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JP2005045440A - Power amplifier and radio communication apparatus using the same - Google Patents

Power amplifier and radio communication apparatus using the same Download PDF

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JP2005045440A
JP2005045440A JP2003201702A JP2003201702A JP2005045440A JP 2005045440 A JP2005045440 A JP 2005045440A JP 2003201702 A JP2003201702 A JP 2003201702A JP 2003201702 A JP2003201702 A JP 2003201702A JP 2005045440 A JP2005045440 A JP 2005045440A
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modulation signal
output
circuit
input
bias
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JP2003201702A
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Inventor
Takayuki Kato
貴之 加藤
Keiichi Yamaguchi
恵一 山口
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Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
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Publication date
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power amplifier which suitably sets the impedance matching conditions for harmonics signals to realize an amplifying operation with the maximum efficiency when the operation class of the power amplifier changes according to the difference in modulated signals or the output level. <P>SOLUTION: The power amplifier comprises an amplification stage 3 for amplifying the modulated signals of a desired frequency from a signal sources 11, an input matching circuit 2 for matching the impedance of the signal source 11 for the modulated signals of the desired frequency with a modulated signal input terminal of the amplification stage 3, an input bias circuit 6 for feeding the modulated signal input terminal of the amplification stage 3 with a bias current, an output bias circuit 7 for feeding a modulated signal output terminal of the amplification stage 3 with a bias current, an output matching circuit 4 for matching the impedance of the modulated signal output terminal of the amplification stage 3 with that of a load 12 for the modulated signals of the desired frequency and harmonic frequencies, and an control circuit 10 for controlling the bias values of the input and output bias circuits 6, 7 and the impedance of the output matching circuit 4. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力増幅器及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、様々な変調方式を用いた無線通信システムが世界中で用いられている。同一の無線通信システムであっても、無線機が用いられる電波伝搬環境の変化やユーザ数の増減などに応じて、変調方式を適宜切り替えることが行われている。同一の無線通信システムであっても、無線機の使われる場所や状況によって無線機の出力レベル（電力レベル）を変化させる無線通信システムも存在している。一方、無線通信システムで用いられる無線機、例えば携帯電話機のような携帯無線機に対しては、半導体プロセス技術の向上や高周波回路設計技術の進歩により高機能化、小型化が要求されている。
【０００３】
このような背景の下、携帯無線機に内蔵される電力増幅器には、様々な無線通信システムに対する適応性とともに、内蔵電池の小型化を可能とするための高効率化が求められてきている。電力増幅器は、携帯無線機などの無線通信装置の送信回路部に設けられ、変調信号を所要の電力レベルまで増幅するためのものである。電力増幅器が様々な無線通信システムに対する適応性を持つとは、例えば異なる変調方式による変調信号が入力された場合であっても、それぞれの無線通信システムで要求される出力レベルや歪みレベルの仕様を満たしつつ、所要の増幅動作を実現できる性能を持つことを意味する。
【０００４】
一般に、異なる変調方式間では変調信号の平均電力レベルＰａｖｅと最大瞬時電力レベルＰｍａｘの比で定義されるピークファクタ（＝１０＊ｌｏｇ（Ｐｍａｘ／Ｐａｖｅ）［ｄＢ］）が異なる。電力増幅器は、最大瞬時電力レベルの信号が入力された場合でも、歪みのレベルをシステム仕様の許容値内に抑えながら変調信号を増幅できなければならない。電力増幅器は、異なる複数の変調方式に基づく、ピークファクタの変調信号を増幅できることが必要である。そのためには、電力増幅器は最もピークファクタの大きな変調信号が入力された場合でも、歪みのレベルがシステム仕様を満たせるような特性を持つことが要求される。
【０００５】
しかし、ピークファクタが大きい変調信号に対して最適に設計された電力増幅器を用いて、ピークファクタが小さな変調信号を増幅した場合、ピークファクタが大きな変調信号を増幅する場合に比べて効率が低下してしまう。同一の変調方式に基づく変調信号を増幅する場合であっても、出力レベルが大きいときに比べて出力レベルが小さいときの方が電力増幅器の効率が低下してしまうという問題がある。
【０００６】
このように異なる複数の変調方式による変調信号を増幅する電力増幅器や、異なる出力レベルで変調信号を出力しなければならない電力増幅器を実現するときに生じる効率低下の問題に対しては、電力増幅器のバイアス値を制御することで電力増幅器の動作級を変化させる方法が提案されている（特許文献１参照）。一方、電力増幅器のバイアス値を制御するとともに、所望周波数の変調信号に対する負荷インピーダンスのずれを補正する回路を備えた電力増幅器も提案されている（特許文献２参照）。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−２４４８２８
【０００８】
【特許文献２】
特開平１１−２２０３３８号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１のようにバイアス値の制御により電力増幅器の動作級のみを変える方法では、電力増幅器が所望周波数の変調信号を増幅する際に最も効率良く増幅動作をする負荷インピーダンスが異なってしまうため、所望周波数の変調信号に対して必ずしも高効率な増幅動作を行うことはできない。ここでいう負荷インピーダンスとは、電力増幅器の出力端子から出力端子に接続される負荷を見込んだインピーダンスであり、所望周波数の変調信号に対するインピーダンスと高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスの両方を含む。電力増幅器では、負荷インピーダンスが異なると歪み特性や利得特性などの増幅特性が変化し、また動作級を変えた場合には増幅特性と負荷インピーダンスの関係も変化する。
【００１０】
特許文献２に記載の電力増幅器によれば、バイアス値を制御すると同時に所望周波数の変調信号に対する負荷インピーダンスのずれを補正することにより、このような問題を解決することができる。反面、特許文献２では所望周波数の変調信号に対する負荷インピーダンスを調整した際に、所望周波数の変調信号だけでなく高調波周波数の変調信号に対しても負荷インピーダンスが変化してしまう。電力増幅器では、出力側において高調波周波数の変調信号に対する負荷条件を最適化することにより、所望周波数の変調信号に対する負荷条件を最適化するだけでは実現不可能な、より高効率な増幅動作を実現できる。しかし、特許文献２では高調波周波数の変調信号に対する負荷条件を最適化することが難しく、これが電力増幅器の高効率化の妨げとなる。
【００１１】
このように従来の電力増幅器では、変調信号の違いや出力レベルの違いに応じて動作級を変化させたときに高調波信号に対する整合条件を所望の条件に設定することができず、必ずしも最大効率での増幅動作を実現することができないという問題があった。
【００１２】
本発明の目的は、電力増幅器の動作級を変化させたときに高調波信号に対するインピーダンス整合条件を適切に設定してより高効率化できる電力増幅器及びこれを用いた無線通信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の一つの観点では信号源からの所望周波数の変調信号が入力される変調信号入力端子と該入力される変調信号を増幅する増幅回路及び増幅された所望周波数及び高調波周波数の変調信号を出力する変調信号出力端子を有する増幅段と、前記所望周波数の変調信号に対して前記信号源と前記変調信号入力端子とのインピーダンス整合をとる入力整合回路と、前記変調信号入力端子にバイアスを供給する入力バイアス回路と、前記変調信号出力端子にバイアスを供給する出力バイアス回路と、前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対して前記変調信号出力端子と負荷とのインピーダンス整合をとる出力整合回路と、前記入力バイアス回路と出力バイアス回路のバイアス値並びに前記出力整合回路の前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスを制御する制御回路とを具備する電力増幅器が提供される。
【００１４】
本発明の他の観点では、入力バイアス回路及び出力バイアス回路は、前記変調信号入力端子及び変調信号出力端子にバイアスを供給する一つの入出力共用バイアス回路に置き換えられ、さらに制御回路によって前記入出力バイアス回路のバイアス値並びに前記出力整合回路の前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスが制御される。
【００１５】
このような電力増幅器によると、バイアス値の制御により増幅すべき変調信号の変調方式や電力増幅器の出力レベルの違いに応じて電力増幅器の動作級を変化させると共に、電力増幅器の出力側に設けられた出力整合回路により所望周波数の変調信号と高調波周波数の変調信号に対して、それぞれ個別に任意の負荷条件を設定することが可能とすることにより、電力増幅器が発揮し得る最大効率の増幅動作を実現し、より高効率の増幅動作が可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
［第１の実施形態］
図１に、本発明の第１の実施形態に係る電力増幅器を示す。入力端子１には、信号源１１から所望周波数の変調信号が供給される。電力増幅器が後述する携帯無線機に用いられる場合を例にとると、信号源１１は例えば電力増幅器の前に配置されるドライバアンプや直交変調器であり、あるいは変調信号発生器である。信号源１１から入力端子１に供給されてきた変調信号は、入力整合回路２を介して増幅段３に入力される。増幅段３は、例えばバイポーラトランジスタを用いて実現される。
【００１７】
増幅段３からの出力信号は、出力整合回路４を介して出力端子５に導かれる。出力端子５には、出力負荷１２が接続される。携帯無線機に用いられる電力増幅器を例にとると、出力負荷１２は例えば電力増幅器の後に配置されるアイソレータやフィルタであり、あるいは変調信号を解析するためのスペクトラムアナライザやパワーメータである。
【００１８】
増幅段３には、入力バイアス回路６と出力バイアス回路７が接続される。入力バイアス回路６は、増幅段３の変調信号入力端子に入力バイアス、例えばバイアス電流（入力バイアス電流という）を供給する回路であり、そのバイアス値すなわち入力バイアス電流の電流値は、制御回路１０からの制御信号８によって制御される。出力バイアス回路７は、増幅段３の変調信号出力端子に出力バイアス、例えばバイアス電流（出力バイアス電流という）を供給する回路であり、そのバイアス値すなわち出力バイアス電流の電流値は、制御回路１０からの制御信号８によって制御される。制御回路１０は、さらに出力整合回路４のインピーダンス制御も行う。
【００１９】
本実施形態の電力増幅器では、例えば同一の変調方式に基づく無線通信システムの下で変調信号の出力レベルを変化させる場合に、制御回路１０により出力レベルに応じて増幅段３の動作級を変化させると共に、出力整合回路４の所望周波数の変調信号に対するインピーダンスと高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスを変化させることにより、最大効率での増幅動作を実現する。電力増幅器の動作級に関しては、「マイクロ波トランジスタ 高山洋一郎著 社団法人電子情報通信学会」その他の一般書籍に記述され、周知の事項であるため、ここでは説明を省略する。
【００２０】
以下の説明では、同一の変調方式を用いた無線通信システムにおいて、電力増幅器の出力レベルの仕様が異なるケースＡとケースＢのそれぞれの場合に最大効率で増幅動作を実現する電力増幅器について述べる。なお、ケースＡとケースＢの詳細については後述する。電力増幅器の動作は、ケースＡ及びケースＢで共通である。
【００２１】
図１の各部の具体的な構成例について説明する。
（入力整合回路２）
入力整合回路２は、例えば図２に示すように信号線路に直列に挿入されたキャパシタ２１，２３、及びキャパシタ２１，２３の接続点と基準電位点（ここでは、グラウンド）間に挿入されたインダクタ２２からなる。入力整合回路２は、信号源１１からの所望周波数の変調信号が増幅段３の入力側で極力反射されることなく増幅段３へ入力されるように、信号源１１と増幅段３の変調信号入力端子とのインピーダンス整合をとるものであり、キャパシタ２１，２３の容量値及びインダクタ２２のインダクタンス値は、インピーダンス整合条件を満たすように選択される。
【００２２】
今、所望周波数が例えば１９５０ＭＨｚであり、信号源１１の出力インピーダンスは５０Ωとする。増幅段３の入力側に接続される入力負荷のインピーダンス値は、通常、増幅段３の利得が所望の値以上となるように選択される。増幅段３にバイポーラトランジスタを用いた場合の実測結果に従えば、増幅段３の入力側に接続される入力負荷のインピーダンスが０．９−ｊ７程度のとき、所要とする大きな利得が得られる。入力端子１に５０Ωの信号源１１が接続されたとき、入力整合回路２の出力端子から見込んだインピーダンスが０．９−ｊ７程度になるように、キャパシタ２１の値は１３ｐＦ、キャパシタ２３の値は５．７ｐＦ、インダクタ２２の値は０．６ｎＨに選ばれる。
【００２３】
（増幅段３）
