JP2004282896A

JP2004282896A - Dc converter

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Publication number: JP2004282896A
Application number: JP2003070480A
Authority: JP
Inventors: Mamoru Tsuruya; 守鶴谷
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2003-03-14
Filing date: 2003-03-14
Publication date: 2004-10-07
Anticipated expiration: 2023-03-14
Also published as: JP4337376B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To realize MIC and zero voltage switch including a driver by grounding the sources of both a main switch and an auxiliary switch. <P>SOLUTION: A DC converter includes a series circuit connected to both ends of a DC power supply Vdc1 and having the primary winding 5a of a transformer T and a switch Q1, diodes D1, D2 for rectifying the voltage generated at a secondary winding 5b, a reactor L1 and a capacitor C4 for smoothing the rectified outputs of the D1, D2, a series circuit connected to both the ends of the Q1 and having D4 and C2, a series circuit connected to both the ends of the C2 and having a feedback winding 5c and a Q2, and a control circuit 10 for feeding back the power of the C2 to the transformer T via a feedback winding 5c by turning on the Q2 at the Q1 off time and zero voltage switching the Q1 by the counterelectromotive force generated at the transformer T1 at the Q2 off time. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５１に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図５１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図５２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図５２では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ_３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００７】
なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。
【０００８】
次に、時刻ｔ_３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００９】
また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１０】
このような直流変換装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習ｐ．２７図２．２
【００１２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータｐ３０図２．５
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５１に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１４】
また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図５４に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図５３に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。また、低出力電圧時、トランスＴのフライバック電圧波形が、矩形波とならず、同期整流回路を採用した場合、還流時の導通角が減少し、整流効率が悪く、効率の低下の原因となっていた。
【００１５】
また、従来の直流変換装置の他の一例を図５５に示す。図５５に示す直流変換装置は、主スイッチＱ１以外に補助スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ２等を用いて、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とを制御回路１００及びドライバ１１０により交互にオン／オフさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成したものである。
【００１６】
しかし、補助スイッチＱ２が主スイッチＱ１と直列に接続されるため、補助スイッチＱ２を駆動するためには、入力電圧の約２倍の絶縁耐圧を有したドライバ１１０が必要であった。このため、このドライバ１１０をＭＩＣ（モノリシック半導体集積回路）化するのが困難であった。特に、商用２００Ｖ入力のスイッチング電源用のＭＩＣを作成する場合、耐圧８００Ｖ程度のＭＩＣ技術が必要であり、ＭＩＣ化の実現が困難であった。
【００１７】
このため、従来の直流変換装置にあっては、入力４８Ｖ等の低圧に使用されるか、または、トランスを用いて絶縁する等の方法が主流であり、回路の簡素化のためのＭＩＣ化がなされず、通信用等の特殊な用途以外に使用されていないのが現状である。
【００１８】
本発明は、トランスの帰還巻線を追加することにより、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ等の半導体スイッチ素子からなる主スイッチ及び補助スイッチの両方の主端子の一端を接地してドライバを含めてＭＩＣ化を可能とし、また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第１リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、前記第１リアクトルの両端に接続され、第２ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力を前記トランスに帰還させ、前記第２スイッチのオフ時に前記トランスに発生する逆起電力により前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
請求項２の発明では、前記第１リアクトルは、前記トランスに巻回された第１補助巻線からなることを特徴とする。
【００２１】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチに並列に接続された第１ダイオード及び共振用コンデンサと、前記トランスの１次巻線に並列に接続され、第２ダイオードと第１リアクトルの第１巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第１コンデンサと第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線とが直列に接続された第３直列回路と、前記第３ダイオードと前記第１リアクトルの第２巻線との直列回路の両端に接続され、第４ダイオードと帰還コンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、前記帰還コンデンサの両端に接続され、前記トランスに巻回された帰還巻線と第２スイッチとが直列に接続された第５直列回路と、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２２】
請求項４の発明では、前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする。
【００２３】
請求項５の発明では、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。
【００２４】
請求項６の発明は、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルとを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのオフ時に前記第２スイッチをオンさせて前記帰還巻線を介して前記帰還コンデンサの電力により前記可飽和リアクトルを飽和させ、前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする。
【００２５】
請求項７の発明では、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第２リアクトルを有することを特徴とする。
【００２６】
請求項８の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２７】
請求項９の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に第３リアクトルを介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２８】
請求項１０の発明では、前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有し、前記平滑回路は、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項１１の発明では、前記整流回路は、前記トランスのコアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有し、前記平滑回路は、前記第４スイッチに並列に前記３次巻線を介して接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３０】
請求項１２の発明では、前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。
【００３１】
請求項１３の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３２】
請求項１４の発明では、前記トランスの２次巻線は、前記トランスのコアに巻回され且つ互いに分離した複数の２次側巻線からなり、各々の前記２次側巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする。
【００３３】
請求項１５の発明では、前記トランスの１次巻線と各々の前記２次側巻線とは疎結合し、各々の前記２次側巻線間は密結合としたことを特徴とする。
【００３４】
請求項１６の発明は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第４リアクトルと、前記トランスに直列に接続され、前記第１スイッチがオン時に前記第４リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記第１スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを有し、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線に直列に接続された整流素子を有し、前記平滑回路は、前記整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された平滑素子を有することを特徴とする。
【００３５】
請求項１７の発明では、前記第４リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする。
【００３６】
請求項１８の発明は、前記トランスのコアに前記トランスの１次巻線と疎結合させて巻回された１以上の３次巻線を設け、各々の前記３次巻線に対応して前記整流素子及び前記平滑素子を設けたことを特徴とする。
【００３７】
請求項１９の発明では、前記整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端と前記補助トランスの２次巻線の一端との接続点と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の他端に接続された第３スイッチと、前記補助トランスの２次巻線の他端と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記補助トランスの２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有することを特徴とする。
【００３８】
請求項２０の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記第２スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチ及び第２スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチ及び第２スイッチを交互にオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００３９】
請求項２１の発明では、前記トランスは第２補助巻線をさらに備え、該トランスの第２補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００４０】
請求項２２の発明では、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチ及び第２スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００４１】
請求項２３の発明は、前記第１スイッチの主端子の一端と前記第２スイッチの主端子の一端と前記制御回路の共通端子とを共通に接続したことを特徴とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００４３】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの帰還巻線を追加することにより、Ｎ型ＦＥＴからなる主スイッチ及び補助スイッチの両方のソースを接地（共通ライン）してドライバを含めてＭＩＣ化を可能とし、また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができることを特徴とする。即ち、特別なドライバを用いることなくゼロ電圧スイッチを達成でき、特別なドライバを不要とすることで商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化を可能とする。
【００４４】
（第１実施例）
図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＮ型ＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。ダイオードＤ３及び共振用コンデンサＣ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
【００４５】
スイッチＱ１の両端にはコンデンサＣ３とリアクトルＬ２との直列回路が接続されている。リアクトルＬ２の両端にはダイオードＤ４と帰還コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。帰還コンデンサＣ２の両端にはトランスＴに巻回された帰還巻線５ｃ（巻数ｎ３）とＮ型ＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）との直列回路が接続されている。帰還巻線５ｃは、１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３は、１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しくなっている。
【００４６】
また、直流電源Ｖｄｃ１の負極側端とスイッチＱ１のソースとスイッチＱ２のソースと制御回路１０の接地端子（共通端子図示せず）とは、共通に接続されている。
【００４７】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００４８】
スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４９】
また、制御回路１０は、スイッチＱ１のオフ時にスイッチＱ２をオンさせて帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力をトランスＴに帰還させてトランスＴの磁束をマイナス方向に戻し、スイッチＱ２のオフ時にトランスＴに発生する逆起電力によりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチさせる。
【００５０】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【００５１】
なお、図２では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、トランスＴに流れる励磁電流ｎ１ｉ、リアクトルＬ２に流れる電流Ｌ２ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
【００５２】
まず、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉが流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１をオフした時に、ダイオードＤ２を介して流れ続ける。
【００５３】
スイッチＱ１をオンさせる前からコンデンサＣ３の電圧は、直流電源Ｖｄｃ１の電圧であり、スイッチＱ１をオンした時には、リアクトルＬ２には−Ｖｄｃ１の電圧が印加される。この電圧により、リアクトルＬ２の電流Ｌ２ｉは、図２に示すように、直線的にプラスからマイナスに降下していく。このとき、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、直線的にマイナスからプラスに上昇していく。
【００５４】
次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線５ａの励磁インダクタンスにより電圧が反転してスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、同時にリアクトルＬ２の電圧も直線的にマイナスからプラスに上昇していく。そして、リアクトルＬ２の電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電される。
【００５５】
このとき、トランスＴの１次巻線５ａ，２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れる。また、リアクトルＬ２のエネルギーにより、Ｌ２→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れて、帰還コンデンサＣ２が充電される。従って、スイッチＱ１には、リーケージインダクタンスによるスパイク電圧は発生しない。
【００５６】
このとき、コンデンサＣ３の電圧は、電源電圧Ｖｄｃ１であるから、帰還コンデンサＣ２の電圧は、トランスＴの１次巻線５ａのフライバック電圧に等しい。また、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３が１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しいので、帰還巻線５ｃの両端電圧が１次巻線５ａの両端電圧と等しいから、スイッチＱ２の電圧はゼロとなる。このとき、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
【００５７】
そして、ダイオードＤ４からの電流がゼロとなり、次に、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｃ２→５ｃ→Ｑ２で電流Ｑ２ｉが流れる。このため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、プラスからマイナスに変化していく。即ち、帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力をトランスＴに帰還させて、トランスＴの磁束をＢ−Ｈループの第３象限（マイナス方向）に戻すため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉがマイナスへと変化していく。このとき、トランスＴのコアに損失がなければ、磁束は原点を基準として対称に動作する。このため、トランスＴの励磁電流ｎ１ｉは、図２に示すようにプラス方向、マイナス方向に対して対称に流れる。
【００５８】
電流ｎ１ｉがマイナスのとき、即ち、図２の時刻ｔ_３において、スイッチＱ２をオフさせると、トランスＴに発生する逆起電力により、トランスＴの１次巻線５ａの電圧が反転して、コンデンサＣ１を１次巻線５ａを介して放電させながら低下させ、スイッチＱ１の電圧も降下する。スイッチＱ１の電圧がゼロとなり、ダイオードＤ３が導通したとき、スイッチＱ１をオンさせると、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００５９】
このように第１の実施の形態の第１実施例によれば、トランスＴの帰還巻線５ｃを追加することにより、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２の両方のソース接地が可能となり、従来のような特別なドライバ１１０を用いることなくゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００６０】
また、特別なドライバ１１０が不要のことから、商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化も可能となり、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供できる。また、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【００６１】
（第２実施例）
図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３に示す第２実施例では、リアクトルＬ２の代わりにトランスＴにもう一つの補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）を巻回して接続したことを特徴とする。図３に示すその他の構成は、図１に示すものと同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。なお、第２実施例の場合に、補助巻線５ｄの巻数ｎ４を１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しくする。
【００６２】
このような構成によれば、補助巻線５ｄには、１次巻線５ａの電圧と同一の電圧が発生し、この補助巻線５ｄの電圧によりダイオードＤ４を介して帰還コンデンサＣ２を充電できる。このため、第２実施例によっても、第１実施例の動作と同様に動作し、同様な効果が得られる。
【００６３】
（第３実施例）
図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４に示す第３実施例は、図１に示す第１実施例に対して、さらに、以下の構成を追加した。
【００６４】
トランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。トランスＴの１次巻線５ａと並列に、ダイオードＤ６とリアクトルＬ２ａの第１巻線６ａ（巻数Ｎ１）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端には、コンデンサＣ３とダイオードＤ５とリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂ（巻数Ｎ２）との直列回路が接続されている。ダイオードＤ５とリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂとの直列回路の両端には、ダイオードＤ４と帰還コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。
【００６５】
制御回路１０は、スイッチＱ１をオンさせた時にリアクトルＬ２ａの第１巻線６ａを介してリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂにエネルギーを蓄え、スイッチＱ１のオフ時にスイッチＱ２をオンさせて帰還巻線５ｃを介して帰還コンデンサＣ２の電力により可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させ、スイッチＱ２をオフさせることによりスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチさせる。
【００６６】
図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスの構造図である。図５に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと２次巻線５ｂと帰還巻線５ｃとが巻回されている。
【００６７】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。このため、飽和時の鉄損を減じるとともに飽和特性を改善できる。
【００６８】
また、可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図８に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
【００６９】
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
【００７０】
また、図８に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００７１】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の動作を図６、図７、図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図９は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【００７２】
なお、図６、図７では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉ、リアクトルＬ２ａに流れる電流Ｌ２ａｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
【００７３】
まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１をオフした時に、ダイオードＤ２を介して流れ続ける。
【００７４】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。この電流ＳＬ１ｉは、図９に示すように、時刻ｔ_１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ_１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ_１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ_２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図８に示すＢａ〜Ｂｇと図９に示すａ〜ｇとは対応している。
【００７５】
また、スイッチＱ１をオンさせた時に、Ｖｄｃｌ→Ｄ６→６ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れて、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂにエネルギーが蓄えられる。このとき、ダイオードＤ５のためにリアクトルＬ２ａの電流Ｌ２ａｉは、図６に示すように、直線的にゼロからマイナスに降下していく。
【００７６】
次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴの１次巻線５ａ及び可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーにより電圧が反転してスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、同時にリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂの電圧も直線的にマイナスからゼロに上昇していく。そして、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂの電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電される。
【００７７】
このとき、トランスＴの１次巻線５ａ，２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギー及び可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーにより、５ａ→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れる。また、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂのエネルギーにより、６ｂ→Ｄ４→Ｃ２で電流が流れて、帰還コンデンサＣ２が充電される。即ち、帰還コンデンサＣ２には、リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂからのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられて増加する。
【００７８】
また、帰還巻線５ｃの巻数ｎ３が１次巻線５ａの巻数ｎ１と等しいので、帰還巻線５ｃの両端電圧が１次巻線５ａの両端電圧と等しいから、スイッチＱ２の電圧はゼロとなる。このとき、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
【００７９】
そして、ダイオードＤ４からの電流がゼロとなり、次に、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｃ２→５ｃ→Ｑ２で電流Ｑ２ｉが流れて、帰還巻線５ｃを介して可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
【００８０】
この場合、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３においては、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図９に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０における面積Ｓと時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積Ｓは帰還コンデンサＣ２に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
