電圧がＩＣ内に発生するため、ＩＣ内の寄生ダイオードに異常電流が流れる等により、ＩＣが破壊する可能性がある。

また、図４に示したスイッチＳＷ１は、電源投入時にコンデンサＣ１を充電する間、導通させておく必要がある。コンデンサＣ１を充電するために要する時間は、サステイン時間より長い時間が必要となる。すなわち、図１５の維持放電期間の開始時に、コンデンサＣ１に充電されていない場合には、維持放電期間開始時に大電流がトランジスタＱＳＷ１（図１７）を介してコンデンサＣ１に流れることになる。そのため、トランジスタＱＳＷ１の電流容量を大きくする必要がある、又はトランジスタＱＳＷ１が破壊される可能性がある。そのために、電源投入時にスイッチＳＷ１を介してコンデンサＣ１に電圧Ｖｓ／２を供給して充電する必要がある。

図４に示したスイッチＳＷ１を駆動するドライブ回路Ｍ１は、上記出力基準電圧端子Ｖｓｓが負電圧になった場合でも正常に信号を伝達でき、かつ、電源投入時のコンデンサＣ１を充電するのに必要なドライブパルスを長い期間供給できる機能が必要となる。図１〜図４の方法を実用化する上で重要となる上記２つの機能を有するドライブ回路を備えた駆動回路を、以下説明する。

（第１の実施形態）
図５は、本発明の第１の実施形態による図２の駆動回路の詳細な回路例を示す。
ドライブ回路Ｍ２Ｎ，Ｍ２Ｐ，Ｍ３Ｎ，Ｍ３Ｐは、ドライブ回路ＭＡを用いて構成されている。ドライブ回路ＭＡは、波形処理回路８０２、ハイレベルシフト回路８０３、出力増幅回路８０４を用いて構成されている。波形処理回路８０２は、インピーダンス変換を行う。ハイレベルシフト回路８０３は、グランド電圧を基準とした信号をグランド電圧より高い電圧ヘレベルシフトする。ドライブ回路ＭＡは、入力電源端子Ｖ１、入力信号端子Ｖ２、入力基準電圧端子Ｖ３、出力電源端子Ｖｃ、出力信号端子Ｖｏ及び出力基準電圧端子Ｖｓｓを有する。入力電源端子Ｖ１には、電圧Ｖｃｃ（例えば５Ｖ）が供給される。入力基準電圧端子Ｖ３は、グランドに接続される。ドライブ回路ＭＡは、入力信号端子Ｖ２に入力されるグランド基準の信号を、出力基準電圧端子Ｖｓｓの電位を基準とした信号に変換する。

ドライブ回路Ｍ１，Ｍ４，Ｍ５は、ドライブ回路ＭＢを用いて構成されている。ドライブ回路ＭＢは、入力信号端子Ｖ２、入力基準電圧端子Ｖ３、出力電圧端子Ｖｃ、出力信号端子Ｖｏ及び出力基準電圧端子Ｖｓｓを有し、光伝達素子であるゲートカプラを用いて構成される。ゲートカプラは、フォトカプラと増幅回路の両者を１つのパゲージに内蔵した素子であり、パワーＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ等のゲート端子を直接駆動できる。ゲートカプラの代りに、フォトカプラとフォトカプラの出力電圧を増幅する増幅回路との組合せを用いていも良い。ドライブ回路ＭＢでは、光により入力部と出力部を分離しているため、入力部と出力部の基準電圧が異なっていても、安定した駆動を行うことができ、ドライブ回路ＭＡと同様の基準電圧変換を行うことができる。

入力信号端子ＩＮ１は、抵抗を介してドライブ回路Ｍ１の入力信号端子Ｖ２に接続される。ドライブ回路Ｍ１は、ゲートカプラであり、入力信号端子Ｖ２，入力基準電圧端子Ｖ３、出力電源端子Ｖｃ、出力信号端子Ｖｏ及び出力基準電圧端子Ｖｓｓを有する。コンデンサＣＥは、出力電源端子Ｖｃ及び出力基準電圧端子Ｖｓｓ間に接続される。電圧Ｖｅ（例えば１５Ｖ）の端子は、スイッチＳＷＥ及びダイオードＤＥを介して出力電源端子Ｖｃに接続される。

スイッチＳＷ１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・ＱＳＷ１及びダイオードＤＳＷ１を有する。トランジスタＱＳＷ１は、ゲートが出力信号端子Ｖｏに接続され、ドレインが電圧Ｖｓ／２（例えば９０Ｖ）の端子に接続され、ソースが出力基準電圧端子Ｖｓｓ及びダイオードＤＳＷ１のアノードに接続される。ダイオードＤＳＷ１のカソードは、信号ラインＯＵＴＡに接続される。トランジスタＱＳＷ１は、出力基準電圧端子Ｖｓｓを基準に動作する。この出力基準電圧端子Ｖｓｓは、ダイオードＤＳＷ１を介して信号ラインＯＵＴＡに接続されるので、その電位は時間経過に従って変化する（図３参照）。そのため、ドライブ回路Ｍ１は、入力信号端子ＩＮ１のグランド基準の信号を、出力基準電圧端子Ｖｓｓの電位を基準にした信号に変換している。

スイッチＳＷ２は、スイッチＳＷ２Ｎ及びＳＷ２Ｐを有する。スイッチＳＷ２Ｎは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びダイオードにより構成され、ドライブ回路Ｍ２Ｎにより駆動される。スイッチＳＷ２Ｐは、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ及びダイオードにより構成され、ドライブ回路Ｍ２Ｐにより駆動される。

スイッチＳＷ３は、スイッチＳＷ３Ｎ及びＳＷ３Ｐを有する。スイッチＳＷ３Ｎは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びダイオードにより構成され、ドライブ回路Ｍ３Ｎにより駆動される。スイッチＳＷ３Ｐは、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ及びダイオードにより構成され、ドライブ回路Ｍ３Ｐにより駆動される。

スイッチＳＷ４は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成され、ドライブ回路Ｍ４により駆動される。スイッチＳＷ５は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成され、ドライブ回路Ｍ５により駆動される。