増幅段３は、例えば図３に示されるようにバイポーラトランジスタ３０（この例では、ｎｐｎトランジスタ）を用いたエミッタ接地増幅回路３１、入力バイアス回路６からの入力バイアス電流が供給される入力バイアス線路３２、及び出力バイアス回路７からの出力バイアス電流が供給される出力バイアス線路３３を有する。
【００２４】
エミッタ接地増幅回路３１を構成するトランジスタ３０のベース端子は、変調信号入力端子３４に接続されると共に入力バイアス線路３２を介して入力バイアス電流入力端子３５に接続される。従って、入力バイアス回路６からの入力バイアス電流は、入力バイアス電流入力端子３５から入力バイアス線路３２を介してトランジスタ３０のベース端子に供給される。
【００２５】
一方、トランジスタ３０のコレクタ端子は、変調信号出力端子３６に接続されると共に出力バイアス線路３３を介して出力バイアス電流入力端子３７に接続される。従って、出力バイアス回路７からの出力バイアス電流は、出力バイアス電流入力端子３７から出力バイアス線路３３を介してトランジスタ３０のコレクタ端子に供給される。
【００２６】
エミッタ接地増幅回路３１は、入力整合回路２を介して入力される所望周波数の変調信号を携帯無線機などのシステムの仕様を満たす出力レベルにまで増幅でき、かつエミッタ接地増幅回路３１の持つ非線形性のために、高調波周波数の変調信号に代表される非線形歪みをシステムの仕様が許容するレベルに抑えることができる性能を有する。
【００２７】
すなわち、エミッタ接地増幅回路３１は入力バイアス電流及び出力バイアス電流が供給されることによって増幅動作を行い、変調信号入力端子３４から入力される所望周波数の変調信号を増幅して、変調信号出力端子３６より出力する。エミッタ接地増幅回路３１は一般に非線形性を持つため、変調信号出力端子３６には所望周波数の変調信号と共に、高調波周波数の変調信号に代表される歪み信号が出力される。
【００２８】
（入力バイアス回路６）
入力バイアス回路６は、例えば図４に示されるように増幅段３の入力バイアス電流入力端子３５に一端が接続されるインダクタ６１、切替スイッチ６２、抵抗６３，６４及び電流源６５からなる。切替スイッチ６２は、制御回路１０からの制御信号８により制御され、インダクタ６１の他端に抵抗６３，６４及び基準電位点（ここでは、グラウンド）のいずれかを接続する。これによって、入力バイアス回路６から増幅段３に供給される入力バイアス電流が変化する。
【００２９】
電流源６５は、負荷に関わらず一定の電流を供給する回路であり、例えば図５に示されるように電源１００、抵抗１０１，１０２、トランジスタ１０３，１０６及び電流出力端子１０８を有する。電源１００には、通常、電池等が使用される。ダイオード接続されたトランジスタ１０３とトランジスタ１０６でカレントミラー回路を構成しているため、電源１００から供給される電圧に応じて電流出力端子１０８から一定の電流が供給される。カレントミラー回路は一般的に良く知られた回路であり、一般書籍にも掲載されている回路であるため、ここでは詳しい動作の説明を省略する。
【００３０】
入力バイアス回路６から増幅段３に供給すべき入力バイアス電流は、増幅段３の動作級によって異なる。すなわち、増幅段３がＡ級動作を行う場合はＡ級動作を実現するだけの入力バイアス電流を増幅段３に供給し、Ｂ級動作を行う場合には入力バイアス電流を絞る必要がある。このように入力バイアス回路６は、増幅段３に動作級に応じた入力バイアス電流を供給する。増幅段３にバイポーラトランジスタ３０を用いた場合、入力バイアス電流は通常、Ａ級動作時、Ｂ級動作時ともに数ｍＡ程度である。増幅段３の動作級をより細かく制御したい場合は、バイアス電流が連続可変のバイアス回路を使用することが望ましい。
【００３１】
本実施形態では、説明を簡単にするため一例としてバイポーラトランジスタ３０の動作級をＡ級の場合とＢ級の場合で動作させる場合を想定している。従って、入力バイアス回路６も先のケースＡとケースＢで必要となる２種類のバイアス電流を選択的に供給できる回路を用いる。
【００３２】
図４に示した入力バイアス回路６において、電流源６５から出力されるバイアス電流は抵抗６３または６４を通り、インダクタ６１を介して出力され、入力バイアス電流入力端子３５に供給される。入力バイアス電流が抵抗６３または６４のいずれかを通って入力バイアス電流入力端子３５に供給されるかは、増幅段３をどの動作級で動作させるかによって異なり、制御回路１０から送られる制御信号８が切替スイッチ６２を制御することにより抵抗６３または６４のいずれかが選択される。
【００３３】
一般に、増幅段３に入力される変調信号は、入力バイアス回路６へは混入しないことが望ましく、このために入力バイアス回路６にインダクタ６１が設けられている。インダクタ６１のインダクタンスは、増幅段３の入力バイアス電流入力端子３５から入力バイアス回路６を見込んだインピーダンスが、増幅段３の信号入力端子３４からトランジスタ３０のベース端子側を見込んだインピーダンスに対して数十〜数百倍と十分高くなるように選択される。増幅段３へ入力された変調信号が入力バイアス回路６に入力されても問題ない場合は、インダクタ６１は不要である。
【００３４】
本実施形態では、入力バイアス回路６は増幅段３の変調信号入力端子３４に入力バイアスとしてバイアス電流を供給すると説明したが、バイアス電圧を供給してもよい。その場合は、制御回路１０によって制御される入力バイアスのバイアス値はバイアス電圧の電圧値である。
【００３５】
（出力バイアス回路７）
出力バイアス回路７は、例えば図６に示されるように増幅段３の出力バイアス電流入力端子３７に一端が接続されるインダクタ７１、切替スイッチ７２、抵抗７３及び電流源７５からなる。切替スイッチ７２は、制御回路１０からの制御信号８により制御され、インダクタ７１の他端に抵抗６３及び基準電位点（ここでは、グラウンド）のいずれかを接続する。これによって、出力バイアス回路７から増幅段３に供給される出力バイアス電流が変化する。
【００３６】
出力バイアス回路７からの出力バイアス電流の値も、入力バイアス回路６からの入力バイアス電流の値と同様に、増幅段３をどの動作級で動作させるかにより異なってくる。具体的には、出力バイアス電流は増幅段３が小信号増幅を行う場合は、Ａ級動作時で数百ｍＡ、Ｂ級動作時で数十ｍＡであり、大信号増幅を行う場合は、Ａ級、Ｂ級動作時共に数百ｍＡ程度である。
【００３７】
しかし、出力バイアス電流に関しては入力バイアス電流と異なり、増幅段３の動作級によって電流値を故意に絞るような制御は行われず、通常、入力バイアス電流が制御されるに伴い、出力バイアス電流も制御される。すなわち、トランジスタの基本動作原理に沿って入力バイアス電流が絞られるに伴い、出力バイアス電流も絞られることとなる。よって本実施形態では、説明を簡単にするため、出力バイアス電流の値は増幅段３のトランジスタの動作級によって制御しないものとする。
【００３８】
電流源７５から出力されるバイアス電流は抵抗７３を通り、インダクタ７１を介して増幅段３の出力バイアス電流入力端子３７を介してトランジスタ３０のコレクタ端子に供給される。また、増幅段３が増幅動作を行わないときは、増幅段３の出力端子３６はインダクタ７１を介してグランドに接続される。インダクタ７１が抵抗７３に接続されるかグランドに接続されるかは、制御回路より与えられる制御信号８により、スイッチ７２で切り替えられる。電流源７５は電流源６５とほぼ同じ構成であるため、ここでは電流源７５の構成については説明を省略する。
【００３９】
また、本実施形態では出力バイアス回路７も入力バイアス回路６と同様に、増幅段３の変調信号出力端子３６に入力バイアスとしてバイアス電流を供給することに代えてバイアス電圧を供給してもよい。その場合は、制御回路１０によって制御される出力バイアスのバイアス値はバイアス電圧の電圧値である。
【００４０】
（出力整合回路４）
出力整合回路４には、増幅段３から出力される所望周波数の変調信号及び高調波周波数の変調信号が入力される。出力整合回路４は、所望周波数の変調信号及び高調波周波数の変調信号の両方に対して、増幅段３の変調信号出力端子３６と出力負荷１２とのインピーダンス整合をとるように構成される。
【００４１】
出力整合回路４は、例えば図７に示されるように高調波整合回路２６、所望波整合回路２７、信号線路５０及びインダクタ５３を有する。インダクタ５３は、信号線路５０の途中に挿入される。信号線路５０の一端は信号入力端子５７に接続され、他端は信号出力端子５８に接続される。高調波整合回路２６は、信号入力端子５７と基準電位点（ここでは、グラウンド）間に直列に接続された可変インダクタ５１とキャパシタ５２により構成される。所望波整合回路２７は、インダクタ５３の他端と信号出力端子５８との接続点に接続された可変キャパシタ５５と、信号出力端子５８とグラウンド間に接続された可変キャパシタ５６により構成される。可変インダクタ５１のインダクタンス値及び可変キャパシタ５５，５６の容量値は、制御回路１０からの制御信号８によって制御される。
【００４２】
図８には、高調波整合回路２６に用いられる可変インダクタ５１の具体例を示す。二つのインダクタ８１，８２がインダクタ切替スイッチ８３Ａ，８３Ｂによって制御信号８に従って切り替えられることにより、インダクタンス値が二段階に切り替えられる構成となっている。
【００４３】
図９には、可変キャパシタ５５及び５６の具体例を示す。可変キャパシタ５５は、キャパシタ９０、インダクタ９１，９４、抵抗９２及びトランジスタ９３からなる。可変キャパシタ５６は、キャパシタ９５，９９、インダクタ９６、抵抗９７及びトランジスタ９８からなる。トランジスタ９３，９８はいずれもベース端子とコレクタ端子が接続されたダイオード接続のトランジスタであり、エミッタ端子とコレクタ端子（またはベース端子）の間に印加される逆方向バイアス電圧の大きさに応じて容量値が変化するキャパシタとして機能する。この例では、トランジスタ９３のエミッタ端子に制御信号８の電圧が抵抗９２及びインダクタ９１を介して供給され、トランジスタ９８のエミッタ端子に制御信号８の電圧が抵抗９７及びインダクタ９６を介して供給されることにより、トランジスタ９３，９８のエミッタ端子とコレクタ端子間に逆方向バイアス電圧が印加される。
【００４４】
ダイオード接続のトランジスタが可変キャパシタとして機能することは公知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。ダイオード接続のトランジスタはアクティブ素子であるため、歪み特性を持つ。よって、ダイオード接続のトランジスタを可変キャパシタとして用いる場合には、トランジスタサイズ等を歪み特性が十分無視できるように注意して選択しなければならない。
【００４５】
ダイオード接続のトランジスタ９３，９８に印加する逆方向バイアス電圧は通常、パイポーラトランジスタ３０を用いた増幅段３の変調信号出力端子３６におけるバイアス電圧とは異なる大きさである。さらに、トランジスタ９３，９８にそれぞれ印加する逆方向バイアス電圧の値は互いに異なっている必要がある。従って、増幅段３の変調信号出力端子３６と、ダイオード接続のトランジスタ９３，９８とは交流的には接続されつつも、直流的には互いに遮断されていることが望ましい。図９の例では、これに限られるものではないが、キャパシタ９０，９５，９９によって増幅段３の変調信号出力端子３６とダイオード接続のトランジスタ９３，９８が交流的に接続され、かつ直流的に遮断されている。
【００４６】
図９の例では、動作原理を分かりやすくするために制御回路１０からの制御信号８が直流電圧であり、ダイオード接続のトランジスタ９３，９８に印加される直流電圧が用いられている。しかし、制御信号８はトランジスタ９３，９８に印加される直流電圧そのものではなく、トランジスタ９３，９８に印加される直流電圧を発生する直流電圧源を制御するための信号であってもよい。
【００４７】
なお、可変キャパシタとしては、このようにダイオード接続されたトランジスタではなく、両端に印加される電圧値によって容量が変化するようなパッシブ素子のキャパシタを用いても構わない。
【００４８】
制御回路１０から出力される制御信号８である直流電圧は、抵抗９２によってダイオード接続のトランジスタ９３が所望の容量値のキャパシタになるような電圧値まで降下された後、インダクタ９１を介してトランジスタ９３に印加され、また抵抗９７によってダイオード接続のトランジスタ９８が所望の容量値のキャパシタになるような電圧値まで降下された後、インダクタ９６を介してトランジスタ９８に印加される。
【００４９】
ここで、増幅段３から出力された所望周波数の変調信号や高調波周波数の変調信号は、通常、制御信号８の通る制御線を伝わって制御回路１０に漏れ込まないように、増幅段３の変調信号出力端子３６と制御回路１０とは直流的には接続されつつも、交流的には遮断されることが望ましい。図９の例では、これに限られるものではないが、インダクタ９１，９４，９６によって増幅段３の変調信号出力端子３６と制御回路１０とが直流的には接続されつつ、交流的に遮断されている。ここで、インダクタ９４は制御回路１０ではなく基準電位点（ここでは、グラウンド）に接続されており、ダイオード接続のトランジスタ９２のコレクタ端子を直流的に接地させている。
【００５０】
増幅段３と出力負荷１２の間に挿入された出力整合回路４は、増幅段３から出力される所望周波数の変調信号を出力負荷１２の入力側で極力反射されることなく出力負荷１２に吸収され、かつ、増幅段３が所望の特性となるように高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスを生成する必要がある。この条件を満足するように、出力整合回路４に含まれる高調波整合回路２６、インダクタ５３及び所望波整合回路２７は調整される。
【００５１】
前述したように通常、増幅段３は出力負荷１２のインピーダンスによって特性が異なる。すなわち、出力負荷１２のインピーダンスの値に依存して歪みやすくなったり歪みにくくなったりすることで、同じ歪みレベルであっても所望の出力レベルが得られるインピーダンス、所望の利得が得られるインピーダンス及び所望の効率が得られるインピーダンスが各々存在する。
【００５２】
出力整合回路４の信号出力端子５８に接続される出力負荷１２は、通常、５０Ωのインピーダンスを持つため、増幅段３の負荷としては出力整合回路４と５０Ωの出力負荷１２が接続されることになる。すなわち、高調波整合回路２６、インダクタ５３及び所望波整合回路２７については、出力整合回路４の信号出力端子５８に出力負荷１２としてインピーダンス５０Ωの負荷が接続されたときに、増幅段３が所望の特性となるように調整する必要がある。出力整合回路４の調整に関しては、ケースＡとケースＢの場合に分けて後に詳細に説明するため、ここでは簡単な説明に留めておく。
【００５３】
以上のような動作により、増幅段３から出力される所望周波数の変調信号及び高調波周波数の変調信号は出力整合回路４へ入力される。この後、所望周波数の変調信号は出力整合回路４から出力負荷１２へ伝達され、高調波周波数の変調信号は一部が出力整合回路４で反射されて増幅段３へ戻され、他の一部は出力負荷１２へ伝達される。
【００５４】
次に、本実施形態の電力増幅器をケースＡで使用している状況から、ケースＢで使用する状況へ切り替える場合の動作について説明する。前述したように、ケースＡとケースＢでは電力増幅器の出力レベルに関する仕様が異なる。
【００５５】
本実施形態では説明の都合上、一例としてケースＡとケースＢの仕様を以下のように規定する。すなわち、電力増幅器をケースＡで使用する場合、最大出力レベルは２６ｄＢｍ以上、歪みレベルは−３８ｄＢｃ以下、利得は１５ｄＢ以上とする必要があり、また、ケースＢで使用する場合、最大出力レベルは２３ｄＢｍ以上、歪みレベルは−３８ｄＢｃ以下、利得は１２ｄＢ以上とする必要があるとする。
【００５６】
一般的に、増幅器はＡ級動作をしているときには、Ｂ級動作をしているときに比べて効率及び歪みレベルが低く、利得は高くなる。逆に、Ｂ級に近い動作をしているときには、効率及び歪みレベルが高く、利得が低くなる。従って上記のような仕様の電力増幅器では、増幅段３をケースＡの場合はＡ級動作とし、ケースＢの場合はＢ級動作とすることで、高い効率を維持しつつ増幅を行うことが可能となる。そこで、本実施形態では増幅段３をケースＡではＡ級動作、ケースＢではＢ級動作とした場合について説明する。
【００５７】
図１０は、電力増幅器の動作級と電力増幅器が最も効率良く増幅動作をする所望周波数の変調信号に対する負荷インピーダンスの値の測定結果の一例をスミスチャートで表している。図１０の測定結果は、変調信号の種類は同一であるが、電力増幅器に供給する入力バイアス電流の値を変化させて電力増幅器の動作級を変化させたときに、効率が最大となる負荷インピーダンスの値を測定したものであり、スミスチャートの中心を５０Ωとして表記している。図１０の測定結果によると、電力増幅器がＡ級動作時に最も効率良く増幅動作をする負荷インピーダンスの値はＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８であり、Ｂ級動作時に最も効率良く増幅動作をする負荷インピーダンスの値はＺＢη＝１０．２２４＋ｊ６．９７７であった。