【００８１】
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図８に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３における面積は、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたリアクトルＬ２ａのエネルギーに相当する。
【００８２】
即ち、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂのエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時にリアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
【００８３】
また、この時刻ｔ_３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。スイッチＱ１の電圧がゼロとなり、ダイオードＤ３が導通したとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００８４】
このように第１の実施の形態の第３実施例によれば、第１実施例の効果が得られるとともに、さらに、トランスＴのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、トランスＴの１次巻線５ａに、可飽和リアクトルＳＬ１を並列に接続することにより、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で可飽和リアクトルＳＬ１を飽和させ、電流を増大させることにより、スイッチＱ２のオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチ動作させることができる。
【００８５】
（第２の実施の形態）
（第１実施例）
図１０は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１０に示す第２の実施の形態の第１実施例は、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に、さらにトランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１を追加するとともに、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。
【００８６】
この第１実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ２で放出され、コンデンサＣ２を充電する。即ち、帰還コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーとリアクトルＬ２のエネルギーとリアクトルＬ３のエネルギーを合わせたものであるため、リセット時に可飽和リアクトルＳＬ１の飽和の度合いが大きくなる。従って、第１の実施の形態の第３実施例よりさらに大きい効果が得られる。
【００８７】
（第２実施例）
図１１は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図１１に示す第２の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に、さらにトランスＴの１次巻線５ａと並列に可飽和リアクトルＳＬ１を追加するとともに、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【００８８】
（第３実施例）
図１２は第２の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図１２に示す第２の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に、さらに１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３を接続したことを特徴とする。第３実施例によれば、第１の実施の形態の第３実施例よりさらに大きい効果が得られる。
【００８９】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
【００９０】
（第１実施例）
図１３は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１３に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴの２次側回路（出力側回路）の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【００９１】
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００９２】
また、スイッチＱ４の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００９３】
次に、このように構成された第１実施例の動作を説明する。ここでは、トランスＴの１次側（入力側）は図１に示すトランスの１次側の構成と同じであるので、同期整流回路側の動作を中心に説明する。
【００９４】
まず、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフであるときには、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。
【００９５】
次に、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンであるときには、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ４→Ｌ１と電流が流れて、負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。
【００９６】
このように、第１実施例によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【００９７】
なお、図１３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【００９８】
（第２実施例）
図１４は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図１４に示す第３の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に対して、トランスの２次側回路に第１実施例の同期整流器と同一構成の同期整流器を採用したものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【００９９】
なお、図１４に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１００】
（第３実施例）
図１５は第３の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図１５に示す第３の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に対して、トランスの２次側回路に第１実施例の同期整流器と同一構成の同期整流器を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１０１】
なお、図１５に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１０２】
（第４の実施の形態）
第４の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの２次側の巻線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、２次側の巻線のリーケージインダクタにより２次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、２次側に新たに３次巻線を設け、フリーホイール動作時、２次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、１次側から見た２次側のインピーダンスを上昇させ、ゼロ電圧スイッチ動作を行わせるように構成したものである。
【０１０３】
（第１実施例）
図１６は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図１６に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴａの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付す。ここでは、トランスＴａの２次側回路の構成のみを説明する。
【０１０４】
トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴａの２次巻線５ｂが巻回されており、また、トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴａの３次巻線５ｄ（巻数ｎ４）が巻回されている。２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｄの一端とはダイオードＤ１に接続され、ダイオードＤ１と３次巻線５ｄの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。３次巻線５ｄの他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。このコンデンサＣ４は３次巻線５ｄの電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０１０５】
また、トランスＴａの２次巻線５ｂの巻数とトランスＴａの３次巻線５ｄの巻数とは同数となっている。トランスＴａの２次巻線５ｂは、トランスＴａの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴａの３次巻線５ｄは、トランスＴａの１次巻線５ａと同相に巻回されている。
【０１０６】
図１７は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。図１７に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂ及び帰還巻線５ｃと、１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｄとが巻回されている。１次巻線５ａと３次巻線５ｄとを疎結合させるために、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとの間には、コア部２０ａと外周コアとを繋ぐためのパスコア２０ｃが形成されている。また、このパスコア２０ｃにより漏れ磁束が増加するので、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇを大きくすることができる。
【０１０７】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。
【０１０８】
次にこのように構成された第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図１８乃至図２０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１８は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図１９は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図２０は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【０１０９】
なお、図１８乃至図２０では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、トランスＴａの３次巻線５ｄに流れる電流ｎ４ｉを示している。
【０１１０】
まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｄにも電圧が発生し、５ｄ→Ｃ４→Ｄ２→５ｄで電流ｎ４ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。３次巻線５ｄは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタＬｇを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１´・ｎ４が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。
【０１１１】
次に、時刻ｔ_２（時刻ｔ_２１〜ｔ_２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。そして、リアクトルＬ２の電圧がコンデンサＣ１の電圧と等しくなったとき、即ち、時刻ｔ_２３において、ダイオードＤ４が導通して、帰還コンデンサＣ２が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。
【０１１２】
次に、帰還コンデンサＣ２への充電が完了し、帰還コンデンサＣ２へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２及び帰還巻線５ｃを介して１次側、即ち、１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｄ間の電圧の和はゼロとなる。このため、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→Ｄ１→５ｄ→Ｃ４→５ｂで電流ｎ４ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【０１１３】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｄの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【０１１４】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、コンデンサＣ１の電荷をほとんど放電する。このため、時刻ｔ_１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【０１１５】
このように第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴａの２次側に３次巻線５ｄを設け、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。
【０１１６】
また、第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例では、直流励磁がキャンセルされるので、直流励磁分は略ゼロとなる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コアのギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【０１１７】
なお、図１６に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１１８】
（第２実施例）
図２１は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２１に示す第４の実施の形態の第２実施例は、図３に示す第１の実施の形態の第２実施例の構成に対して、第４の実施の形態の第１実施例のトランスの２次側回路と同一構成の回路を採用したものである。ここでは、トランスＴａの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１１９】
なお、図２１に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１２０】
（第３実施例）
図２２は第４の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２２に示す第４の実施の形態の第３実施例は、図４に示す第１の実施の形態の第３実施例の構成に対して、第４の実施の形態の第１実施例のトランスの２次側回路と同一構成の回路を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１２１】
なお、図２２に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１２２】
（第５の実施の形態）
（第１実施例）
図２３は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図２３に示す直流変換装置は、低出力電圧大電流用途で２次側ダイオードをＦＥＴからなる同期整流器とした場合の回路例である。ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図２３に示す直流変換装置は、励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチ動作を行い、高効率としたことを特徴とする。
【０１２３】
トランスＴａの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴａの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴａの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【０１２４】
なお、図２３に示すその他の構成は、図１６に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【０１２５】
次に、このように構成された第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。ここでは、図１６に示す構成に対して、同期整流回路のみが異なるので、同期整流回路側の動作を中心に説明する。
【０１２６】
まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｄにも電圧が発生する。このとき、２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｄ→Ｃ４→Ｑ４→５ｄで電流ｎ４ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０１２７】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｄ間の電圧の和はゼロとなる。また、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。このため、３次巻線５ｄのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→５ｄ→Ｃ４→Ｑ３→５ｂで電流ｎ４ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【０１２８】
このように第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第４の実施の形態の効果が得られるとともに、同期整流器を用いたので、損失が非常に小さくなる。
【０１２９】
なお、図２３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３０】
（第２実施例）
図２４は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２４に示す第５の実施の形態の第２実施例は、図２１に示す構成に対して、トランスの２次側回路に同期整流回路を採用したものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１３１】
なお、図２４に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３２】
（第３実施例）
図２５は第５の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２５に示す第５の実施の形態の第３実施例は、図２２に示す構成に対して、トランスの２次側回路に同期整流回路を採用したものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１３３】
なお、図２５に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３４】
（第６の実施の形態）
（第１実施例）
図２６は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第６の実施の形態に係る直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に対して、トランスＴの２次側には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。
【０１３５】
次にこのように構成された第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。ここでは、図１に示す第１の実施の形態の第１実施例の構成に対して、整流平滑回路のみの構成が異なるので、この整流平滑回路の動作を中心に説明する。
【０１３６】
まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。
【０１３７】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、ダイオードＤ１に電流が流れないため、トランスＴから負荷ＲＬに電力が供給されない。
【０１３８】
なお、図２６に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１３９】
（第２実施例）
図２７は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図２７に示す第６の実施の形態の第２実施例は、図３に示す構成に対して、トランスＴの２次側にダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１４０】
なお、図２７に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１４１】
（第３実施例）
図２８は第６の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図２８に示す第６の実施の形態の第３実施例は、図４に示す構成に対して、トランスＴの２次側にダイオードＤ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路のみを設けたものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１４２】
なお、図２８に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１４３】
（第７の実施の形態）
（第１実施例）
図２９は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
【０１４４】
即ち、図２６に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された３次巻線５ｄと、ダイオードＤ２、コンデンサＣ５、負荷ＲＬ２を設けている。３次巻線５ｄは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。３次巻線５ｄの一端はダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードと３次巻線５ｄの他端とはコンデンサＣ５に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ５はダイオードＤ２の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
【０１４５】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄとは疎結合され、また、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。なお、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。
【０１４６】
このように第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、３次巻線５ｄからの電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
【０１４７】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタは大きく、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び３次巻線側の出力）は、軽負荷及び重負荷に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
【０１４８】
なお、２次側の複数出力として、図２９に示す直流変換装置に、図５１に示す直流変換装置の２次側回路（２次巻線５ｂ、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ１、コンデンサＣ４）と同一構成の２次側回路（３次巻線５ｄ、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、リアクトルＬ１１、コンデンサＣ５）を追加した直流変換装置も考えられる。
【０１４９】
しかし、リアクトルＬ１，Ｌ１１が大きいため、２次側のクロスレギュレーションが悪化する。リアクトルＬ１，Ｌ１１を同一コア上に巻回する方法もあるが、２次巻線５ｂとリアクトルＬ１との巻数比、３次巻線５ｄとリアクトルＬ１１との巻数比を合わせるのは巻数が少ないため難しい。
【０１５０】
図２９に示す第７の実施の形態の第１実施例では、リアクトルＬ１、リアクトルＬ１１を用いず、２次側のリーケージインダクタは小さく、１次側２次側間のリーケージインダクタンスが大きいため、２次側のクロスレギュレーションが改善されるとともに、回路を簡単化できる。
【０１５１】
なお、図２９に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１５２】
（第２実施例）
図３０は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３０に示す第７の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、さらに、３次巻線５ｅ（巻数ｎ５）を設けるとともにダイオードＤ２とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路を設けて、２出力としたものである。また、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１５３】
なお、図３０に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１５４】
（第３実施例）
図３１は第７の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図３１に示す第７の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、さらに、３次巻線５ｄを設けるとともにダイオードＤ２とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路を設けて、２出力としたものである。また、１次巻線５ａに直列にリアクトルＬ３が接続されている。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１５５】
（第８の実施の形態）
（第１実施例）
第７の実施の形態に係る直流変換装置では、ゼロ電圧スイッチ動作を行ない、複数出力時のクロスレギュレーションが良いなどの特徴があるが、入力電圧が高い場合（即ち、入力電圧の変動が大きい場合）には、図３２に示すタイミングチャートのように、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの傾斜が急峻となり、ピーク電流が増大し、オン幅が非常に短くなる。この問題を回避するためには、１次側のリアクトルＬ３（例えば１次２次巻線間のリーケージインダクタ）のインダクタンスを増大させる必要がある。
【０１５６】
しかし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ３に蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ１がオフ時には帰還コンデンサＣ２に蓄えられ、スイッチＱ１が次にオン時するときに入力に帰還される。このため、リアクトルＬ３に蓄えられるエネルギーが大きくなり、効率が低下する。従って、この方式では入力電圧の変化範囲が広い場合には、入力電圧の高い方におけるスイッチＱ１のピーク電流が増大し、入力への帰還も多くなり、効率が大幅に低下する。
【０１５７】
そこで、第８の実施の形態の直流変換装置の第１実施例では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。
【０１５８】
図３３は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図３３に示す第８の実施の形態に係る直流変換装置は、図２６に示す第６の実施の形態に係る直流変換装置に対して、トランスＴ及びトランスＴの周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。
【０１５９】
トランスＴの１次巻線５ａの一端にはリアクトルＬ４の一端が接続され、リアクトルＬ４の他端はスイッチＱ１の一端に接続されている。トランスＴの１次巻線５ａの他端（●有り側）には補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２（巻数ｎ１）の一端（●有り側）が接続され、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の他端はリアクトルＬ４の他端に接続されている。
【０１６０】
また、トランスＴの２次巻線５ｂの他端（●有り側）には補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２（巻数ｎ２）の一端（●有り側）が接続され、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２の他端はダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードはダイオードＤ１のカソード及びコンデンサＣ４の一端に接続されている。コンデンサＣ４の他端はトランスＴの２次巻線５ｂの一端に接続されている。補助トランスＴｂは、スイッチＱ１がオン時にリアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーをスイッチＱ１がオフ時に２次側に還流させるようになっている。
【０１６１】
次にこのように構成された第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を図３４及び図３５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図３４は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。図３５は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細（図３４のＡ部）を示すタイミングチャートである。
【０１６２】
なお、図３４及び図３５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉを示す。
