JP2004350143A

JP2004350143A - Balun transformer

Info

Publication number: JP2004350143A
Application number: JP2003146634A
Authority: JP
Inventors: Kenji Tagami; 健次田上; Itaru Ishii; 格石井
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2003-03-24
Filing date: 2003-05-23
Publication date: 2004-12-09

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a balun transformer constituted by laminating a plurality of dielectric layers and arranging transmission lines between the dielectric layers, the balun transformer being appropriate for a high frequency circuit and realizing a balun transformer which is capable of adjusting the phase deviation from the opposite phase and the amplitude level difference between two balanced signals, is made small-sized and has wideband frequency characteristics. <P>SOLUTION: The balun transformer is composed of first to third dielectric layers 11-13 which are laminated successively, first and second transmission lines 1, 2 between the first and second dielectric layers 11, 12, third to fifth transmission lines 3-5 between the second and third dielectric layers 12 and 13, a first ground electrode 6 and second ground electrode 7 on the lower surface and upper surface of a laminate. When a length of the first, third transmission line 1, 3 is defined as L1 and a length of the second, fourth transmission line 2, 4 is defined as L2, the condition of L1≠L2 is established and when the widths of the first and second transmission lines 1 and 2 are defined as W1 and W2, the conditions of W1≠W2 is established in the balun transformer. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば携帯電話や無線ＬＡＮ等の無線通信機器その他の各種通信機器等において使用される、伝送線路により構成された高周波回路用のバラントランスに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
バラントランスとは、不平衡伝送線路を伝搬する不平衡信号と平衡伝送線路を伝搬する平衡信号とを相互に変換するためのバラン回路を用いた信号変換素子である。例えば、バラントランスの不平衡端子に不平衡信号を入力した場合、バラントランスの平衡端子には、互いに位相が１８０度異なり（逆相）、振幅が等しい２つの平衡信号が出力されることとなる。
【０００３】
高周波信号を伝送する不平衡伝送線路と平衡伝送線路とを接続するバラントランスとしては、分布定数によるものとして伝送線路により構成されるものがある。このような従来のバラントランスの例を図９および図１０に回路図で示す。
【０００４】
図９において、３０は第１の伝送線路、３１および３２は第１の伝送線路３０と同一平面上で平行もしくは異なる平面上で３次元的に平行に配置されて電磁界的に結合した略等しい長さを有する第２および第３の伝送線路、ＩＮは第１の伝送線路３０の一方側に設けた不平衡端子の入出力端子、ＯＵＴ１およびＯＵＴ２は第２の伝送線路３１および第３の伝送線路３２の対向する一端側に設けた平衡端子のそれぞれの入出力端子である。そして、図９に示す例では第１の伝送線路３０の入出力端子ＩＮと反対側の他端を開放端とし、第２の伝送線路３１および第３の伝送線路３２の入出力端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２と反対側の他端をそれぞれ接地した構成となっていた。また、図１０においては、図９に示す回路図に対し、さらに入力端子ＩＮに接地容量を電気的に接続した構成となっていた。
【０００５】
【特許文献１】
特開平７−１７６９１８号公報
【０００６】
【特許文献２】
特開平１１−２１９８２５号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のバラントランスにおいては、第１の伝送線路３０と同一平面上で平行もしくは異なる平面上で３次元的に平行に配置されて電磁界的に結合する第２および第３の伝送線路３１・３２が略等しい長さを有することで、バラントランスの不平衡端子に不平衡信号を入力した場合、バラントランスの平衡端子に、互いに位相が１８０度異なり（逆相）、振幅が等しい２つの平衡信号が出力される動作原理となっていた。
【０００８】
しかし、実際にバラントランスを作成する場合には、バラントランスに電気的な寄生成分が発生し、その影響によって、２つの平衡信号間の位相のずれが１８０度からずれるとともに、２つの平衡信号間の振幅もずれるという問題点があった。このため、バラントランスを外部回路と接続する際に生じる２つの平衡信号間の逆相からの位相のずれおよび振幅レベルの差をさらに厳しく低減する要求に対して対応できないという問題点があった。
【０００９】
また、図１０に示す例では、特許文献２に記載されているように、図９に示す構成に対し、さらに入力端子ＩＮに接地容量を電気的に接続することで第１の伝送線路３０の長さを中心周波数の略１／２波長より短縮するとともに、第２および第３の伝送線路３１・３２の長さを中心周波数の略１／４波長の長さより短縮する効果が得られ、バラントランスのサイズを小型化することができるが、バラントランスの周波数特性が狭帯域となってしまうという問題点があった。
【００１０】
本発明は、上記問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、伝送線路により構成されたバラントランスにおいて、バラントランスを外部回路と接続する際に生じる２つの平衡信号間の逆相からの位相のずれおよび振幅レベルの差を調整することができる、高周波回路に好適なバラントランスを提供することにある。
【００１１】
さらに、本発明の目的は、伝送線路により構成されたバラントランスにおいて、バラントランスのサイズを小型化するとともに周波数特性の広帯域なバラントランスを実現することができる、高周波回路に好適なバラントランスを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明のバラントランスは、第１の誘電体層と、この第１の誘電体層の上に積層された第２の誘電体層と、この第２の誘電体層の上に積層された第３の誘電体層と、前記第１の誘電体層の下面に配された第１の接地電極と、前記第１および第２の誘電体層の間に配された第１および第２の伝送線路と、前記第２および第３の誘電体層の間に配された第３乃至第５の伝送線路と、前記第３の誘電体層の上面に配された第２の接地電極とから成り、前記第１および第３の伝送線路は略同一の長さＬ１を有し、前記第２および第４の伝送線路は略同一の長さＬ２を有するとともに、Ｌ１≠Ｌ２であり、前記第１および第２の伝送線路はそれぞれ幅Ｗ１および幅Ｗ２を有するとともに、Ｗ１≠Ｗ２であり、前記第３および第４の伝送線路は、前記第１および第２の伝送線路と平行に、かつ積層方向から見て少なくとも一部が重なるように配され、前記第１および第２の接地電極は積層方向から見て前記第１乃至第５の伝送線路を覆うように配されており、前記第１および第２の伝送線路はそれぞれ一端に短絡端を有するとともに前記第４の伝送線路は一端に開放端を有し、前記第３の伝送線路の一端を不平衡端子とし、前記第３および第４の伝送線路の他端はそれぞれ前記第５の伝送線路の両端に電気的に接続されているとともに、前記第１および第２の伝送線路の前記短絡端はそれぞれ前記第２の誘電体層を挟んで前記不平衡端子および前記第４の伝送線路の前記開放端と対向する位置に配されており、前記第１および第２の伝送線路の他端をそれぞれ第１および第２の平衡端子としたことを特徴とするものである。
【００１３】
本発明のバラントランスによれば、第１および第３の伝送線路は略同一の長さＬ１を有し、第２および第４の伝送線路は略同一の長さＬ２を有するとともに、Ｌ１≠Ｌ２であり、第１および第２の伝送線路はそれぞれ幅Ｗ１および幅Ｗ２を有するとともに、Ｗ１≠Ｗ２であることから、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ１から出力される平衡信号の一方の位相量を第１および第３の伝送線路の長さＬ１で調整するとともに、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ２から出力される平衡信号の他方の位相量を第２および第４の伝送線路の長さＬ２で調整することによって、２つの平衡信号間の逆相からの位相のずれを任意に調整することが可能となり、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ１から出力される平衡信号の一方の振幅レベルを第１の伝送線路の幅Ｗ１で調整するとともに、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ２から出力される平衡信号の他方の振幅レベルを第２の伝送線路の幅Ｗ２で調整することによって、２つの平衡信号間の振幅レベルの差を調整することが可能となるので、バラントランスを外部回路と接続する際に生じる、逆相となるべき２つの平衡信号間の位相のずれおよび振幅レベルの差を調整することが可能なバラントランスを提供することができる。
【００１４】
また、本発明のバラントランスは、上記構成において、前記第４の伝送線路の前記開放端に接地容量を電気的に接続したことを特徴とするものである。
【００１５】
本発明のバラントランスによれば、第１および第３の伝送線路間で形成される第１の結合線路部、ならびに第２および第４の伝送線路間で形成される第２の結合線路部、ならびに第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒは、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の等価的なインダクタンスＬとキャパシタンスＣに対して、ｆｒ＝１／｛２π（ＬＣ）^１／２｝の関係があり、これにさらに第４の伝送線路の開放端に接地容量を電気的に接続したときには、共振周波数ｆｒに寄与するキャパシタンスＣの値が大きくなるので、バラントランスの中心周波数を決める第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒは低くなることとなる。一方、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒは、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される伝送線路の長さＬと第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路を伝播する高周波信号の伝播速度Ｖｇに対して、ｆｒ∝Ｖｇ／Ｌの関係があるので、第４の伝送線路の開放端に接地容量を電気的に接続することによって、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒが低くなる分を、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される伝送線路の長さＬを短縮することにより共振周波数ｆｒが高くなるように調整し、これらをバランスさせれば、所望の中心周波数を有するバラントランスを実現することができることとなる。このことにより、第１〜第５の伝送線路の長さを短縮した小型なバラントランスを提供することができる。加えて、第４の伝送線路部の開放端に接地容量を電気的に接続していることによって、中心周波数近傍における周波数に対するバラントランスの入出力インピーダンスの変化が緩和され、周波数特性の広帯域なバラントランスを提供することができる。
【００１６】
また、本発明のバラントランスは、上記構成において、前記第１乃至第３の誘電体層を含む誘電体基板において、前記第１乃至第５の伝送線路が前記誘電体基板の内部に形成されたストリップ線路またはコプレーナ線路から成り、前記第１および第２の伝送線路の前記短絡端が前記誘電体基板の内部に形成した貫通導体および側面に形成した端子電極の少なくとも一方を介して接地されているとともに、前記接地容量が、前記誘電体基板に内蔵された、または前記誘電体基板上に実装されたコンデンサから成ることを特徴とするものである。
【００１７】
これにより、このバラントランスを用いる高周波回路の仕様に応じて、複数の誘電体層から成る誘電体基板の内部に高周波信号の伝送特性に優れた第１〜第５の伝送線路を形成するとともに、接地容量を誘電体基板に内蔵された、または誘電体基板上に実装されたコンデンサで構成できることから、設計自由度が向上するとともに、第１〜第５の伝送線路とともに接地容量を誘電体基板に一体化して構成することが可能となり、小型で高性能なバラントランスを提供することができる。
【００１８】
また、本発明のバラントランスは、上記構成において、前記第３、第４および第５の伝送線路は略同一の幅Ｗを有し、Ｗ≠Ｗ１かつＷ≠Ｗ２であることを特徴とするものである。
【００１９】
これにより、積層の際に誘電体層の層間で位置ずれをおこしても、第１の伝送線路と第３の伝送線路間および第２の伝送線路と第４の伝送線路間の積層方向から見て重なる部分の変化が小さくなり、より一層確実にかつ容易に所望の電磁界結合量を実現することが可能であり、高性能なバラントランスを提供することができる。
【００２０】
また、本発明のバラントランスは、上記構成において、前記第３、第４および第５の伝送線路は略同一の幅Ｗを有し、Ｗ＜Ｗ１かつＷ＜Ｗ２であることを特徴とするものである。
【００２１】
これにより、不平衡端子ＩＮ側の共振器のインダクタ成分が大きくなり、かつキャパシタ成分も小さくなる。共振現象においてインダクタ成分の大きな共振器に対しては、共振のＱ値は小さくなり、それに比べキャパシタ成分の大きな共振器に対しては、共振のＱ値は大きくなる。
【００２２】
その結果、本発明において、第３乃至第５の伝送線路に構成されている共振器として機能する伝送線路の幅を細くした場合には、より一層共振器のインダクタ成分を大きくすることができるため、共振特性を、より一層広帯域とすることができ、極めて高性能なバラントランスを提供することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のバラントランスを図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１は本発明のバラントランスの実施の形態の一例を示す透視斜視図であり、図２は図１を積層方向から見た透視平面図である。図１および図２において、１１は第１の誘電体層、１２は第１の誘電体層１１の上に積層された第２の誘電体層、１３は第２の誘電体層１２の上に積層された第３の誘電体層である。１および２は第１および第２の誘電体層１１・１２の間に配された第１および第２の伝送線路、３〜５は第２および第３の誘電体層１２・１３の間に配された第３〜第５の伝送線路である。６および７は第１の誘電体層１１の下面に配された第１の接地電極および第３の誘電体層１３の上面に配された第２の接地電極である。ＩＮは第３の伝送線路３の一端に設けた不平衡端子であり、不平衡信号の入出力端子となるものである。ＯＵＴ１およびＯＵＴ２はそれぞれ第１の伝送線路１および第２の伝送線路２の他端に設けた第１および第２の平衡端子であり、平衡信号の入出力端子となるものである。