【００５８】
図１０の測定結果を基に、仮に電力増幅器がＡ級動作をしており、かつ負荷インピーダンスの値がＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８であったときに、動作級をＡ級からＢ級に変更し、かつ負荷インピーダンスはＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８のままにしたままであったとすると、効率は負荷インピーダンスがＺＢη＝１０．２２４＋ｊ６．９７７のときに比べて約４％も減少してしまうという結果が得られている。従って、特許文献１に開示されたような、電力増幅器のバイアス値を制御することで動作級のみを変える方法では、電力増幅器が所望周波数の変調信号を増幅する際に最も効率良く増幅動作をする負荷インピーダンスが異なってしまうため、所望周波数の変調信号に対して必ずしも高効率な増幅動作を行うことができない。
【００５９】
一方、特許文献２に開示されたようにバイアス値を制御すると共に、所望周波数の変調信号に対する出力インピーダンスのずれを補正する機能を備えた電力増幅器では、所望周波数の変調信号に対する負荷インピーダンスを調整した際に、所望周波数の変調信号だけでなく高調波周波数の変調信号に対しても負荷インピーダンスが変化してしまうという問題があり、また高調波周波数の変調信号に対する負荷インピーダンスの調節もできない。電力増幅器では、出力側において高調波周波数の変調信号に対する負荷条件を最適化することにより、所望周波数の変調信号に対する負荷条件を最適化するだけでは実現不可能な、より高効率な増幅動作を実現することができる。
【００６０】
図１１に、高調波周波数の変調信号として所望周波数の２倍の周波数の変調信号を用い、該変調信号に対するインピーダンスを変化させたときの電力増幅器の効率変化の測定結果の一例を示す。測定に用いた変調信号は、周波数１９５０ＭＨｚの変調信号である。図中、横軸は高調波周波数の変調信号に対する反射位相角、縦軸は効率である。反射位相角は、負荷インピーダンスの実部と虚部の比の正接角で定義される。
【００６１】
本測定結果は、高調波周波数の変調信号に対する反射位相角と効率の測定結果であるため、反射量と効率との関係は示していない。しかし、高調波周波数の変調信号に対する反射係数の大きさと位相角により効率が変わることは既に知られており、反射係数の大きさは大きければ大きいほど効率は向上する。
【００６２】
高調波周波数は、所望周波数の２倍、３倍、それ以上と無限に続くが、信号レベルの大きさから実際は所望周波数の２倍と３倍の周波数の高調波周波数の変調信号の寄与が大きい。ここでは、説明を簡略なものにするため２倍の高調波周波数の変調信号のみに着目する。高調波周波数の変調信号を最適化することにより電力増幅器が高効率動作を行う原理に関しては、「マイクロ波トランジスタ」高山洋一郎著、社団法人電子情報通信学会等の書籍に記述されているため、ここでは説明を省略する。
【００６３】
図１１の測定結果から明らかなように、高調波周波数の変調信号に対する出力インピーダンスを最適化することにより、所望周波数の変調信号に対する出力インピーダンスの調整のみでは不可能である、電力増幅器の高効率化が可能であることが分かる。また、所望波周波数の変調信号に対するインピーダンス整合条件と高調波周波数の変調信号に対するインピーダンス整合条件は互いに独立なものであるため、電力増幅器を最大効率で増幅動作をさせるためには所望周波数と高調波周波数の２つの変調信号に対するインピーダンス整合条件が別々に調整できなければ、電力増幅器が発揮し得る最大効率での増幅動作を実現することはできない。
【００６４】
特許文献２の電力増幅器では、この電力増幅器の高効率動作に欠かすことのできない高調波信号に対するインピーダンス整合条件を任意の条件に設定することができない。その理由は、特許文献２の電力増幅器では出力側に設けられた出力整合回路が信号線路に挿入されたキャパシタと該キャパシタの負荷側端とグラウンド間に挿入されたインダクタによってのみ構成されていることによる。このような出力整合回路では、所望周波数の変調信号に対してインピーダンス整合をとることはできるが、高調波周波数の変調信号に対して所望周波数の変調信号とは独立してインピーダンス整合をとることはできない。
【００６５】
これに対し、本実施形態の電力増幅器では、出力整合回路４に高調波整合回路２６と所望波整合回路２７及びインダクタ５３が設けられ、インダクタ５３が高調波周波数の信号に対して高いインピーダンスを実現することにより、所望波整合回路２７が高調波周波数の信号に影響を与えないようになるため、高調波周波数の変調信号及び所望周波数の変調信号に対して独立に、増幅段３の変調信号出力端子３６と出力負荷１２とのインピーダンス整合をとることができ、それによって高効率動作を実現できる。
【００６６】
以下、図１０に示す測定結果を用いて本実施形態の電力増幅器の具体的な動作説明を行う。増幅段３は、Ａ級動作をしているときに所望波周波数の変調信号に対して出力負荷１２のインピーダンスがＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８の場合に、最大出力レベルは２６ｄＢｍ以上、歪みレベルは−３８ｄＢｃ以下、利得は１５ｄＢ以上という性能を有し、またＢ級動作をしているときに出力負荷１２のインピーダンスがＺＢη＝１０．２２４＋ｊ６．９７７の場合には、最大出力レベルは２３ｄＢｍ以上、歪みレベルは−３８ｄＢｃ以下、利得は１２ｄＢ以上という性能を有するものとする。
【００６７】
本実施形態において、電力増幅器の使用される状況がケースＡからケースＢに変わったときに変更を伴う構成要素は、図１における増幅段３、出力整合回路４、入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７である。これ以外の入力整合回路２及び制御回路１０に関しては、特に変更を伴わないために、以下では入力整合回路２及び制御回路１０の動作説明を省略する。
【００６８】
まず、本実施形態の電力増幅器がケースＡで使用される場合、増幅段３はＡ級動作を行う。すなわち、制御回路１０からは増幅段３がＡ級動作を行うための制御信号８が出力整合回路４、入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７へ送られる。
【００６９】
入力バイアス回路６では、制御回路１０からの制御信号８に従って抵抗６３または６４のいずれかが選択される。ケースＡの場合、仮に抵抗６３が選択されるとする。このとき、電流源６５から出力されたバイアス電流は、抵抗６３を通り、インダクタ６１を介して増幅段３の入力端子に供給される。すなわち、増幅段３の変調信号入力端子には増幅段３がＡ級動作を行うために必要なバイアス電流が供給される。
【００７０】
出力バイアス回路７では、制御回路１０からの制御信号８に従って抵抗７３が選択される。このとき、電流源７５から出力されたバイアス電流は抵抗７３を通り、インダクタ７１を介して増幅段３の出力端子に供給される。すなわち、増幅段３の出力端子には増幅段３がＡ級動作を行うために必要なバイアス電流が供給される。
【００７１】
このように入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７から、増幅段３にＡ級動作を行うために必要なバイアス電流が供給されることにより、増幅段３はＡ級動作を行う。一方、出力整合回路４は、制御回路１０からの制御信号８に従って増幅段３が所望の特性で増幅動作を行うようにインピーダンス整合をとるように動作する。
【００７２】
ここで、増幅段３がＡ級動作を行っているとき、所望周波数の変調信号に対する最適な出力負荷のインピーダンスの値を図１０の測定結果よりＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８とする。この場合、出力整合回路４における所望波整合回路２７内の可変キャパシタ５５，５６は、出力整合回路４の出力端子５８に５０Ωの出力負荷１２が接続されたときに、出力整合回路４の信号入力端子５７から出力整合回路４側を見込んだインピーダンスがＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８となるように制御される。このとき、インダクタ５３のインダクタンスは５ｎＨ、可変キャパシタ５５，５６の容量値はそれぞれ１．９ｐＦ，４．３ｐＦとなる。
【００７３】
一方、インダクタ５３、所望波整合回路２７及び５０Ωの出力負荷１２の全てを見込んだ高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスは、高調波周波数が所望周波数の２倍である３９００ＭＨｚの場合は１．７＋ｊ９２であり、反射係数でいうと０．９８＊ｅｘｐ（ｊ５７）となる。よって、本実施形態の電力増幅器によると、従来の電力増幅器では実現できなかった、高調波周波数の変調信号に対して十分な大きさを持つ反射係数が実現できる。
【００７４】
また、高調波周波数の変調信号に対するインピーダンス整合条件を説明の都合上、位相角が０°のときに最も効率が高くなるとすれば、インダクタ５３、所望波整合回路２７及び５０Ωの出力負荷１２の全てを見込んだ高調波周波数の変調信号に対する反射係数の位相角を０°とし、できる限り大きな反射係数を実現する必要がある。本実施形態において、この条件を満足するためには高調波整合回路２６のキャパシタ５２の容量値を０．３ｐＦ、可変インダクタ５１のインダクタンスを１．８ｎＨとすればよい。このとき、出力整合回路４の信号入力端子５７から高調波整合回路２６、インダクタ５３、所望波整合回路２７及び５０Ωの出力負荷１２を見込んだインピーダンス及び反射係数は、所望波周波数では６．４＋ｊ１．６及び０．８＊ｅｘｐ（ｊ１７６）、高調波周波数では４９００＋ｊ１６及び０．９８＊ｅｘｐ（ｊ０．００４）である。
【００７５】
このように制御回路１０により増幅段３、出力整合回路４、入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７を制御することで、増幅段３にＡ級動作を行わせつつ、最大効率で増幅動作を行うことができる。
【００７６】
次に、増幅段３がケースＢで動作する場合、すなわち、Ａ級動作からＢ級動作に切り替わるときの動作について説明する。
まず、制御回路１０から制御信号８が入力バイアス回路６、出力バイアス回路７及び出力整合回路４に送られる。入力バイアス回路６では、制御回路１０からの制御信号８に従ってスイッチ６２によりバイアス電流供給路の抵抗が抵抗６３から抵抗６４へ切り替わる。このとき、電流源６５から出力されたバイアス電流は抵抗６４を通り、インダクタ６１を介して増幅段３の入力端子に供給される。すなわち、増幅段３の入力端子には増幅段３がＢ級動作を行うために必要なバイアス電流が供給される。
【００７７】
出力バイアス回路７では、制御回路１０からの制御信号８に従って抵抗７３が選択される。本実施形態では、出力バイアス電流の値をＡ級動作時とＢ級動作時で共通としているため、増幅段３に供給されるバイアス電流はケースＡのときと同じである。このように、入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７から増幅段３にＢ級動作を行うために必要なバイアス電流が供給されることにより、増幅段３はＢ級動作を行う。
【００７８】
一方、出力整合回路４は、制御回路１０からの制御信号８に従って増幅段３が所望の特性で増幅動作を行うようにインピーダンス整合を行う。増幅段３がＢ級動作をするとき、所望周波数の変調信号に対する最適な出力負荷のインピーダンスの値を図１０の測定結果を用いてＺＢη＝１０．２２４＋ｊ６．９７７とする。この場合、出力整合回路４における所望波整合回路２７内の可変キャパシタ５５，５６は、出力整合回路４の出力端子５８に５０Ωの出力負荷１２が接続されたときに出力整合回路４の信号入力端子５７から出力整合回路４側を見込んだインピーダンスがＺＢη＝１０．２２４＋ｊ６．９７７となるように制御される。インダクタ５３は可変ではないため、そのインダクタンスはＡ級動作時と同じ５ｎＨである。キャパシタ５５，５６は可変キャパシタであり、容量値は制御回路１０からの制御信号８に従ってＡ級動作時の値から所望の値へ変更される。具体的には、キャパシタ５５の容量値は１．９ｐＦから２．４ｐＦ、キャパシタ５６の容量値は４．３ｐＦから３．３ｐＦへ変更される。
【００７９】
このときインダクタ５３、所望波整合回路２７及び５０Ωの出力負荷１２の全てを見込んだ高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスは、高調波周波数が所望周波数の２倍である３９００ＭＨｚの場合に３．１＋ｊ９４であり、反射係数でいうと０．９７＊ｅｘｐ（ｊ５６）となる。よって、ケースＡの場合と同様にケースＢであっても、従来の電力増幅器では実現できなかった、高調波周波数の変調信号に対して十分な大きさを持つ反射係数が実現できる。
【００８０】
また、高調波周波数の変調信号に対するインピーダンス整合条件を説明の都合上、ケースＡの場合とは異なる位相角が１８０°のときに最も効率が高くなるとすれば、インダクタ５３、所望波整合回路２７及び５０Ωの出力負荷１２の全てを見込んだ高調波周波数の変調信号に対する反射係数の位相角を１８０°とし、できる限り大きな反射係数を実現する必要がある。この条件を満足するためには、高調波整合回路２６のキャパシタ５２の値を０．３ｐＦ、可変インダクタの値を５．６ｎＨとすればよい。このとき、出力整合回路４の信号入力端子５７から高調波整合回路２６、インダクタ５３、所望波整合回路２７、及び信号出力端子５８に接続された５０Ωの出力負荷１２を見込んだインピーダンス及び反射係数は、所望波周波数では１０．６＋ｊ７．１と０．６６＊ｅｘｐ（ｊ１６３）、高調波周波数では０．００１＋ｊ１．２と０．９９＊ｅｘｐ（ｊ１７７）である。
【００８１】
このように制御回路１０によって増幅段３、出力整合回路４、入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７を制御することにより、Ａ級動作を行っていた増幅段３がＢ級動作を行い、かつ電力増幅器が出し得る最大効率で増幅動作を行うことができる。
【００８２】
上記の説明では、増幅段３のＡ級動作時及びＢ級動作時の所望周波数の変調信号に対する最適インピーダンスとして、ＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８とＺＢη＝１０．２２４＋ｊ６．９７７を用い、本実施形態の構成を用いればＺＡη＝６．５１７＋ｊ１．７７８とＺＢη＝１０．２２４＋ｊ６．９７７の両方のインピーダンスを実現できることを示したが、最適インピーダンスがこれら以外のインピーダンスであっても、本実施形態の構成により、その最適インピーダンスを実現することが可能である。
【００８３】
図１２に、本実施形態で用いた構成で実現できるインピーダンスの計算結果をスミスチャートを用いて示す。スミスチャート上で、斜線を施した部分が本実施形態の構成で実現できるインピーダンスの範囲である。図１０の場合と同様に、スミスチャートの中心は５０Ωである。本計算結果は、出力整合回路４の出力端子５８に出力負荷１２として５０Ωの抵抗負荷１２が接続されたときに信号入力端子５７より出力整合回路４側を見込んだインピーダンスである。計算する際に用いたインダクタ５３のインダクタンス値は５ｎＨであり、可変キャパシタ５５，５６の容量値の可変範囲はそれぞれ１．３〜１０ｐＦ，０．３〜１０ｐＦである。
【００８４】
バイポーラトランジスタを用いた電力増幅器において、実現し得る最大効率の増幅動作が可能な最適なインピーダンスの範囲は、インピーダンスの逆数であるアドミッタンスの表現を用いると、アドミッタンスの大きさが２５［Ｓ］以下の円の内部に存在する。よって、実使用上、必要となるであろうインピーダンスの値は、本実施形態の構成で実現できるインピーダンスの範囲内にある。しかし、最適なインピーダンスが本実施形態で実現できる図１２に示すインピーダンスの範囲外にあったとしても、出力整合回路４のインダクタンス５３の値を変化させることにより、本実施形態によって実現できるインピーダンスの範囲を広げることができるため、特に問題は無い。
【００８５】
一方、可変キャパシタ５５，５６の容量値可変範囲については、例えば図９に示したようにダイオード接続のトランジスタ９３，９８を用いたものでは、ＳｉＧｅのトランジスタで５０％程度の可変範囲を持ち、また、電圧を加えることにより容量値が変化するパッシブ素子である積層セラミックコンデンサでも、５０％程度の可変範囲が得られることが分かっている。容量値に関しては、ダイオード接続のトランジスタを用いる場合は、必要となる容量値を実現できる面積を持つトランジスタを用意し、また、積層セラミックコンデンサを用いる場合には、必要となる容量値のものを用意することにより、本実施形態で用いる可変キャパシタ５５，５６を実現することは十分可能である。