【０１６３】
まず、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｌ４→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。このため、図３４に示すように、時刻ｔ_１〜ｔ_２において、ダイオードＤ１の電流が直線的に増大する。
【０１６４】
次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ４に蓄えられたエネルギーは、補助トランスＴｂを介して２次側に還流される。即ち、Ｌ４→５ａ２→５ａ→Ｌ４で電流が流れると、２次側では、補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に電圧が誘起されるため、５ｂ２→Ｄ２→Ｃ４→５ｂ→５ｂ２と電流が流れる。このため、図３４に示すように、時刻ｔ_２〜ｔ_３において、ダイオードＤ２に電流が流れる。
【０１６５】
ここで、スイッチＱ１がオフ時のトランスＴの１次巻線５ａの電圧をＶ１１とし、補助トランスＴｂの１次巻線５ａ２の電圧をＶ２１とし、リアクトルＬ４の電圧をＶ１２とし、トランスＴと補助トランスＴｂとの巻数比をａとすれば、式（１）成立する。
【０１６６】
Ｖ１１＋Ｖ１２＝Ｖ２１・・・（１）
式（１）から式（２）が導出される。
【０１６７】
ａＶ２１−ａＶ１１＝ａＶ１２・・・（２）
従って、ａＶ１２の電圧、つまり、リアクトルＬ４の巻数比倍の電圧がダイオードＤ２で整流されてコンデンサＣ４に供給される。
【０１６８】
このように、トランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されるリアクトルＬ４のインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーを補助トランスＴｂを介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２により、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、平滑コンデンサＣ４のリップル電流も減少する。
【０１６９】
なお、図３３に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７０】
（第２実施例）
図３６は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３６に示す第８の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、さらに、図３３に示すようなリアクトルＬ４及び補助トランスＴｂを設けたことを特徴とする。この第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７１】
なお、図３６に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加しても良い。
【０１７２】
（第３実施例）
図３７は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図３７に示す第８の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、さらに、図３３に示すようなリアクトルＬ４及び補助トランスＴｂを設けたことを特徴とする。この第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７３】
（第９の実施の形態）
第９の実施の形態の直流変換装置では、第８の実施の形態の直流変換装置をより具体化したものである。
【０１７４】
（第１実施例）
図３８に示す第１実施例では、トランスＴに１次巻線５ａと２次巻線５ｂと３次巻線５ｄ（補助トランスＴｂの２次巻線５ｂ２に対応）とが巻回されている。１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとは逆相に巻回されている。
【０１７５】
即ち、トランスＴの２次巻線５ｂを１次巻線５ａと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタにより、トランスＴに直列に接続されたリアクトルＬ４を代用したものである。これにより、図３３に示した補助トランスＴｂを図３８に示したトランスＴに結合することができる。
【０１７６】
なお、図３８に示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７７】
（第２実施例）
図３９は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図３９に示す第８の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図３８に示す２次側回路と同一構成としたものである。ここでは、トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。なお、図３９に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１７８】
（第３実施例）
図４０は第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４０に示す第８の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図３８に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても、第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１７９】
なお、図４０に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１８０】
（第１０の実施の形態）
（第１実施例）
図４１は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第１０の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスＴの２次側に２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとを設け、２出力としたことを特徴とする。なお、トランスＴの２次側に３以上の巻線を設け、３出力以上としてもよい。ここでは、２出力についてのみ説明する。
【０１８１】
即ち、図３８に示す直流変換装置の構成に、さらに、トランスＴのコアに巻回された４次巻線５ｅと、ダイオードＤ５、コンデンサＣ５、負荷ＲＬ２を設けている。４次巻線５ｅは２次巻線５ｂと同相に巻回されている。４次巻線５ｅの一端はダイオードＤ５のアノードに接続され、ダイオードＤ５のカソードと４次巻線５ｅの他端とはコンデンサＣ５に接続されている。ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ５はダイオードＤ５の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬ２に出力する。
【０１８２】
また、１次巻線５ａと４次巻線５ｅとは疎結合されている。例えば、巻線間をより離すことで疎結合とすることができる。２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとは密結合されている。例えば、巻線間をより近接させることで密結合とすることができる。
【０１８３】
このように第１０の実施の形態に係る直流変換装置によれば、２次巻線５ｂからの電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ１に供給でき、また、４次巻線５ｅからの電圧をダイオードＤ５とコンデンサＣ５とで整流平滑して直流電力を負荷ＲＬ２に供給できる。
【０１８４】
また、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ及び４次巻線５ｅとは疎結合されているので、１次側のリーケージインダクタンスは大きく、また、２次巻線５ｂと４次巻線５ｅとは密結合されているので、２次側のリーケージインダクタンスは小さい。このため、２次側の出力（２次巻線側の出力及び４次巻線側の出力）は、軽負荷時及び重負荷時に対して変動が小さくなり、負荷変動特性が良くなる。即ち、２次側のクロスレギュレーションが改善される。また、複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、補助レギュレータを省略でき、回路を簡単化できる。
【０１８５】
図４２は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。図４２に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａ及び帰還巻線５ｃと３次巻線５ｄとが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタを持たせ、このリーケージインダクタをリアクトルＬ３の代替としている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。なお、４次巻線５ｅは２次巻線５ｂに近接して巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ（４次巻線５ｅも同じ）を疎結合させることにより、リーケージインダクタを大きくしている。このリーケージインダクタをリアクトルＬ４の代替としている。
【０１８６】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、図４１に示す構成に図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１を追加した場合には、この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用することができる。
【０１８７】
このように、トランスＴのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴとリアクトルＬ４のエネルギーを２次側に帰還する補助トランスＴｂとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。
【０１８８】
なお、図４１に示す構成に、さらに、図１０に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１８９】
（第２実施例）
図４３は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図４３に示す第１０の実施の形態の第２実施例は、図２７に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４１に示す２次側回路と同一構成としたものである。ここでは、トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とし、トランスＴの４次巻線は５ｆ（巻数ｎ６）とした。第２実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１９０】
なお、図４３に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１９１】
（第３実施例）
図４４は第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４４に示す第１０の実施の形態の第３実施例は、図２８に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４１に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０１９２】
なお、図４４に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０１９３】
（第１１の実施の形態）
（第１実施例）
図４５は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。第１１の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
【０１９４】
図４５に示す直流変換装置は、図３８に示す直流変換装置の第１実施例に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【０１９５】
１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは疎結合され、また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｄとは密結合されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●有り側）は、コンデンサＣ４の一端に接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、ＦＥＴからなるスイッチＱ３を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｄの一端（●有り側）は、ＦＥＴからなるスイッチＱ４を介してコンデンサＣ４の他端に接続されている。トランスＴの３次巻線５ｄの他端はトランスＴの２次巻線５ｂの他端に接続されている。
【０１９６】
また、トランスＴの３次巻線５ｄの一端は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの３次巻線５ｄの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。コンデンサＣ４は、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０１９７】
次に、このように構成された第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の動作を説明する。
【０１９８】
まず、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフであるときには、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄにも電圧（２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｄの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。
【０１９９】
次に、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンであるときには、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次２次巻線間のリーケージインダクタに蓄えられたエネルギーにより、３次巻線５ｄにも電圧（３次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｄ→５ｂ→Ｃ４→Ｑ４→５ｄで電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。
【０２００】
このように、第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例によれば、第９の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【０２０１】
なお、図４５に示すに示す構成に、さらに、図１０に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０２】
（第２実施例）
図４６は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図４６に示す第１１の実施の形態の第２実施例は、図３９に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４５に示す２次側回路と同一構成としたものである。トランスＴの３次巻線は５ｅ（巻数ｎ５）とした。第２実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０２０３】
なお、図４６に示す構成に、さらに、図１１に示す可飽和リアクトルＳＬ１及びリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０４】
（第３実施例）
図４７は第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図４７に示す第１１の実施の形態の第３実施例は、図４０に示す構成に対して、トランスＴの２次側回路を図４５に示す２次側回路と同一構成としたものである。第３実施例によっても第１実施例の効果と同様な効果が得られる。
【０２０５】
なお、図４７に示す構成に、さらに、図１２に示すリアクトルＬ３を追加しても良い。
【０２０６】
（第１２の実施の形態）
次に第１２の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１乃至第１１の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０２０７】
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃｉｎｄｕｃｔｉｏｎｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０２０８】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０２０９】
そこで、第１２の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、スイッチＱ１，Ｑ２にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０２１０】
図４８は第１２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図４８に示す直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
【０２１１】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続されている。帰還コンデンサＣ２の両端には、帰還巻線５ｃとＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ２ｎとの直列回路が接続されている。スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０２１２】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０２１３】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０２１４】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂ，ｄからスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがオンする。
【０２１５】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂ，ｄから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０２１６】
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄの一端は、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
【０２１７】
次にこのように構成された第１２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図４８乃至図５０を参照しながら説明する。
【０２１８】
なお、図５０において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、Ｑ１ｎ，Ｑ２ｎ制御信号は、制御回路１１の端子ｂ，ｄからスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０２１９】
まず、時刻ｔ_０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図４９中の▲１▼）。
【０２２０】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図４９中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図５０に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０２２１】
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図５０の時刻ｔ_１）で、制御回路１１は、端子ｂ，ｄから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのゲートに出力する（図４９中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、オフ状態となる。
【０２２２】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図４９中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
【０２２３】
次に、時刻ｔ_２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図４９中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図４９中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０２２４】
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図４９中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０２２５】
次に、時刻ｔ_３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに、端子ｄから０Ｖの制御信号をスイッチチＱ２ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ_３にスイッチＱ１ｎがオフしスイッチＱ２ｎがオンして、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れ、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０２２６】
また、時刻ｔ_３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図４９中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０２２７】
なお、時刻ｔ_３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ_０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは交互にオン／オフしてスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎは、第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０２２８】
このように第１２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎ，Ｑ２ｎを交互にオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０２２９】
なお、本発明は上述した第１乃至第１２の実施の形態に係る直流変換装置に限定されるものではない。第１２の実施の形態の装置では、第１の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第２乃至第１１の実施の形態の装置のいずれか少なくとも１つの実施の形態に追加しても良い。
【０２３０】
【発明の効果】
以上説明したように、トランスの帰還巻線を追加することにより、主スイッチ及び補助スイッチの両方の主端子の一端を接地でき、従来のような特別なドライバを用いることなくゼロ電圧スイッチを達成することができる。また、特別なドライバが不要のことから、商用２００Ｖ入力用のドライバを含めたＭＩＣ化も可能となり、高効率、小型、低ノイズ、設計の簡素化を図ることができる直流変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図５】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図６】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図７】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図８】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図９】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【図１０】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１１】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図１２】第２の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図１３】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１４】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図１５】第３の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図１６】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１７】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図１８】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１９】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図２０】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図２１】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２２】第４の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２３】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２４】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２５】第５の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２６】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２７】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図２８】第６の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図２９】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３０】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図３１】第７の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図３２】第７の実施の形態に係る直流変換装置において入力電圧が高い場合の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３３】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３４】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３５】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図３６】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図３７】第８の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図３８】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図３９】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４０】第９の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４１】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図４２】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例に設けられたトランスの構造図である。
【図４３】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４４】第１０の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４５】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図４６】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図４７】第１１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図４８】第１２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図４９】第１２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
【図５０】第１２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５１】従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図５２】従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図５３】従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図５４】従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。
【図５５】従来の直流変換装置の他の一例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
Ｖｄｃ１直流電源
Ｖａｃ１交流電源
Ｂ１全波整流回路
１０，１１，１００制御回路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｎスイッチ
ＲＬ，ＲＬ１，ＲＬ２負荷
Ｒ１，Ｒ２抵抗
ＳＬ１可飽和リアクトル
Ｌ１〜Ｌ４リアクトル
Ｃ１〜Ｃ７コンデンサ
Ｓ１スイッチ
Ｔ，Ｔａ，Ｔｂトランス
５ａ１次巻線（ｎ１）
５ｂ２次巻線（ｎ２）
５ｃ帰還巻線（ｎ３）
５ｄ３次巻線（補助巻線ｎ４）
５ｅ４次巻線（ｎ５）
５ｆ５次巻線（ｎ６）
１２起動電源部
１３通常動作電源部
Ｄ１〜Ｄ７ダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-efficiency, compact, low-noise DC converter.