【００２５】
そして、第１および第３の伝送線路１・３は長さの差が２０％以内の範囲で略同一の長さＬ１を有し、第２および第４の伝送線路２・４は長さの差が２０％以内の範囲で略同一の長さＬ２を有するとともにＬ１≠Ｌ２の関係を有している。また、第１および第２の伝送線路１・２はそれぞれ幅Ｗ１および幅Ｗ２を有するとともに、Ｗ１≠Ｗ２の関係を有している。
【００２６】
第１および第３の伝送線路１・３の長さをＬ１とし、第２および第４の伝送線路２・４の長さをＬ２とし、かつＬ１≠Ｌ２とすることにより、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ１から出力される平衡信号の一方の位相量を第１および第３の伝送線路の長さＬ１で調整するとともに、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ２から出力される平衡信号の他方の位相量を第２および第４の伝送線路の長さＬ２で調整することによって、２つの平衡信号間の逆相からの位相のずれを任意に調整することが可能となる。
【００２７】
一方で、バラントランスの電気的な寄生成分とともに、第１および第３の伝送線路１・３と第２および第４の伝送線路２・４のそれぞれの伝送線路の長さＬ１・Ｌ２が異なることから電磁界結合量が異なることとなり、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ１から出力される平衡信号の一方の振幅レベルならびに、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ２から出力される平衡信号の他方の振幅レベルが変化し、２つの平衡信号間の振幅レベルの差が変動する。
【００２８】
この振幅レベルの差に応じて、第１の伝送線路１の幅Ｗ１および第２の伝送線路２の幅Ｗ２を、広くすれば電磁界結合量が増やせて信号の振幅レベルが大きくなり、狭くすれば電磁界結合量を減らせて信号の振幅レベルが小さくなるので、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ１から出力される平衡信号の一方の振幅レベルを第１の伝送線路１の幅Ｗ１を調整することによって第３の伝送線路３との電磁界結合量を調整するとともに、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ２から出力される平衡信号の他方の振幅レベルを第２の伝送線路２の幅Ｗ２の調整によって第４の伝送線路４との電磁界結合量を調整することによって、２つの平衡信号間の振幅レベルの差を調整することが可能となる。
【００２９】
このため、バラントランスを外部回路と接続する際に生じる、逆相となるべき２つの平衡信号間の位相のずれおよび振幅レベルの差を、第１および第３の伝送線路１・３の長さＬ１と、第２および第４の伝送線路２・４の長さＬ２を調整し、第１の伝送線路１の幅Ｗ１および第２の伝送線路２の幅Ｗ２を調整することによって調整することができる。
【００３０】
また、第３および第４の伝送線路３・４は、第１および第２の伝送線路１・２と平行に、かつ積層方向から見て少なくとも一部が重なるように配されていることから、第１および第３の伝送線路１・３間と第２および第４の伝送線路２・４間に電磁界結合が生じる。電磁界結合を生じさせるために、積層方向からみて重なる部分は、少なくとも３０％以上程度とすることが好ましく、第３および第４の伝送線路３・４または第１および第２の伝送線路１・２の一方が他方を完全に覆うように重ねて配してもよい。しかし、重なる部分の幅は３０％以上に限るものではなく、伝送線路間で必要な電磁界結合を得られる幅であればよい。
【００３１】
第１および第２の接地電極６・７は積層方向から見て、第１〜第５の伝送線路１〜５を覆うように配されているので、第１〜第５の伝送線路を流れる高周波信号が外部からの高周波信号によって干渉を受けることを防ぐことができる。また、第１および第２の接地電極６・７は、不平衡端子ＩＮならびに第１および第２の平衡端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２の基準電位を与えるために設けられる。
【００３２】
そして、第１および第２の伝送線路１・２はそれぞれ一端に短絡端８を有し、第１および第２の接地電極６・７と電気的に接続されるとともに、第４の伝送線路４は一端に開放端９を有し、第３の伝送線路３の一端を不平衡端子ＩＮとし、第３および第４の伝送線路３・４の他端はそれぞれ第５の伝送線路５の両端に電気的に接続されている。
【００３３】
また、第１および第２の伝送線路１・２の短絡端８は、第１および第２の接地電極６・７と電気的に接続されるとともに、それぞれ第２の誘電体層１２を挟んで不平衡端子ＩＮおよび第４の伝送線路４の開放端９と対向する位置に配され、第１および第２の伝送線路１・２の他端をそれぞれ第１および第２の平衡端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２としている。
【００３４】
さらに、このような構成の本発明のバラントランスにおいて、第４の伝送線路４の開放端９に接地容量Ｃ１を電気的に接続することにより、第１および第３の伝送線路１・３間で形成される第１の結合線路部、ならびに第２および第４の伝送線路２・４間で形成される第２の結合線路部、ならびに第５の伝送線路における等価的なインダクタンスＬとキャパシタンスＣによる共振回路の共振周波数ｆｒ＝１／｛２π（ＬＣ）^１／２｝に寄与するキャパシタンスＣの値が大きくなるので、バラントランスの中心周波数を決める第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒは低くなることとなる。
【００３５】
一方、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒは、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される伝送線路の長さＬと第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路を伝播する高周波信号の伝播速度Ｖｇに対して、ｆｒ∝Ｖｇ／Ｌの関係があるので、第４の伝送線路４の開放端９に接地容量Ｃ１を電気的に接続することによって、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒが低くなる分を、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される伝送線路の長さＬを短縮することにより共振周波数ｆｒが高くなるように調整し、これらをバランスさせれば、所望の中心周波数を有するバラントランスを実現することができることとなる。このことにより、第１〜第５の伝送線路１〜５の長さを短縮した小型なバラントランスを提供することができる。
【００３６】
また、この第１〜第５の伝送線路１〜５の長さの短縮効果に加えて、第４の伝送線路４の開放端９に接地容量Ｃ１を電気的に接続していることによって、中心周波数近傍における周波数に対するバラントランスの入出力インピーダンスの変化が緩和され、周波数特性の広帯域なバラントランスを提供することができる。
【００３７】
さらに、このような構成の本発明のバラントランスは、第１〜第３の誘電体層１１〜１３を含む誘電体基板２０において、第１〜第５の伝送線路１〜５を誘電体基板２０の内部に形成されたストリップ線路またはコプレーナ線路で形成し、第１および第２の伝送線路１・２の短絡端８を誘電体基板２０の内部に形成したスルーホール導体やビア導体等の貫通導体により、および誘電体基板２０の側面に形成したメタライズ導体層やいわゆるキャスタレーション導体等による端子電極の少なくとも一方を介することにより、第１および第２の接地電極６・７ならびに外部の接地導体と接続して接地するとともに、接地容量Ｃ１を誘電体基板２０の容量形成領域に内蔵したコンデンサ、または誘電体基板上に実装したコンデンサで構成することにより、設計自由度が向上するとともに、第１〜第５の伝送線路１〜５とともに接地容量Ｃ１を誘電体基板２０に一体化して構成することが可能となり、小型で高性能なバラントランスを提供することができる。
【００３８】
なお、図１および図２において、これら接地容量Ｃ１ならびに貫通導体および端子電極の図示は省略している。また、図２においては第１〜第３の誘電体層１１〜１３ならびに第１および第２の接地電極６・７の図示は省略している。
【００３９】
次に、図３および図４は本発明のバラントランスの実施の形態の他の例を示した断面図であり、図１および図２と同じ部位に対応するものは同一符号で示してある。図３および図４において、２０は誘電体基板、２１は貫通導体、２２は誘電体基板２０に内蔵したコンデンサ（容量発生領域）を構成する容量電極パターン、２３は誘電体基板２０上に実装されたコンデンサ、２４はコンデンサ２３を実装するための部品実装パッド、２５は第４の伝送線路４の開放端９と容量電極パターン２２を接続する接続線路を示す。なお、図３および図４においては、第１〜第５の伝送線路部１〜５は紙面に垂直な方向に形成されており、不平衡端子ＩＮおよび平衡端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２についての図示は省略している。また、図３においては、第４の伝送線路４の開放端９と容量電極パターン２２とを接続する接続線路２５を点線で図示している。また、図３には、接地容量Ｃ１の符号とともに、コンデンサの記号が書き加えてある。
【００４０】
図３は、第１〜第５の伝送線路１〜５を誘電体基板２０の内部に紙面垂直方向に形成し、かつ、接地容量Ｃ１を誘電体基板２０の内部に形成した容量電極パターン２２によって形成した構成例を示すものである。
【００４１】
図４は、第１〜第５の伝送線路１〜５を誘電体基板２０の内部に紙面垂直方向に形成し、かつ、接地容量Ｃ１を誘電体基板２０の表面に形成された部品実装パッド２４上に実装したコンデンサ２３で構成した構成例を示すものである。
【００４２】
これら図３および図４に示す例のような構成とすることによって、接地容量Ｃ１を、誘電体基板２０に内蔵した容量電極パターン２２によるコンデンサ、または誘電体基板２０の表面に形成された部品実装パッド２４上に実装したコンデンサ２３で構成できることから、このバラントランスを用いる高周波回路の仕様に応じて、容量電極パターン２２によるコンデンサまたは部品実装パッド２４上に実装したコンデンサ２３のいずれかの構成を選択することが可能となり、設計自由度が向上するとともに、第１〜第５の伝送線路１〜５とともに接地容量Ｃ１を誘電体基板２０に一体化して構成することが可能な、小型で高性能なバラントランスを提供することができる。
【００４３】
図５は、第１および第２の伝送線路１・２と第３〜第５の伝送線路３〜５の線幅を異ならせて、かつ第１の伝送線路１の線幅Ｗ１および第２の伝送線路２の線幅Ｗ２に対して第３〜第５の伝送線路３〜５の幅Ｗを細くするように構成した構成例を示すものである。
【００４４】
この図５に示す例のような構成とすることによって、積層の際に位置ずれをおこしても第１の伝送線路１と第３の伝送線路３間および第２の伝送線路２と第４の伝送線路４間の電磁界結合量の変化が小さく、所望の電気特性が得られることが可能であり、高性能なバラントランスを提供することができる。
【００４５】
一方、Ｗ＝Ｗ１かつＷ＝Ｗ２となっているバラントランスは、積層の際に誘電体層１１〜１３の層間で位置ずれをおこすと、第１の伝送線路１と第３の伝送線路３との間および第２の伝送線路２と第４の伝送線路４との間の電磁界結合量の変化が大きく、所望の電気特性を得るためには、高精度の積層技術が必要になるので、多数個を安定して生産することが難しい。
【００４６】
また、不平衡端子ＩＮ側の共振器のインダクタ成分が大きくなり、かつキャパシタ成分も小さくなる。共振現象においてインダクタ成分の大きな共振器に対しては、共振のＱ値は小さくなり、それに比べキャパシタ成分の大きな共振器に対しては、共振のＱ値は大きくなる。広帯域な共振特性を望む場合は伝送線路を用いて作製されている共振器の線幅を細くする必要がある。
【００４７】
これにより、共振器のインダクタ成分を大きくすることができることから、広帯域なバラントランスを提供する事が可能となり、高性能なバラントランスを提供することができる。
【００４８】
一方、Ｗ＞Ｗ１かつＷ＞Ｗ２となっているバラントランスは、不平衡端子ＩＮ側の共振器のインダクタ成分が小さくなる。
【００４９】
このため、Ｗ＞Ｗ１かつＷ＞Ｗ２であるバラントランスの共振特性は、Ｗ＜Ｗ１かつＷ＜Ｗ２となっているバラントランスに比べ、狭帯域な共振特性となり、Ｗ＜Ｗ１かつＷ＜Ｗ２であるバランのほうが、より一層広帯域な電気特性とすることができる。
【００５０】
本発明のバラントランスを形成するに当たり、このような順次積層された第１〜第３の誘電体層１１〜１３を含む誘電体基板２０やストリップ線路・コプレーナ線路等による第１〜第５の伝送線路１〜５、第１および第２の接地電極６・７、不平衡端子ＩＮ、第１および第２の平衡端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２、容量電極パターン２２、部品実装パッド２４、端子電極ならびに貫通導体２１、その他これらを接続する接続導体は、周知の高周波用配線基板に使用される種々の材料・形態のものを使用することができる。
【００５１】
本発明のバラントランスに用いる第１〜第３の誘電体層１１〜１３を含む誘電体基板２０としては、例えばアルミナセラミックス・ムライトセラミックス等のセラミックス材料やガラスセラミックス等の無機系材料、あるいは四ふっ化エチレン樹脂（ポリテトラフルオロエチレン；ＰＴＦＥ）・四ふっ化エチレン−エチレン共重合樹脂（テトラフルオロエチレン−エチレン共重合樹脂；ＥＴＦＥ）・四ふっ化エチレン−パーフルオロアルコキシエチレン共重合樹脂（テトラフルオロエチレン−パーフルオロアルキルビニルエーテル共重合樹脂；ＰＦＡ）等のフッ素樹脂やガラスエポキシ樹脂・ポリイミド等の樹脂系材料等が用いられる。これら誘電体基板の形状や寸法（厚みや幅・長さ）は、使用される周波数や用途等に応じて設定される。
【００５２】
本発明の第１〜第５の伝送線路１〜５、第１および第２の接地電極６・７、貫通導体２１、容量電極パターン２２、部品実装パッド２４、その他これらを接続する接続導体は、高周波信号伝送用の金属材料の導体層、例えばＣｕ層・Ｍｏ−Ｍｎのメタライズ層上にＮｉメッキ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの、Ｗのメタライズ層上にＮｉメッキ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの、Ｃｒ−Ｃｕ合金層・Ｃｒ−Ｃｕ合金層上にＮｉメッキ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの、Ｔａ_２Ｎ層上にＮｉ−Ｃｒ合金層およびＡｕメッキ層を被着させたもの、Ｔｉ層上にＰｔ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの、またはＮｉ−Ｃｒ合金層上にＰｔ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの等を用いて、厚膜印刷法あるいは各種の薄膜形成方法やメッキ法等により形成される。その厚みや幅も、伝送される高周波信号の周波数や用途等に応じて設定される。
【００５３】
本発明のバラントランスに用いる第１〜第３の誘電体層１１〜１３を含む誘電体基板２０の作製にあたっては、例えば誘電体基板２０がガラスセラミックスから成る場合であれば、まず誘電体基板２０となるガラスセラミックスのグリーンシートを準備し、これに所定の打ち抜き加工を施して貫通導体２１となる貫通孔を形成した後、スクリーン印刷法によりＣｕ等の導体ペーストを貫通孔に充填するとともに、所定の伝送線路パターンおよびその他の導体層のパターンを印刷塗布する。次に、８５０〜１０００℃で焼成を行ない、最後に誘電体基板２０の各表面導体層上にＮｉメッキおよびＡｕメッキを施す。
【００５４】
【実施例】
図６および図７は、図１に示す構成の本発明のバラントランスと、図９に示す従来のバラントランスにおいて、第１および第２の平衡端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２に出力される２つの平衡信号間の振幅レベルの差および逆相からの位相のずれをシミュレーションで比較した結果を示す各線図である。
【００５５】
このシミュレーションは、それぞれ図１および図９に示す構成となる各部分に以下に示すパラメータを用いてシミュレーションモデルを作製し、実施した。
【００５６】
【表１】