【００８６】
本実施形態では、入力整合回路２、増幅段３、出力整合回路４、入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７にそれぞれ一つの具体例を示したが、これらの回路が例示した構成とは異なる場合であっても、本実施形態で説明した機能と同じ機能を有するものであれば、他の構成でも構わない。
【００８７】
また、本実施形態では、同一の無線通信システムにおいて出力レベルを変化させるために増幅器の動作級を変化させた場合を例に挙げて説明したが、変調方式が異なる複数の無線通信システムの変調信号を増幅する場合であっても、基本的な動作原理は同様である。
【００８８】
［第２の実施形態］
図１３に、本発明の第２の実施形態に係る電力増幅器の構成を示す。図１と同一部分に同一符号を付して第１の実施形態との相違点のみ説明すると、本実施形態は第１の実施形態において個別に設けられていた入力バイアス回路６及び出力バイアス回路７が入出力共用バイアス回路９に置き換えられ、これに伴い増幅段３ａ及び制御信号８の構成も一部変更されている。本実施形態の電力増幅器は、第１の実施形態と同様にケースＡの場合にＡ級動作、ケースＢの場合にＢ級動作を行うものとする。
【００８９】
本実施形態における増幅段３ａは、例えば図１４に示すようにバイポーラトランジスタ（この例では、ｎｐｎトランジスタ）１１０を用いたエミッタ接地増幅回路１１１、トランジスタ１１０のベース端子とコレクタ端子との間に接続された可変抵抗１１２、及びトランジスタ１１０のベース端子とグラウンド間に接続された可変抵抗１１３を有する。トランジスタ１１０のベース端子は変調信号入力端子１１５に接続され、トランジスタ１１０のコレクタ端子は変調信号出力端子１１７に接続される。可変抵抗１１２，１１３の抵抗値は、制御回路１０からの制御信号８に従って制御される。
【００９０】
トランジスタ１１０のコレクタ端子と可変抵抗１１２との接続点は、入出力バイアス線路１１４を介して入出力バイアス電流入力端子１１６に接続される。入出力バイアス電流入力端子１１６には、入出力共用バイアス回路９からバイアス電流が供給される。エミッタ接地増幅回路１１１は、入出力バイアス電流入力端子１１６及び入出力バイアス線路１１４を介して入出力バイアス電流が供給されたときに、変調信号入力端子１１５から入力された所望周波数の変調信号を利得倍に増幅し、変調信号出力端子１１７より出力する。
【００９１】
ここで、エミッタ接地増幅回路１１１の変調信号出力端子１１７に供給される出力バイアス電流は、入出力共用バイアス回路９から供給されるバイアス電流によって決定され、変調信号入力端子１１５に入力される入力バイアス電流は、入出力共用バイアス回路９から入力されるバイアス電流と可変抵抗１１２，１１３の値によって決定される。
【００９２】
可変抵抗１１２，１１３は、制御回路１０からの制御信号８に従って抵抗値が変化されることにより、所望の入力バイアス電流を増幅段３ａの変調信号入力端子１１５へ供給する。すなわち、本実施形態では可変抵抗１１２，１１３の抵抗値が制御されることにより、増幅段３ａの動作級がＡ級動作をＢ級動作とに切り替えられる。
【００９３】
図１５に、可変抵抗１１２，１１３の具体例を示す。二つの抵抗１３１，１３２が抵抗切替スイッチ１３３Ａ，１３３Ｂによって制御信号８に従って切り替えられることにより、抵抗値が二段階に切り替えられる構成となっている。
【００９４】
図１６には、入出力共用バイアス回路９の具体例を示す。増幅段３の入出力バイアス電流入力端子１１６に一端が接続されるインダクタ１２１、切替スイッチ１２２、抵抗１２３及び電流源１２５からなる。切替スイッチ１２２は、制御回路１０からの制御信号８により制御され、インダクタ１２１の他端に抵抗６３及び基準電位点（ここでは、グラウンド）のいずれかを接続する。
【００９５】
図１６から明らかなように、入出力共用バイアス回路９の構成は、第１の実施形態における図６に示した出力バイアス回路６の構成と同様であり、電流源１２５の構成も電流源７５の構成と同じである。ただし、本実施形態における入出力共用バイアス回路９は、第１の実施形態における入力バイアス回路６と出力バイアス回路７の両方の働きを担うものであるため、入力バイアス回路６と出力バイアス回路７で供給できるバイアス電流の両方を足し合わせた電流を供給できる能力を有する必要がある。入出力共用バイアス回路９において、電流源１２５で出力されたバイアス電流は抵抗１２３を通り、インダクタ１２１を介して増幅段３ａに供給される。
【００９６】
まず、ケースＡの場合には、増幅段３ａがＡ級動作をするように入出力共用バイアス回路９が制御される。すなわち、入出力共用バイアス回路９は増幅段３ａがＡ級動作を行うために必要なバイアス電流を供給する。増幅段３ａでは、可変抵抗１１２，１１３が制御されることにより、エミッタ接地増幅回路１１１がＡ級動作をするために必要な入力バイアス電流が作られ、変調信号入力端子１１５に供給される。
【００９７】
ケースＢの場合には、増幅段３ａがＢ級動作をするように入出力共用バイアス回路９が制御される。Ａ級動作時とＢ級動作時において、本実施形態の入出力共用バイアス回路９は同じバイアス電流を供給するため、ケースＡの場合と同じ働きをすることになる。すなわち、入出力共用バイアス回路９は増幅段３ａがＢ級動作を行うために必要なバイアス電流を供給する。増幅段３ａでは、可変抵抗１１２，１１３がＡ級動作時とは異なる抵抗値に変更されることにより、エミッタ接地増幅回路１１１がＢ級動作をするために必要な入力バイアス電流が作られ、変調信号入力端子１１５に供給される。
【００９８】
以上のように、入力整合回路２から出力された所望周波数の変調信号は増幅段３ａに入力され、増幅段３ａにより電力増幅される。増幅段３ａが非線形性を持つ場合は、増幅段３ａから所望周波数の変調信号と高調波周波数の変調信号が出力整合回路４へ出力される。以降、第１の実施形態で説明したように増幅段３ａがＡ級動作をする場合とＢ級動作をする場合とで、電力増幅器が発揮し得る最大効率で増幅動作を行うように出力整合回路４が制御される。
【００９９】
本実施形態では説明の都合上、増幅段３ａ及び入出力共用バイアス回路９にそれぞれ一つの具体例を示したが、これらの回路が例示した構成とは異なる場合であっても、本実施形態で説明した機能と同じ機能を有するものであれば、他の構成でも構わない。
【０１００】
［第３の実施形態］
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態に係る電力増幅器の全体的な構成は、第１の実施形態を示した図１と同様であり、増幅段のみが異なっている。
【０１０１】
図１７に、本発明の第３の実施形態における増幅段３ｂの具体例を示す。第１及び第２の実施形態においては、増幅段３，３ｂにバイポーラトランジスタを用いたが、本実施形態における増幅段３ｃは電界効果トランジスタ１４０を用いている。図１７では、図３に示した増幅段３のバイポーラトランジスタ３０によるエミッタ接地増幅回路３１が電界効果トランジスタ１４０によるソース接地増幅回路１４１に置き換わっただけであり、入力バイアス線路１４２、出力バイアス線路１４３、変調信号入力端子１４４、入力バイアス電流入力端子１４５、変調信号出力端子１４６及び出力バイアス電流入力端子１４７については、図３と同様である。
【０１０２】
図１に示した入力整合回路２、出力整合回路４、入力バイアス回路６、出力バイアス回路７及び制御回路１０の基本的な構成と動作は、本実施形態においても同様であるため、以下では電界効果トランジスタ１４０を用いた増幅段３ｂを中心に動作説明を行う。また、本実施形態に係る電力増幅器は、第１の実施形態と同様に、ケースＡの場合はＡ級動作、ケースＢの場合はＢ級動作を行うものとする。
【０１０３】
入力整合回路２から出力される所望波周波数の変調信号は、電界効果トランジスタ１４０を用いた増幅段３ｂへ入力される。電界効果トランジスタにおけるゲート端子、ソース端子及びドレイン端子は、それぞれバイポーラトランジスタのベース端子、エミッタ端子及びコレクタ端子に対応しており、第１の実施形態におけるエミッタ接地増幅回路３１と本実施形態のソース接地増幅回路１４１は、互いに同様の電力増幅動作を行う。また、バイポーラトランジスタと同様に、電界効果トランジスタであってもバイアス電流を制御することにより動作級を変えることも可能である。
【０１０４】
ただし、バイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタは物理構造が異なり、またトランジスタを製作する際に用いられる材料が異なる場合には、各々のトランジスタがＡ級動作及びＢ級動作をする場合に供給しなければならないバイアス電流の量は異なり、さらに最大効率の増幅動作が可能な出力負荷のインピーダンスも異なってくる。よって、本実施形態で用いられる入力バイアス回路６、出力バイアス回路７及び出力整合回路４においては、第１の実施形態と比較して供給すべきバイアス電流や変更すべき可変キャパシタの容量値等は異なる。しかし、供給すべきバイアス電流や変更すべき可変キャパシタの容量値等は異なったとしても、入力バイアス回路６、出力バイアス回路７、及び出力整合回路４の構成は第１の実施形態と同一のものが使用できる。
【０１０５】
ケースＡの場合、電界効果トランジスタ１４１を用いた増幅段３ｂがＡ級動作をするように、入力バイアス回路６、及び出力バイアス回路７は制御回路１０からの制御信号に従って制御された入力バイアス電流及び出力バイアス電流を供給する。同様に、ケースＢの場合には、増幅段３ｂがＢ級動作をするように、入力バイアス回路６、及び出力バイアス回路７は制御回路１０からの制御信号に従って制御された入力バイアス電流及び出力バイアス電流を供給する。
【０１０６】
すなわち、入力バイアス回路６では制御回路１０からの制御信号８により抵抗６３及び６４の切り替えが行われる。出力バイアス回路７はＡ級動作時とＢ級動作時で同一の働きを行うため、特に変化は無い。一方、出力整合回路４は、第１の実施形態で説明したように、増幅段３ｂがＡ級動作をする場合とＢ級動作をする場合とで、電力増幅器が発揮し得る最大効率で増幅動作を行うように制御回路１０によって制御される。
【０１０７】
「第４の実施形態］
次に、本発明の第４の実施形態として、上述した電力増幅器を用いた無線通信装置について説明する。図１８は、本実施形態に係る無線通信装置、例えば携帯電話機のような携帯無線機の受信側の構成を示している。本実施形態の無線通信装置は、二つの複数の無線通信システム（システムＡ及びシステムＢという）に対応可能に構成されている。
【０１０８】
図１８において、ベースバンド処理部２０１は送信時にＩ信号及びＱ信号と呼ばれる直交する二つのベースバンド信号を発生する。Ｉ信号及びＱ信号は直交変調器２０３に入力され、シンセサイザを用いたローカル信号源２０２からのローカル信号に従って直交変調器２０３内部の９０°移相器により生成される直交する二つの第１ローカル信号によって変調される。直交変調器２０３からの出力信号は、いわゆる中間周波数（ＩＦ）信号であり、可変利得増幅器２０４により増幅された後、ＩＦフィルタ２０５を経由してしてスイッチ２０６に入力される。ここで、直交変調器２０３、可変利得増幅器２０４及びＩＦフィルタ２０５はシステムＡとシステムＢに共用である。
【０１０９】
ＩＦフィルタ２０５からの出力信号は、スイッチ２０６によって、使用する無線通信システムがシステムＡの場合はシステムＡ用周波数変換器２０７に、システムＢの場合はシステムＢ用周波数変換器２０８にそれぞれ入力され、シンセサイザを用いたローカル信号源２０９からの第２ローカル信号に従って所望のＲＦ周波数までアップコンバートされる。システムＡ用周波数変換器２０７及びシステムＢ用周波数変換器２０８からの出力信号は、それぞれシステムＡ用第１ＲＦフィルタ２１０及びシステムＢ用第１ＲＦフィルタ２１１を経て、システムＡとシステムＢに共用の可変利得増幅器２１２により所要の電圧レベルまで増幅された後、システムＡ用第２ＲＦフィルタ２１３及びシステムＢ用第２ＲＦフィルタ２１４に入力される。
【０１１０】
システムＡ用第２ＲＦフィルタ２１３及びシステムＢ用第２ＲＦフィルタ２１４からの出力信号は、システムＡとシステムＢに共用の電力増幅器２１５によって電力増幅される。電力増幅器２１５からの出力信号は、カプラ２１６、アイソレータ２１７、デュプレクサ２１８及びスイッチ２１９を経てアンテナ２２０に供給され、電波として放射される。カプラ２１６、アイソレータ２１７、デュプレクサ２１８及びスイッチ２１９も、それぞれシステムＡとシステムＢに共用である。
【０１１１】
このような構成の無線通信装置おいて、電力増幅器２１５には先の実施形態で説明した電力増幅器が用いることにより、変調信号の違いや出力レベルの違いに応じて電力増幅器２１５の動作級を変化させたときでも最大効率での増幅動作を実現することができ、良好な送信特性が得られる。
【０１１２】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【０１１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば高出力、高利得及び高効率の電力増幅器を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力増幅器の構成を示すブロック図
【図２】同実施形態における入力整合回路の具体例を示す回路図
【図３】同実施形態における増幅段の具体例を示す回路図
【図４】同実施形態における入力バイアス回路の具体例を示す回路図
【図５】電流源の具体例を示す回路図
【図６】同実施形態における出力バイアス回路の具体例を示す回路図
【図７】同実施形態における出力整合回路の具体例を示す回路図
【図８】図７における可変インダクタの具体例を示す回路図
【図９】図７における高調波整合回路のより具体的な構成例を示す回路図
【図１０】電力増幅器のＡ級動作時とＢ級動作時に最大効率で増幅動作を行うために必要な所望周波数の変調信号に対する出力負荷インピーダンスの測定結果の例を示す図
【図１１】所望周波数の２倍の高調波周波数の変調信号に対する出力負荷の反射係数の位相角と電力増幅器の効率の関係の測定結果の例を示す図
【図１２】同実施形態における出力整合回路のインピーダンス可変範囲について示す図
【図１３】本発明の第２の実施形態に係る電力増幅器の構成を示すブロック図
【図１４】同実施形態における増幅段の具体例を示す回路図
【図１５】図１４における可変抵抗器の具体例を示す回路図
【図１６】同実施形態における入出力共用バイアス回路の具体例を示す回路図
【図１７】本発明の第３の実施形態に係る増幅段の構成を示す回路図
【図１８】本発明の第４の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１：信号入力端子、２：入力整合回路、３，３ａ，３ｂ：増幅段、４：出力整合回路、５：信号出力端子、６：入力バイアス回路、７：出力バイアス回路、８：制御信号、９：入出力共用バイアス回路、１０：制御回路、１１…信号源、１２…出力負荷、３１：エミッタ接地増幅回路、３２：入力バイアス線路、３３：出力バイアス線路、３４：信号入力端子、３５：入力バイアス電流入力端子、３６：信号出力端子、３７：出力バイアス電流入力端子、５１：可変インダクタ、５２：キャパシタ、５３：インダクタ、５５：可変キャパシタ、５６：可変キャパシタ、５７：信号入力端子、５８：信号出力端子、６１：インダクタ、６２：切り替えスイッチ、６３：抵抗、６４：抵抗、６５：電流源、７１：インダクタ、７２：切り替えスイッチ、７３：抵抗、７５：電流源、８１：インダクタ、８２：インダクタ、８３：切り替え用スイッチ、９０：キャパシタ、９１：インダクタ、９２：抵抗、９３：ダイオード接続のトランジスタ、９４：インダクタ、９５：キャパシタ、９６：インダクタ、９７：抵抗、９８：ダイオード接続のトランジスタ、９９：キャパシタ、１００：電源、１０１：抵抗、１０３：ダイオード接続のトランジスタ、１０６：トランジスタ、１０８：電流出力端子、１１０：信号入力端子、１１１：エミッタ接地増幅回路、１１２：可変抵抗、１１３：可変抵抗、１１４：入出力バイアス線路、１１５：入出力バイアス電流入力端子、１１６：信号出力端子、１２１：インダクタ、１２２：切り替えスイッチ、１２３：抵抗、１２５：電流源、１３１：抵抗、１３２：抵抗、１３３：切り替えスイッチ、１４１：ソース接地増幅回路、１４２：入力バイアス線路、１４３：出力バイアス線路、１４４：信号入力端子、１４５：入力バイアス電流入力端子、１４６：信号出力端子、１４７：出力バイアス電流入力端子。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power amplifier and a wireless communication apparatus using the same.