[0002]
[Prior art]
FIG. 51 shows a circuit configuration diagram of a conventional DC converter of this type (Non-Patent Documents 1 and 2). In the DC converter shown in FIG. 51, a main switch Q1 composed of a MOSFET (hereinafter referred to as an FET) or the like is connected to a DC power supply Vdc1 via a primary winding 5a (turn number n1) of a transformer T, and a primary winding is provided. A parallel circuit composed of a resistor R2 and a snubber capacitor C2 and a diode D3 connected in series to the parallel circuit are connected to both ends of the line 5a. The main switch Q1 is turned on / off by PWM control of the control circuit 100.
[0003]
The primary winding 5a of the transformer T and the secondary winding 5b of the transformer T are wound so that a common-mode voltage is generated therebetween, and the secondary winding 5b (the number of turns n2) of the transformer T includes: A rectifying and smoothing circuit including diodes D1 and D2, a reactor L1, and a capacitor C4 is connected. This rectifying and smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) induced in the secondary winding 5b of the transformer T, and outputs a DC output to the load RL.
[0004]
The control circuit 100 has an operational amplifier and a photocoupler (not shown). The operational amplifier compares the output voltage of the load RL with a reference voltage, and when the output voltage of the load RL becomes higher than the reference voltage, the main switch. Control is performed so as to narrow the ON width of the pulse applied to Q1. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the main switch Q1.
[0005]
Next, the operation of the DC converter configured as described above will be described with reference to a timing chart shown in FIG. FIG. 52 shows a voltage Q1v between both ends of the main switch Q1, a current Q1i flowing through the main switch Q1, and a Q1 control signal for controlling ON / OFF of the main switch Q1.
[0006]
First, time t ₃₁ , The main switch Q1 is turned on by the Q1 control signal, and a current Q1i flows from the DC power supply Vdc1 to the main switch Q1 via the primary winding 5a of the transformer T. This current is at time t ₃₂ It increases linearly with the passage of time. The current n1i flowing through the primary winding 5a is also the same as the current Q1i at time t1. ₃₂ It increases linearly with the passage of time.
[0007]
Note that time t ₃₁ To time t ₃₂ Since the main switch Q1 side of the primary winding 5a is on the minus side, and the primary winding 5a and the secondary winding 5b are in phase, the anode side of the diode D1 is on the + side. A current flows in the order of → D1 → L1 → C4 → 5b.
[0008]
Next, at time t ₃₂ , The main switch Q1 changes from the on state to the off state by the Q1 control signal. At this time, of the excitation energy induced in the primary winding 5a of the transformer T, the excitation energy of the leakage inductor Lg (inductance not coupled to the secondary winding 5b) is not transmitted to the secondary winding 5b. Are stored in the snubber capacitor C2 via the diode D3.
[0009]
Time t ₃₂ To time t ₃₃ Since the main switch Q1 is off, the current Q1i and the current n1i flowing through the primary winding 5a become zero. Note that time t ₃₂ To time t ₃₃ Then, a current flows in the order of L1, C4, D2, and L1, and power is supplied to the load RL.
[0010]
According to such a DC converter, the switching noise can be reduced by inserting the snubber circuit (C2, R2), and the time change of the voltage of the main switch Q1 can be reduced, and the leakage inductor of the transformer T can be reduced. The surge voltage to the main switch Q1 due to Lg can be suppressed.
[0011]
[Non-patent document 1]
Kosuke Harada, "Switching Power Supply Handbook", published by Nikkan Kogyo Shimbun, Chapter 2, Basic Circuit and Design Practice of Switching Power Supply p. 27 Figure 2.2
[0012]
[Non-patent document 2]
Shimizu, "High-speed switching regulator" Sogo Denshi Shuppansha, 2.2.1 separately-excited converter p30 Figure 2.5
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the DC converter shown in FIG. 51, the electric charge charged in the snubber capacitor C2 is consumed by the resistor R2, so that the loss increases. Since this loss is proportional to the conversion frequency, when the conversion frequency is increased for the purpose of miniaturization, the loss increases and the efficiency decreases.
[0014]
As shown in FIG. 54, the transformer exciting current flowing through the primary winding 5a of the transformer T increases linearly and positively when the main switch Q1 is on, and linearly increases when the main switch Q1 is off. To zero. That is, as shown in FIG. 53, since the magnetic flux of the transformer T uses only the first quadrant of the BH curve, the utilization factor of the core of the transformer T is low, and the transformer T is large. In addition, when the output voltage is low, the flyback voltage waveform of the transformer T does not become a rectangular wave, and when a synchronous rectification circuit is employed, the conduction angle at the time of reflux is reduced, the rectification efficiency is poor, and the efficiency is reduced. Had become.
[0015]
FIG. 55 shows another example of the conventional DC converter. The DC converter shown in FIG. 55 uses an auxiliary switch Q2 and a snubber capacitor C2 in addition to the main switch Q1, and alternately turns on / off the main switch Q1 and the auxiliary switch Q2 by the control circuit 100 and the driver 110. , A zero voltage switch is achieved.
[0016]
However, since the auxiliary switch Q2 is connected in series with the main switch Q1, in order to drive the auxiliary switch Q2, a driver 110 having a withstand voltage of about twice the input voltage was required. For this reason, it has been difficult to form the driver 110 into an MIC (monolithic semiconductor integrated circuit). In particular, when a MIC for a commercial 200 V input switching power supply is created, MIC technology with a withstand voltage of about 800 V is required, and it has been difficult to realize MIC.
[0017]
For this reason, in the conventional DC converter, a method of using a low voltage such as an input of 48 V or insulating using a transformer is the mainstream, and the use of an MIC for simplification of a circuit has been developed. At present, it is not used for anything other than special purposes such as communication.
[0018]
According to the present invention, by adding a feedback winding of a transformer, for example, one end of both main terminals of a main switch and an auxiliary switch composed of a semiconductor switch element such as a MOSFET, an IGBT, and a BJT is grounded, and an MIC including a driver is included. Another object of the present invention is to provide a DC converter capable of achieving high efficiency, small size, low noise, and simplification of the design, which can realize a zero voltage switch.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has the following configurations in order to solve the above problems. According to the first aspect of the present invention, there is provided a first series circuit connected to both ends of a DC power supply, in which a primary winding of a transformer and a first switch are connected in series, and a voltage generated in a secondary winding of the transformer. A rectifier circuit for rectifying, a smoothing circuit for smoothing a rectified output of the rectifier circuit, a second series circuit connected to both ends of the first switch, and a first capacitor and a first reactor connected in series; A third series circuit in which a first diode and a resonance capacitor connected in parallel to a first switch, both ends of the first reactor, and a second diode and a feedback capacitor are connected in series; A fourth series circuit which is connected to both ends of the transformer, and in which a feedback winding wound around the transformer and a second switch are connected in series; and the second switch is turned on when the first switch is turned off. A control circuit that feeds back the power of the feedback capacitor to the transformer via a winding, and causes the first switch to switch to zero voltage by a back electromotive force generated in the transformer when the second switch is turned off. And
[0020]
According to a second aspect of the present invention, the first reactor includes a first auxiliary winding wound around the transformer.
[0021]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a first series circuit connected to both ends of a DC power supply, in which a primary winding of a transformer and a first switch are connected in series, and a voltage generated in a secondary winding of the transformer. A rectifier circuit for rectifying, a smoothing circuit for smoothing a rectified output of the rectifier circuit, a saturable reactor connected in parallel to a primary winding of the transformer, and a first diode connected in parallel to the first switch A second series circuit in which a second capacitor is connected in parallel to a primary winding of the transformer, and a second diode and a first winding of a first reactor are connected in series; and both ends of the first switch. And a third series circuit in which a first capacitor, a third diode, and a second winding of the first reactor are connected in series, and a third series circuit of the third diode and the second winding of the first reactor. Connected to both ends of the series circuit A fourth series circuit in which a fourth diode and a feedback capacitor are connected in series, a feedback winding connected to both ends of the feedback capacitor, and a feedback winding wound around the transformer and a second switch are connected in series. A fifth series circuit, turning on the second switch when the first switch is turned off, saturating the saturable reactor with the power of the feedback capacitor via the feedback winding, and setting the first switch to a zero-voltage switch; And a control circuit for causing the control circuit to perform the control.
[0022]
According to a fourth aspect of the present invention, the saturable reactor uses a saturation characteristic of a core of the transformer.
[0023]
The invention according to claim 5 is characterized in that a portion having a small sectional area is provided in a part of the magnetic path of the core of the transformer.
[0024]
The invention according to claim 6 includes a saturable reactor connected in parallel to a primary winding of the transformer, and a second reactor connected in series to the primary winding of the transformer, wherein the control circuit is When the first switch is turned off, the second switch is turned on, the saturable reactor is saturated by the power of the feedback capacitor via the feedback winding, and the first switch is switched to a zero voltage switch. I do.
[0025]
According to a seventh aspect of the present invention, the power supply apparatus further includes a second reactor connected in series to a primary winding of the transformer.
[0026]
In the invention according to claim 8, the rectifier circuit is connected in parallel to a first rectifier element connected in series to a secondary winding of the transformer and a series circuit of the first rectifier element and the secondary winding. Wherein the smoothing circuit has a smoothing element connected in parallel to the second rectifying element via a third reactor.
[0027]
In the invention according to claim 9, the rectifier circuit includes a third switch connected in series to one end of a secondary winding of the transformer and a control terminal connected to the other end of the secondary winding, and the third switch. And a fourth switch connected in parallel to a series circuit of the secondary winding and a control terminal connected to one end of the secondary winding. The smoothing circuit includes a fourth switch connected in parallel to the fourth switch. It has a smoothing element connected through three reactors.
[0028]
According to a tenth aspect of the present invention, the rectifier circuit is configured such that a secondary winding of the transformer wound tightly around the core of the transformer and the primary winding, and the primary winding are isolated from the core. A tertiary winding of the transformer wound by coupling, a first rectifying element connected in series to the secondary winding, and a series circuit of the first rectifying element and the secondary winding in parallel. It has a second rectifier connected, and the smoothing circuit has a smoothing element connected via the tertiary winding in parallel with the second rectifier.
[0029]
In the invention according to claim 11, the rectifier circuit includes a secondary winding of the transformer wound tightly around the core of the transformer and the primary winding, and the primary winding is isolated from the core. A tertiary winding of the transformer wound by coupling, a third switch connected in series to one end of a secondary winding of the transformer, and a control terminal connected to the other end of the secondary winding; A fourth switch connected in parallel to a series circuit of the third switch and the secondary winding and having a control terminal connected to one end of the secondary winding; And a smoothing element connected in parallel via the tertiary winding.
[0030]
In the twelfth aspect of the invention, the number of turns of the secondary winding is equal to the number of turns of the tertiary winding, and the secondary winding is wound in a reverse phase to the primary winding. The tertiary winding is wound in the same phase as the primary winding.
[0031]
In the invention according to claim 13, the rectifier circuit includes a rectifier element connected in series to a secondary winding of the transformer, and the smoothing circuit includes a rectifier element in a series circuit of the rectifier element and the secondary winding. It is characterized by having a smoothing element connected in parallel.
[0032]
According to a fourteenth aspect of the present invention, the secondary winding of the transformer includes a plurality of secondary windings wound around a core of the transformer and separated from each other, and corresponds to each of the secondary windings. The rectifying element and the smoothing element are provided.
[0033]
The invention according to claim 15 is characterized in that the primary winding of the transformer and each of the secondary windings are loosely coupled, and the secondary windings are tightly coupled.
[0034]
According to a sixteenth aspect of the present invention, a fourth reactor connected in series with a primary winding of the transformer and an energy stored in the fourth reactor connected in series with the transformer when the first switch is turned on. An auxiliary transformer for returning to the secondary side when the first switch is off, the rectifier circuit including a rectifier element connected in series to a secondary winding of the transformer, and the smoothing circuit including: It has a smoothing element connected in parallel to a series circuit of a rectifying element and the secondary winding.
[0035]
In the invention according to claim 17, the fourth reactor includes a leakage inductor between a primary winding and a secondary winding of the transformer loosely coupled to a core of the transformer, and is connected to a core of the transformer. Is characterized in that a primary winding of the transformer and a secondary winding of the auxiliary transformer are tightly coupled and wound.
[0036]
The invention according to claim 18 is that the core of the transformer is provided with one or more tertiary windings wound loosely coupled with the primary winding of the transformer, and the tertiary windings are provided corresponding to the respective tertiary windings. A rectifying element and the smoothing element are provided.
[0037]
In the invention of claim 19, the rectifier circuit is connected to a connection point between one end of a secondary winding of the transformer and one end of a secondary winding of the auxiliary transformer, and one end of the smoothing element, and has a control terminal. A third switch connected to the other end of the secondary winding of the auxiliary transformer; a third switch connected to the other end of the secondary winding of the auxiliary transformer and one end of the smoothing element; A fourth switch is connected to one end of the next winding.