以上のように、トランジスタＱＳＷ１を駆動するドライブ回路Ｍ１として、ドライブ回路ＭＢを用いている。ドライブ回路ＭＢは、光伝達素子であるゲートカプラを用いて構成されている。ゲートカプラは、フォトカプラと増幅回路の両者を１つのパゲージに内蔵した素子であり、パワーＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ等のゲート端子を直接駆動できる。ゲートカプラの代りに、フォトカプラと増幅回路の組合せを用いていも良い。ドライブ回路Ｍ１は、光伝達素子を用いることにより、図３に示すように信号ラインＯＵＴＡが負電圧になった場合でも正常に信号を伝達できる。

上記ゲートカプラの働きにより、入力信号端子ＩＮ１から入力されたグランド電位を基準とした信号に基づいて、スイッチＳＷ１を駆動することができる。上記ドライブ回路ＭＢは、光により入力部と出力部を分離しているため、入力部と出力部の基準電圧が異なっていても、安定した駆動を行うことができる。

また、図５に示した回路では、スイッチＳＷＥ、ダイオードＤＥ、コンデンサＣＥを用いてフローティング電源回路を構成している。このフローティング電源回路では、信号ラインＯＵＴＡがグランド電圧の時（図３におけるｔ１３〜ｔ１６）、スイッチＳＷＥをオンさせ、コンデンサＣＥに電荷を蓄積している。スイッチＳＷＥは、信号ラインＯＵＴＡがグランド以外のときにはオフする。このフローティング電源回路は、信号ラインＯＵＴＡ（Ｖｓｓ）の電位を基準とした電源電圧をドライブ回路Ｍ１の電源端子Ｖｃに供給する。

上記コンデンサＣＥに蓄積された電荷は、図３におけるｔ１２〜ｔ１３において、トランジスタＱＳＷ１のゲート端子ヘドライプパルスとして供給される。この結果、トランジスタＱＳＷ１をオンさせ、信号ラインＯＵＴＡの電圧を１／２Ｖｓに上昇させている。

電源投入時において、トランジスタＱＳＷ１を介してコンデンサＣ１へ徐々に充電電流を供給する必要がある。電源投入時にコンデンサＣ１を充電しない場合、トランジスタＱＳＷ１をオンさせると同時に、電源電圧１／２Ｖｓ側から、トランジスタＱＳＷ１を介して大電流が流れ、トランジスタＱＳＷ１の電流定格を超えて破壊する可能性がある。この課題を解決するため、電源投入時の電源電圧１／２Ｖｓの立ち上がり期間において、トランジスタＱＳＷ１を導通させ、コンデンサＣ１へ徐々に充電電流が流れるようにしている。

電源投入時において、上記コンデンサＣ１への充電を徐々に行うため、ドライブ回路Ｍ１は、上記コンデンサＣ１へ充電電流が流れる比較的長い期間（サステイン期間に比べ）、ドライブパルスのハイレベルを継続できるようにする必要がある。そこで、上記フローティング電源回路では、ドライブ回路Ｍ１へ供給する電源用のコンデンサＣＥの容量を十分大きい値に設定し、トランジスタＱＳＷ１を長期間導通させるのに必要な電荷量を蓄積できるようにしている。

特に、上記ドライブ回路Ｍ１としてプラズマディスプレイ装置のサステイン回路に適した高速ゲートカプラを使用する場合、ゲートカプラの光受動素子へ流すバイアス電流を大きくする必要があるため、上記コンデンサＣＥに大容量のコンデンサを使用する必要がある。実験では、コンデンサＣＥは、１００μＦ以上の容量が必要であることがわかった。

図５に示した回路では、上記ドライブ回路Ｍ１と、スイッチＳＷＥ、ダイオードＤＥ、コンデンサＣＥによって構成されたフローティング電源回路の働きにより、信号ラインＯＵＴＡが負電圧になつた場合でも、安定したドライブパルスをトランジスタＱＳＷ１へ供給することができる。また、電源投入時にコンデンサＣ１を徐々に充電することができ、上記駆動回路動作の安全性を確保することができる。

（第２の実施形態）
次に、図６を用いて、本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、第１の実施形態（図５）のフローティング電源回路（スイッチＳＷＥ、ダイオードＤＥ）の代わりに、他のフローティング電源回路（ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１）を用いる。

図６に示した回路では、ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１とコンデンサＣＥを用いて、フローティング電源を構成している。ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１は、トランスＴ２００、制御回路ＣＴ２００、ダイオードＤ２００，Ｄ２０１、コンデンサＣ２００，Ｃ２０１を用いて構成されている。ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１では、入力端子２００から入力されたパルスをダイオードＤ２０１、コンデンサＣ２０１によって整流することによって、入力ＤＣ電圧を形成している。この入力ＤＣ電圧を、トランスＴ２００、制御回路ＣＴ２００によって電圧変換した後、ダイオードＤ２００、コンデンサＣ２００によって整流することによって、出力ＤＣ電圧を形成している。上記ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１は、出力ＤＣ電圧がコンデンサＣＥの両端に供給され、基準電圧がトランジスタＱＳＷ１のソース端子（出力端子）に発生する電圧である。この結果、ドライブ回路Ｍ１へは、安定した電源電圧を供給することができる。ドライブ回路Ｍ１には、図５と同じドライブ回路ＭＢ（ゲートカプラ等により構成）が用いられている。

図６に示した回路では、ドライブ回路Ｍ１へ供給するフローティング電源電圧を、サステイン周期等に影響されない独立した回路で構成することができる。よって、電源投入時等でも、長い期間電源電圧を安定に保つことができる（ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１の発振周波数に応じ、常に安定した出力ＤＣ電圧を供給できる）。よって、ドライブ回路Ｍ１に接続するコンデンサＣＥの容量値を小さくすることができる。また、第１の実施形態と同様に、ドライブ回路Ｍ１は、光伝達素子を用いることにより、図３に示すように信号ラインＯＵＴＡが負電圧になった場合でも正常に信号を伝達できる。

（第３の実施形態）
図７は、本発明の第３の実施形態を示す図である。第３の実施形態は、第１の実施形態（図５）の回路に、駆動開始スイッチ回路７０１を追加したものである。駆動開始スイッチ回路７０１は、ｐチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ・ＱＳＷｌＰ，ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ１Ｐ、ダイオードＤＳＷ１Ｐ、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２，Ｒ１０３から成る。