[0002]
[Prior art]
In recent years, wireless communication systems using various modulation schemes are used all over the world. Even in the same wireless communication system, the modulation method is appropriately switched according to a change in a radio wave propagation environment in which the wireless device is used or an increase or decrease in the number of users. Even in the same wireless communication system, there is a wireless communication system that changes the output level (power level) of the wireless device depending on the place and situation where the wireless device is used. On the other hand, a wireless device used in a wireless communication system, for example, a portable wireless device such as a mobile phone, is required to have high functionality and small size due to improvement of semiconductor process technology and advancement of high frequency circuit design technology.
[0003]
Under such circumstances, power amplifiers built into portable wireless devices are required to have high efficiency to enable downsizing of the built-in battery as well as adaptability to various wireless communication systems. The power amplifier is provided in a transmission circuit unit of a wireless communication apparatus such as a portable wireless device, and amplifies the modulation signal to a required power level. The power amplifier has adaptability to various wireless communication systems, for example, even when a modulation signal with a different modulation method is input, the specifications of the output level and distortion level required in each wireless communication system It means having the performance that can realize the required amplification operation while satisfying.
[0004]
In general, the peak factor (= 10 * log (Pmax / Pave) [dB]) defined by the ratio between the average power level Pave of the modulation signal and the maximum instantaneous power level Pmax differs between different modulation schemes. The power amplifier must be able to amplify the modulation signal while keeping the level of distortion within an allowable value of the system specification even when a signal having the maximum instantaneous power level is input. The power amplifier needs to be able to amplify a modulation signal having a peak factor based on a plurality of different modulation schemes. For this purpose, the power amplifier is required to have such characteristics that the level of distortion can satisfy the system specifications even when a modulation signal having the largest peak factor is input.
[0005]
However, when a power signal designed optimally for a modulation signal with a large peak factor is used to amplify a modulation signal with a small peak factor, the efficiency is lower than when a modulation signal with a large peak factor is amplified. End up. Even when a modulated signal based on the same modulation method is amplified, there is a problem that the efficiency of the power amplifier is reduced when the output level is small compared to when the output level is large.
[0006]
For the problem of efficiency reduction that occurs when realizing a power amplifier that amplifies modulated signals by a plurality of different modulation schemes and a power amplifier that must output modulated signals at different output levels, A method for changing the operational class of a power amplifier by controlling a bias value has been proposed (see Patent Document 1). On the other hand, there is also proposed a power amplifier including a circuit that controls a bias value of the power amplifier and corrects a shift in load impedance with respect to a modulation signal having a desired frequency (see Patent Document 2).
[0007]
[Patent Document 1]
JP 2001-244828 A
[0008]
[Patent Document 2]
JP-A-11-220338
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the method of changing only the operation class of the power amplifier by controlling the bias value as in Patent Document 1, when the power amplifier amplifies the modulation signal of the desired frequency, the load impedance for performing the amplification operation most efficiently is different. A highly efficient amplification operation cannot always be performed on a modulation signal having a desired frequency. The load impedance here is an impedance that anticipates a load connected from the output terminal of the power amplifier to the output terminal, and includes both an impedance for a modulation signal of a desired frequency and an impedance for a modulation signal of a harmonic frequency. In a power amplifier, amplification characteristics such as distortion characteristics and gain characteristics change when the load impedance is different, and the relationship between the amplification characteristics and load impedance also changes when the operation class is changed.
[0010]
According to the power amplifier described in Patent Document 2, such a problem can be solved by controlling a bias value and correcting a shift in load impedance with respect to a modulation signal having a desired frequency. On the other hand, in Patent Document 2, when the load impedance for the modulation signal of the desired frequency is adjusted, the load impedance changes not only for the modulation signal of the desired frequency but also for the modulation signal of the harmonic frequency. In the power amplifier, by optimizing the load condition for the modulation signal of the harmonic frequency on the output side, a more efficient amplification operation that cannot be realized simply by optimizing the load condition for the modulation signal of the desired frequency is realized. it can. However, in Patent Document 2, it is difficult to optimize the load condition for the modulation signal of the harmonic frequency, which hinders the high efficiency of the power amplifier.
[0011]
As described above, in the conventional power amplifier, the matching condition for the harmonic signal cannot be set to a desired condition when the operation class is changed according to the difference of the modulation signal or the output level, and the maximum efficiency is not necessarily obtained. There is a problem that the amplification operation cannot be realized.
[0012]
An object of the present invention is to provide a power amplifier that can appropriately set impedance matching conditions for a harmonic signal when the operation class of the power amplifier is changed, and can achieve higher efficiency, and a wireless communication apparatus using the power amplifier. Objective.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, according to one aspect of the present invention, a modulation signal input terminal to which a modulation signal of a desired frequency from a signal source is input, an amplifier circuit that amplifies the input modulation signal, and an amplified desired frequency And an amplification stage having a modulation signal output terminal that outputs a modulation signal of a harmonic frequency, an input matching circuit that performs impedance matching between the signal source and the modulation signal input terminal with respect to the modulation signal of the desired frequency, and An input bias circuit for supplying a bias to the modulation signal input terminal; an output bias circuit for supplying a bias to the modulation signal output terminal; and the modulation signal output terminal and a load for the modulation signal having the desired frequency and the harmonic frequency. An output matching circuit that performs impedance matching of the input bias circuit, the bias value of the input bias circuit and the output bias circuit, and the output matching circuit Power amplifier and a control circuit for controlling the impedance for Nozomu frequency and modulation signal harmonic frequencies are provided.
[0014]
In another aspect of the present invention, the input bias circuit and the output bias circuit are replaced with one input / output common bias circuit for supplying a bias to the modulation signal input terminal and the modulation signal output terminal, and further, the input / output is performed by a control circuit. The bias value of the bias circuit and the impedance of the output matching circuit with respect to the modulation signal of the desired frequency and the harmonic frequency are controlled.
[0015]
According to such a power amplifier, the operational class of the power amplifier is changed in accordance with the modulation method of the modulation signal to be amplified by the control of the bias value and the output level of the power amplifier, and the power amplifier is provided on the output side of the power amplifier. The output matching circuit allows you to individually set arbitrary load conditions for the modulation signal of the desired frequency and the modulation signal of the harmonic frequency, thereby amplifying the maximum efficiency that the power amplifier can exhibit And more efficient amplification operation is possible.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 shows a power amplifier according to a first embodiment of the present invention. A modulation signal having a desired frequency is supplied from the signal source 11 to the input terminal 1. Taking the case where the power amplifier is used in a portable wireless device described later as an example, the signal source 11 is, for example, a driver amplifier or a quadrature modulator arranged in front of the power amplifier, or a modulation signal generator. The modulation signal supplied from the signal source 11 to the input terminal 1 is input to the amplification stage 3 via the input matching circuit 2. The amplification stage 3 is realized using, for example, a bipolar transistor.
[0017]
The output signal from the amplification stage 3 is guided to the output terminal 5 through the output matching circuit 4. An output load 12 is connected to the output terminal 5. Taking a power amplifier used in a portable radio device as an example, the output load 12 is, for example, an isolator or a filter disposed after the power amplifier, or a spectrum analyzer or a power meter for analyzing a modulation signal.
[0018]
An input bias circuit 6 and an output bias circuit 7 are connected to the amplification stage 3. The input bias circuit 6 is a circuit that supplies an input bias, for example, a bias current (referred to as input bias current) to the modulation signal input terminal of the amplification stage 3, and the bias value, that is, the current value of the input bias current is supplied from the control circuit 10. The control signal 8 is controlled. The output bias circuit 7 is a circuit that supplies an output bias, for example, a bias current (referred to as an output bias current) to the modulation signal output terminal of the amplification stage 3. The bias value, that is, the current value of the output bias current is supplied from the control circuit 10. The control signal 8 is controlled. The control circuit 10 also performs impedance control of the output matching circuit 4.
[0019]
In the power amplifier according to the present embodiment, for example, when the output level of a modulation signal is changed under a wireless communication system based on the same modulation method, the control circuit 10 changes the operation class of the amplification stage 3 according to the output level. At the same time, by changing the impedance of the output matching circuit 4 with respect to the modulation signal of the desired frequency and the impedance with respect to the modulation signal of the harmonic frequency, an amplification operation with maximum efficiency is realized. The operational class of the power amplifier is described in “Microwave Transistor Yoichiro Takayama Institute of Electronics, Information and Communication Engineers” and other general books, and is a well-known matter, so the explanation is omitted here.
[0020]
In the following description, a power amplifier that realizes an amplification operation with maximum efficiency in each of cases A and B in which the specifications of the output level of the power amplifier are different in a wireless communication system using the same modulation scheme will be described. Details of case A and case B will be described later. The operation of the power amplifier is common to Case A and Case B.
[0021]
A specific configuration example of each unit in FIG. 1 will be described.
(Input matching circuit 2)
For example, as shown in FIG. 2, the input matching circuit 2 includes capacitors 21 and 23 inserted in series in a signal line, and an inductor inserted between a connection point of the capacitors 21 and 23 and a reference potential point (here, ground). 22. The input matching circuit 2 modulates the modulation signal of the signal source 11 and the amplification stage 3 so that the modulation signal of the desired frequency from the signal source 11 is input to the amplification stage 3 without being reflected as much as possible on the input side of the amplification stage 3. The impedance matching with the input terminal is performed, and the capacitance values of the capacitors 21 and 23 and the inductance value of the inductor 22 are selected so as to satisfy the impedance matching condition.
[0022]
Now, the desired frequency is 1950 MHz, for example, and the output impedance of the signal source 11 is 50Ω. The impedance value of the input load connected to the input side of the amplification stage 3 is usually selected so that the gain of the amplification stage 3 is not less than a desired value. According to an actual measurement result when a bipolar transistor is used for the amplification stage 3, a required large gain can be obtained when the impedance of the input load connected to the input side of the amplification stage 3 is about 0.9-j7. When the 50Ω signal source 11 is connected to the input terminal 1, the value of the capacitor 21 is 13 pF and the value of the capacitor 23 is so that the impedance expected from the output terminal of the input matching circuit 2 is about 0.9-j7. The value of 5.7 pF and inductor 22 is selected to be 0.6 nH.
[0023]
(Amplification stage 3)
As shown in FIG. 3, for example, the amplifier stage 3 includes a grounded emitter amplifier circuit 31 using a bipolar transistor 30 (in this example, an npn transistor), and an input bias line 32 to which an input bias current from the input bias circuit 6 is supplied. And an output bias line 33 to which an output bias current from the output bias circuit 7 is supplied.
[0024]
The base terminal of the transistor 30 constituting the grounded emitter amplifier circuit 31 is connected to the modulation signal input terminal 34 and to the input bias current input terminal 35 through the input bias line 32. Accordingly, the input bias current from the input bias circuit 6 is supplied from the input bias current input terminal 35 to the base terminal of the transistor 30 via the input bias line 32.
[0025]
On the other hand, the collector terminal of the transistor 30 is connected to the modulation signal output terminal 36 and to the output bias current input terminal 37 via the output bias line 33. Accordingly, the output bias current from the output bias circuit 7 is supplied from the output bias current input terminal 37 to the collector terminal of the transistor 30 via the output bias line 33.
[0026]
The grounded-emitter amplifier circuit 31 can amplify a modulation signal of a desired frequency input via the input matching circuit 2 to an output level that satisfies the specifications of a system such as a portable wireless device, and the nonlinearity of the grounded-emitter amplifier circuit 31. Therefore, it has a performance capable of suppressing nonlinear distortion typified by a modulation signal of a harmonic frequency to a level allowed by system specifications.
[0027]
That is, the grounded-emitter amplifier circuit 31 performs an amplification operation by being supplied with an input bias current and an output bias current, amplifies a modulation signal having a desired frequency input from the modulation signal input terminal 34, and outputs a modulation signal output terminal 36. Output more. Since the grounded-emitter amplifier circuit 31 generally has non-linearity, the modulation signal output terminal 36 outputs a distortion signal typified by a modulation signal of a harmonic frequency together with a modulation signal of a desired frequency.
[0028]
(Input bias circuit 6)
For example, as shown in FIG. 4, the input bias circuit 6 includes an inductor 61 having one end connected to the input bias current input terminal 35 of the amplification stage 3, a changeover switch 62, resistors 63 and 64, and a current source 65. The change-over switch 62 is controlled by a control signal 8 from the control circuit 10 and connects either the resistor 63 or 64 and a reference potential point (here, ground) to the other end of the inductor 61. As a result, the input bias current supplied from the input bias circuit 6 to the amplification stage 3 changes.
[0029]
The current source 65 is a circuit that supplies a constant current regardless of the load, and includes, for example, a power supply 100, resistors 101 and 102, transistors 103 and 106, and a current output terminal 108 as shown in FIG. A battery or the like is usually used for the power source 100. Since the diode-connected transistor 103 and transistor 106 form a current mirror circuit, a constant current is supplied from the current output terminal 108 in accordance with the voltage supplied from the power supply 100. Since the current mirror circuit is a generally well-known circuit and is also a circuit published in general books, a detailed description of the operation is omitted here.
[0030]
The input bias current to be supplied from the input bias circuit 6 to the amplification stage 3 differs depending on the operation class of the amplification stage 3. That is, when the amplification stage 3 performs class A operation, it is necessary to supply an input bias current sufficient to realize the class A operation to the amplification stage 3, and when performing class B operation, it is necessary to reduce the input bias current. As described above, the input bias circuit 6 supplies an input bias current corresponding to the operation class to the amplification stage 3. When the bipolar transistor 30 is used in the amplification stage 3, the input bias current is normally about several mA in both the class A operation and the class B operation. In order to control the operational class of the amplification stage 3 more finely, it is desirable to use a bias circuit whose bias current is continuously variable.
[0031]
In the present embodiment, for simplicity of explanation, it is assumed as an example that the bipolar transistor 30 is operated in the case of class A and class B. Therefore, the input bias circuit 6 uses a circuit that can selectively supply two kinds of bias currents required in the previous cases A and B.
[0032]
In the input bias circuit 6 shown in FIG. 4, the bias current output from the current source 65 passes through the resistor 63 or 64, is output via the inductor 61, and is supplied to the input bias current input terminal 35. Whether the input bias current is supplied to the input bias current input terminal 35 through one of the resistors 63 or 64 depends on which operation class the amplifier stage 3 is operated in, and the control signal 8 sent from the control circuit 10. Controls the selector switch 62 to select either the resistor 63 or 64.
[0033]
In general, it is desirable that the modulation signal input to the amplification stage 3 is not mixed into the input bias circuit 6. For this purpose, an inductor 61 is provided in the input bias circuit 6. The inductance of the inductor 61 is several times the impedance when the input bias circuit 6 is expected from the input bias current input terminal 35 of the amplification stage 3 and the impedance when the base terminal side of the transistor 30 is expected from the signal input terminal 34 of the amplification stage 3. It is selected to be sufficiently high, such as ten to several hundred times. If there is no problem even if the modulation signal input to the amplification stage 3 is input to the input bias circuit 6, the inductor 61 is unnecessary.
[0034]
In the present embodiment, it has been described that the input bias circuit 6 supplies a bias current to the modulation signal input terminal 34 of the amplification stage 3 as an input bias. However, a bias voltage may be supplied. In that case, the bias value of the input bias controlled by the control circuit 10 is the voltage value of the bias voltage.
[0035]
(Output bias circuit 7)
For example, as shown in FIG. 6, the output bias circuit 7 includes an inductor 71, a changeover switch 72, a resistor 73, and a current source 75 whose one ends are connected to the output bias current input terminal 37 of the amplification stage 3. The changeover switch 72 is controlled by the control signal 8 from the control circuit 10 and connects either the resistor 63 or a reference potential point (here, ground) to the other end of the inductor 71. As a result, the output bias current supplied from the output bias circuit 7 to the amplification stage 3 changes.