【００５７】
図６および図７において、横軸はいずれも周波数（単位：ＧＨｚ）を、縦軸はそれぞれ振幅レベル差（単位：ｄＢ）および位相差（逆相からの位相のずれ）（単位：ｄｅｇ）を表わし、各特性曲線は、Ａが本発明のバラントランスにおける結果を、Ｂが図９に示す従来のバラントランスにおける結果を示している。
【００５８】
本発明のバラントランスによれば、第１および第３の伝送線路１・３の長さＬ１と第２および第４の伝送線路２．４の長さＬ２を独立に調整することによって、バラントランスの不平衡端子ＩＮに不平衡信号を入力して、バラントランスの第１及び第２の平衡端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２より２つの平衡信号を取り出す際の、２つの平衡信号間の逆相からの位相のずれを任意に調整することが可能となる。
【００５９】
また、第１および第２の伝送線路１・２の幅Ｗ１および幅Ｗ２を独立に調整することによって、２つの平衡信号間の振幅レベルの差に寄与する、第１および第３の伝送線路１・３間ならびに第２および第４の伝送線路２・４間で形成される電磁界結合量を任意に調整することができて、バラントランスの不平衡端子ＩＮに不平衡信号を入力して、バラントランスの第１及び第２の平衡端子ＯＵＴ１・ＯＵＴ２より２つの平衡信号を取り出す際の、振幅レベルの差を調整することができる。
【００６０】
例えば、５ＧＨｚにおける振幅レベル差および位相差は図６および図７に示す結果から明らかなように、
Ａ：振幅レベル差０．０３ｄＢ、位相差１８０．１ｄｅｇ
Ｂ：振幅レベル差０．２５ｄＢ、位相差１７７．５ｄｅｇ
であり、従来のバラントランスにおける結果（Ｂ）に比べて、本発明のバラントランスにおける結果（Ａ）は、振幅レベルの差および逆相からの位相のずれを調整することにより改善することができる。
【００６１】
図８は図５に示す構成の本発明のバラントランスと、図９に示す従来のバラントランスにおいて、第１および第２の不平衡端子ＩＮ側での反射特性をシミュレーションで比較した結果を示す各線図である。
【００６２】
このシミュレーションは、それぞれ図５および図９に示す構成となる各部分に以下に示すパラメータを用いてシミュレーションモデルを作製し、実施した。
【００６３】
【表２】