[0038]
In the invention of claim 20, the DC power supply includes an AC power supply, and an input rectifier circuit connected to the AC power supply and rectifying the AC voltage, and one output terminal and the other output terminal of the input rectifier circuit. And a series circuit in which an input smoothing capacitor and an inrush current limiting resistor for reducing an inrush current of the input smoothing capacitor when the AC power supply is turned on are connected in series. Comprises a normally-on type switch connected to one output terminal of the input rectifier circuit via a primary winding of the transformer, the second switch comprises a normally-on type switch, and the control circuit Turns off the first switch and the second switch by a voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power supply is turned on, and charges the input smoothing capacitor. After being characterized in that to start the switching operation to turn on / off the first switch and the second switch alternately.
[0039]
According to a twenty-first aspect of the present invention, the transformer further includes a second auxiliary winding, and a normal operation power supply for supplying a voltage generated in the second auxiliary winding of the transformer to the control circuit.
[0040]
In the invention according to claim 22, further comprising a semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor, the control circuit starts the switching operation of the first switch and the second switch, and then switches the semiconductor switch. It is characterized by being turned on.
[0041]
The invention according to claim 23 is characterized in that one end of the main terminal of the first switch, one end of the main terminal of the second switch, and a common terminal of the control circuit are commonly connected.
[0042]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a DC converter according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0043]
(First Embodiment)
In the DC converter according to the first embodiment, the source of both the main switch and the auxiliary switch made of the N-type FET is grounded (common line) by adding the feedback winding of the transformer, and the driver is included. It is characterized in that MIC can be realized, a zero voltage switch can be realized, high efficiency, small size, low noise, and simplification of design can be achieved. That is, the zero voltage switch can be achieved without using a special driver, and the MIC including the commercial 200 V input driver can be realized by eliminating the need for a special driver.
[0044]
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a first example of the DC converter according to the first embodiment. In the DC converter shown in FIG. 1, a series circuit of a primary winding 5a (number of turns n1) of a transformer T and a switch Q1 (main switch) composed of an N-type FET is connected to both ends of the DC power supply Vdc1. A diode D3 and a resonance capacitor C1 are connected in parallel to both ends of the switch Q1. The diode D3 and the resonance capacitor C1 may be a parasitic diode and a parasitic capacitance of the switch Q1.
[0045]
A series circuit of a capacitor C3 and a reactor L2 is connected to both ends of the switch Q1. A series circuit of a diode D4 and a feedback capacitor C2 is connected to both ends of the reactor L2. A series circuit of a feedback winding 5c (number of turns n3) wound around a transformer T and a switch Q2 (auxiliary switch) composed of an N-type FET is connected to both ends of the feedback capacitor C2. The feedback winding 5c is wound in the opposite phase to the primary winding 5a, and the number of turns n3 of the feedback winding 5c is equal to the number of turns n1 of the primary winding 5a.
[0046]
The negative terminal of the DC power supply Vdc1, the source of the switch Q1, the source of the switch Q2, and the ground terminal (common terminal not shown) of the control circuit 10 are commonly connected.
[0047]
The core of the transformer T is wound with a primary winding 5a and a secondary winding 5b (number of turns n2) in phase with the winding, and one end of the secondary winding 5b is connected to the diode D1. The connection point between the diode D1 and one end of the reactor L1 and the other end of the secondary winding 5b are connected to the diode D2, and the diode D1 and the diode D2 constitute a rectifier circuit. The other end of reactor L1 and the other end of secondary winding 5b are connected to capacitor C4. This capacitor C4 smoothes the voltage of reactor L1 and outputs a DC output to load RL.
[0048]
The switches Q1 and Q2 have a period in which they are both turned off (dead time), and are turned on / off alternately by the PWM control of the control circuit 10. The control circuit 10 alternately turns on / off the switch Q1 and the switch Q2, and when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, reduces the ON width of the pulse applied to the switch Q1, Control is performed so as to widen the ON width of the pulse applied to Q2. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the switch Q1.
[0049]
When the switch Q1 is off, the control circuit 10 turns on the switch Q2, feeds back the power of the feedback capacitor C2 to the transformer T via the feedback winding 5c, returns the magnetic flux of the transformer T to the minus direction, and turns the switch Q2 on. When the switch T1 is turned off, the switch Q1 is switched to zero voltage by the back electromotive force generated in the transformer T.
[0050]
Next, the operation of the first example of the DC converter according to the first embodiment thus configured will be described with reference to the timing chart shown in FIG. FIG. 2 is a timing chart of signals in each section of the first example of the DC converter according to the first embodiment.
[0051]
In FIG. 2, the voltage Q1v across the switch Q1, the current Q1i flowing through the switch Q1, the voltage Q2v across the switch Q2, the current Q2i flowing through the switch Q2, the exciting current n1i flowing through the transformer T, and flowing through the reactor L2. The current L2i and the current D1i flowing through the diode D1 are shown.
[0052]
First, time t ₁ , When the switch Q1 is turned on, a current Q1i flows through Vdc1 → 5a → Q1 → Vdc1. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b of the transformer T, and a current D1i flows through 5b → D1 → L1 → C4 → 5b to supply power to the load RL. The energy stored in the reactor L1 continues to flow through the diode D2 when the switch Q1 is turned off.
[0053]
Before the switch Q1 is turned on, the voltage of the capacitor C3 is the voltage of the DC power supply Vdc1, and when the switch Q1 is turned on, the voltage of -Vdc1 is applied to the reactor L2. Due to this voltage, the current L2i of the reactor L2 linearly drops from plus to minus as shown in FIG. At this time, the exciting current n1i of the transformer T linearly increases from minus to plus.
[0054]
Next, at time t ₂ , When the switch Q1 is turned off, the voltage is inverted by the excitation inductance of the primary winding 5a of the transformer T, and the voltage of the switch Q1 rises. At the same time, the voltage of reactor L2 also rises linearly from negative to positive. When the voltage of the reactor L2 becomes equal to the voltage of the capacitor C1, the diode D4 conducts, and the feedback capacitor C2 is charged.
[0055]
At this time, due to the energy stored in the leakage inductance between the primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T, a current flows through 5a → C3 → D4 → C2. Further, due to the energy of the reactor L2, a current flows from L2 to D4 to C2, and the feedback capacitor C2 is charged. Therefore, no spike voltage due to leakage inductance is generated in the switch Q1.
[0056]
At this time, since the voltage of the capacitor C3 is the power supply voltage Vdc1, the voltage of the feedback capacitor C2 is equal to the flyback voltage of the primary winding 5a of the transformer T. Further, since the number of turns n3 of the feedback winding 5c is equal to the number of turns n1 of the primary winding 5a, the voltage across the feedback winding 5c is equal to the voltage across the primary winding 5a, so that the voltage of the switch Q2 becomes zero. . At this time, when the switch Q2 is turned on, the switch Q2 becomes a zero voltage switch.
[0057]
Then, the current from the diode D4 becomes zero, and then the current Q2i flows through C2 → 5c → Q2 due to the energy stored in the feedback capacitor C2. Therefore, the exciting current n1i of the transformer T changes from plus to minus. That is, the power of the feedback capacitor C2 is fed back to the transformer T via the feedback winding 5c, and the magnetic flux of the transformer T returns to the third quadrant (minus direction) of the BH loop. It changes to minus. At this time, if there is no loss in the core of the transformer T, the magnetic flux operates symmetrically with respect to the origin. Therefore, the exciting current n1i of the transformer T flows symmetrically with respect to the plus and minus directions as shown in FIG.
[0058]
When the current n1i is negative, that is, at time t in FIG. ₃ In the above, when the switch Q2 is turned off, the voltage of the primary winding 5a of the transformer T is inverted by the back electromotive force generated in the transformer T, and the voltage of the capacitor C1 is reduced while discharging through the primary winding 5a. , The voltage of the switch Q1 also drops. When the voltage of the switch Q1 becomes zero and the diode D3 conducts, when the switch Q1 is turned on, the switch Q1 can achieve a zero-voltage switch.
[0059]
As described above, according to the first example of the first embodiment, by adding the feedback winding 5c of the transformer T, it is possible to ground the sources of both the main switch Q1 and the auxiliary switch Q2. A zero voltage switch can be achieved without using any special driver 110.
[0060]
In addition, since the special driver 110 is not required, MIC including a driver for commercial 200 V input is possible, and a DC converter that can achieve high efficiency, small size, low noise, and simplified design can be provided. . Further, the operating range of the magnetic flux can be expanded. Thus, the size of the transformer can be reduced.
[0061]
(Second embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the first embodiment. The second embodiment shown in FIG. 3 is characterized in that another auxiliary winding 5d (number of turns n4) is wound around and connected to the transformer T instead of the reactor L2. Since the other configuration shown in FIG. 3 is the same as that shown in FIG. 1, the same portions are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. In the case of the second embodiment, the number of turns n4 of the auxiliary winding 5d is made equal to the number of turns n1 of the primary winding 5a.
[0062]
According to such a configuration, the same voltage as the voltage of the primary winding 5a is generated in the auxiliary winding 5d, and the voltage of the auxiliary winding 5d can charge the feedback capacitor C2 via the diode D4. Therefore, the second embodiment operates in the same manner as the operation of the first embodiment, and achieves the same effect.
[0063]
(Third embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the first embodiment. The third embodiment shown in FIG. 4 has the following configuration added to the first embodiment shown in FIG.
[0064]
A saturable reactor SL1 is connected in parallel with the primary winding 5a of the transformer T. A series circuit of a diode D6 and a first winding 6a (number of turns N1) of the reactor L2a is connected in parallel with the primary winding 5a of the transformer T. A series circuit of a capacitor C3, a diode D5, and a second winding 6b (the number of turns N2) of the reactor L2a is connected to both ends of the switch Q1. A series circuit of a diode D4 and a feedback capacitor C2 is connected to both ends of a series circuit of the diode D5 and the second winding 6b of the reactor L2a.
[0065]
The control circuit 10 stores energy in the second winding 6b of the reactor L2a via the first winding 6a of the reactor L2a when the switch Q1 is turned on, and turns on the switch Q2 when the switch Q1 is turned off to return the feedback winding. The saturable reactor SL1 is saturated by the power of the feedback capacitor C2 via 5c, and the switch Q2 is turned off by turning off the switch Q2.
[0066]
FIG. 5 is a structural diagram of a transformer provided in a third example of the DC converter according to the first embodiment. The transformer shown in FIG. 5 has a sun-shaped core 20, and a primary winding 5a, a secondary winding 5b, and a feedback winding 5c are wound around a core portion 20a of the core 20. .
[0067]
Further, two concave portions 20b are formed on the outer peripheral core at positions facing the portion between the primary winding 5a and the secondary winding 5b. Due to the recess 20b, the cross-sectional area of a part of the magnetic path of the outer peripheral core becomes smaller than that of the other part, and only that part is saturated. For this reason, iron loss at the time of saturation can be reduced and saturation characteristics can be improved.
[0068]
The saturable reactor SL1 uses the saturation characteristics of the core of the transformer T. Since an alternating current having the same magnitude flows through the saturable reactor SL1, the magnetic flux increases and decreases equally in the first quadrant and the third quadrant around the zero on the BH curve shown in FIG.
[0069]
However, since the circuit involves a loss, the magnetic flux is not completely symmetric, and the first quadrant is mainly used. Further, since the capacitor C1 needs to be discharged in a short time to make the voltage zero, the exciting inductance of the saturable reactor SL1 or the transformer T is reduced to increase the exciting current.
[0070]
Further, as shown in FIG. 8, a magnetic flux B with respect to a constant positive magnetic field H (accurately, B is a magnetic flux density, magnetic flux φ = B · S, and S is a cross-sectional area of the core. = 1 and φ = B.) Is saturated at Bm, and the magnetic flux B is saturated at −Bm with respect to a constant negative magnetic field H. The magnetic field H is generated in proportion to the magnitude of the current i. In the saturable reactor SL1, the magnetic flux B moves on the BH curve in the order of Ba → Bb → Bc → Bd → Be → Bf → Bg, and the operating range of the magnetic flux is wide. Between Ba and Bb and between Bf and Bg on the BH curve are saturated.
[0071]
Next, the operation of the third example of the DC converter according to the first embodiment thus configured will be described with reference to timing charts shown in FIGS. FIG. 6 is a timing chart of signals in each section of the third example of the DC converter according to the first embodiment. FIG. 7 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the third example of the DC converter according to the first embodiment is turned on. FIG. 8 is a diagram illustrating BH characteristics of a transformer provided in a third example of the DC converter according to the first embodiment. FIG. 9 is a timing chart of the current of the saturable reactor provided in the third example of the DC converter according to the first embodiment.
[0072]
6 and 7, the voltage Q1v across the switch Q1, the current Q1i flowing through the switch Q1, the voltage Q2v across the switch Q2, the current Q2i flowing through the switch Q2, the current SL1i flowing through the saturable reactor SL1, A current L2ai flowing through the reactor L2a and a current D1i flowing through the diode D1 are shown.
[0073]
First, time t ₁ (Time t ₁₁ ~ T ₁₂ When the switch Q1 is turned on, a current flows through Vdcl → 5a → Q1 → Vdc1. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b of the transformer T, and a current D1i flows through 5b → D1 → L1 → C4 → 5b to supply power to the load RL. The energy stored in the reactor L1 continues to flow through the diode D2 when the switch Q1 is turned off.