[0036]
Similarly to the value of the input bias current from the input bias circuit 6, the value of the output bias current from the output bias circuit 7 also varies depending on which operation class the amplifier stage 3 is operated in. Specifically, the output bias current is several hundred mA at the time of class A operation when the amplification stage 3 performs small signal amplification, and several tens of mA at the time of class B operation, and A when the large signal amplification is performed. It is about several hundred mA for both class B and class B operation.
[0037]
However, unlike the input bias current, the output bias current is not controlled by deliberately reducing the current value by the operation class of the amplification stage 3, and normally the output bias current is controlled as the input bias current is controlled. Is done. That is, as the input bias current is reduced according to the basic operation principle of the transistor, the output bias current is also reduced. Therefore, in this embodiment, to simplify the description, the value of the output bias current is not controlled by the operation class of the transistors in the amplification stage 3.
[0038]
The bias current output from the current source 75 passes through the resistor 73 and is supplied to the collector terminal of the transistor 30 via the inductor 71 and the output bias current input terminal 37 of the amplification stage 3. When the amplification stage 3 does not perform an amplification operation, the output terminal 36 of the amplification stage 3 is connected to the ground via the inductor 71. Whether the inductor 71 is connected to the resistor 73 or to the ground is switched by the switch 72 by a control signal 8 supplied from the control circuit. Since the current source 75 has substantially the same configuration as the current source 65, the description of the configuration of the current source 75 is omitted here.
[0039]
In the present embodiment, the output bias circuit 7 may supply a bias voltage instead of supplying a bias current as an input bias to the modulation signal output terminal 36 of the amplification stage 3, similarly to the input bias circuit 6. In that case, the bias value of the output bias controlled by the control circuit 10 is the voltage value of the bias voltage.
[0040]
(Output matching circuit 4)
The output matching circuit 4 receives a modulation signal having a desired frequency and a modulation signal having a harmonic frequency output from the amplification stage 3. The output matching circuit 4 is configured to perform impedance matching between the modulation signal output terminal 36 of the amplification stage 3 and the output load 12 with respect to both the modulation signal of the desired frequency and the modulation signal of the harmonic frequency.
[0041]
The output matching circuit 4 includes, for example, a harmonic matching circuit 26, a desired wave matching circuit 27, a signal line 50, and an inductor 53 as shown in FIG. The inductor 53 is inserted in the middle of the signal line 50. One end of the signal line 50 is connected to the signal input terminal 57, and the other end is connected to the signal output terminal 58. The harmonic matching circuit 26 includes a variable inductor 51 and a capacitor 52 connected in series between the signal input terminal 57 and a reference potential point (here, ground). The desired wave matching circuit 27 includes a variable capacitor 55 connected to a connection point between the other end of the inductor 53 and the signal output terminal 58, and a variable capacitor 56 connected between the signal output terminal 58 and the ground. The inductance value of the variable inductor 51 and the capacitance values of the variable capacitors 55 and 56 are controlled by a control signal 8 from the control circuit 10.
[0042]
FIG. 8 shows a specific example of the variable inductor 51 used in the harmonic matching circuit 26. The two inductors 81 and 82 are switched according to the control signal 8 by the inductor changeover switches 83A and 83B, whereby the inductance value is switched in two stages.
[0043]
FIG. 9 shows a specific example of the variable capacitors 55 and 56. The variable capacitor 55 includes a capacitor 90, inductors 91 and 94, a resistor 92, and a transistor 93. The variable capacitor 56 includes capacitors 95 and 99, an inductor 96, a resistor 97, and a transistor 98. Each of the transistors 93 and 98 is a diode-connected transistor in which a base terminal and a collector terminal are connected, and has a capacitance according to the magnitude of the reverse bias voltage applied between the emitter terminal and the collector terminal (or base terminal). It functions as a capacitor whose value changes. In this example, the voltage of the control signal 8 is supplied to the emitter terminal of the transistor 93 via the resistor 92 and the inductor 91, and the voltage of the control signal 8 is supplied to the emitter terminal of the transistor 98 via the resistor 97 and the inductor 96. As a result, a reverse bias voltage is applied between the emitter terminals and the collector terminals of the transistors 93 and 98.
[0044]
Since it is known that a diode-connected transistor functions as a variable capacitor, detailed description thereof is omitted here. Since the diode-connected transistor is an active element, it has distortion characteristics. Therefore, when a diode-connected transistor is used as a variable capacitor, the transistor size and the like must be carefully selected so that the distortion characteristics can be sufficiently ignored.
[0045]
The reverse bias voltage applied to the diode-connected transistors 93 and 98 is usually different from the bias voltage at the modulation signal output terminal 36 of the amplification stage 3 using the bipolar transistor 30. Furthermore, the values of the reverse bias voltages applied to the transistors 93 and 98 need to be different from each other. Therefore, it is desirable that the modulation signal output terminal 36 of the amplification stage 3 and the diode-connected transistors 93 and 98 are connected to each other while being connected to each other in terms of direct current. In the example of FIG. 9, although not limited to this, the modulation signal output terminal 36 of the amplification stage 3 and the diode-connected transistors 93 and 98 are connected in an AC manner by capacitors 90, 95, and 99, and in a direct current manner. Blocked.
[0046]
In the example of FIG. 9, the control signal 8 from the control circuit 10 is a DC voltage, and a DC voltage applied to the diode-connected transistors 93 and 98 is used for easy understanding of the operation principle. However, the control signal 8 may be a signal for controlling a DC voltage source that generates a DC voltage applied to the transistors 93 and 98, not the DC voltage itself applied to the transistors 93 and 98.
[0047]
Note that the variable capacitor may be a passive element capacitor whose capacitance changes depending on the voltage value applied to both ends, instead of the diode-connected transistor.
[0048]
The DC voltage, which is the control signal 8 output from the control circuit 10, is dropped to a voltage value by which the diode-connected transistor 93 becomes a capacitor having a desired capacitance value by the resistor 92, and then the transistor 93 via the inductor 91. The voltage of the diode-connected transistor 98 is lowered to a capacitor having a desired capacitance value by the resistor 97, and then applied to the transistor 98 via the inductor 96.
[0049]
Here, the modulation signal of the desired frequency and the modulation signal of the harmonic frequency output from the amplification stage 3 are normally transmitted through the control line through which the control signal 8 passes and are not leaked into the control circuit 10. It is desirable that the modulation signal output terminal 36 and the control circuit 10 be connected in a direct current but cut off in an alternating current. In the example of FIG. 9, the present invention is not limited to this, but the modulation signal output terminal 36 of the amplification stage 3 and the control circuit 10 are connected to each other by the inductors 91, 94, and 96 while being cut off in an alternating current manner. ing. Here, the inductor 94 is connected not to the control circuit 10 but to a reference potential point (here, ground), and the collector terminal of the diode-connected transistor 92 is grounded in a DC manner.
[0050]
The output matching circuit 4 inserted between the amplification stage 3 and the output load 12 absorbs the modulation signal of the desired frequency output from the amplification stage 3 to the output load 12 without being reflected as much as possible on the input side of the output load 12. In addition, it is necessary to generate an impedance for the modulation signal of the harmonic frequency so that the amplification stage 3 has a desired characteristic. The harmonic matching circuit 26, the inductor 53, and the desired wave matching circuit 27 included in the output matching circuit 4 are adjusted so as to satisfy this condition.
[0051]
As described above, the amplification stage 3 usually has different characteristics depending on the impedance of the output load 12. That is, depending on the value of the impedance of the output load 12, it becomes easy to be distorted or difficult to distort, so that an impedance at which a desired output level can be obtained even at the same distortion level, an impedance at which a desired gain can be obtained, and a desired There are impedances that provide the efficiency of
[0052]
Since the output load 12 connected to the signal output terminal 58 of the output matching circuit 4 normally has an impedance of 50Ω, the output matching circuit 4 and the 50Ω output load 12 are connected as the load of the amplification stage 3. Become. That is, for the harmonic matching circuit 26, the inductor 53, and the desired wave matching circuit 27, the amplification stage 3 is desired when a load having an impedance of 50Ω is connected to the signal output terminal 58 of the output matching circuit 4 as the output load 12. It is necessary to adjust so that it becomes a characteristic. The adjustment of the output matching circuit 4 will be described in detail later for the case A and the case B, so that only a brief description will be given here.
[0053]
Through the above operation, the modulation signal of the desired frequency and the modulation signal of the harmonic frequency output from the amplification stage 3 are input to the output matching circuit 4. Thereafter, the modulation signal of the desired frequency is transmitted from the output matching circuit 4 to the output load 12, and a part of the modulation signal of the harmonic frequency is reflected by the output matching circuit 4 and returned to the amplification stage 3, and the other part. Is transmitted to the output load 12.
[0054]
Next, the operation when switching from the situation in which the power amplifier of this embodiment is used in case A to the situation in which it is used in case B will be described. As described above, the specifications regarding the output level of the power amplifier differ between Case A and Case B.
[0055]
In the present embodiment, for the sake of explanation, the specifications of case A and case B are defined as follows as an example. That is, when the power amplifier is used in Case A, the maximum output level must be 26 dBm or more, the distortion level must be −38 dBc or less, and the gain must be 15 dB or more. When used in Case B, the maximum output level is 23 dBm. As described above, it is assumed that the distortion level needs to be −38 dBc or less and the gain needs to be 12 dB or more.
[0056]
In general, when an amplifier is operating in class A, the efficiency and distortion level are lower and the gain is higher than when operating in class B. Conversely, when operating close to class B, the efficiency and distortion level are high and the gain is low. Therefore, in the power amplifier having the above specifications, it is possible to perform amplification while maintaining high efficiency by setting the amplification stage 3 to class A operation in case A and class B operation in case B. It becomes. Therefore, in the present embodiment, a case will be described in which the amplification stage 3 is configured as a class A operation in case A and a class B operation in case B.
[0057]
FIG. 10 shows an example of the measurement result of the load impedance value for the modulation signal of the desired frequency at which the power amplifier operation class and the power amplifier perform the amplification operation most efficiently. The measurement results in FIG. 10 show that the load signal has the maximum efficiency when the type of the modulation signal is the same, but the value of the input bias current supplied to the power amplifier is changed to change the operating class of the power amplifier. The center of the Smith chart is expressed as 50Ω. According to the measurement result of FIG. 10, the value of the load impedance at which the power amplifier performs the amplification operation most efficiently during the class A operation is Z A η = 6.517 + j1.778, and the value of the load impedance that performs the amplification operation most efficiently during the class B operation is Z B η = 10.224 + j6.977.
[0058]
Based on the measurement result of FIG. 10, the power amplifier is in class A operation and the load impedance value is Z A When η = 6.517 + j1.778, if the operating class is changed from class A to class B and the load impedance remains ZAη = 6.517 + j1.778, the efficiency is the load impedance. As a result, the result is about 4% lower than when ZBη = 10.224 + j6.977. Therefore, the method of changing only the operation class by controlling the bias value of the power amplifier as disclosed in Patent Document 1 performs the amplification operation most efficiently when the power amplifier amplifies the modulation signal of the desired frequency. Since the load impedances are different, it is not always possible to perform a highly efficient amplification operation on a modulation signal having a desired frequency.
[0059]
On the other hand, in the power amplifier having the function of correcting the deviation of the output impedance with respect to the modulation signal of the desired frequency while controlling the bias value as disclosed in Patent Document 2, the load impedance for the modulation signal of the desired frequency is adjusted. At this time, there is a problem that the load impedance changes not only for the modulation signal of the desired frequency but also for the modulation signal of the harmonic frequency, and the load impedance cannot be adjusted for the modulation signal of the harmonic frequency. In the power amplifier, by optimizing the load condition for the modulation signal of the harmonic frequency on the output side, a more efficient amplification operation that cannot be realized simply by optimizing the load condition for the modulation signal of the desired frequency is realized. can do.
[0060]
FIG. 11 shows an example of a measurement result of the efficiency change of the power amplifier when a modulation signal having a frequency twice the desired frequency is used as the modulation signal of the harmonic frequency, and the impedance with respect to the modulation signal is changed. The modulation signal used for the measurement is a modulation signal having a frequency of 1950 MHz. In the figure, the horizontal axis represents the reflection phase angle with respect to the harmonic frequency modulation signal, and the vertical axis represents the efficiency. The reflection phase angle is defined by the tangent angle of the ratio between the real part and the imaginary part of the load impedance.
[0061]
Since this measurement result is a measurement result of the reflection phase angle and the efficiency with respect to the modulation signal of the harmonic frequency, the relationship between the reflection amount and the efficiency is not shown. However, it is already known that the efficiency varies depending on the magnitude of the reflection coefficient and the phase angle with respect to the modulation signal of the harmonic frequency, and the efficiency increases as the magnitude of the reflection coefficient increases.
[0062]
The harmonic frequency continues infinitely twice, three times, and more than the desired frequency, but due to the magnitude of the signal level, the contribution of the modulation signal of the harmonic frequency that is actually twice and three times the desired frequency is large. . Here, in order to simplify the description, attention is paid only to a modulated signal having a double harmonic frequency. The principle of the power amplifier's high-efficiency operation by optimizing the harmonic frequency modulation signal is described in books such as “Microwave Transistor” by Yoichiro Takayama and the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers. Then, explanation is omitted.
[0063]
As is apparent from the measurement results of FIG. 11, by optimizing the output impedance for the modulation signal at the harmonic frequency, the efficiency of the power amplifier can be increased, which is impossible only by adjusting the output impedance for the modulation signal at the desired frequency. It is understood that is possible. In addition, since the impedance matching condition for the modulation signal having the desired wave frequency and the impedance matching condition for the modulation signal having the harmonic frequency are independent of each other, the desired frequency and the harmonic are required for the power amplifier to perform the amplification operation with the maximum efficiency. If the impedance matching conditions for the two frequency modulation signals cannot be adjusted separately, an amplification operation with the maximum efficiency that can be achieved by the power amplifier cannot be realized.
[0064]
In the power amplifier of Patent Document 2, the impedance matching condition for the harmonic signal that is indispensable for high-efficiency operation of the power amplifier cannot be set to an arbitrary condition. The reason is that in the power amplifier of Patent Document 2, the output matching circuit provided on the output side is configured only by a capacitor inserted in the signal line and an inductor inserted between the load side end of the capacitor and the ground. by. In such an output matching circuit, impedance matching can be performed for a modulation signal having a desired frequency, but impedance matching can be performed for a modulation signal having a harmonic frequency independently of the modulation signal having a desired frequency. Can not.
[0065]
On the other hand, in the power amplifier of the present embodiment, the output matching circuit 4 is provided with the harmonic matching circuit 26, the desired wave matching circuit 27, and the inductor 53, and the inductor 53 realizes a high impedance with respect to the signal of the harmonic frequency. By doing so, the desired wave matching circuit 27 does not affect the signal of the harmonic frequency, so that the modulation signal output of the amplification stage 3 is independent of the modulation signal of the harmonic frequency and the modulation signal of the desired frequency. Impedance matching between the terminal 36 and the output load 12 can be achieved, thereby realizing high-efficiency operation.
[0066]
Hereinafter, a specific operation of the power amplifier according to the present embodiment will be described using the measurement results shown in FIG. The amplification stage 3 has a maximum output level of 26 dBm or more and a distortion level of not less than 26 dBm when the impedance of the output load 12 is ZAη = 6.517 + j1.778 with respect to the modulation signal of the desired wave frequency during class A operation. If the output load 12 impedance is ZBη = 10.224 + j6.977 during class B operation, the maximum output level is 23 dBm or more, and distortion is −38 dBc or less and the gain is 15 dB or more. It is assumed that the level is −38 dBc or less and the gain is 12 dB or more.