図７に示した回路では、電源投入時において、入力信号ＩＮｌＰをハイレベルにし、駆動開始スイッチ回路７０１におけるトランジスタＱ１Ｐを導通させ、さらに、トランジスタＱＳＷ１Ｐ（ｐチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いて構成）を導通させ、コンデンサＣ１を徐々に充電している。この駆動開始スイッチ回路７０１は、直流結合によって構成されているため、入力信号ＩＮ１Ｐの電圧レベルで長時間のオン状態を保つことができる。この際、スイッチＳＷ１をオフにする。駆動開始スイッチ回路７０１は、スイッチＳＷ１と並列に接続され、電源投入時に信号ラインＯＵＴＡがグランド電位から所定電位になるまでの期間導通し、容量Ｃ１を充電する。

一方、プラズマディスプレイ装置におけるサステイン期間等、短期間で大電流を流す期間には、スイッチＳＷ１をオンさせ、駆動開始スイッチ回路７０１をオフさせる。このように、サステイン期間等の短期間に大電流が必要な回路（スイッチＳＷ１）と、小電流でも長期間導通させる回路（駆動開始スイッチ回路７０１）とを分離することによって、両者を最適に設計することができる。

図７に示した回路を用いた場合には、スイッチＳＷ１を長期間導通させておく必要がないため、フローティング電源回路を構成するコンデンサＣＥに小容量のものを用いることができる。

（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態を示す図である。第４の実施形態は、第１の実施形態（図５）と基本的に同じであり、ドライブ回路Ｍ１としてドライブ回路ＭＡを適用し、ローレベルシフト回路８０１を追加した点が異なる。ドライブ回路Ｍ１の入力電源端子Ｖ１には、フローティング電圧ＦＶｅ（例えば１５Ｖ）が供給される。

図８に示した回路では、トランジスタＱＳＷ１のドライブパルスを形成するため、ローレベルシフト回路８０１、波形処理回路８０２、ハイレベルシフト回路８０３、出力増幅回路８０４を用いている。ローレベルシフト回路８０１は、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ１１０、抵抗Ｒ１１１、Ｒ１１２、Ｒ１１３によって構成されている。波形処理回路８０２、ハイレベルシフト回路８０３、出力増幅回路８０４は、図５におけるドライブ回路ＭＡと同じ構成である。図８において、スイッチＳＷＥ、ダイオードＤＥ、コンデンサＣＥを用いて、フローティング電源回路を構成している。また、図８では、信号ラインＯＵＴＡの最低電圧を、ダイオードＤ３００、コンデンサＣ３００から成る整流回路によって整流し、この整流回路を介して得られた電圧ＳＵＢ１を、波形処理回路８０２へ接続された入力基準電圧端子Ｖ３へ供給している。例えば、電圧ＳＵＢ１は、図３の信号ラインＯＵＴＡの最低電圧（約−Ｖｓ／２）が保持された電圧になる。

ローレベルシフト回路８０１は、グランド電位を基準とした入力信号ＩＮ１の基準電位を、負側ヘレベルシフトする。ハイレベルシフト回路８０３は、ローレベルシフト回路８０１の出力信号の基準電位を、正側へレベルシフトする。出力増幅回路８０４は、ハイレベルシフト回路８０３の出力信号を増幅する。

図８に示した回路では、グランド電圧を基準とした信号ＩＮ１を、ローレベルシフト回路８０１を介して、ローレベル基準電圧ＳＵＢ１を基準とした信号へ変換している。ローレベル基準電圧ＳＵＢ１は、信号ラインＯＵＴＡの最低電圧（例えば、図３の期間ｔ１１〜ｔ１２において発生する負パルス）を整流することによって得られる。よって、ローレベル基準電圧ＳＵＢ１は、出力増幅回路８０４の基準端子Ｖｓｓへ入力される出力基準電圧（トランジスタＱＳＷ１のソース電圧）以下に設定される。この結果、波形処理回路８０２、ハイレベルシフト回路８０３、出力増幅回路８０４から構成されるドライブ回路ＭＡで伝達される信号は、ローレベル基準電圧ＳＵＢ１より高い電圧となる。従って、図１７に示した回路（ローレベルシフト回路を用いない回路）において、信号ラインＯＵＴＡが負電圧の時（図３の期間ｔ１１〜ｔ１２）に信号が伝達できない問題を解決することができる。また、上記実施形態を用いた場合、上記ドライブ回路ＭＡとしてＰＮ接合タイプのＩＣを用いた場合でも、サブストレート電圧はＩＣ内に発生する最も低い電圧（ローレベル基準電圧）にできるため、ＩＣ内に異常電流が流れて破壊することはない。

図８において、スイッチＳＷＥ、ダイオードＤＥ、コンデンサＣＥから成るフローティング電源回路の基本動作については、図５に示した回路と同様である。図５に示した回路では、ドライブ回路Ｍ１としてドライブ回路ＭＢを用いていたのに対し、図８に示した実施形態では、ドライブ回路Ｍ１としてドライブ回路ＭＡを用いている。ドライブ回路ＭＢを高速動作させるためには、ドライブ回路ＭＢ（ゲートカプラ）内の光受動素子に多くのバイアス電流を流す必要がある。これに対し、ドライブ回路ＭＡは、光受動素子を用いていないため、バイアス電流はそれほど必要ない。図５に示した回路では、電源投入時にトランジスタＱＳＷ１を長期間導通させてコンデンサＣ１を徐々に充電させるため、ドライブ回路の電源電圧を蓄積するコンデンサＣＥに大容量のものが必要であった。これに対し、図８に示した回路では、ドライブ回路ＭＡで消費する電荷が少ないため、コンデンサＣＥの容量を小さくすることができる。

図１１は、図８に示したローレベルシフト回路８０１、ハイレベルシフト回路８０３及び出力増幅回路８０４の回路構成例を示す図である。波形処理回路８０２は、削除してもよい。