【００６４】
図８において、横軸はいずれも周波数（単位：ＧＨｚ）を、縦軸は反射特性（単位：ｄＢ）を表わし、各特性曲線は、Ａが本発明のバラントランスにおける結果を、Ｂが図９に示す従来のバラントランスにおける結果を示している。
【００６５】
本発明のバラントランスによれば、第１の伝送線路１の幅Ｗ１および第２の伝送線路２の幅Ｗ２を、第３〜第５の伝送線路３〜５の幅Ｗに対して、Ｗ１＞ＷかつＷ２＞Ｗとすることにより広帯域な反射特性を実現する事が可能である。
【００６６】
例えば、５ＧＨｚにおける反射特性は図８に示す結果から明らかなように、
Ａ：反射特性で−１５ｄＢにおける帯域２．４３ＧＨｚ
Ｂ：反射特性で−１５ｄＢにおける帯域１．８ＧＨｚ
であり、従来のバラントランスにおける結果（Ｂ）に比べて、本発明のバラントランスにおける結果（Ａ）は、広帯域な反射特性を実現することが可能である。
【００６７】
なお、本発明は以上の実施の形態の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更・改良を加えることは何ら差し支えない。
【００６８】
例えば、本発明のバラントランスを構成する第１〜第５の伝送線路１〜５は、図１および図２に図示するように、それぞれ必ずしも直線状の伝送線路により形成されるものに限られるものではなく、それぞれ角型状や円形状等に折り曲げた伝送線路や、コの字型・スパイラル形状・ミアンダライン形状の伝送線路等で形成したりすることができる。このような形状に形成することで、バラントランスを用いる高周波回路の仕様に応じて、複数の誘電体層から成る誘電体基板２０の内部に、高周波回路とともに誘電体基板に一体化して高周波信号の伝送特性に優れた伝送線路部を、構成する際の設計自由度が向上するとともに、小型で高性能なバラントランスを提供することが可能となる。
【００６９】
また、第１〜第５の伝送線路１〜５は、それぞれ単一の線路導体で形成するものに限られるものではなく、それぞれ電磁気的に１つの伝送線路とみなせるような２個以上の導体で形成してもよい。
【００７０】
さらにまた、図３および図４に示した例では、誘電体基板２０の内部に容量電極パターン２２を形成する場合として１個の容量電極パターンで形成した例を示しているが、必ずしもこの例のものに限られるものではなく、それぞれ電気的に１つの容量とみなせるような２個以上の導体で形成してもよい。
【００７１】
【発明の効果】
本発明のバラントランスによれば、第１および第３の伝送線路は略同一の長さＬ１を有し、第２および第４の伝送線路は略同一の長さＬ２を有するとともに、Ｌ１≠Ｌ２であり、第１および第２の伝送線路はそれぞれ幅Ｗ１および幅Ｗ２を有するとともに、Ｗ１≠Ｗ２であることから、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ１から出力される平衡信号の一方の位相量を第１および第３の伝送線路の長さＬ１で調整するとともに、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ２から出力される平衡信号の他方の位相量を第２および第４の伝送線路の長さＬ２で調整することによって、２つの平衡信号間の逆相からの位相のずれを任意に調整することが可能となり、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ１から出力される平衡信号の一方の振幅レベルを第１の伝送線路の幅Ｗ１で調整するとともに、不平衡端子ＩＮから入り、平衡端子ＯＵＴ２から出力される平衡信号の他方の振幅レベルを第２の伝送線路の幅Ｗ２で調整することによって、２つの平衡信号間の振幅レベルの差を調整することが可能となるので、バラントランスを外部回路と接続する際に生じる、逆相となるべき２つの平衡信号間の位相のずれおよび振幅レベルの差を調整することが可能なバラントランスを提供することができる。
【００７２】
また、本発明のバラントランスによれば、第４の伝送線路の開放端に接地容量を電気的に接続したときには、第１および第３の伝送線路間で形成される第１の結合線路部、ならびに第２および第４の伝送線路間で形成される第２の結合線路部ならびに第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒに寄与するキャパシタンスＣの値が大きくなるので、バラントランスの中心周波数を決める第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒは低くなることとなる。一方、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒは、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される伝送線路の長さＬと第１および第２の結合線路および第５の伝送線路を伝播する高周波信号の伝播速度Ｖｇに対して、ｆｒ∝Ｖｇ／Ｌの関係があるので、第４の伝送線路の開放端に接地容量を電気的に接続することによって、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される回路の共振周波数ｆｒが低くなる分を、第１および第２の結合線路部および第５の伝送線路で形成される伝送線路の長さＬを短縮することにより共振周波数ｆｒが高くなるように調整し、これらをバランスさせれば、所望の中心周波数を有するバラントランスを実現することができることとなる。このことにより、第１〜第５の伝送線路の長さを短縮した小型なバラントランスを提供することができる。また、この第１〜第５の伝送線路１〜５の長さの短縮効果に加えて、第４の伝送線路部の開放端に接地容量を電気的に接続していることによって、中心周波数近傍における周波数に対するバラントランスの入出力インピーダンスの変化が緩和され、周波数特性の広帯域なバラントランスを提供することができる。
【００７３】
さらにまた、本発明のバラントランスによれば、第１〜第３の誘電体層を含む誘電体基板において、第１〜第５の伝送線路が誘電体基板の内部に形成されたストリップ線路またはコプレーナ線路から成り、第１および第２の伝送線路の短絡端が誘電体基板の内部に形成した貫通導体および側面に形成された端子電極の少なくとも一方を介して接地されているときには、第１および第２の接地電極ならびに外部の接地と接続して接地するとともに、接地容量を誘電体基板に内蔵されたコンデンサ、または誘電体基板上に実装されたコンデンサで構成できることにより、設計自由度が向上するとともに、第１〜第５の伝送線路とともに接地容量を誘電体基板に一体化して構成することが可能となり、小型で高性能なバラントランスを提供することができる。
【００７４】
また、本発明のバラントランスによれば、上記構成において、前記第３、第４および第５の伝送線路は略同一の幅Ｗを有し、Ｗ≠Ｗ１かつＷ≠Ｗ２と成るときには、積層の際に位置ずれをおこしても、第１の伝送線路と第３の伝送線路間および第２の伝送線路と第４の伝送線路間の積層方向から見て重なる部分の変化が小さくなり、より一層確実にかつ容易に所望の電磁界結合量を実現することが可能であり、高性能なバラントランスを提供することができる。
【００７５】
また、本発明のバラントランスによれば、前記第３および第４および第５の伝送線路は略同一の幅Ｗを有し、Ｗ＜Ｗ１かつＷ＜Ｗ２と成るときには、不平衡端子ＩＮ側の共振器のインダクタ成分が大きくなり、かつキャパシタ成分も小さくなる。共振現象においてインダクタ成分の大きな共振器に対しては、共振のＱ値は小さくなり、それに比べキャパシタ成分の大きな共振器に対しては、共振のＱ値は大きくなる。
【００７６】
その結果、本発明において、第３乃至第５の伝送線路に構成されている共振器として機能する伝送線路の幅を細くした場合には、より一層共振器のインダクタ成分を大きくすることができるため、共振特性を、より一層広帯域とすることが可能となり、高性能なバラントランスを提供することができる。
【００７７】
以上のように、本発明によれば、伝送線路により構成されたバラントランスにおいて、バラントランスを外部回路と接続する際に生じる２つの平衡信号間の逆相からの位相のずれおよび振幅レベルの差を調整することができる、高周波回路に好適なバラントランスを提供することができた。
【００７８】
さらに、本発明によれば、伝送線路により構成されたバラントランスにおいて、バラントランスのサイズを小型化するとともに周波数特性の広帯域なバラントランスを実現することができる、高周波回路に好適なバラントランスを提供することができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のバラントランスの実施の形態の一例を示す透視斜視図である。
【図２】本発明のバラントランスの実施の形態の一例を示す透視平面図である。
【図３】本発明のバラントランスの実施の形態の他の例を示す断面図である。
【図４】本発明のバラントランスの実施の形態の他の例を示す断面図である。
【図５】本発明のバラントランスの実施の形態の他の例を示す透視斜視図である。
【図６】本発明のバラントランスおよび従来のバラントランスにおける出力平衡信号の振幅レベル差を示す線図である。
【図７】本発明のバラントランスおよび従来のバラントランスにおける出力平衡信号の位相差を示す線図である。
【図８】本発明のバラントランスおよび従来のバラントランスにおける入力平衡信号の反射特性を示す線図である。
【図９】従来のバラントランスの例を示す回路図である。
【図１０】従来のバラントランスの他の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１〜５・・・・・・・・・第１〜第５の伝送線路
６〜７・・・・・・・・・第１および第２の接地電極
８・・・・・・・・・・・短絡端
９・・・・・・・・・・・開放端
１１〜１３・・・・・・・・・第１〜第３の誘電体層
２０・・・・・・・・・・・誘電体基板
２１・・・・・・・・・・・貫通導体
２２・・・・・・・・・・・容量電極パターン
２３・・・・・・・・・・・コンデンサ
２４・・・・・・・・・・・部品実装パッド
Ｃ１・・・・・・・・・・接地容量
ＩＮ・・・・・・・・・・不平衡端子（入出力端子）
ＯＵＴ１、ＯＵＴ２・・・第１および第２の平衡端子（入出力端子）[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a balun transformer for a high-frequency circuit configured by a transmission line, which is used in, for example, a wireless communication device such as a mobile phone and a wireless LAN, and various other communication devices.
[0002]
[Prior art]
A balun transformer is a signal conversion element using a balun circuit for mutually converting an unbalanced signal propagating through an unbalanced transmission line and a balanced signal propagating through a balanced transmission line. For example, when an unbalanced signal is input to the unbalanced terminal of the balun transformer, two balanced signals having a phase difference of 180 degrees (opposite phase) and an equal amplitude are output to the balanced terminal of the balun transformer. .
[0003]
As a balun transformer for connecting an unbalanced transmission line and a balanced transmission line for transmitting a high-frequency signal, there is a balun transformer constituted by a transmission line based on a distributed constant. FIGS. 9 and 10 are circuit diagrams showing examples of such a conventional balun transformer.
[0004]
In FIG. 9, reference numeral 30 denotes a first transmission line, and 31 and 32 are arranged on the same plane and parallel to the first transmission line 30 or three-dimensionally parallel on different planes, and are approximately equal to each other and electromagnetically coupled. The second and third transmission lines having a length, IN is an input / output terminal of an unbalanced terminal provided on one side of the first transmission line 30, and OUT1 and OUT2 are second transmission lines 31 and third transmission lines. These are the input / output terminals of the balanced terminals provided on one end side of the line 32 opposite to the line. In the example shown in FIG. 9, the other end of the first transmission line 30 opposite to the input / output terminal IN is set as an open end, and the input / output terminals OUT1 and OUT2 of the second transmission line 31 and the third transmission line 32 are opened. And the other end on the opposite side is grounded. Further, in FIG. 10, the configuration is such that a ground capacitance is further electrically connected to the input terminal IN with respect to the circuit diagram shown in FIG.
[0005]
[Patent Document 1]
JP-A-7-176918
[0006]
[Patent Document 2]
JP-A-11-219825
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such a conventional balun transformer, the second and third balun transformers are disposed in parallel on the same plane as the first transmission line 30 or three-dimensionally in parallel on a different plane and are electromagnetically coupled. Since the