[0074]
When switch Q1 is turned on, current SL1i also flows through saturable reactor SL1, and energy is stored in saturable reactor SL1. This current SL1i is, as shown in FIG. ₁ And the current value a (negative value) at time t ₁ b, current value b (negative value), time t _Thirteen And the current value c (zero) at time t ₂ Changes to the current value d (positive value). On the BH curve shown in FIG. 8, the magnetic flux changes from Ba to Bb to Bc to Bd. Note that Ba to Bg shown in FIG. 8 correspond to a to g shown in FIG.
[0075]
When the switch Q1 is turned on, a current flows in the order of Vdcl → D6 → 6a → Q1 → Vdc1, and energy is stored in the second winding 6b of the reactor L2a. At this time, the current L2ai of the reactor L2a due to the diode D5 linearly falls from zero to negative as shown in FIG.
[0076]
Next, at time t ₂ When the switch Q1 is turned off, the voltage is inverted by the energy of the primary winding 5a of the transformer T and the saturable reactor SL1, and the voltage of the switch Q1 rises. At the same time, the voltage of the second winding 6b of the reactor L2a also rises linearly from negative to zero. Then, when the voltage of the second winding 6b of the reactor L2a becomes equal to the voltage of the capacitor C1, the diode D4 conducts, and the feedback capacitor C2 is charged.
[0077]
At this time, due to the energy stored in the leakage inductance between the primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T and the energy of the saturable reactor SL1, a current flows through 5a → C3 → D4 → C2. Further, due to the energy of the second winding 6b of the reactor L2a, a current flows through 6b → D4 → C2, and the feedback capacitor C2 is charged. That is, the energy from the second winding 6b of the reactor L2a and the energy from the saturable reactor SL1 are added to the feedback capacitor C2 and increased.
[0078]
Further, since the number of turns n3 of the feedback winding 5c is equal to the number of turns n1 of the primary winding 5a, the voltage across the feedback winding 5c is equal to the voltage across the primary winding 5a, so that the voltage of the switch Q2 becomes zero. . At this time, when the switch Q2 is turned on, the switch Q2 becomes a zero voltage switch. Note that the current SL1i is at time t ₂ To time t ₂₀ , The current value d (positive value) changes to a current value e (zero). On the BH curve shown in FIG. 8, the magnetic flux changes from Bd to Be.
[0079]
Then, the current from the diode D4 becomes zero, and then, due to the energy stored in the feedback capacitor C2, a current Q2i flows through C2 → 5c → Q2, and the magnetic flux of the saturable reactor SL1 passes through the feedback winding 5c. Reset. The magnetic flux of the transformer T connected in parallel with the saturable reactor SL1 also changes.
[0080]
In this case, time t ₂₀ To time t ₃ In, the energy stored in the feedback capacitor C2 is fed back to the saturable reactor SL1, so that the current SL1i flowing through the saturable reactor SL1 has a negative value as shown in FIG. That is, the current SL1i is at the time t ₂₀ To time t _2a Changes from the current value e (zero) to the current value f (negative value). On the BH curve shown in FIG. 8, the magnetic flux changes from Be to Bf. Note that time t ₂ To time t ₂₀ Area S at time t ₂₀ To time t _2a Is equal to the area S. This area S corresponds to the energy of the saturable reactor SL1 stored in the feedback capacitor C2.
[0081]
Next, the current SL1i changes at time t _2a To time t ₃ Changes from the current value f (negative value) to the current value g (negative value). On the BH curve shown in FIG. 8, the magnetic flux changes from Bf to Bg. Time t _2a To time t ₃ Corresponds to the energy of reactor L2a stored in feedback capacitor C2.
[0082]
That is, since the energy stored in the feedback capacitor C2 is the sum of the energy of the saturable reactor SL1 and the energy of the second winding 6b of the reactor L2a, the current SL1i causes the second winding of the reactor L2a to reset. Since the magnetic flux increases by the amount of energy supplied from the line 6b, the magnetic flux moves to the third quadrant, reaches the saturation region (Bf-Bg), the current SL1i increases, and the time t1 increases. ₃ (Time t ₁ Also the same). The current SL1i increases just before the end of the ON period of the switch Q2, and is a current when the saturable reactor SL1 is saturated.
[0083]
Also, this time t ₃ , The current Q2i of the switch Q2 also becomes maximum. By turning off the switch Q2 at this time, the discharge of the capacitor C1 becomes steep and becomes zero in a short time. When the voltage of the switch Q1 becomes zero and the diode D3 conducts, the switch Q1 can achieve a zero-voltage switch by turning on the switch Q1.
[0084]
As described above, according to the third example of the first embodiment, the effects of the first example can be obtained, and further, the first and third quadrants of the BH curve of the core of the transformer T are used. Also, by connecting the saturable reactor SL1 in parallel to the primary winding 5a of the transformer T, the saturable reactor SL1 is saturated just before the end of the ON period of the switch Q2, and the current is increased. , The generation of the reverse voltage at the time of turning off is made steep, and the switch Q1 can be operated as a zero voltage switch.
[0085]
(Second embodiment)
(First embodiment)
FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing a first example of the DC converter according to the second embodiment. The first example of the second embodiment shown in FIG. 10 is the same as that of the first example of the first embodiment shown in FIG. A reactor SL1 is added, and a reactor L3 is connected in series to the primary winding 5a. The reactor L3 can be replaced by a leakage inductor of the transformer T.
[0086]
According to the first embodiment, when the switch Q1 is turned on, a current flows through the reactor L3, and stores energy in the reactor L3. When the switch Q1 is turned off, this energy is released in the order of L3 → 5a (SL1) → C3 → D4 → C2 to charge the capacitor C2. That is, since the energy stored in the feedback capacitor C2 is the sum of the energy of the saturable reactor SL1, the energy of the reactor L2, and the energy of the reactor L3, the degree of saturation of the saturable reactor SL1 at the time of resetting increases. Therefore, a greater effect can be obtained than in the third example of the first embodiment.
[0087]
(Second embodiment)
FIG. 11 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the second embodiment. The second example of the second embodiment shown in FIG. 11 is the same as that of the second example of the first embodiment shown in FIG. A reactor SL1 is added, and a reactor L3 is connected in series to the primary winding 5a. According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0088]
(Third embodiment)
FIG. 12 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the second embodiment. In the third example of the second embodiment shown in FIG. 12, a reactor L3 is connected in series to the primary winding 5a in addition to the configuration of the third example of the first embodiment shown in FIG. It is characterized by the following. According to the third example, a greater effect can be obtained than in the third example of the first embodiment.
[0089]
(Third embodiment)
The DC converter according to the third embodiment employs a synchronous rectifier in the secondary circuit of the transformer. Since the output waveform of the transformer is a rectangular wave, the conduction ratio during synchronous rectification is increased. In addition, the present invention is characterized in that the loss of the rectifier at the time of a low output voltage is reduced to increase the efficiency.
[0090]
(First embodiment)
FIG. 13 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the third embodiment. The DC converter shown in FIG. 13 is different from the first example of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 1 only in the configuration of the secondary circuit (output circuit) of the transformer T. Since other configurations are the same, the same parts are denoted by the same reference numerals, and only the configuration of the secondary circuit of the transformer T will be described.
[0091]
A switch Q3 composed of an FET and a switch Q4 composed of an FET are connected in series to both ends of the secondary winding 5b of the transformer T. One end (the ● side) of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q3, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q4. A diode D1 is connected in parallel to the switch Q3, and a diode D2 is connected in parallel to the switch Q4. These elements constitute a synchronous rectifier circuit.
[0092]
Reactor L1 and capacitor C4 are connected in series to both ends of switch Q4 to form a smoothing circuit. This rectifying and smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) induced in the secondary winding 5b of the transformer T, and outputs a DC output to the load RL.
[0093]
Next, the operation of the first embodiment thus configured will be described. Here, the primary side (input side) of the transformer T is the same as the configuration of the primary side of the transformer shown in FIG. 1, and thus the operation mainly on the synchronous rectifier circuit side will be described.
[0094]
First, when the switch Q1 is on and the switch Q2 is off, a current flows from the DC power supply Vdc1 to the switch Q1 via the primary winding 5a of the transformer T, and energy flows into the primary winding 5a (primary winding). In the line 5a, + is on the side with ● and-) is on the side without ●. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (+ on the side with ● and-on the side without ● of the secondary winding 5b). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn off. Then, a current flows in the order of 5b → L1 → C4 → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load RL.
[0095]
Next, when the switch Q1 is off and the switch Q2 is on, a current flows through the switch Q2 and no current flows through the switch Q1. At this time, a back electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T (-is on the side with ● and + is on the side without ● of the primary winding 5a), and a voltage is also applied to the secondary winding 5b by the back electromotive force. (The negative side of the secondary winding 5b is negative and the negative side is positive). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn off. Then, a current flows in the order of L1, C4, Q4, and L1, and the energy of the reactor L1 is supplied to the load RL.
[0096]
As described above, according to the first embodiment, the effects of the first embodiment can be obtained, and the synchronous rectifier is used for the secondary circuit of the transformer T, so that the output waveform of the transformer is a rectangular wave. Therefore, by applying a rectangular wave to the gate of the synchronous rectifying element, conduction is maintained for almost the entire period, and no current flows through the diode connected in parallel, so that rectification can be performed without loss. Therefore, it is effective at a low output voltage such as 5V or 3.3V.
[0097]
In addition, the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 10 may be added to the configuration shown in FIG.
[0098]
(Second embodiment)
FIG. 14 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the third embodiment. The second example of the third embodiment shown in FIG. 14 differs from the configuration of the second example of the first embodiment shown in FIG. This adopts a synchronous rectifier having the same configuration as the synchronous rectifier. According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0099]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0100]
(Third embodiment)
FIG. 15 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the third embodiment. The third example of the third embodiment shown in FIG. 15 is different from the configuration of the third example of the first embodiment shown in FIG. This adopts a synchronous rectifier having the same configuration as the synchronous rectifier. According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0101]
Note that reactor L3 shown in FIG. 12 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0102]
(Fourth embodiment)
The DC converter according to the fourth embodiment avoids DC excitation of the core by supplying power directly to the load via the secondary winding of the transformer when the main switch is turned on, thereby avoiding DC excitation of the core. It is characterized in that the secondary current is made continuous by the leakage inductor of the winding to reduce the ripple current of the smoothing capacitor. For this reason, a new tertiary winding is provided on the secondary side to cancel the DC excitation by the secondary side current at the time of freewheel operation, and to increase the impedance of the secondary side viewed from the primary side, thereby reducing the zero voltage. It is configured to perform a switch operation.
[0103]
(First embodiment)
FIG. 16 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the fourth embodiment. The DC converter shown in FIG. 16 is different from the first example of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 1 only in the configuration of the secondary circuit of the transformer Ta, and other configurations are the same. Since they have the same configuration, the same parts are denoted by the same reference numerals. Here, only the configuration of the secondary circuit of the transformer Ta will be described.
[0104]
A secondary winding 5b of the transformer Ta is wound around the core of the transformer Ta so as to be tightly coupled to the primary winding 5a, and the core of the transformer Ta is loosely coupled to the primary winding 5a. Thus, the tertiary winding 5d (number of turns n4) of the transformer Ta is wound. One end of the secondary winding 5b and one end of the tertiary winding 5d are connected to the diode D1, and the connection point between the diode D1 and one end of the tertiary winding 5d and the other end of the secondary winding 5b are connected to the diode D2. And a rectifier circuit is constituted by the diode D1 and the diode D2. The other end of the tertiary winding 5d and the other end of the secondary winding 5b are connected to a capacitor C4. This capacitor C4 smoothes the voltage of the tertiary winding 5d and outputs a DC output to the load RL.
[0105]
The number of turns of the secondary winding 5b of the transformer Ta is the same as the number of turns of the tertiary winding 5d of the transformer Ta. The secondary winding 5b of the transformer Ta is wound in the opposite phase to the primary winding 5a of the transformer Ta, and the tertiary winding 5d of the transformer Ta is wound in the same phase as the primary winding 5a of the transformer Ta. Has been turned.
[0106]
FIG. 17 is a structural diagram of a transformer provided in the first example of the DC converter according to the fourth embodiment. The transformer shown in FIG. 17 has a sun-shaped core 20, and a core portion 20a of the core 20 has a primary winding 5a, a close proximity to the primary winding 5a, and a close contact with the primary winding 5a. A secondary winding 5b and a feedback winding 5c coupled to each other, and a tertiary winding 5d loosely coupled to the primary winding 5a are wound. In order to loosely couple the primary winding 5a and the tertiary winding 5d, between the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d, a pass core 20c for connecting the core portion 20a and the outer peripheral core is provided. Is formed. Further, since the leakage magnetic flux is increased by the pass core 20c, the leakage inductor Lg of the tertiary winding 5d can be increased.
[0107]
Further, two concave portions 20b are formed on the outer peripheral core at positions facing the portion between the primary winding 5a and the secondary winding 5b. Due to the recess 20b, the cross-sectional area of a part of the magnetic path of the outer peripheral core becomes smaller than that of the other part, and only that part is saturated.
[0108]
Next, the operation of the first example of the DC converter according to the fourth embodiment thus configured will be described with reference to timing charts shown in FIGS. FIG. 18 is a timing chart of signals in each section of the first example of the DC converter according to the fourth embodiment. FIG. 19 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the first example of the DC converter according to the fourth embodiment is turned on. FIG. 20 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the first example of the DC converter according to the fourth embodiment is turned off.