まず、ローレベルシフト回路８０１の構成を説明する。ｎｐｎトランジスタＱ１１０は、ベース端子が抵抗Ｒ１１１を介して入力信号ＩＮ１の端子に接続され、エミッタ端子が抵抗Ｒ１１２を介して電圧Ｖｃｌ（例えば５Ｖ）に接続され、コレクタ端子が抵抗Ｒ１１３を介してローレベル基準電圧ＳＵＢ１の端子に接続される。そのコレクタ端子は、信号ＶＬＳ１をハイレベルシフト回路８０３に出力し、ｎｐｎトランジスタＱ４のベース端子に接続される。

また、図１１に示すようにハイレベルシフト回路８０３は、ｎｐｎトランジスタＱ４とｐｎｐトランジスタＱ５と抵抗Ｒ３、Ｒ４から構成される。ここで、ｎｐｎトランジスタＱ４のエミッタ端子は、抵抗Ｒ３を介してローレベル基準電位ＳＵＢ１の端子と接続される。また、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタ端子は、ｐｎｐトランジスタＱ５のコレクタ端子に接続される。また、ｐｎｐトランジスタＱ５のベース端子は、ｐｎｐトランジスタＱ６のベース端子と接続される。また、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタ端子とｐｎｐトランジスタＱ５のコレクタ端子の相互接続点は、ｐｎｐトランジスタＱ５のベース端子とｐｎｐトランジスタＱ６のベース端子の相互接続点に接続される。これにより、ハイレベルシフト回路８０３は、伝達信号ＶＬＳ２を出力する。また、ｐｎｐトランジスタＱ５のエミッタ端子は、抵抗Ｒ４を介して電源端子Ｖｃと接続される。

次に、出力増幅回路８０４の回路構成について説明する。図１１に示すように出力増幅回路８０４は、抵抗Ｒ５、Ｒ６と、ｐｎｐトランジスタＱ６と、インバータＩＮＶと、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７と、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８とを具備する。ｐｎｐトランジスタＱ６のエミッタ端子は、抵抗Ｒ５を介して電源端子Ｖｃと接続される。ｐｎｐトランジスタＱ６のコレクタ端子は、抵抗Ｒ６を介して基準電圧端子Ｖｓｓに接続される。また、ｐｎｐトランジスタＱ６のコレクタ端子と抵抗Ｒ６の相互接続点は、インバータＩＮＶの入力端子およびｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７のゲート端子と接続される。

また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７のドレイン端子は、電源端子Ｖｃと接続される。また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７のソース端子は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８のドレイン端子と接続される。また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８のゲート端子は、インバータＩＮＶの出力端子と接続される。また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８のソース端子は、基準電圧端子Ｖｓｓに接続される。また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７のソース端子とｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８のドレイン端子の相互接続点は、出力端子Ｖｏと接続され、スイッチＳＷ１を駆動する信号Ｖｇを出力する。以上に示した構成により、伝達信号ＶＬＳ２を増幅して駆動信号ＶｇをスイッチＳＷ１のゲート端子へ出力する。

図１２は、図１１に示した回路の動作を示すタイミングチャートである。入力信号ＩＮ１は、スイッチＳＷ１の制御信号を論理反転した信号である。すなわち、パルスＶＡ及びＶＢにおいて、スイッチＳＷ１をオンさせる。インバータを用いて、信号ＩＮ１を論理反転させてもよい。入力信号ＩＮ１は、基準電位がグランド（ＧＮＤ）であり、パルスＶＡとパルスＶＢ（例えば振幅は５Ｖ）を有する。基準電圧端子Ｖｓｓは、図３の信号ラインＯＵＴＡに相当し、−Ｖｓ／２（例えば−９０Ｖ）からＶｓ／２（例えば９０Ｖ）まで変化する。なお、説明の簡単のため、基準電圧端子Ｖｓｓの波形を単純にして示している。

ここで、基準電圧端子Ｖｓｓが図１１に示す変化を行う目的を説明する。上述した図１５に示した表示装置の駆動波形において、維持放電期間に、共通電極Ｘと各表示ラインの走査電極Ｙとに互いに極性の異なる電圧（＋Ｖｓ／２，−Ｖｓ／２）を交互に印加して維持放電を行う必要がある。このため、負荷２０の共通電極Ｘに対して正の電圧＋Ｖｓ／２と負の電圧−Ｖｓ／２とを交互に印加する。そのため、スイッチＳＷ１の基準電圧Ｖｓｓを−Ｖｓ／２からＶｓ／２まで変化させる。

まず、時刻ｔ１でＶｓｓ＝０Ｖの時は、図８に示した整流回路（ダイオードＤ３００及びコンデンサＣ３００）の出力のＳＵＢ１＝０Ｖであり、図８に示したコンデンサＣＥによりＶｃ＝Ｖｅである。また、時刻ｔ１で入力信号ＩＮ１＝５Ｖなので、ｐｎｐトランジスタＱ１１０はオフしている。これにより、ローレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ１＝０Ｖである。これにより、ｎｐｎトランジスタＱ４はオフであり、ｐｎｐトランジスタＱ５もオフである。これにより、ハイレベルシフト回路８０３の出力信号ＶＬＳ２≒Ｖｃ＝Ｖｅとなる。

また、信号ＶＬＳ２≒ＶｅなのでｐｎｐトランジスタＱ６はオフである。これにより、ｐｎｐトランジスタＱ６の出力信号であるＱ６Ｖは、Ｖｓｓと同じ電位０Ｖである。以上より、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７はオフし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８はオンするので、出力増幅回路８０４の出力信号Ｖｇ＝０Ｖとなる。

次に、時刻ｔ２でＶｓｓ＝−Ｖｓ／２に変化した時は、図８の整流回路のコンデンサＣ３００には電圧が−Ｖｓ／２となる電荷が充電され、ＳＵＢ１≒−Ｖｓ／２となる。また、Ｖｃ＝Ｖｅ−Ｖｓ／２となる。また、時刻ｔ２で入力信号ＩＮ１＝５Ｖのままなので、ｐｎｐトランジスタＱ１１０もオフのままである。これにより、ローレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ１はＳＵＢ１と同じ電圧となる。同様に、ｎｐｎトランジスタＱ４は一時的にオンして、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタ端子をＳＵＢ１とほぼ同じ電圧にしてオフする。