transmission lines

31 and 32 have substantially the same length, when an unbalanced signal is input to the unbalanced terminal of the balun transformer, the phase is different by 180 degrees (opposite phase) from the balanced terminal of the balun transformer and the amplitude is changed. The operation principle is that two equal balanced signals are output.
[0008]
However, when actually producing a balun transformer, an electrical parasitic component is generated in the balun transformer, and the phase shift between the two balanced signals deviates from 180 degrees due to the influence of the parasitic component. There is a problem that the amplitude of the data is shifted. For this reason, there has been a problem that it is not possible to cope with a demand for more strictly reducing the phase shift from the opposite phase and the difference in amplitude level between two balanced signals generated when the balun transformer is connected to an external circuit.
[0009]
Further, in the example shown in FIG. 10, as described in Patent Document 2, the first transmission line 30 can be connected to the input terminal IN by electrically connecting a ground capacitance to the configuration shown in FIG. The effect of shortening the length from approximately 略 wavelength of the center frequency and shortening the lengths of the second and

third transmission lines

31 and 32 from approximately 波長 wavelength of the center frequency is obtained. Although the size of the transformer can be reduced, there is a problem that the frequency characteristic of the balun transformer is narrow.
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a balun transformer constituted by a transmission line, in which an inverse between two balanced signals generated when the balun transformer is connected to an external circuit. An object of the present invention is to provide a balun transformer suitable for a high-frequency circuit, which can adjust a phase shift from a phase and a difference in amplitude level.
[0011]
Further, an object of the present invention is to provide a balun transformer suitable for a high-frequency circuit, which can realize a balun transformer having a wide frequency characteristic in a balun transformer formed of a transmission line, in which the size of the balun transformer can be reduced. Is to do.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The balun transformer of the present invention includes a first dielectric layer, a second dielectric layer laminated on the first dielectric layer, and a second dielectric layer laminated on the second dielectric layer. 3, a first ground electrode disposed on the lower surface of the first dielectric layer, and first and second transmission lines disposed between the first and second dielectric layers. A third transmission line disposed between the second and third dielectric layers; and a second ground electrode disposed on an upper surface of the third dielectric layer. , The first and third transmission lines have substantially the same length L1, the second and fourth transmission lines have substantially the same length L2, and L1２L2, and the first and third transmission lines have the same length L1. And the second transmission line has a width W1 and a width W2, respectively, and W1 ≠ W2, and the third and fourth transmission lines are the first transmission line and the second transmission line. And the first and second ground electrodes are arranged in parallel with the second transmission line and at least partially overlap when viewed from the stacking direction, and the first to fifth transmission lines are viewed from the stacking direction. , The first and second transmission lines each have a short-circuited end at one end, the fourth transmission line has an open end at one end, and one end of the third transmission line. Are unbalanced terminals, the other ends of the third and fourth transmission lines are electrically connected to both ends of the fifth transmission line, respectively, and the short-circuit of the first and second transmission lines is Ends are respectively disposed at positions facing the unbalanced terminal and the open end of the fourth transmission line with the second dielectric layer interposed therebetween, and the other ends of the first and second transmission lines. Are the first and second balanced terminals, respectively. The one in which the features.
[0013]
According to the balun transformer of the present invention, the first and third transmission lines have substantially the same length L1, the second and fourth transmission lines have substantially the same length L2, and L1 ≠ L2 Since the first and second transmission lines have widths W1 and W2, respectively, and W1 ≠ W2, one phase of the balanced signal which enters from the unbalanced terminal IN and is output from the balanced terminal OUT1 is obtained. The amount is adjusted by the length L1 of the first and third transmission lines, and the other phase amount of the balanced signal input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT2 is adjusted by the second and fourth transmission lines. By adjusting the length L2, it is possible to arbitrarily adjust the phase shift from the opposite phase between the two balanced signals. One of the balanced signals that enters from the unbalanced terminal IN and is output from the balanced terminal OUT1 of Adjusting the width level with the width W1 of the first transmission line, and adjusting the other amplitude level of the balanced signal input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT2 with the width W2 of the second transmission line. This makes it possible to adjust the difference in the amplitude level between the two balanced signals, so that when connecting the balun transformer to an external circuit, the phase shift and the amplitude between the two balanced signals to be in opposite phases are generated. A balun transformer capable of adjusting the level difference can be provided.
[0014]
Further, in the balun transformer of the present invention, in the above configuration, a ground capacitance is electrically connected to the open end of the fourth transmission line.
[0015]
According to the balun transformer of the present invention, the first coupling line portion formed between the first and third transmission lines, the second coupling line portion formed between the second and fourth transmission lines, And the resonance frequency fr of the circuit formed by the fifth transmission line is determined by the equivalent inductance L and capacitance C of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line. fr = 1 / ｛2π (LC) ^1/2 When the ground capacitance is further electrically connected to the open end of the fourth transmission line, the value of the capacitance C that contributes to the resonance frequency fr increases, so that the center frequency of the balun transformer is determined. The resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line becomes lower. On the other hand, the resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line is equal to the resonance frequency fr of the transmission line formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line. Since the length L and the propagation speed Vg of the high-frequency signal propagating through the first and second coupling line portions and the fifth transmission line have a relationship of fr∝Vg / L, the fourth transmission line is opened. By electrically connecting the ground capacitance to the end, the lowering of the resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line is reduced by the first and second coupling lines. By adjusting the length L of the transmission line formed by the line portion and the fifth transmission line to increase the resonance frequency fr, and balancing these, a balun transformer having a desired center frequency can be obtained. What can be achieved It made. Thus, it is possible to provide a small balun transformer in which the lengths of the first to fifth transmission lines are reduced. In addition, since the ground capacitance is electrically connected to the open end of the fourth transmission line section, the change in the input / output impedance of the balun transformer with respect to the frequency near the center frequency is reduced, and the balun having a wide frequency characteristic is obtained. Transformers can be provided.
[0016]
Further, in the balun transformer of the present invention, in the above configuration, in the dielectric substrate including the first to third dielectric layers, the first to fifth transmission lines are formed inside the dielectric substrate. The short-circuited ends of the first and second transmission lines are grounded via at least one of a through conductor formed inside the dielectric substrate and a terminal electrode formed on a side surface. In addition, the ground capacitance comprises a capacitor built in the dielectric substrate or mounted on the dielectric substrate.
[0017]
Thereby, according to the specification of the high-frequency circuit using the balun transformer, the first to fifth transmission lines having excellent transmission characteristics of high-frequency signals are formed inside a dielectric substrate including a plurality of dielectric layers, Since the ground capacitance can be constituted by a capacitor built in the dielectric substrate or mounted on the dielectric substrate, the degree of freedom in design is improved, and the ground capacitance together with the first to fifth transmission lines is transferred to the dielectric substrate. This makes it possible to provide a compact and high-performance balun transformer.
[0018]
In the balun transformer of the present invention, the third, fourth, and fifth transmission lines have substantially the same width W in the above configuration, and W ≠ W1 and W ≠ W2. It is.
[0019]
Thereby, even if a displacement occurs between the dielectric layers during the lamination, it is viewed from the lamination direction between the first transmission line and the third transmission line and between the second transmission line and the fourth transmission line. Thus, the change in the overlapping portion is reduced, and the desired electromagnetic field coupling amount can be realized more reliably and easily, and a high-performance balun transformer can be provided.
[0020]
Further, the balun transformer of the present invention, in the above configuration, is characterized in that the third, fourth, and fifth transmission lines have substantially the same width W, and W <W1 and W <W2. It is.
[0021]
Thus, the inductor component of the resonator on the unbalanced terminal IN side increases, and the capacitor component also decreases. In the resonance phenomenon, the Q value of the resonance decreases for a resonator having a large inductor component, and the Q value of the resonance increases for a resonator having a large capacitor component.
[0022]
As a result, in the present invention, when the width of the transmission line functioning as the resonator configured in the third to fifth transmission lines is reduced, the inductor component of the resonator can be further increased. In addition, the resonance characteristics can be further widened, and a balun transformer with extremely high performance can be provided.
[0023]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a balun transformer of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0024]
FIG. 1 is a perspective view showing an example of an embodiment of a balun transformer according to the present invention, and FIG. 2 is a perspective plan view of FIG. 1 as viewed from the laminating direction. 1 and 2, reference numeral 11 denotes a first dielectric layer, 12 denotes a second dielectric layer laminated on the

first dielectric layer

11, and 13 denotes a second dielectric layer on the second dielectric layer 12. It is a laminated third dielectric layer. 1 and 2 are first and second transmission lines arranged between the first and second dielectric layers 11 and 12, and 3 to 5 are between the second and third

dielectric layers

12 and 13. The third to fifth transmission lines are arranged.