[0109]
18 to 20, the voltage Q1v across the switch Q1, the current Q1i flowing through the switch Q1, the voltage Q2v across the switch Q2, the current Q2i flowing through the switch Q2, and the tertiary winding 5d of the transformer Ta The flowing current n4i is shown.
[0110]
First, time t ₁ (Time t ₁₁ ~ T ₁₂ When the switch Q1 is turned on, a current Q1i (corresponding to the current I1 flowing through the primary winding 5a) flows through Vdc1 → 5a → Q1 → Vdc1. At the same time, a voltage is also generated in the tertiary winding 5d loosely coupled to the primary winding 5a, and a current n4i (corresponding to the current I1 'corresponding to the current I1) flows through 5d → C4 → D2 → 5d. Therefore, power is supplied to the load RL. The tertiary winding 5d is loosely coupled to the primary winding 5a and has a large leakage inductor Lg. At this time, I1 · n1 = I1 ′ · n4 is established by the law of equal ampere-turn, and the DC excitation is canceled.
[0111]
Next, at time t ₂ (Time t ₂₁ ~ T ₂₂ When the switch Q1 is turned off, the voltage Q1v of the switch Q1 increases. When the voltage of reactor L2 becomes equal to the voltage of capacitor C1, that is, at time t ₂₃ , The diode D4 becomes conductive and the feedback capacitor C2 is charged. At this time, by turning on the switch Q2, the switch Q2 becomes a zero voltage switch.
[0112]
Next, the charging of the feedback capacitor C2 is completed, and the charge stored in the feedback capacitor C2 is fed back to the primary side, that is, the primary winding 5a via the switch Q2 and the feedback winding 5c. At this time, the side with ● of the primary winding 5a is-and the side without ● is +, so also on the secondary side, the side with ● of the secondary winding 5b is-and the side without ● becomes +, and ● The negative side is-and the negative side is +. Since the same voltage (the same number of turns) is generated in the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d, the sum of the voltages between the two windings 5b and 5d becomes zero. Therefore, the current n4i continues to flow in the order of 5b → D1 → 5d → C4 → 5b due to the leakage inductor Lg of the tertiary winding 5d. Therefore, a current flows through the load RL regardless of whether the switch Q1 is on or off, and the ripple current of the capacitor C4 can be reduced.
[0113]
Further, since the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d have the same number of turns and opposite polarities, the magnetomotive forces of both windings 5b and 5d are canceled and become zero. That is, the DC excitation is canceled.
[0114]
Therefore, the impedance on the secondary side as viewed from the primary side increases, and the time t ₃ (Time t ₁ When the switch Q2 is turned off, the charge of the capacitor C1 is almost discharged. Therefore, the time t ₁₂ , The potential of the switch Q1 drops to zero, and the diode D3 conducts. At this time, a zero voltage switch can be achieved by turning on the switch Q1.
[0115]
Thus, according to the first example of the DC converter according to the fourth embodiment, the effects of the first embodiment can be obtained, and the tertiary winding 5d is provided on the secondary side of the transformer Ta. The primary winding 5a and the tertiary winding 5d are loosely coupled, the primary winding 5a and the secondary winding 5b are tightly coupled, and when the switch Q1 is on, the DC excitation of the transformer Ta in the operating state is performed. Are canceled by the same and opposite magnetomotive forces in the primary winding 5a and the tertiary winding 5d. When the switch Q1 is turned off, the DC excitation of the transformer Ta in the operating state is performed by the secondary winding 5b. It is canceled by the same and opposite magnetomotive force in the tertiary winding 5d. For this reason, since the excitation inductance can be increased, the excitation current is small and the loss can be reduced. Further, it is possible to provide a DC converter that enables a zero-voltage switch and can be reduced in size, efficiency, and noise.
[0116]
Further, in the first example of the DC converter according to the fourth embodiment, the DC excitation is canceled, so that the DC excitation is substantially zero. In addition, the DC excitation becomes substantially zero, so that the core gap can be made zero. Further, since the DC excitation becomes substantially zero, the operating range of the magnetic flux can be expanded. Thus, the size of the transformer can be reduced.
[0117]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 10 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0118]
(Second embodiment)
FIG. 21 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the fourth embodiment. The second example of the fourth embodiment shown in FIG. 21 is different from the configuration of the second example of the first embodiment shown in FIG. 3 in the first example of the fourth embodiment. It employs a circuit having the same configuration as the secondary circuit of the transformer. Here, the tertiary winding of the transformer Ta is 5e (number of turns n5). According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0119]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 11 may be added to the configuration shown in FIG.
[0120]
(Third embodiment)
FIG. 22 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the fourth embodiment. The third example of the fourth embodiment shown in FIG. 22 is different from the configuration of the third example of the first embodiment shown in FIG. 4 in the first example of the fourth embodiment. It employs a circuit having the same configuration as the secondary circuit of the transformer. According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0121]
Note that reactor L3 shown in FIG. 12 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0122]
(Fifth embodiment)
(First embodiment)
FIG. 23 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the fifth embodiment. The DC converter shown in FIG. 23 is a circuit example in the case where the secondary diode is a synchronous rectifier composed of an FET for low output voltage and large current applications. Since the FET has a very small on-resistance (for example, 0.01Ω), the loss is very small. Therefore, a synchronous rectifier using a FET as a rectifying element was used. The DC converter shown in FIG. 23 performs a zero-voltage switch operation without increasing the exciting current and the leakage inductance, and is characterized by high efficiency.
[0123]
A switch Q3 composed of an FET and a switch Q4 composed of an FET are connected in series to both ends of the secondary winding 5b of the transformer Ta. One end (● side) of the secondary winding 5b of the transformer Ta is connected to the gate of the switch Q4, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer Ta is connected to the gate of the switch Q3. A diode D1 is connected in parallel to the switch Q3, and a diode D2 is connected in parallel to the switch Q4. These elements constitute a synchronous rectifier circuit.
[0124]
The other configuration shown in FIG. 23 is the same as the configuration of the DC converter shown in FIG. 16, and the same portions are denoted by the same reference characters and detailed description thereof will not be repeated.
[0125]
Next, the operation of the first example of the DC converter according to the fifth embodiment configured as described above will be described. Here, only the synchronous rectifier circuit is different from the configuration shown in FIG.
[0126]
First, when the switch Q1 is turned on, a current Q1i (corresponding to the current I1 flowing through the primary winding 5a) flows through Vdc1 → 5a → Q1 → Vdc1. At the same time, a voltage is also generated in the tertiary winding 5d loosely coupled to the primary winding 5a. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (+ on the side with ● and-on the side without ● of the secondary winding 5b). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn off. Then, since the current n4i (corresponding to the current I1 'corresponding to the current I1) flows from 5d to C4 to Q4 to 5d, power is supplied to the load RL.
[0127]
Next, when the switch Q1 is turned off, the side with ● of the primary winding 5a is-and the side without ● is +. , The negative side of the tertiary winding 5d is-and the negative side is +. Since the same voltage (the same number of turns) is generated in the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d, the sum of the voltages between the two windings 5b and 5d becomes zero. The switch Q3 is turned on by applying a + voltage to the gate thereof, and is turned off by applying a-voltage to the gate of the switch Q4. Therefore, the current n4i continues to flow in the order of 5b → 5d → C4 → Q3 → 5b due to the leakage inductor Lg of the tertiary winding 5d. Therefore, a current flows through the load RL regardless of whether the switch Q1 is on or off, and the ripple current of the capacitor C4 can be reduced.
[0128]
As described above, according to the first example of the DC converter according to the fifth embodiment, the effects of the fourth embodiment are obtained, and the loss is extremely reduced because the synchronous rectifier is used.
[0129]
In addition, the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 10 may be added to the configuration shown in FIG.
[0130]
(Second embodiment)
FIG. 24 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the fifth embodiment. In the second example of the fifth embodiment shown in FIG. 24, a synchronous rectifier circuit is employed in the secondary circuit of the transformer in the configuration shown in FIG. According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0131]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0132]
(Third embodiment)
FIG. 25 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the fifth embodiment. In the third example of the fifth embodiment shown in FIG. 25, a synchronous rectifier circuit is employed for the secondary circuit of the transformer in the configuration shown in FIG. According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0133]
Note that reactor L3 shown in FIG. 12 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0134]
(Sixth embodiment)
(First embodiment)
FIG. 26 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the sixth embodiment. The DC converter according to the sixth embodiment is different from the configuration of the first embodiment of the first embodiment shown in FIG. 1 in that a diode D1 and a capacitor C4 are provided on the secondary side of the transformer T. Rectifying / smoothing circuit is provided.
[0135]
Next, the operation of the first example of the DC converter according to the sixth embodiment configured as described above will be described. Here, since only the configuration of the rectifying / smoothing circuit is different from the configuration of the first example of the first embodiment shown in FIG. 1, the operation of the rectifying / smoothing circuit will be mainly described.
[0136]
First, when the switch Q1 is turned on, a current flows in the order of Vdcl → 5a → Q1 → Vdc1. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b of the transformer T, and a current flows through 5b → D1 → C4 → 5b.
[0137]
Next, when the switch Q1 is turned off, the negative side of the secondary winding 5b becomes-and the negative side of the secondary winding 5b becomes + even on the secondary side because the ● side of the primary winding 5a is-and the negative side is +. Since no current flows through the diode D1, power is not supplied from the transformer T to the load RL.
[0138]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 10 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0139]
(Second embodiment)
FIG. 27 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the sixth embodiment. The second example of the sixth embodiment shown in FIG. 27 differs from the configuration shown in FIG. 3 in that only the rectifying and smoothing circuit including the diode D1 and the capacitor C4 is provided on the secondary side of the transformer T. is there. According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0140]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0141]
(Third embodiment)
FIG. 28 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the sixth embodiment. The third example of the sixth embodiment shown in FIG. 28 is different from the configuration shown in FIG. 4 in that only the rectifying and smoothing circuit including the diode D1 and the capacitor C4 is provided on the secondary side of the transformer T. is there. According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0142]
It should be noted that reactor L3 shown in FIG. 12 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0143]
(Seventh embodiment)
(First embodiment)
FIG. 29 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the seventh embodiment. The first example of the DC converter according to the seventh embodiment is characterized in that a secondary winding 5b and a tertiary winding 5d are provided on the secondary side of the transformer T to provide two outputs. Note that three or more windings may be provided on the secondary side of the transformer T to provide three or more outputs. Here, only two outputs will be described.
[0144]
That is, a tertiary winding 5d wound around the core of the transformer T, a diode D2, a capacitor C5, and a load RL2 are further provided in the configuration of the DC converter shown in FIG. The tertiary winding 5d is wound in the same phase as the secondary winding 5b. One end of the tertiary winding 5d is connected to the anode of the diode D2, and the cathode of the diode D2 and the other end of the tertiary winding 5d are connected to the capacitor C5. A rectifying / smoothing circuit is constituted by the diode D2 and the capacitor C5. This capacitor C5 smoothes the rectified voltage of the diode D2 and outputs a DC output to the load RL2.
[0145]
The primary winding 5a is loosely coupled with the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d, and the primary winding 5a and the tertiary winding 5d are loosely coupled. For example, loose coupling can be achieved by further separating the windings. Secondary winding 5b and tertiary winding 5d are tightly coupled. For example, close coupling can be achieved by bringing the windings closer to each other. Reactor L3 is connected in series to primary winding 5a.
[0146]
Thus, according to the first example of the DC converter according to the seventh embodiment, the voltage from the secondary winding 5b is rectified and smoothed by the diode D1 and the capacitor C4 to supply DC power to the load RL1. The DC power can be supplied to the load RL2 by rectifying and smoothing the voltage from the tertiary winding 5d with the diode D2 and the capacitor C5.
[0147]
Also, since the primary winding 5a and the secondary winding 5b are loosely coupled, the leakage inductor on the primary side is large, and the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d are tightly coupled. Therefore, the leakage inductor on the secondary side is small. For this reason, the output on the secondary side (the output on the secondary winding side and the output on the tertiary winding side) is less fluctuated with respect to a light load and a heavy load, and the load fluctuation characteristics are improved. That is, the cross regulation on the secondary side is improved. Further, since the cross regulation of a plurality of outputs is good, the auxiliary regulator can be omitted, and the circuit can be simplified.
[0148]
As a plurality of outputs on the secondary side, the DC converter shown in FIG. 29 is connected to the secondary circuit (secondary winding 5b, diodes D1, D2, reactor L1, and capacitor C4) of the DC converter shown in FIG. A DC converter in which a secondary circuit having the same configuration (the tertiary winding 5d, the diodes D11 and D12, the reactor L11, and the capacitor C5) are added is also conceivable.
[0149]
However, since the reactors L1 and L11 are large, the cross regulation on the secondary side deteriorates. There is also a method of winding the reactors L1 and L11 on the same core, but the turns ratio of the secondary winding 5b and the reactor L1 is the same as that of the tertiary winding 5d and the reactor L11 because the number of turns is small. difficult.
[0150]
In the first example of the seventh embodiment shown in FIG. 29, the reactor L1 and the reactor L11 are not used, the leakage inductor on the secondary side is small, and the leakage inductance between the primary side and the secondary side is large. The cross regulation on the secondary side is improved and the circuit can be simplified.