[0067]
In the present embodiment, when the situation where the power amplifier is used changes from case A to case B, the components accompanying the change are the amplification stage 3, the output matching circuit 4, the input bias circuit 6 and the output bias circuit in FIG. 7. Since the input matching circuit 2 and the control circuit 10 other than this are not particularly changed, description of the operations of the input matching circuit 2 and the control circuit 10 will be omitted below.
[0068]
First, when the power amplifier of this embodiment is used in case A, the amplification stage 3 performs a class A operation. In other words, the control signal 8 for the amplification stage 3 to perform the class A operation is sent from the control circuit 10 to the output matching circuit 4, the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7.
[0069]
In the input bias circuit 6, either the resistor 63 or 64 is selected according to the control signal 8 from the control circuit 10. In case A, it is assumed that the resistor 63 is selected. At this time, the bias current output from the current source 65 passes through the resistor 63 and is supplied to the input terminal of the amplification stage 3 via the inductor 61. That is, a bias current necessary for the amplification stage 3 to perform the class A operation is supplied to the modulation signal input terminal of the amplification stage 3.
[0070]
In the output bias circuit 7, the resistor 73 is selected according to the control signal 8 from the control circuit 10. At this time, the bias current output from the current source 75 passes through the resistor 73 and is supplied to the output terminal of the amplification stage 3 via the inductor 71. That is, a bias current necessary for the amplification stage 3 to perform the class A operation is supplied to the output terminal of the amplification stage 3.
[0071]
In this way, the bias current necessary for performing the class A operation is supplied from the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 to the amplification stage 3, so that the amplification stage 3 performs the class A operation. On the other hand, the output matching circuit 4 operates to perform impedance matching so that the amplification stage 3 performs an amplification operation with desired characteristics in accordance with the control signal 8 from the control circuit 10.
[0072]
Here, when the amplification stage 3 is performing class A operation, the optimum impedance value of the output load with respect to the modulation signal of the desired frequency is set to ZAη = 6.517 + j1.778 from the measurement result of FIG. In this case, the variable capacitors 55 and 56 in the desired wave matching circuit 27 in the output matching circuit 4 are connected to the output terminal 58 of the output matching circuit 4 when the 50 Ω output load 12 is connected thereto. The impedance of the output matching circuit 4 side from the terminal 57 is controlled to be ZAη = 6.517 + j1.778. At this time, the inductance of the inductor 53 is 5 nH, and the capacitance values of the variable capacitors 55 and 56 are 1.9 pF and 4.3 pF, respectively.
[0073]
On the other hand, the impedance with respect to the modulation signal of the harmonic frequency in consideration of all of the inductor 53, the desired wave matching circuit 27 and the 50Ω output load 12 is 1.7 + j92 when the harmonic frequency is 3900 MHz which is twice the desired frequency. Yes, the reflection coefficient is 0.98 * exp (j57). Therefore, according to the power amplifier of the present embodiment, it is possible to realize a reflection coefficient having a sufficient magnitude with respect to a modulation signal having a harmonic frequency, which could not be realized with a conventional power amplifier.
[0074]
For convenience of explanation of impedance matching conditions for a harmonic frequency modulation signal, it is assumed that the efficiency is highest when the phase angle is 0 °. All of the inductor 53, the desired wave matching circuit 27, and the 50Ω output load 12 are provided. It is necessary to realize a reflection coefficient as large as possible by setting the phase angle of the reflection coefficient to a modulation signal having a higher harmonic frequency in consideration of 0. In the present embodiment, in order to satisfy this condition, the capacitance value of the capacitor 52 of the harmonic matching circuit 26 may be 0.3 pF, and the inductance of the variable inductor 51 may be 1.8 nH. At this time, the impedance and reflection coefficient for the harmonic matching circuit 26, the inductor 53, the desired wave matching circuit 27, and the 50Ω output load 12 from the signal input terminal 57 of the output matching circuit 4 are 6.4 + j1. 6 and 0.8 * exp (j176), and the harmonic frequencies are 4900 + j16 and 0.98 * exp (j0.004).
[0075]
By controlling the amplification stage 3, the output matching circuit 4, the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 by the control circuit 10 in this way, the amplification stage 3 performs the class A operation and performs the amplification operation with the maximum efficiency. be able to.
[0076]
Next, the operation when the amplification stage 3 operates in the case B, that is, the operation when switching from the class A operation to the class B operation will be described.
First, a control signal 8 is sent from the control circuit 10 to the input bias circuit 6, the output bias circuit 7 and the output matching circuit 4. In the input bias circuit 6, the resistance of the bias current supply path is switched from the resistor 63 to the resistor 64 by the switch 62 in accordance with the control signal 8 from the control circuit 10. At this time, the bias current output from the current source 65 passes through the resistor 64 and is supplied to the input terminal of the amplification stage 3 via the inductor 61. In other words, the bias current necessary for the amplification stage 3 to perform the class B operation is supplied to the input terminal of the amplification stage 3.
[0077]
In the output bias circuit 7, the resistor 73 is selected according to the control signal 8 from the control circuit 10. In this embodiment, since the value of the output bias current is common between the class A operation and the class B operation, the bias current supplied to the amplification stage 3 is the same as in case A. In this way, when the bias current necessary for performing the class B operation is supplied from the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 to the amplification stage 3, the amplification stage 3 performs the class B operation.
[0078]
On the other hand, the output matching circuit 4 performs impedance matching so that the amplification stage 3 performs an amplification operation with desired characteristics in accordance with the control signal 8 from the control circuit 10. When the amplification stage 3 performs class B operation, the optimum impedance value of the output load for the modulation signal of the desired frequency is set to ZBη = 10.224 + j6.977 using the measurement result of FIG. In this case, the variable capacitors 55 and 56 in the desired wave matching circuit 27 in the output matching circuit 4 are connected to the signal input terminal of the output matching circuit 4 when the 50Ω output load 12 is connected to the output terminal 58 of the output matching circuit 4. The impedance when the output matching circuit 4 side is expected from 57 is controlled to be ZBη = 10.224 + j6.977. Since the inductor 53 is not variable, its inductance is 5 nH, which is the same as in class A operation. Capacitors 55 and 56 are variable capacitors, and the capacitance value is changed from the value at the time of class A operation to a desired value in accordance with control signal 8 from control circuit 10. Specifically, the capacitance value of the capacitor 55 is changed from 1.9 pF to 2.4 pF, and the capacitance value of the capacitor 56 is changed from 4.3 pF to 3.3 pF.
[0079]
At this time, the impedance with respect to the modulation signal of the harmonic frequency in consideration of all of the inductor 53, the desired wave matching circuit 27 and the 50Ω output load 12 is 3.1 + j94 when the harmonic frequency is 3900 MHz which is twice the desired frequency. Yes, the reflection coefficient is 0.97 * exp (j56). Therefore, in the case B as well as in the case A, a reflection coefficient having a sufficient magnitude with respect to the modulation signal of the harmonic frequency that cannot be realized by the conventional power amplifier can be realized.
[0080]
For the convenience of explanation of the impedance matching condition for the modulation signal of the harmonic frequency, if the efficiency is highest when the phase angle different from the case A is 180 °, the inductor 53, the desired wave matching circuit 27, and It is necessary to realize a reflection coefficient that is as large as possible by setting the phase angle of the reflection coefficient to a modulation signal having a harmonic frequency that allows all of the 50Ω output load 12 to be 180 °. In order to satisfy this condition, the value of the capacitor 52 of the harmonic matching circuit 26 may be set to 0.3 pF, and the value of the variable inductor may be set to 5.6 nH. At this time, the impedance and reflection coefficient in anticipation of the 50Ω output load 12 connected from the signal input terminal 57 of the output matching circuit 4 to the harmonic matching circuit 26, the inductor 53, the desired wave matching circuit 27, and the signal output terminal 58 are: The desired wave frequency is 10.6 + j7.1 and 0.66 * exp (j163), and the harmonic frequency is 0.001 + j1.2 and 0.99 * exp (j177).
[0081]
In this way, by controlling the amplification stage 3, the output matching circuit 4, the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 by the control circuit 10, the amplification stage 3 which has been performing the class A operation performs the class B operation, and power The amplification operation can be performed with the maximum efficiency that the amplifier can produce.
[0082]
In the above description, ZAη = 6.517 + j1.778 and ZBη = 10.224 + j6.977 are used as the optimum impedance for the modulation signal of the desired frequency at the time of Class A operation and Class B operation of the amplification stage 3, and this embodiment is used. Although it has been shown that the impedance of both ZAη = 6.517 + j1.778 and ZBη = 10.224 + j6.977 can be realized by using the configuration of FIG. It is possible to realize the optimum impedance.
[0083]
FIG. 12 shows a calculation result of impedance that can be realized by the configuration used in this embodiment, using a Smith chart. On the Smith chart, the hatched portion is the impedance range that can be realized with the configuration of this embodiment. Similar to the case of FIG. 10, the center of the Smith chart is 50Ω. This calculation result is an impedance in which the output matching circuit 4 side is expected from the signal input terminal 57 when the 50Ω resistive load 12 is connected to the output terminal 58 of the output matching circuit 4 as the output load 12. The inductance value of the inductor 53 used for the calculation is 5 nH, and the variable ranges of the capacitance values of the variable capacitors 55 and 56 are 1.3 to 10 pF and 0.3 to 10 pF, respectively.
[0084]
In a power amplifier using a bipolar transistor, the optimum impedance range in which the maximum amplifying operation that can be realized is possible is expressed in terms of admittance, which is the reciprocal of impedance, and the magnitude of admittance is 25 [S] or less. It exists inside the circle. Therefore, the value of impedance that will be required in actual use is within the range of impedance that can be realized by the configuration of the present embodiment. However, even if the optimum impedance is outside the impedance range shown in FIG. 12 that can be realized in this embodiment, the impedance range that can be realized by this embodiment by changing the value of the inductance 53 of the output matching circuit 4. There is no particular problem.
[0085]
On the other hand, the capacitance value variable ranges of the variable capacitors 55 and 56 are, for example, those using diode-connected transistors 93 and 98 as shown in FIG. It has been found that a variable range of about 50% can be obtained even in a multilayer ceramic capacitor which is a passive element whose capacitance value changes when voltage is applied. Regarding the capacitance value, if a diode-connected transistor is used, a transistor having an area capable of realizing the required capacitance value is prepared. If a multilayer ceramic capacitor is used, a transistor having the required capacitance value is prepared. By doing so, it is possible to realize the variable capacitors 55 and 56 used in this embodiment.
[0086]
In the present embodiment, one specific example is shown for each of the input matching circuit 2, the amplification stage 3, the output matching circuit 4, the input bias circuit 6, and the output bias circuit 7. However, the configurations of these circuits are different from those illustrated. However, any other configuration may be used as long as it has the same function as that described in the present embodiment.
[0087]
In this embodiment, the case where the operational class of the amplifier is changed to change the output level in the same wireless communication system has been described as an example. However, the modulation signals of a plurality of wireless communication systems having different modulation schemes are described. Even in the case of amplifying the signal, the basic operation principle is the same.
[0088]
[Second Embodiment]
FIG. 13 shows a configuration of a power amplifier according to the second embodiment of the present invention. The same reference numerals are given to the same parts as in FIG. 1 and only the differences from the first embodiment will be described. In the present embodiment, the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 provided individually in the first embodiment. Is replaced by the input / output common bias circuit 9, and the configuration of the amplification stage 3a and the control signal 8 is partially changed accordingly. As in the first embodiment, the power amplifier according to the present embodiment performs class A operation in case A and class B operation in case B.
[0089]
The amplification stage 3a in the present embodiment is connected between a base-emitter amplifier circuit 111 using a bipolar transistor (in this example, an npn transistor) 110 and a base terminal and a collector terminal of the transistor 110 as shown in FIG. 14, for example. And a variable resistor 113 connected between the base terminal of the transistor 110 and the ground. The base terminal of the transistor 110 is connected to the modulation signal input terminal 115, and the collector terminal of the transistor 110 is connected to the modulation signal output terminal 117. The resistance values of the variable resistors 112 and 113 are controlled according to the control signal 8 from the control circuit 10.
[0090]
A connection point between the collector terminal of the transistor 110 and the variable resistor 112 is connected to an input / output bias current input terminal 116 via an input / output bias line 114. A bias current is supplied from the input / output shared bias circuit 9 to the input / output bias current input terminal 116. The grounded emitter amplifier circuit 111 gains a modulation signal of a desired frequency input from the modulation signal input terminal 115 when the input / output bias current is supplied via the input / output bias current input terminal 116 and the input / output bias line 114. The signal is amplified by a factor of 2 and output from the modulation signal output terminal 117.
[0091]
Here, the output bias current supplied to the modulation signal output terminal 117 of the grounded-emitter amplifier circuit 111 is determined by the bias current supplied from the input / output common bias circuit 9 and is input to the modulation signal input terminal 115. The current is determined by the bias current input from the input / output common bias circuit 9 and the values of the variable resistors 112 and 113.
[0092]
The variable resistors 112 and 113 supply a desired input bias current to the modulation signal input terminal 115 of the amplification stage 3 a by changing the resistance value according to the control signal 8 from the control circuit 10. That is, in this embodiment, the resistance value of the variable resistors 112 and 113 is controlled, so that the operation class of the amplification stage 3a can be switched from the class A operation to the class B operation.
[0093]
FIG. 15 shows a specific example of the variable resistors 112 and 113. The two resistances 131 and 132 are switched according to the control signal 8 by the resistance changeover switches 133A and 133B, whereby the resistance value is switched in two stages.
[0094]
FIG. 16 shows a specific example of the input / output shared bias circuit 9. The input / output bias current input terminal 116 of the amplifier stage 3 includes an inductor 121, a changeover switch 122, a resistor 123, and a current source 125 that are connected at one end. The changeover switch 122 is controlled by the control signal 8 from the control circuit 10 and connects either the resistor 63 or a reference potential point (here, ground) to the other end of the inductor 121.
[0095]
As is clear from FIG. 16, the configuration of the input / output shared bias circuit 9 is the same as the configuration of the output bias circuit 6 shown in FIG. 6 in the first embodiment, and the configuration of the current source 125 is the same as that of the current source 75. Same as the configuration. However, since the input / output common bias circuit 9 in this embodiment plays the role of both the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 in the first embodiment, the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 have the same functions. It is necessary to have an ability to supply a current obtained by adding both of the bias currents that can be supplied. In the input / output shared bias circuit 9, the bias current output from the current source 125 passes through the resistor 123 and is supplied to the amplification stage 3 a via the inductor 121.
[0096]
First, in case A, the input / output shared bias circuit 9 is controlled so that the amplification stage 3a performs class A operation. That is, the input / output shared bias circuit 9 supplies a bias current necessary for the amplification stage 3a to perform the class A operation. In the amplification stage 3 a, the variable resistors 112 and 113 are controlled to generate an input bias current necessary for the grounded-emitter amplifier circuit 111 to perform class A operation, and this is supplied to the modulation signal input terminal 115.
[0097]
In the case B, the input / output shared bias circuit 9 is controlled so that the amplification stage 3a performs the class B operation. In the class A operation and the class B operation, the input / output common bias circuit 9 of the present embodiment supplies the same bias current, and thus functions in the same manner as in case A. That is, the input / output shared bias circuit 9 supplies a bias current necessary for the amplification stage 3a to perform the class B operation. In the amplification stage 3a, the variable resistors 112 and 113 are changed to resistance values different from those in the class A operation, whereby an input bias current necessary for the grounded emitter amplifier circuit 111 to perform the class B operation is generated and modulated. The signal is supplied to the signal input terminal 115.