Reference numerals

6 and 7 denote a first ground electrode provided on the lower surface of the first dielectric layer 11 and a second ground electrode provided on the upper surface of the third dielectric layer 13. IN is an unbalanced terminal provided at one end of the third transmission line 3 and serves as an input / output terminal for an unbalanced signal. OUT1 and OUT2 are first and second balanced terminals provided at the other ends of the first transmission line 1 and the second transmission line 2, respectively, and serve as input / output terminals of a balanced signal.
[0025]
The first and

third transmission lines

1 and 3 have substantially the same length L1 within a range where the difference in length is within 20%, and the second and

fourth transmission lines

2 and 4 have the same length L1. Within the range of the difference within 20%, they have substantially the same length L2 and have a relationship of L1 ≠ L2. The first and

second transmission lines

1 and 2 have a width W1 and a width W2, respectively, and have a relationship of W1 ≠ W2.
[0026]
By setting the length of the first and

third transmission lines

1 and 3 to L1, the length of the second and fourth transmission lines 2.4 to L2, and L1２L2, the unbalanced terminal IN The phase of one of the balanced signals output from the balanced terminal OUT1 is adjusted by the length L1 of the first and third transmission lines, and the balanced signal input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT2. By adjusting the other phase amount by the length L2 of the second and fourth transmission lines, it is possible to arbitrarily adjust the phase shift from the opposite phase between the two balanced signals.
[0027]
On the other hand, the transmission line lengths L1 and L2 of the first and

third transmission lines

1 and 3 and the second and

fourth transmission lines

2 and 4 are different from each other along with the electrical parasitic component of the balun transformer. And the magnitude of one of the amplitude levels of the balanced signal that enters from the unbalanced terminal IN and is output from the balanced terminal OUT1 and the balanced signal that is input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT2. The other amplitude level changes, and the difference in amplitude level between the two balanced signals fluctuates.
[0028]
If the width W1 of the first transmission line 1 and the width W2 of the second transmission line 2 are increased according to the difference between the amplitude levels, the amount of electromagnetic field coupling can be increased, and the amplitude level of the signal increases, and the width decreases. For example, since the amount of electromagnetic field coupling can be reduced to reduce the amplitude level of the signal, one of the amplitude levels of the balanced signal input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT1 is adjusted by the width W1 of the first transmission line 1. To adjust the amount of electromagnetic field coupling with the third transmission line 3 and to adjust the other amplitude level of the balanced signal input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT2 to the width of the second transmission line 2. By adjusting the amount of electromagnetic field coupling with the fourth transmission line 4 by adjusting W2, it is possible to adjust the difference in amplitude level between the two balanced signals.
[0029]
For this reason, the phase shift and the difference in the amplitude level between the two balanced signals that should be in opposite phases, which occur when the balun transformer is connected to the external circuit, are determined by the lengths of the first and third transmission lines 1.3. L1 and the length L2 of the second and fourth transmission lines 2.4 are adjusted, and the width W1 of the first transmission line 1 and the width W2 of the second transmission line 2 are adjusted. it can.
[0030]
Further, since the third and

fourth transmission lines

3 and 4 are arranged in parallel with the first and

second transmission lines

1 and 2 and at least partially overlap when viewed from the lamination direction, Electromagnetic coupling occurs between the first and

third transmission lines

1 and 3 and between the second and

fourth transmission lines

2 and 4. In order to generate electromagnetic field coupling, it is preferable that the overlapping portion when viewed from the lamination direction is at least about 30% or more, and the third and fourth transmission lines 3.4 and the first and second transmission lines 1 The two may be arranged so that one of them completely covers the other. However, the width of the overlapping portion is not limited to 30% or more, and may be any width as long as necessary electromagnetic field coupling between the transmission lines can be obtained.
[0031]
The first and

second ground electrodes

6 and 7 are disposed so as to cover the first to fifth transmission lines 1 to 5 when viewed from the laminating direction. The signal can be prevented from being interfered by an external high frequency signal. The first and

second ground electrodes

6 and 7 are provided to supply reference potentials of the unbalanced terminal IN and the first and second balanced terminals OUT1 and OUT2.
[0032]
Each of the first and

second transmission lines

1 and 2 has a short-circuited end 8 at one end, and is electrically connected to the first and

second ground electrodes

6 and 7 and the fourth transmission line 4 Has an open end 9 at one end, one end of the third transmission line 3 is used as an unbalanced terminal IN, and the other ends of the third and fourth transmission lines 3.4 are connected to both ends of the fifth transmission line 5, respectively. It is electrically connected.
[0033]
The short-circuited ends 8 of the first and

second transmission lines

1 and 2 are electrically connected to the first and

second ground electrodes

6 and 7, respectively, and sandwich the second dielectric layer 12 therebetween. The other end of the first and

second transmission lines

1 and 2 is disposed at a position facing the unbalanced terminal IN and the open end 9 of the fourth transmission line 4, and the first and second balanced terminals OUT1 and OUT2 And
[0034]
Further, in the balun transformer of the present invention having such a configuration, by electrically connecting the ground capacitance C1 to the open end 9 of the fourth transmission line 4, the first and

third transmission lines

1 and 3 can be connected. The first coupling line portion formed, the second coupling line portion formed between the second and fourth transmission lines 2.4, and the equivalent inductance L and capacitance C in the fifth transmission line. Resonant circuit resonance frequency fr = 1 / ｛2π (LC) ^1/2 Since the value of the capacitance C contributing to｝ increases, the resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line that determines the center frequency of the balun transformer decreases. .
[0035]
On the other hand, the resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line is equal to the resonance frequency fr of the transmission line formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line. Since the length L and the propagation speed Vg of the high-frequency signal propagating through the first and second coupling line portions and the fifth transmission line have a relationship of fr∝Vg / L, the fourth transmission line 4 By electrically connecting the ground capacitance C1 to the open end 9, the first and second coupling lines reduce the resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line. By adjusting the length L of the transmission line formed by the second coupling line portion and the fifth transmission line so as to increase the resonance frequency fr, and balancing these, a desired center frequency is obtained. A balun transformer can be realized. The Rukoto. This makes it possible to provide a small balun transformer in which the lengths of the first to fifth transmission lines 1 to 5 are reduced.
[0036]
In addition to the effect of shortening the lengths of the first to fifth transmission lines 1 to 5, the ground capacitance C <b> 1 is electrically connected to the open end 9 of the fourth transmission line 4. A change in the input / output impedance of the balun transformer with respect to the frequency in the vicinity of the frequency is reduced, and a balun transformer having a wide frequency characteristic can be provided.
[0037]
Further, in the balun transformer of the present invention having such a configuration, in the dielectric substrate 20 including the first to third dielectric layers 11 to 13, the first to fifth transmission lines 1 to 5 are connected to the dielectric substrate 20. And a short-circuited end 8 of the first and

second transmission lines

1 and 2 formed in the dielectric substrate 20, a through conductor such as a through-hole conductor or a via conductor. And via at least one of a metallized conductor layer formed on the side surface of the dielectric substrate 20 and a terminal electrode such as a so-called castellation conductor, to connect to the first and second ground electrodes 6.7 and an external ground conductor. And ground, and the ground capacitance C1 is constituted by a capacitor built in the capacitance forming region of the dielectric substrate 20 or a capacitor mounted on the dielectric substrate. As a result, the degree of design freedom is improved, and the ground capacitance C1 together with the first to fifth transmission lines 1 to 5 can be integrated with the dielectric substrate 20 to provide a compact and high-performance balun transformer. can do.
[0038]
In FIG. 1 and FIG. 2, illustration of the ground capacitance C1, the through conductor, and the terminal electrode is omitted. 2, illustration of the first to third dielectric layers 11 to 13 and the first and