次に、ｐｎｐトランジスタＱ５のベース端子の電位がＳＵＢ１≒−Ｖｓ／２となり、ｐｎｐトランジスタＱ５のエミッタ端子の電位Ｖｃ＝Ｖｅ−Ｖｓ／２との電位差により、一時的にオンする。そして、ｐｎｐトランジスタＱ５のベース端子の電位がほぼＶｃ＝Ｖｅ−Ｖｓ／２になった時点でオフする。これにより、ハイレベルシフト回路８０３の出力信号ＶＬＳ２≒Ｖｅ−Ｖｓ／２となる。次に、信号ＶＬＳ２≒Ｖｅ−Ｖｓ／２なのでｐｎｐトランジスタＱ６はオフである。これにより、ｐｎｐトランジスタＱ６の出力信号であるＱ６Ｖは、Ｖｓｓと同じ電位−Ｖｓ／２である。以上より、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７はオフし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８はオンするので、出力増幅回路８０４の出力信号Ｖｇ＝−Ｖｓ／２となる。

次に、時刻ｔ３で、入力信号ＩＮ１がパルスＶＡにより０Ｖになると、ｐｎｐトランジスタＱ１１０はオンする。これにより、ローレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ１の電圧値は、ＳＵＢ１〜Ｖｃｌ間の電圧値であって抵抗Ｒ１１３にかかる電圧値に変化し、パルスＶＡ１（立ち上がり信号）を形成する。

次に、ｎｐｎトランジスタＱ４がオンし、これによりｐｎｐトランジスタＱ５もオンする。以上により、ハイレベルシフト回路８０３の出力信号ＶＬＳ２は、ＳＵＢ１〜Ｖｃ（−Ｖｓ／２〜Ｖｅ−Ｖｓ／２）間の電圧値であって抵抗Ｒ３にかかる電圧値に変化し、パルスＶＡ２（立ち下がり信号）を出力する。次に、ｐｎｐトランジスタＱ５がオンすることでｐｎｐトランジスタＱ６もオンする。これにより、ｐｎｐトランジスタＱ６の出力信号であるＱ６Ｖは、ＳＵＢ１〜Ｖｃ（−Ｖｓ／２〜Ｖｅ−Ｖｓ／２）間の電圧値であって、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６により分圧された電圧値へ変化し、パルスＶＡ３を形成する。

以上より、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７はオンし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８はオフするので、出力増幅回路８０４の出力信号Ｖｇ＝Ｖｅ−Ｖｓ／２に変化し、パルスＶ４を形成する。尚、パルスＶＡが終了する（ＩＮ１が５Ｖになる）と各パルスＶＡ１〜ＶＡ４も終了し、上述した時刻ｔ２〜ｔ３の間の状態に戻る。

次に、時刻ｔ４で、Ｖｓｓ＝０Ｖに戻った時は、図８の整流回路のダイオードＤ３００の働きによりコンデンサＣ３００の電圧は、−Ｖｓ／２に維持されたままであり、ＳＵＢ１≒−Ｖｓ／２を維持する。また、時刻ｔ４でＶｃ＝Ｖｅとなる。また、時刻ｔ４で入力信号ＩＮ１＝５Ｖのままなので、ｐｎｐトランジスタＱ１１０もオフのままである。これにより、ローレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ１の電圧値は、ＳＵＢ１≒−Ｖｓ／２のままである。同様に、ｎｐｎトランジスタＱ４もオフしたままである。

次に、ｐｎｐトランジスタＱ５は、エミッタ端子にかかる電位Ｖｃ＝Ｖｅとベース端子にかかる電位Ｖｅ−Ｖｓ／２との電位差により、一時的にオンする。そして、ｐｎｐトランジスタＱ５のベース端子の電位がほぼＶｃ＝Ｖｅになった時点でオフする。これにより、ハイレベルシフト回路８０３の出力信号ＶＬＳ２≒Ｖｅとなる。次に、伝達信号ＶＬＳ２≒ＶｅなのでｐｎｐトランジスタＱ６はオフである。これにより、ｐｎｐトランジスタＱ６の出力信号であるＱ６Ｖは、Ｖｓｓと同じ電位０Ｖである。以上より、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７はオフし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８はオンするので、出力増幅回路８０４の出力信号Ｖｇ＝０Ｖとなる。

次に、時刻ｔ５で、基準電位ＶｓｓがＶｓ／２に上昇した時は、図８の整流回路のダイオードＤ３００の働きによりコンデンサＣ３００の電圧は、−Ｖｓ／２に維持されたままであり、ＳＵＢ１≒−Ｖｓ／２を維持する。また、時刻ｔ５でＶｃ＝Ｖｅ＋Ｖｓ／２となる。また、時刻ｔ５で入力信号ＩＮ１＝５Ｖのままなので、ｐｎｐトランジスタＱ２もオフのままである。これにより、ローレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ１の電圧値は、ＳＵＢ１（≒−Ｖｓ／２）のままである。同様に、ｎｐｎトランジスタＱ４もオフしたままである。

次に、ｐｎｐトランジスタＱ５は、エミッタ端子にかかる電位Ｖｃ＝Ｖｅ＋Ｖｓ／２とベース端子にかかる電位Ｖｅの電位差により、一時的にオンする。そして、ｐｎｐトランジスタＱ５のベース端子の電位がほぼＶｃ＝Ｖｅ＋Ｖｓ／２になった時点でオフする。これにより、ハイレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ２≒Ｖｅ＋Ｖｓ／２となる。次に、信号ＶＬＳ２≒Ｖｅ＋Ｖｓ／２なのでｐｎｐトランジスタＱ６はオフである。これにより、ｐｎｐトランジスタＱ６の出力信号であるＱ６Ｖは、Ｖｓｓと同じ電位＋Ｖｓ／２である。以上より、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７はオフし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８はオンするので、出力増幅回路８０４の出力信号Ｖｇ＝＋Ｖｓ／２となる。

次に、時刻ｔ６で、入力信号ＩＮ１がパルスＶＢにより０Ｖになると、ｐｎｐトランジスタＱ１１０はオンする。ローレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ１の電圧値は、ＳＵＢ１〜Ｖｃｌ間の電圧値であって抵抗Ｒ２にかかる電圧値に変化し、パルスＶＢ１（立ち下がり信号）を形成する。