[0098]
As described above, the modulation signal of the desired frequency output from the input matching circuit 2 is input to the amplification stage 3a, and power is amplified by the amplification stage 3a. When the amplification stage 3 a has nonlinearity, a modulation signal having a desired frequency and a modulation signal having a harmonic frequency are output from the amplification stage 3 a to the output matching circuit 4. Thereafter, as described in the first embodiment, the output matching circuit is configured to perform the amplification operation with the maximum efficiency that can be exhibited by the power amplifier in the case where the amplification stage 3a performs the class A operation and the case where the amplification stage 3a performs the class B operation. 4 is controlled.
[0099]
In the present embodiment, for the sake of explanation, one specific example is shown for each of the amplification stage 3a and the input / output common bias circuit 9. However, even in the case where these circuits are different from the illustrated configuration, Other configurations may be used as long as they have the same functions as those described.
[0100]
[Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. The overall configuration of the power amplifier according to this embodiment is the same as that of FIG. 1 showing the first embodiment, and only the amplification stage is different.
[0101]
FIG. 17 shows a specific example of the amplification stage 3b in the third embodiment of the present invention. In the first and second embodiments, bipolar transistors are used for the amplification stages 3 and 3b. However, the amplification stage 3c in this embodiment uses a field effect transistor 140. 17, only the grounded-emitter amplifier circuit 31 using the bipolar transistor 30 of the amplification stage 3 shown in FIG. 3 is replaced with the common-source amplifier circuit 141 using the field effect transistor 140, and the input bias line 142, the output bias line 143, The modulation signal input terminal 144, the input bias current input terminal 145, the modulation signal output terminal 146, and the output bias current input terminal 147 are the same as those in FIG.
[0102]
Since the basic configuration and operation of the input matching circuit 2, the output matching circuit 4, the input bias circuit 6, the output bias circuit 7, and the control circuit 10 shown in FIG. The operation will be described focusing on the amplification stage 3b using the effect transistor 140. The power amplifier according to the present embodiment performs class A operation in case A and class B operation in case B, as in the first embodiment.
[0103]
The modulation signal of the desired wave frequency output from the input matching circuit 2 is input to the amplification stage 3b using the field effect transistor 140. The gate terminal, the source terminal, and the drain terminal in the field effect transistor correspond to the base terminal, the emitter terminal, and the collector terminal of the bipolar transistor, respectively. The grounded emitter amplifier circuit 31 in the first embodiment and the grounded source in the present embodiment. The amplifier circuits 141 perform similar power amplification operations. Similarly to the bipolar transistor, even if it is a field effect transistor, it is possible to change the operation class by controlling the bias current.
[0104]
However, bipolar transistors and field effect transistors have different physical structures, and if the materials used to fabricate the transistors are different, they must be supplied when each transistor performs class A and class B operations. The amount of the bias current is different, and the impedance of the output load capable of performing the amplification operation with the maximum efficiency is also different. Therefore, in the input bias circuit 6, the output bias circuit 7 and the output matching circuit 4 used in this embodiment, the bias current to be supplied and the capacitance value of the variable capacitor to be changed are different from those in the first embodiment. Different. However, even if the bias current to be supplied and the capacitance value of the variable capacitor to be changed are different, the configurations of the input bias circuit 6, the output bias circuit 7, and the output matching circuit 4 are the same as those in the first embodiment. Can be used.
[0105]
In the case A, the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 are controlled according to the control signal from the control circuit 10 so that the amplification stage 3b using the field effect transistor 141 performs the class A operation. Supply output bias current. Similarly, in the case B, the input bias circuit 6 and the output bias circuit 7 are controlled according to the control signal from the control circuit 10 so that the amplification stage 3b performs the class B operation. Supply current.
[0106]
That is, in the input bias circuit 6, the resistors 63 and 64 are switched by the control signal 8 from the control circuit 10. Since the output bias circuit 7 performs the same function during Class A operation and Class B operation, there is no particular change. On the other hand, as described in the first embodiment, the output matching circuit 4 performs the amplification operation with the maximum efficiency that can be achieved by the power amplifier when the amplification stage 3b performs the class A operation and when the amplification stage 3b performs the class B operation. Is controlled by the control circuit 10.
[0107]
“Fourth Embodiment”
Next, a wireless communication apparatus using the above-described power amplifier will be described as a fourth embodiment of the present invention. FIG. 18 shows the configuration of the receiving side of a wireless communication apparatus according to the present embodiment, for example, a portable wireless device such as a mobile phone. The wireless communication apparatus according to the present embodiment is configured to be compatible with two or more wireless communication systems (referred to as system A and system B).
[0108]
In FIG. 18, a baseband processing unit 201 generates two orthogonal baseband signals called I signal and Q signal during transmission. The I signal and the Q signal are input to the quadrature modulator 203, and two orthogonal first local signals generated by a 90 ° phase shifter inside the quadrature modulator 203 according to the local signal from the local signal source 202 using a synthesizer. Is modulated by. The output signal from the quadrature modulator 203 is a so-called intermediate frequency (IF) signal, which is amplified by the variable gain amplifier 204 and then input to the switch 206 via the IF filter 205. Here, the quadrature modulator 203, the variable gain amplifier 204, and the IF filter 205 are shared by the system A and the system B.
[0109]
The output signal from the IF filter 205 is input by the switch 206 to the system A frequency converter 207 when the wireless communication system to be used is the system A, and to the system B frequency converter 208 when the system B is the system B. The signal is up-converted to a desired RF frequency according to the second local signal from the local signal source 209 using a synthesizer. The output signals from the system A frequency converter 207 and the system B frequency converter 208 pass through the first RF filter 210 for system A and the first RF filter 211 for system B, respectively. After being amplified to a required voltage level by the amplifier 212, it is input to the second RF filter 213 for system A and the second RF filter 214 for system B.
[0110]
Output signals from the second RF filter 213 for system A and the second RF filter 214 for system B are power amplified by a power amplifier 215 shared by system A and system B. An output signal from the power amplifier 215 is supplied to the antenna 220 through the coupler 216, isolator 217, duplexer 218, and switch 219, and is radiated as a radio wave. The coupler 216, the isolator 217, the duplexer 218, and the switch 219 are also shared by the system A and the system B, respectively.
[0111]
In the wireless communication apparatus having such a configuration, the power amplifier described in the previous embodiment is used as the power amplifier 215, so that the operation class of the power amplifier 215 changes according to the difference in the modulation signal and the output level. Even when this is done, an amplification operation with maximum efficiency can be realized, and good transmission characteristics can be obtained.
[0112]
In addition, this invention is not limited to the said embodiment, In an implementation stage, a component can be deform | transformed and embodied in the range which does not deviate from the summary. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
[0113]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a high-power, high-gain, and high-efficiency power amplifier can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power amplifier according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of an input matching circuit in the embodiment;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of an amplification stage in the embodiment;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a specific example of an input bias circuit in the same embodiment;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific example of a current source.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a specific example of an output bias circuit in the same embodiment;
FIG. 7 is a circuit diagram showing a specific example of an output matching circuit according to the embodiment;
8 is a circuit diagram showing a specific example of the variable inductor in FIG. 7;
9 is a circuit diagram showing a more specific configuration example of the harmonic matching circuit in FIG. 7;
FIG. 10 is a diagram showing an example of measurement results of output load impedance with respect to a modulation signal having a desired frequency necessary for performing amplification operation at maximum efficiency during class A operation and class B operation of a power amplifier;
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a measurement result of a relationship between a phase angle of a reflection coefficient of an output load and a power amplifier efficiency with respect to a modulation signal having a harmonic frequency twice as high as a desired frequency;
FIG. 12 is a view showing an impedance variable range of the output matching circuit in the same embodiment;
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a power amplifier according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a specific example of an amplification stage in the embodiment;
15 is a circuit diagram showing a specific example of the variable resistor in FIG. 14;
FIG. 16 is a circuit diagram showing a specific example of an input / output shared bias circuit according to the embodiment;
FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration of an amplification stage according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1: signal input terminal, 2: input matching circuit, 3, 3a, 3b: amplification stage, 4: output matching circuit, 5: signal output terminal, 6: input bias circuit, 7: output bias circuit, 8: control signal, 9: input / output shared bias circuit, 10: control circuit, 11 ... signal source, 12 ... output load, 31: grounded emitter amplifier circuit, 32: input bias line, 33: output bias line, 34: signal input terminal, 35: Input bias current input terminal, 36: signal output terminal, 37: output bias current input terminal, 51: variable inductor, 52: capacitor, 53: inductor, 55: variable capacitor, 56: variable capacitor, 57: signal input terminal, 58 : Signal output terminal, 61: inductor, 62: selector switch, 63: resistor, 64: resistor, 65: current source, 71: inductor, 72: selector switch 73: resistor, 75: current source, 81: inductor, 82: inductor, 83: switch for switching, 90: capacitor, 91: inductor, 92: resistor, 93: transistor of diode connection, 94: inductor, 95: Capacitor 96: Inductor 97: Resistor 98: Diode connected transistor 99: Capacitor 100: Power supply 101: Resistor 103: Diode connected transistor 106: Transistor 108: Current output terminal 110: Signal input Terminal: 111: grounded emitter amplifier circuit, 112: variable resistor, 113: variable resistor, 114: input / output bias line, 115: input / output bias current input terminal, 116: signal output terminal, 121: inductor, 122: changeover switch, 123: Resistance, 125: Current source, 131: 132: resistor, 133: changeover switch, 141: common source amplifier circuit, 142: input bias line, 143: output bias line, 144: signal input terminal, 145: input bias current input terminal, 146: signal output terminal, 147: Output bias current input terminal.

Claims (7)

信号源からの所望周波数の変調信号が入力される変調信号入力端子と該入力される変調信号を増幅する増幅回路及び増幅された所望周波数及び高調波周波数の変調信号を出力する変調信号出力端子を有する増幅段と；
前記所望周波数の変調信号に対して前記信号源と前記変調信号入力端子とのインピーダンス整合をとる入力整合回路と；
前記変調信号入力端子にバイアスを供給する入力バイアス回路と；
前記変調信号出力端子にバイアスを供給する出力バイアス回路と；
前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対して前記変調信号出力端子と負荷とのインピーダンス整合をとる出力整合回路と；
前記入力バイアス回路と出力バイアス回路のバイアス値並びに前記出力整合回路の前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスを制御する制御回路とを具備する電力増幅器。A modulation signal input terminal to which a modulation signal of a desired frequency from a signal source is input, an amplifier circuit for amplifying the input modulation signal, and a modulation signal output terminal for outputting the amplified modulation signal of the desired frequency and harmonic frequency An amplification stage having;
An input matching circuit that performs impedance matching between the signal source and the modulation signal input terminal with respect to the modulation signal of the desired frequency;
An input bias circuit for supplying a bias to the modulation signal input terminal;
An output bias circuit for supplying a bias to the modulation signal output terminal;
An output matching circuit that performs impedance matching between the modulation signal output terminal and a load with respect to the modulation signal of the desired frequency and the harmonic frequency;
A power amplifier comprising: a control circuit that controls a bias value of the input bias circuit and the output bias circuit and an impedance of the output matching circuit with respect to a modulation signal of the desired frequency and the harmonic frequency. 信号源からの所望周波数の変調信号が入力される変調信号入力端子と該入力される変調信号を増幅する増幅回路及び増幅された変調信号を出力する変調信号出力端子を有する増幅段と；
前記所望周波数の変調信号に対して前記信号源と前記変調信号入力端子とのインピーダンス整合をとる入力整合回路と；
前記変調信号入力端子及び変調信号出力端子にバイアスを供給する入出力共用バイアス回路と；
前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対して前記変調信号出力端子と負荷とのインピーダンス整合をとる出力整合回路と；
前記入出力バイアス回路のバイアス値並びに前記出力整合回路の前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスを制御する制御回路とを具備する電力増幅器。A modulation signal input terminal to which a modulation signal of a desired frequency from a signal source is input, an amplification circuit for amplifying the input modulation signal, and an amplification stage having a modulation signal output terminal for outputting the amplified modulation signal;
An input matching circuit that performs impedance matching between the signal source and the modulation signal input terminal with respect to the modulation signal of the desired frequency;
An input / output common bias circuit for supplying a bias to the modulation signal input terminal and the modulation signal output terminal;
An output matching circuit that performs impedance matching between the modulation signal output terminal and a load with respect to the modulation signal of the desired frequency and the harmonic frequency;
A power amplifier comprising: a control circuit that controls a bias value of the input / output bias circuit and an impedance of the output matching circuit with respect to a modulation signal having a desired frequency and a harmonic frequency. 前記出力整合回路は、前記変調信号出力端子から出力される所望周波数及び高調波周波数の変調信号を一端から入力して他端へ伝送する信号線路と、前記信号線路に挿入されたインダクタと、前記信号線路の前記一端に接続され、前記高調波周波数の変調信号に対して前記変調信号出力端子と負荷とのインピーダンス整合をとる高調波整合回路と、前記信号線路の前記他端に接続され、前記所望周波数の変調信号に対して前記変調信号出力端子と負荷とのインピーダンス整合をとる所望波整合回路とを有する請求項１または２記載の電力増幅器。The output matching circuit is configured to input a modulation signal of a desired frequency and a harmonic frequency output from the modulation signal output terminal from one end and transmit the signal to the other end, an inductor inserted in the signal line, Connected to the one end of the signal line, connected to the other end of the signal line, a harmonic matching circuit for impedance matching between the modulation signal output terminal and a load with respect to the modulation signal of the harmonic frequency, 3. The power amplifier according to claim 1, further comprising a desired wave matching circuit that performs impedance matching between the modulation signal output terminal and a load with respect to a modulation signal having a desired frequency. 前記所望波整合回路は、前記信号線路に挿入された第１のキャパシタと、前記信号線路と基準電位点間に挿入された第２のキャパシタとを有し、前記第１及び第２のキャパシタの少なくとも一方は前記制御回路により容量値が制御される可変キャパシタである請求項３記載の電力増幅器。The desired wave matching circuit includes a first capacitor inserted into the signal line, and a second capacitor inserted between the signal line and a reference potential point. The power amplifier according to claim 3, wherein at least one is a variable capacitor whose capacitance value is controlled by the control circuit. 前記制御回路は、前記変調信号の変調方式または前記電力増幅器に必要とされる出力レベルに応じて前記バイアス値を制御すると共に前記出力整合回路の前記所望周波数及び高調波周波数の変調信号に対するインピーダンスを制御する請求項１または２記載の電力増幅器。The control circuit controls the bias value according to a modulation method of the modulation signal or an output level required for the power amplifier, and sets an impedance for the modulation signal of the desired frequency and the harmonic frequency of the output matching circuit. The power amplifier according to claim 1 or 2 to be controlled. 請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力増幅器を送信回路部に有する無線通信装置。A wireless communication apparatus having the power amplifier according to claim 1 in a transmission circuit unit. 第１及び第２の無線通信システムに対応可能な無線通信装置において、
送信回路部に前記第１及び第２の無線通信システムに共用される請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力増幅器を有する無線通信装置。In a wireless communication apparatus capable of supporting the first and second wireless communication systems,
6. A wireless communication apparatus having a power amplifier according to claim 1, wherein the transmission circuit unit is shared by the first and second wireless communication systems.
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