second ground electrodes

6 and 7 is omitted.
[0039]
Next, FIGS. 3 and 4 are cross-sectional views showing another example of the balun transformer according to the embodiment of the present invention, in which parts corresponding to those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals. 3 and 4, reference numeral 20 denotes a dielectric substrate, reference numeral 21 denotes a through conductor, reference numeral 22 denotes a capacitor electrode pattern constituting a capacitor (capacity generation region) built in the dielectric substrate 20, and reference numeral 23 denotes a component mounted on the dielectric substrate 20. Reference numeral 24 denotes a component mounting pad for mounting the capacitor 23, and reference numeral 25 denotes a connection line connecting the open end 9 of the fourth transmission line 4 to the capacitance electrode pattern 22. In FIGS. 3 and 4, the first to fifth transmission line portions 1 to 5 are formed in a direction perpendicular to the plane of the drawing, and the illustration of the unbalanced terminal IN and the balanced terminals OUT1 and OUT2 is omitted. ing. In FIG. 3, a connection line 25 connecting the open end 9 of the fourth transmission line 4 and the capacitor electrode pattern 22 is shown by a dotted line. In FIG. 3, the symbol of the capacitor is added in addition to the symbol of the ground capacitance C1.
[0040]
FIG. 3 shows that the first to fifth transmission lines 1 to 5 are formed inside the dielectric substrate 20 in a direction perpendicular to the plane of the drawing, and the ground capacitance C1 is formed by the capacitance electrode pattern 22 formed inside the dielectric substrate 20. It shows an example of the formed configuration.
[0041]
FIG. 4 shows a component mounting pad 24 in which the first to fifth transmission lines 1 to 5 are formed inside the dielectric substrate 20 in a direction perpendicular to the plane of the paper, and the ground capacitance C1 is formed on the surface of the dielectric substrate 20. This shows an example of a configuration constituted by the capacitor 23 mounted above.
[0042]
With the configuration as shown in FIGS. 3 and 4, the ground capacitance C1 is provided by the capacitor electrode pattern 22 built in the dielectric substrate 20, or the component mounting formed on the surface of the dielectric substrate 20. Since it can be configured by the capacitor 23 mounted on the pad 24, either the configuration of the capacitor by the capacitive electrode pattern 22 or the configuration of the capacitor 23 mounted on the component mounting pad 24 is selected according to the specification of the high frequency circuit using the balun transformer. This improves the degree of freedom in design, and allows the ground capacitance C1 together with the first to fifth transmission lines 1 to 5 to be integrated with the dielectric substrate 20 to achieve a compact and high performance. A balun transformer can be provided.
[0043]
FIG. 5 shows that the line widths of the first and

second transmission lines

1 and 2 and the third to fifth transmission lines 3 to 5 are different from each other, and that the line width W1 and the second line width of the first transmission line 1 are different. This shows a configuration example in which the width W of the third to fifth transmission lines 3 to 5 is made smaller than the line width W2 of the transmission line 2.
[0044]
By adopting the configuration as shown in FIG. 5, even if a positional shift occurs during the lamination, the first transmission line 1 and the third transmission line 3 and the second transmission line 2 and the fourth transmission line A change in the amount of electromagnetic field coupling between the transmission lines 4 is small, desired electrical characteristics can be obtained, and a high-performance balun transformer can be provided.
[0045]
On the other hand, when the balun transformers in which W = W1 and W = W2 are displaced between the dielectric layers 11 to 13 during lamination, the first transmission line 1 and the third transmission line 3 And the amount of electromagnetic field coupling between the second transmission line 2 and the fourth transmission line 4 changes greatly, and a high-precision lamination technique is required to obtain desired electrical characteristics. It is difficult to stably produce many pieces.
[0046]
Further, the inductor component of the resonator on the unbalanced terminal IN side increases, and the capacitor component also decreases. In the resonance phenomenon, the Q value of the resonance is small for a resonator having a large inductor component, while the Q value of the resonance is large for a resonator having a large capacitor component. When broadband resonance characteristics are desired, it is necessary to reduce the line width of a resonator manufactured using a transmission line.
[0047]
Thus, the inductor component of the resonator can be increased, so that a wide-band balun transformer can be provided, and a high-performance balun transformer can be provided.
[0048]
On the other hand, in the balun transformer in which W> W1 and W> W2, the inductor component of the resonator on the unbalanced terminal IN side becomes small.
[0049]
For this reason, the resonance characteristics of the balun transformer satisfying W> W1 and W> W2 are narrower than those of the balun transformer satisfying W <W1 and W <W2, and the resonance characteristics of W <W1 and W <W2 are satisfied. Certain baluns can have more broadband electrical properties.
[0050]
In forming the balun transformer of the present invention, the first to fifth transmissions by the dielectric substrate 20 including such sequentially stacked first to third dielectric layers 11 to 13, a strip line, a coplanar line, and the like. Lines 1 to 5, first and second ground electrodes 6.7, unbalanced terminal IN, first and second balanced terminals OUT1, OUT2, capacitance electrode pattern 22, component mounting pad 24, terminal electrode and through conductor 21 In addition, as the connection conductor for connecting them, various materials and forms used for a known high-frequency wiring board can be used.
[0051]
As the dielectric substrate 20 including the first to third dielectric layers 11 to 13 used in the balun transformer of the present invention, for example, a ceramic material such as alumina ceramics / mullite ceramics, an inorganic material such as glass ceramics, or Ethylene resin (polytetrafluoroethylene; PTFE), ethylene tetrafluoride-ethylene copolymer resin (tetrafluoroethylene-ethylene copolymer resin; ETFE), ethylene tetrafluoride-perfluoroalkoxyethylene copolymer resin (tetrafluoroethylene -Perfluoroalkyl vinyl ether copolymer resin; fluororesin such as PFA) and resin-based materials such as glass epoxy resin and polyimide are used. The shape and dimensions (thickness, width, and length) of these dielectric substrates are set according to the frequency used, the application, and the like.
[0052]
The first to fifth transmission lines 1 to 5, the first and second ground electrodes 6.7 of the present invention, the through conductor 21, the capacitor electrode pattern 22, the component mounting pad 24, and other connection conductors for connecting these components include: A conductor layer of a metal material for transmitting a high-frequency signal, for example, a Ni layer and an Au plating layer adhered on a Cu layer / Mo-Mn metallization layer, and a Ni plating layer and an Au plating layer on a W metallization layer , Cr-Cu alloy layer / Cr-Cu alloy layer with Ni plating layer and Au plating layer, Ta ₂ Ni-Cr alloy layer and Au plating layer deposited on N layer, Pt layer and Au plating layer deposited on Ti layer, or Pt layer and Au plating on Ni-Cr alloy layer It is formed by a thick film printing method, various thin film forming methods, a plating method, or the like, using a material having a layer adhered thereto. The thickness and width are also set according to the frequency of the transmitted high-frequency signal, the application, and the like.
[0053]
In manufacturing the dielectric substrate 20 including the first to third dielectric layers 11 to 13 used in the balun transformer of the present invention, for example, if the dielectric substrate 20 is made of glass ceramic, A green sheet of a glass ceramic to be prepared is prepared, and a predetermined punching process is performed on the green sheet to form a through hole serving as the through conductor 21. Then, the through hole is filled with a conductive paste such as Cu by a screen printing method. The transmission line pattern and other conductor layer patterns are printed and applied. Next, baking is performed at 850 to 1000 ° C., and finally, Ni plating and Au plating are performed on each surface conductor layer of the dielectric substrate 20.
[0054]
【Example】
FIGS. 6 and 7 show the relationship between the two balanced signals output to the first and second balanced terminals OUT1 and OUT2 in the balun transformer of the present invention having the configuration shown in FIG. 1 and the conventional balun transformer shown in FIG. FIG. 7 is a diagram showing the results of comparing the difference between the amplitude levels and the phase shift from the opposite phase by simulation.
[0055]
This simulation was performed by creating a simulation model using the following parameters for each part having the configuration shown in FIGS.
[0056]
[Table 1]

[0057]
6 and 7, the horizontal axis represents the frequency (unit: GHz), and the vertical axis represents the amplitude level difference (unit: dB) and the phase difference (phase shift from opposite phase) (unit: deg). In each characteristic curve, A shows the result of the balun transformer of the present invention, and B shows the result of the conventional balun transformer shown in FIG.
[0058]
According to the balun transformer of the present invention, by independently adjusting the length L1 of the first and

third transmission lines

1 and 3 and the length L2 of the second and fourth transmission lines 2.4, the balun transformer is formed. When an unbalanced signal is input to the unbalanced terminal IN, and two balanced signals are extracted from the first and second balanced terminals OUT1 and OUT2 of the balun transformer, the phase from the opposite phase between the two balanced signals is extracted. The deviation can be adjusted arbitrarily.
[0059]
In addition, by independently adjusting the width W1 and the width W2 of the first and

second transmission lines

1 and 2, the first and

third transmission lines

1 and 2 contribute to the difference in amplitude level between the two balanced signals. The amount of electromagnetic field coupling formed between the third and fourth and second and

fourth transmission lines

2 and 4 can be arbitrarily adjusted, and an unbalanced signal is input to the unbalanced terminal IN of the balun transformer, It is possible to adjust the difference between the amplitude levels when two balanced signals are extracted from the first and second balanced terminals OUT1 and OUT2 of the balun transformer.
[0060]
For example, the amplitude level difference and the phase difference at 5 GHz are apparent from the results shown in FIGS.
A: Amplitude level difference 0.03 dB, phase difference 180.1 deg
B: amplitude level difference 0.25 dB, phase difference 177.5 deg
As compared with the result (B) in the conventional balun transformer, the result (A) in the balun transformer of the present invention can be improved by adjusting the difference between the amplitude levels and the phase shift from the opposite phase. .
[0061]
FIG. 8 is a graph showing the results of comparing the reflection characteristics of the balun transformer of the present invention having the configuration shown in FIG. 5 with the conventional balun transformer shown in FIG. 9 at the first and second unbalanced terminals IN by simulation. FIG.
[0062]
This simulation was performed by creating a simulation model using the following parameters for each part having the configuration shown in FIGS. 5 and 9, respectively.
[0063]
[Table 2]