次に、ｎｐｎトランジスタＱ４がオンし、これによりｐｎｐトランジスタＱ５もオンする。以上により、ハイレベルシフト回路８０３の出力信号ＶＬＳ２は、ＳＵＢ１〜Ｖｃ（−Ｖｓ／２〜Ｖｅ＋Ｖｓ／２）間の電圧値であってＲ３にかかる電圧値に変化し、パルスＶＢ２（立ち下がり信号）を形成する。次に、ｐｎｐトランジスタＱ５がオンすることでｐｎｐトランジスタＱ６もオンする。これにより、ｐｎｐトランジスタＱ６の出力信号であるＱ６Ｖは、ＳＵＢ１〜Ｖｃ（＋Ｖｓ／２〜Ｖｅ＋Ｖｓ／２）間の電圧値であって、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６により分圧された電圧値へ変化し、パルスＶＢ３を形成する。

以上より、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７はオンし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８はオフするので、出力増幅回路８０４の出力信号Ｖｇ＝Ｖｅ＋Ｖｓ／２に変化し、パルスＶＢ４を形成する。尚、パルスＶＢが終了する（ＩＮ１が５Ｖになる）と各パルスＶＢ１〜ＶＢ４も終了し、上述したｔ５〜ｔ６の間の状態に戻る。

次に、時刻ｔ７で、Ｖｓｓ＝０Ｖに戻った時は、図８の整流回路のダイオードＤ３００の働きによりコンデンサＣ３００の電圧は、−Ｖｓ／２に維持されたままであり、ＳＵＢ１≒−Ｖｓ／２を維持する。また、時刻ｔ７でＶｃ＝Ｖｅとなる。また、時刻ｔ７で入力信号ＩＮ１＝５Ｖのままなので、ｐｎｐトランジスタＱ１１０もオフのままである。これにより、ローレベルシフト回路８０１の出力信号ＶＬＳ１の電圧値は、ＳＵＢ１≒−Ｖｓ／２のままである。同様に、ｎｐｎトランジスタＱ４もオフしたままである。

次に、ｐｎｐトランジスタＱ５は、ベース端子の電位がほぼＶｅ＋Ｖｓ／２であるのでオフのままである。これにより、ハイレベルシフト回路８０３の出力信号ＶＬＳ２≒Ｖｅ＋Ｖｓ／２のままなのでｐｎｐトランジスタＱ６はオフである。これにより、ｐｎｐトランジスタＱ６の出力信号であるＱ６Ｖは、Ｖｓｓと同じ電位０Ｖである。以上より、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ７はオフし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ・Ｑ８はオンするので、出力増幅回路８０４の出力信号Ｖｇ＝０Ｖとなる。

以上に説明したように、ローレベルシフト回路８０１、ハイレベルシフト回路８０３及び出力増幅回路８０４を用いることにより、入力信号ＩＮ１の基準電位ＧＮＤと、スイッチＳＷ１を駆動する際の基準電位Ｖｓｓ（ＯＵＴＡ）とが異なる電位であって、更に基準電位Ｖｓｓが負の電圧値となる場合でも、ローレベル基準電位を基板電位として供給する基板とトランジスタとの間に生じる寄生ダイオードに過電流が流れるのを防ぎ、安定に動作することができる。

（第５の実施形態）
図９は、本発明の第５の実施形態を示す図である。図９は、図８と比較して、フローティング電源回路として、スイッチＳＷＥ及びダイオードＤＥの代わりに、図６と同じＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１を用いた点が異なる。この結果、図８と比較して、コンデンサＣＥの容量をさらに小さくできる。

（第６の実施形態）
図１０は、本発明の第６の実施形態を示す図である。図１０は、図９と比較して、フローティング電源回路を構成するＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１をＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ２に変更した点が異なる。ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ１に対して、トランスＴ４００に、巻線Ｌ４００、ダイオードＤ４００、コンデンサＣ４００を追加し、ローレベル基準電圧ＳＵＢ１を形成している点が異なる。ローレベルシフト回路８０１は、ＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ２により生成されるローレベル基準電圧ＳＵＢ１を基にレベルシフトする。図１０に示した回路では、コンデンサＣＥへ供給するドライブ回路の電源電圧と、上記ローレベル基準電圧ＳＵＢ１を同じＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ２を用いて形成しているが、各々別のＤＣ／ＤＣコンバータを用いて構成していも良い。上記フローティング電源回路によって構成されたローレベル基準電圧ＳＵＢ１は、信号ラインＯＵＴＡに発生する最低電圧より低い電圧に設定している（例えば、図３の期間ｔ１１〜ｔ１２に発生する負パルスより低い電圧）。

この結果、入力信号ＩＮ１に基いて、トランジスタＱＳＷ１を駆動するドライブパルスを供給することができる。また、波形処理回路８０２、ハイレベルシフト回路８０３、出力増幅回路８０４からなるドライブ回路ＭＡとして、ＰＮ接合タイプのＩＣを用いた場合でも、前記異常電流等による破壊の可能性がない。

なお、保護ダイオードＤ４０１は、アノードがＤＣ／ＤＣコンバータＤＣ２が生成するローレベル基準電圧ＳＵＢ１の端子に接続され、カソードがドライブ回路Ｍ１の基準端子Ｖｓｓに接続される。すなわち、カソードは、ダイオードＤＳＷ１を介して信号ラインＯＵＴＡに接続される。電源投入、電源遮断等の過渡時において、ローレベル基準電圧ＳＵＢ１が、出力基準電圧（トランジスタＱＳＷ１のソース電圧）より低くなって、誤動作することがないように、図１０に示した回路では保護ダイオードＤ４０１を接続している。

以上のように、第１〜第６の実施形態によれば、図１〜図４に示されたような駆動回路において、出力基準電圧Ｖｓｓが負電圧になった場合でも、第１の電位Ｖｓ／２を第１の信号ラインＯＵＴＡヘ供給するための第１のスイッチ素子ＳＷ１をドライブするドライブ回路Ｍ１における信号伝達を、確実に行うことができる。また、電源投入時において第１の信号ラインＯＵＴＡと第２の信号ラインＯＵＴＢとの間に接続されたコンデンサＣ１を徐々に充電するために必要なドライブパルスを供給することができる。

なお、上記では、プラズマディスプレイ装置について説明したが、それ以外のマトリクス型平面表示装置に適用することもできる。また、図１及び図２のコイル回路Ａ，Ｂは、それぞれ信号ラインＯＵＴＡ及びＯＵＴＢに設けられているが、これに限定されず、１つでもよい。コイル回路は、信号ラインＯＵＴＡ及びＯＵＴＢの少なくとも一方とグランド電位のラインとの間に接続されていればよい。

上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明の実施形態は、例えば以下のように種々の適用が可能である。

（付記１）
表示手段となる容量性負荷に対して所定電圧を印加するマトリクス型表示装置の駆動回路であって、
前記容量性負荷の一端に電位を供給するための第１の信号ラインと、
前記第１の信号ラインヘ第１の電位を供給するための第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子を駆動するための第１のドライブ回路と、
前記第１の信号ラインに第３の電位を供給するための第２のスイッチ素子と、
前記容量性負荷の一端に前記第１の電位と異なる第２の電位を供給するための第２の信号ラインと、
前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの間に接続され、前記第１及び第３の電位よりも低い電位を前記第１の信号ラインに供給可能である第１のコンデンサと、
前記第２の信号ラインに前記第３の電位を供給するための第３のスイッチ素子と、
前記第１の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第４のスイッチ素子と、
前記第２の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第５のスイッチ素子と、
前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの少なくとも一方と前記第３の電位を供給する供給ラインとの間に接続されたコイル回路と、
前記第１の信号ラインの電位を基準とした電源電圧を前記第１のドライブ回路へ供給するためのフローティング電源回路と
を有する駆動回路。
（付記２）
前記フローティング電源回路は、電源用スイッチ素子と、ダイオードと、第２のコンデンサを用いて構成される付記１記載の駆動回路。
（付記３）
前記第２のコンデンサは、１００μＦ以上である付記２記載の駆動回路。
（付記４）
前記電源用スイッチ素子は、前記第１の信号ラインの電位が第３の電位の時に導通する付記２記載の駆動回路。
（付記５）
前記第１のドライブ回路は、光伝達素子を用いて構成される付記２記載の駆動回路。
（付記６）
前記第１のドライブ回路は、ゲートカプラを用いて構成される付記５記載の駆動回路。
（付記７）
前記第１のドライブ回路は、フォトカプラとフォトカプラの出力電圧を増幅する増幅回路を用いて構成される付記５記載の駆動回路。
（付記８）
前記フローティング電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて構成される付記１記載の駆動回路。
（付記９）
前記第１のスイッチ素子は、第１のトランジスタと第１のダイオードを用いて構成され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの基準電圧は、前記第１のトランジスタの出力端子に発生する電圧である付記８記載の駆動回路。
（付記１０）
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスを用いて構成される付記８記載の駆動回路。
（付記１１）
表示手段となる容量性負荷に対して所定電圧を印加するマトリクス型表示装置の駆動回路であって、
前記容量性負荷の一端に電位を供給するための第１の信号ラインと、
前記第１の信号ラインヘ第１の電位を供給するための第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子を駆動するための第１のドライブ回路と、
前記第１の信号ラインに第３の電位を供給するための第２のスイッチ素子と、
前記容量性負荷の一端に前記第１の電位と異なる第２の電位を供給するための第２の信号ラインと、
前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの間に接続され、前記第１及び第３の電位よりも低い電位を前記第１の信号ラインに供給可能である第１のコンデンサと、
前記第２の信号ラインに前記第３の電位を供給するための第３のスイッチ素子と、
前記第１の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第４のスイッチ素子と、
前記第２の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第５のスイッチ素子と、
前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの少なくとも一方と前記第３の電位を供給する供給ラインとの間に接続されたコイル回路と、
前記第１のスイッチ素子と並列に接続され、電源投入時において導通し、前記第１のコンデンサを充電するための駆動開始スイッチ回路と
を有する駆動回路。
（付記１２）
前記駆動開始スイッチは、前記第１の信号ラインがグランド電位から所定電位になるまでの期間導通する付記１１記載の駆動回路。
（付記１３）
前記駆動開始スイッチは、ｐチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを用いて構成される付記１１記載の駆動回路。
（付記１４）
前記第１のドライブ回路は、
グランド電位を基準とした入力信号の基準電位を、負側ヘレベルシフトするローレベルシフト回路と、
前記ローレベルシフト回路の出力信号の基準電位を、正側へレベルシフトするハイレベルシフト回路と、
前記ハイレベルシフト回路の出力信号を増幅する出力増幅回路とを有する付記１記載の駆動回路。
（付記１５）
前記ローレベルシフト回路は、前記入力信号の基準電位を、前記第１の信号ラインに発生する最低電位以下にレベルシフトする付記１４記載の駆動回路。
（付記１６）
前記ローレベルシフト回路は、前記第１の信号ラインに発生する電圧を整流した電圧を基にレベルシフトする付記１４記載の駆動回路。
（付記１７）
前記フローティング電源回路は、電源用スイッチ素子と、ダイオードと、コンデンサとを有する付記１４記載の駆動回路。
（付記１８）
前記電源用スイッチ素子は、前記第１の信号ラインの電位が前記第３の電位の時に導通する付記１７記載の駆動回路。
（付記１９）
前記フローティング電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて構成される付記１４記載の駆動回路。
（付記２０）
前記第１のスイッチ素子は、第１のトランジスタと第１のダイオードを用いて構成され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの基準電圧は、前記第１のトランジスタの出力端子に発生する電圧である付記１９記載の駆動回路。
（付記２１）
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスを用いて構成される付記１９記載の駆動回路。
（付記２２）
前記ローレベルシフト回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータにより生成されるローレベル基準電圧を基にレベルシフトする付記１４記載の駆動回路。
（付記２３）
さらに、前記ローレベル基準電圧が供給されるローレベル基準電圧端子にアノードが接続され、前記第１の信号ラインにカソードが接続された保護ダイオードを有する付記２２記載の駆動回路。
（付記２４）
複数のＸ電極と、
前記複数のＸ電極に並行に配置され前記複数のＸ電極との間に放電を発生させる複数のＹ電極と、
前記複数のＸ電極に放電電圧を印加するＸ電極駆動回路と、
前記複数のＹ電極に放電電圧を印加するＹ電極駆動回路とを有し、
前記Ｘ電極駆動回路又は前記Ｙ電極駆動回路の少なくともいずれかは、前記付記１〜２３のいずれか１項に記載の駆動回路を用いるプラズマディスプレイ装置。