[0064]
8, the horizontal axis represents frequency (unit: GHz) and the vertical axis represents reflection characteristics (unit: dB). In each characteristic curve, A represents the result of the balun transformer of the present invention, and B represents FIG. 2 shows the result of the conventional balun transformer shown in FIG.
[0065]
According to the balun transformer of the present invention, the width W1 of the first transmission line 1 and the width W2 of the second transmission line 2 are set to be equal to the width W of the third to fifth transmission lines 3 to 5, W1> By setting W and W2> W, it is possible to realize broadband reflection characteristics.
[0066]
For example, as is clear from the results shown in FIG.
A: Band at -15 dB in reflection characteristics 2.43 GHz
B: Reflection characteristics at -15 dB band 1.8 GHz
As compared with the result (B) of the conventional balun transformer, the result (A) of the balun transformer of the present invention can realize a broadband reflection characteristic.
[0067]
It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various changes and improvements may be made without departing from the spirit of the present invention.
[0068]
For example, as shown in FIGS. 1 and 2, the first to fifth transmission lines 1 to 5 constituting the balun transformer of the present invention are not necessarily limited to those formed by linear transmission lines. Instead, the transmission line can be formed by a transmission line bent into a square shape, a circular shape, or the like, or a U-shaped, spiral, or meander line transmission line. By forming in such a shape, according to the specification of the high-frequency circuit using the balun transformer, the high-frequency signal of the high-frequency signal is integrated into the dielectric substrate 20 together with the high-frequency circuit inside the dielectric substrate 20 including a plurality of dielectric layers. The degree of freedom in designing a transmission line section having excellent transmission characteristics is improved, and a compact and high-performance balun transformer can be provided.
[0069]
In addition, the first to fifth transmission lines 1 to 5 are not limited to those formed by a single line conductor, but are formed by two or more conductors each of which can be electromagnetically regarded as one transmission line. It may be formed.
[0070]
Further, in the examples shown in FIGS. 3 and 4, an example is shown in which the capacitance electrode pattern 22 is formed inside the dielectric substrate 20 by one capacitance electrode pattern. The present invention is not limited to this, and may be formed of two or more conductors each of which can be regarded as one capacitance electrically.
[0071]
【The invention's effect】
According to the balun transformer of the present invention, the first and third transmission lines have substantially the same length L1, the second and fourth transmission lines have substantially the same length L2, and L1 ≠ L2 Since the first and second transmission lines have widths W1 and W2, respectively, and W1 ≠ W2, one phase of the balanced signal which enters from the unbalanced terminal IN and is output from the balanced terminal OUT1 is obtained. The amount is adjusted by the length L1 of the first and third transmission lines, and the other phase amount of the balanced signal input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT2 is adjusted by the second and fourth transmission lines. By adjusting the length L2, it is possible to arbitrarily adjust the phase shift from the opposite phase between the two balanced signals. One of the balanced signals that enters from the unbalanced terminal IN and is output from the balanced terminal OUT1 of Adjusting the width level with the width W1 of the first transmission line, and adjusting the other amplitude level of the balanced signal input from the unbalanced terminal IN and output from the balanced terminal OUT2 with the width W2 of the second transmission line. This makes it possible to adjust the difference in the amplitude level between the two balanced signals, so that when connecting the balun transformer to an external circuit, the phase shift and the amplitude between the two balanced signals to be in opposite phases are generated. A balun transformer capable of adjusting the level difference can be provided.
[0072]
Further, according to the balun transformer of the present invention, when the ground capacitance is electrically connected to the open end of the fourth transmission line, the first coupling line portion formed between the first and third transmission lines, Also, the value of the capacitance C that contributes to the resonance frequency fr of the circuit formed by the second coupling line portion formed between the second and fourth transmission lines and the fifth transmission line increases, so that the balun transformer The resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions that determine the center frequency and the fifth transmission line becomes lower. On the other hand, the resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line is equal to the resonance frequency fr of the transmission line formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line. Since the length L and the propagation speed Vg of the high-frequency signal propagating through the first and second coupling lines and the fifth transmission line have a relationship of fr∝Vg / L, the open end of the fourth transmission line By electrically connecting the ground capacitance to the first and second coupling lines, the resonance frequency fr of the circuit formed by the first and second coupling line portions and the fifth transmission line is reduced. By adjusting the length L of the transmission line formed by the part and the fifth transmission line so as to increase the resonance frequency fr, and balancing these, a balun transformer having a desired center frequency is realized. What you can do That. Thus, it is possible to provide a small balun transformer in which the lengths of the first to fifth transmission lines are reduced. Further, in addition to the effect of shortening the lengths of the first to fifth transmission lines 1 to 5, in addition to the fact that the ground capacitance is electrically connected to the open end of the fourth transmission line portion, the vicinity of the center frequency can be reduced. , The change in the input / output impedance of the balun transformer with respect to the frequency is reduced, and a balun transformer with a wide frequency characteristic can be provided.
[0073]
Still further, according to the balun transformer of the present invention, in the dielectric substrate including the first to third dielectric layers, the first to fifth transmission lines are formed in a strip line or a coplanar line formed inside the dielectric substrate. When the short-circuited ends of the first and second transmission lines are grounded via at least one of the through conductor formed inside the dielectric substrate and the terminal electrode formed on the side surface, the first and second transmission lines are grounded. And grounding by connecting to the second grounding electrode and an external grounding, and the grounding capacitance can be constituted by a capacitor built in the dielectric substrate or a capacitor mounted on the dielectric substrate. To provide a compact and high-performance balun transformer by integrating the ground capacitance with the dielectric substrate together with the first to fifth transmission lines. It can be.
[0074]
Further, according to the balun transformer of the present invention, in the above configuration, the third, fourth and fifth transmission lines have substantially the same width W, and when W ≠ W1 and W ≠ W2, In this case, even if a positional shift occurs, a change in a portion overlapping between the first transmission line and the third transmission line and between the second transmission line and the fourth transmission line when viewed in the laminating direction is reduced, so A desired amount of electromagnetic field coupling can be realized reliably and easily, and a high-performance balun transformer can be provided.
[0075]
According to the balun transformer of the present invention, the third, fourth, and fifth transmission lines have substantially the same width W. When W <W1 and W <W2, the unbalanced terminal IN side is provided. The inductor component of the resonator increases and the capacitor component also decreases. In the resonance phenomenon, the Q value of the resonance is small for a resonator having a large inductor component, while the Q value of the resonance is large for a resonator having a large capacitor component.
[0076]
As a result, in the present invention, when the width of the transmission line functioning as the resonator configured in the third to fifth transmission lines is reduced, the inductor component of the resonator can be further increased. The resonance characteristics can be further widened, and a high-performance balun transformer can be provided.
[0077]
As described above, according to the present invention, in a balun transformer constituted by a transmission line, a phase shift from an opposite phase between two balanced signals and a difference in amplitude level between two balanced signals generated when the balun transformer is connected to an external circuit. And a balun transformer suitable for a high-frequency circuit, which can adjust the temperature.
[0078]
Further, according to the present invention, in a balun transformer constituted by a transmission line, a balun transformer suitable for a high-frequency circuit is provided, which can reduce the size of the balun transformer and realize a balun transformer having a wide frequency characteristic. We were able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing an example of an embodiment of a balun transformer according to the present invention.
FIG. 2 is a perspective plan view showing an example of an embodiment of a balun transformer of the present invention.
FIG. 3 is a sectional view showing another example of the embodiment of the balun transformer of the present invention.
FIG. 4 is a sectional view showing another example of the embodiment of the balun transformer of the present invention.
FIG. 5 is a perspective view showing another example of the embodiment of the balun transformer of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing amplitude level differences of output balanced signals in the balun transformer of the present invention and the conventional balun transformer.
FIG. 7 is a diagram showing a phase difference between output balanced signals in the balun transformer of the present invention and a conventional balun transformer.
FIG. 8 is a diagram showing reflection characteristics of an input balanced signal in the balun transformer of the present invention and a conventional balun transformer.
FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of a conventional balun transformer.
FIG. 10 is a circuit diagram showing another example of the conventional balun transformer.
[Explanation of symbols]
1 to 5 First to fifth transmission lines
6 to 7 First and second ground electrodes
8 Short circuit end
9 Open end
11 to 13 First to third dielectric layers
20 Dielectric substrate
21 ・・・ Through conductor
22 ・・・ Capacitive electrode pattern
23 ・・・ Capacitor
24 ・・・ Component mounting pad
C1 ········ Ground capacitance
IN: Unbalanced terminal (input / output terminal)
OUT1, OUT2... First and second balanced terminals (input / output terminals)

Claims

A first dielectric layer, a second dielectric layer laminated on the first dielectric layer, a third dielectric layer laminated on the second dielectric layer, A first ground electrode disposed on a lower surface of the first dielectric layer; first and second transmission lines disposed between the first and second dielectric layers; A third transmission line disposed between the third dielectric layers and a second ground electrode disposed on the upper surface of the third dielectric layer;
The first and third transmission lines have substantially the same length L1, the second and fourth transmission lines have substantially the same length L2, and L1 ≠ L2;
The first and second transmission lines have widths W1 and W2, respectively, and W1 ≠ W2;
The third and fourth transmission lines are arranged in parallel with the first and second transmission lines and so as to at least partially overlap when viewed from the lamination direction,
The first and second ground electrodes are disposed so as to cover the first to fifth transmission lines when viewed from the stacking direction,
The first and second transmission lines each have a short-circuited end at one end, the fourth transmission line has an open end at one end, and one end of the third transmission line is an unbalanced terminal. And the other ends of the fourth transmission line are electrically connected to both ends of the fifth transmission line, respectively, and the short-circuited ends of the first and second transmission lines are respectively connected to the second dielectric. Disposed at a position facing the open end of the unbalanced terminal and the fourth transmission line across a layer,
A balun transformer, wherein the other ends of the first and second transmission lines are first and second balanced terminals, respectively.

2. The balun transformer according to claim 1, wherein a ground capacitance is electrically connected to the open end of the fourth transmission line.

In the dielectric substrate including the first to third dielectric layers, the first to fifth transmission lines include a strip line or a coplanar line formed inside the dielectric substrate, And the short-circuited end of the transmission line is grounded via at least one of a through conductor formed inside the dielectric substrate and a terminal electrode formed on a side surface of the transmission line, and the grounding capacitance is built in the dielectric substrate. 3. The balun transformer according to claim 1, comprising a capacitor mounted or mounted on the dielectric substrate.

The balun according to any one of claims 1 to 3, wherein the third, fourth, and fifth transmission lines have substantially the same width W, and W ≠ W1 and W ≠ W2. Trance.

The balun transformer according to claim 4, wherein the third, fourth, and fifth transmission lines have substantially the same width W, and W <W1 and W <W2.