交流駆動型ＰＤＰ装置の駆動回路の概略構成例を示す図である。 図１に示したコイル回路Ａ、Ｂを具体的な回路に置き換えた駆動回路の概略構成を示す図である。 図２に示した駆動回路の動作を示す波形図である。 図２に示した駆動回路を適用したプラズマディスプレイ装置を示す図である。 本発明の第１の実施形態を示す図である。 本発明の第２の実施形態を示す図である。 本発明の第３の実施形態を示す図である。 本発明の第４の実施形態を示す図である。 本発明の第５の実施形態を示す図である。 本発明の第６の実施形態を示す図である。 ハイレベルシフト回路及び出力増幅回路の回路構成例を示す図である。 図１１に示した回路の入力信号例と出力信号例を示す図である。 プラズマディスプレイ装置全体のブロック図である。 プラズマディスプレイパネルの例を示す図である。 プラズマディスプレイ装置の駆動波形を示す図である。 ＴＥＲＥＳ方式の駆動回路の原理図である。 図１６に示した回路の応用例を示す図である。 図１６に示した回路の動作波形図である。

符号の説明

１ 交流駆動型ＰＤＰ
２ Ｘ側回路
３ Ｙ側回路
５ 駆動制御回路
２０ 負荷
８０１ ローレベルシフト回路
８０２ 波形処理回路
８０３ ハイレベルシフト回路
８０４ 出力増幅回路
ＯＵＴＡ 第１の信号ライン
ＯＵＴＢ 第２の信号ライン
ＯＵＴＣ 出力信号ライン

Claims (10)

1. 表示手段となる容量性負荷に対して所定電圧を印加するマトリクス型表示装置の駆動回路であって、
   前記容量性負荷の一端に電位を供給するための第１の信号ラインと、
   前記第１の信号ラインヘ第１の電位を供給するための第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子を駆動するための第１のドライブ回路と、
   前記第１の信号ラインに第３の電位を供給するための第２のスイッチ素子と、
   前記容量性負荷の一端に前記第１の電位と異なる第２の電位を供給するための第２の信号ラインと、
   前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの間に接続され、前記第１及び第３の電位よりも低い電位を前記第１の信号ラインに供給可能である第１のコンデンサと、
   前記第２の信号ラインに前記第３の電位を供給するための第３のスイッチ素子と、
   前記第１の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第４のスイッチ素子と、
   前記第２の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第５のスイッチ素子と、
   前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの少なくとも一方と前記第３の電位を供給する供給ラインとの間に接続されたコイル回路と、
   前記第１の信号ラインの電位を基準とした電源電圧を前記第１のドライブ回路へ供給するためのフローティング電源回路と
   を有する駆動回路。
2. 前記フローティング電源回路は、電源用スイッチ素子と、ダイオードと、第２のコンデンサを用いて構成される請求項１記載の駆動回路。
3. 前記第２のコンデンサは、１００μＦ以上である請求項２記載の駆動回路。
4. 前記電源用スイッチ素子は、前記第１の信号ラインの電位が第３の電位の時に導通する請求項２記載の駆動回路。
5. 前記フローティング電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて構成される請求項１記載の駆動回路。
6. 表示手段となる容量性負荷に対して所定電圧を印加するマトリクス型表示装置の駆動回路であって、
   前記容量性負荷の一端に電位を供給するための第１の信号ラインと、
   前記第１の信号ラインヘ第１の電位を供給するための第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子を駆動するための第１のドライブ回路と、
   前記第１の信号ラインに第３の電位を供給するための第２のスイッチ素子と、
   前記容量性負荷の一端に前記第１の電位と異なる第２の電位を供給するための第２の信号ラインと、
   前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの間に接続され、前記第１及び第３の電位よりも低い電位を前記第１の信号ラインに供給可能である第１のコンデンサと、
   前記第２の信号ラインに前記第３の電位を供給するための第３のスイッチ素子と、
   前記第１の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第４のスイッチ素子と、
   前記第２の信号ラインを前記容量性負荷の一端に接続するための第５のスイッチ素子と、
   前記第１の信号ライン及び前記第２の信号ラインの少なくとも一方と前記第３の電位を供給する供給ラインとの間に接続されたコイル回路と、
   前記第１のスイッチ素子と並列に接続され、電源投入時において導通し、前記第１のコンデンサを充電するための駆動開始スイッチ回路と
   を有する駆動回路。
7. 前記第１のドライブ回路は、
   グランド電位を基準とした入力信号の基準電位を、負側ヘレベルシフトするローレベルシフト回路と、
   前記ローレベルシフト回路の出力信号の基準電位を、正側へレベルシフトするハイレベルシフト回路と、
   前記ハイレベルシフト回路の出力信号を増幅する出力増幅回路とを有する請求項１記載の駆動回路。
8. 前記ローレベルシフト回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータにより生成されるローレベル基準電圧を基にレベルシフトする請求項７記載の駆動回路。
9. さらに、前記ローレベル基準電圧が供給されるローレベル基準電圧端子にアノードが接続され、前記第１の信号ラインにカソードが接続された保護ダイオードを有する請求項８記載の駆動回路。
10. 複数のＸ電極と、
    前記複数のＸ電極に並行に配置され前記複数のＸ電極との間に放電を発生させる複数のＹ電極と、
    前記複数のＸ電極に放電電圧を印加するＸ電極駆動回路と、
    前記複数のＹ電極に放電電圧を印加するＹ電極駆動回路とを有し、
    前記Ｘ電極駆動回路又は前記Ｙ電極駆動回路の少なくともいずれかは、前記請求項１〜９のいずれか１項に記載の駆動回路を用いるプラズマディスプレイ装置。

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