[0151]
Note that a saturable reactor SL1 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0152]
(Second embodiment)
FIG. 30 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the seventh embodiment. The second example of the seventh embodiment shown in FIG. 30 is different from the configuration shown in FIG. A circuit is provided to provide two outputs. Reactor L3 is connected in series to primary winding 5a. According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0153]
Note that a saturable reactor SL1 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0154]
(Third embodiment)
FIG. 31 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the seventh embodiment. The third example of the seventh embodiment shown in FIG. 31 is different from the configuration shown in FIG. 28 in that a tertiary winding 5d is further provided and a rectifying and smoothing circuit including a diode D2 and a capacitor C5 is provided. , Two outputs. Reactor L3 is connected in series to primary winding 5a. According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0155]
(Eighth embodiment)
(First embodiment)
The DC converter according to the seventh embodiment is characterized in that the zero voltage switch operation is performed and the cross regulation at the time of plural outputs is good, but when the input voltage is high (that is, when the fluctuation of the input voltage is large). 32), as shown in the timing chart of FIG. 32, the slope of the current Q1i of the switch Q1 becomes steep, the peak current increases, and the ON width becomes very short. In order to avoid this problem, it is necessary to increase the inductance of the reactor L3 on the primary side (for example, a leakage inductor between the primary and secondary windings).
[0156]
However, the energy stored in reactor L3 when switch Q1 is on is stored in feedback capacitor C2 when switch Q1 is off, and is fed back to the input when switch Q1 is next turned on. Therefore, the energy stored in reactor L3 increases, and the efficiency decreases. Therefore, in this method, when the change range of the input voltage is wide, the peak current of the switch Q1 at the higher input voltage increases, the feedback to the input increases, and the efficiency is greatly reduced.
[0157]
Therefore, in the first example of the DC converter according to the eighth embodiment, the value of the inductance of the reactor connected in series to the primary winding of the transformer is increased, and the energy stored in the reactor when the switch Q1 is turned on. And an auxiliary transformer for returning the secondary flow to the secondary side.
[0158]
FIG. 33 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the eighth embodiment. The DC converter according to the eighth embodiment shown in FIG. 33 differs from the DC converter according to the sixth embodiment shown in FIG. 26 in that the transformer T and peripheral circuits of the transformer T are different. Will be described only.
[0159]
One end of a primary winding 5a of the transformer T is connected to one end of a reactor L4, and the other end of the reactor L4 is connected to one end of a switch Q1. One end of the primary winding 5a2 (number of turns n1) of the auxiliary transformer Tb (the side with ●) is connected to the other end (the side with the ●) of the primary winding 5a of the transformer T, and the primary winding of the auxiliary transformer Tb. The other end of 5a2 is connected to the other end of reactor L4.
[0160]
The other end of the secondary winding 5b of the transformer T (the side with ●) is connected to one end (the side with ●) of the secondary winding 5b2 (the number of turns n2) of the auxiliary transformer Tb. The other end of the winding 5b2 is connected to the anode of the diode D2, and the cathode of the diode D2 is connected to the cathode of the diode D1 and one end of the capacitor C4. The other end of the capacitor C4 is connected to one end of the secondary winding 5b of the transformer T. The auxiliary transformer Tb returns the energy stored in the reactor L4 to the secondary side when the switch Q1 is off when the switch Q1 is on.
[0161]
Next, the operation of the first example of the DC converter according to the eighth embodiment thus configured will be described with reference to the timing charts shown in FIGS. FIG. 34 is a timing chart of signals in each section of the first example of the DC converter according to the eighth embodiment. FIG. 35 is a timing chart showing details of signals (part A in FIG. 34) in each part when the switch Q1 of the first example of the DC converter according to the eighth embodiment is turned on.
[0162]
34 and 35 show the voltage Q1v across the switch Q1, the current Q1i flowing through the switch Q1, the voltage Q2v across the switch Q2, and the current Q2i flowing through the switch Q2.
[0163]
First, time t ₁ , When the switch Q1 is turned on, a current flows in the order of Vdcl → 5a → L4 → Q1 → Vdc1. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b of the transformer T, and a current flows through 5b → D1 → C4 → 5b. For this reason, as shown in FIG. ₁ ~ T ₂ , The current of the diode D1 increases linearly.
[0164]
Next, at time t ₂ When the switch Q1 is turned off, the energy stored in the reactor L4 is returned to the secondary side via the auxiliary transformer Tb. That is, when a current flows in the order of L4 → 5a2 → 5a → L4, a voltage is induced in the secondary winding 5b2 of the auxiliary transformer Tb on the secondary side, so that a current flows in the order of 5b2 → D2 → C4 → 5b → 5b2. . For this reason, as shown in FIG. ₂ ~ T ₃ , A current flows through the diode D2.
[0165]
Here, when the switch Q1 is off, the voltage of the primary winding 5a of the transformer T is V11, the voltage of the primary winding 5a2 of the auxiliary transformer Tb is V21, the voltage of the reactor L4 is V12, and the transformer T and the auxiliary Assuming that the turns ratio with respect to the transformer Tb is a, Expression (1) holds.
[0166]
V11 + V12 = V21 (1)
Equation (2) is derived from equation (1).
[0167]
aV21−aV11 = aV12 (2)
Therefore, the voltage of aV12, that is, the voltage of the turn ratio of the reactor L4, is rectified by the diode D2 and supplied to the capacitor C4.
[0168]
As described above, the value of the inductance of the reactor L4 connected in series to the primary winding 5a of the transformer T is increased, and the energy stored when the switch Q1 is turned on is returned to the secondary side via the auxiliary transformer Tb. , Efficiency is improved. Further, the secondary current flows during the ON and OFF periods of the switch Q1 due to the diode D1 and the diode D2, so that the switch Q1 becomes continuous. Therefore, the ripple current of the smoothing capacitor C4 also decreases.
[0169]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 10 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0170]
(Second embodiment)
FIG. 36 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the eighth embodiment. The second example of the eighth embodiment shown in FIG. 36 is characterized in that a reactor L4 and an auxiliary transformer Tb as shown in FIG. 33 are further provided in the configuration shown in FIG. According to the second embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
[0171]
Note that a saturable reactor SL1 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0172]
(Third embodiment)
FIG. 37 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the eighth embodiment. The third example of the eighth embodiment shown in FIG. 37 is characterized in that a reactor L4 and an auxiliary transformer Tb as shown in FIG. 33 are further provided in the configuration shown in FIG. According to the third embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
[0173]
(Ninth embodiment)
The DC converter according to the ninth embodiment is a more specific example of the DC converter according to the eighth embodiment.
[0174]
(First embodiment)
In the first embodiment shown in FIG. 38, a primary winding 5a, a secondary winding 5b, and a tertiary winding 5d (corresponding to the secondary winding 5b2 of the auxiliary transformer Tb) are wound around the transformer T. . The primary winding 5a and the secondary winding 5b are wound in the same phase, and the primary winding 5a and the tertiary winding 5d are wound in the opposite phase.
[0175]
That is, the secondary winding 5b of the transformer T is loosely coupled to the primary winding 5a, and the leakage inductor between the primary winding 5a and the secondary winding 5b substitutes the reactor L4 connected in series to the transformer T. It was done. Thereby, auxiliary transformer Tb shown in FIG. 33 can be coupled to transformer T shown in FIG.
[0176]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 10 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0177]
(Second embodiment)
FIG. 39 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the eighth embodiment. A second example of the eighth embodiment shown in FIG. 39 is different from the configuration shown in FIG. 27 in that the secondary circuit of the transformer T has the same configuration as the secondary circuit shown in FIG. . Here, the tertiary winding of the transformer T is 5e (number of turns n5). According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained. Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0178]
(Third embodiment)
FIG. 40 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the eighth embodiment. In the third example of the eighth embodiment shown in FIG. 40, the secondary circuit of the transformer T has the same configuration as the secondary circuit shown in FIG. 38 in the configuration shown in FIG. . According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0179]
Note that reactor L3 shown in FIG. 12 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0180]
(Tenth embodiment)
(First embodiment)
FIG. 41 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the tenth embodiment. The DC converter according to the tenth embodiment is characterized in that a secondary winding 5b and a quaternary winding 5e are provided on the secondary side of a transformer T to provide two outputs. Note that three or more windings may be provided on the secondary side of the transformer T to provide three or more outputs. Here, only two outputs will be described.
[0181]
That is, the DC converter shown in FIG. 38 further includes a quaternary winding 5e wound around the core of the transformer T, a diode D5, a capacitor C5, and a load RL2. The quaternary winding 5e is wound in the same phase as the secondary winding 5b. One end of the fourth winding 5e is connected to the anode of the diode D5, and the cathode of the diode D5 and the other end of the fourth winding 5e are connected to the capacitor C5. A rectifying / smoothing circuit is constituted by the diode D5 and the capacitor C5. This capacitor C5 smoothes the rectified voltage of the diode D5 and outputs a DC output to the load RL2.
[0182]
The primary winding 5a and the quaternary winding 5e are loosely coupled. For example, loose coupling can be achieved by further separating the windings. The secondary winding 5b and the quaternary winding 5e are tightly coupled. For example, close coupling can be achieved by bringing the windings closer to each other.
[0183]
As described above, according to the DC converter according to the tenth embodiment, the DC power can be supplied to the load RL1 by rectifying and smoothing the voltage from the secondary winding 5b by the diode D1 and the capacitor C4. DC power can be supplied to the load RL2 by rectifying and smoothing the voltage from the next winding 5e with the diode D5 and the capacitor C5.
[0184]
Further, since the primary winding 5a, the secondary winding 5b, and the quaternary winding 5e are loosely coupled, the leakage inductance on the primary side is large, and the secondary winding 5b and the quaternary winding 5e. Are tightly coupled, and the leakage inductance on the secondary side is small. For this reason, the output on the secondary side (the output on the secondary winding side and the output on the quaternary winding side) has less fluctuation with light load and heavy load, and the load fluctuation characteristics are improved. That is, the cross regulation on the secondary side is improved. Further, since the cross regulation of a plurality of outputs is good, the auxiliary regulator can be omitted, and the circuit can be simplified.
[0185]
FIG. 42 is a structural diagram of a transformer provided in the first example of the DC converter according to the tenth embodiment. The transformer shown in FIG. 42 has a sun-shaped core 30, and a primary winding 5a, a feedback winding 5c, and a tertiary winding 5d are wound close to a core portion 30a of the core 30. Have been. Thus, a slight leakage inductor is provided between the primary and tertiary windings, and this leakage inductor is used as a substitute for the reactor L3. A pass core 30c and a gap 31 are formed in the core 30, and a secondary winding 5b is wound around the outer core. The quaternary winding 5e is wound close to the secondary winding 5b. That is, the leakage inductor is increased by loosely coupling the primary winding 5a and the secondary winding 5b (the same is true for the quaternary winding 5e) by the pass core 30c. This leakage inductor is used as a substitute for the reactor L4.
[0186]
Further, two concave portions 30b are formed on the outer peripheral core and between the primary winding 5a and the secondary winding 5b. Due to the concave portion 30b, the cross-sectional area of a part of the magnetic path of the outer peripheral core becomes smaller than that of the other part, and only that part is saturated. When the saturable reactor SL1 shown in FIG. 10 is added to the configuration shown in FIG. 41, the saturable primary winding 5a can also be used as the saturable reactor SL1.
[0187]
As described above, by devising the shape of the core of the transformer T and the winding, the transformer T and the auxiliary transformer Tb that returns the energy of the reactor L4 to the secondary side are coupled to one core 30, and the path core 30c is provided. Since a large leakage inductor is obtained and the transformer and the reactor are connected, the DC converter can be reduced in size and cost.
[0188]
Note that reactor L3 shown in FIG. 10 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0189]
(Second embodiment)
FIG. 43 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the tenth embodiment. In the second example of the tenth embodiment shown in FIG. 43, the secondary circuit of the transformer T has the same configuration as the secondary circuit shown in FIG. 41 in the configuration shown in FIG. . Here, the tertiary winding of the transformer T is 5e (number of turns n5), and the quaternary winding of the transformer T is 5f (number of turns n6). According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0190]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 11 may be added to the configuration shown in FIG.
[0191]
(Third embodiment)
FIG. 44 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the tenth embodiment. The third example of the tenth embodiment shown in FIG. 44 is different from the configuration shown in FIG. 28 in that the secondary circuit of the transformer T has the same configuration as the secondary circuit shown in FIG. . According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0192]
It should be noted that reactor L3 shown in FIG. 12 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0193]
(Eleventh embodiment)
(First embodiment)
FIG. 45 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the eleventh embodiment. The DC converter according to the eleventh embodiment employs a synchronous rectifier in the secondary circuit of the transformer. Since the output waveform of the transformer is a rectangular wave, the conduction ratio during synchronous rectification is increased. In addition, the present invention is characterized in that the loss of the rectifier at the time of a low output voltage is reduced to increase the efficiency.
[0194]
The DC converter shown in FIG. 45 is different from the first embodiment of the DC converter shown in FIG. 38 only in the configuration of the secondary circuit of the transformer T except for the other components. Are denoted by the same reference numerals, and only the configuration of the secondary circuit of the transformer T will be described.
[0195]
The primary winding 5a and the secondary winding 5b are loosely coupled, and the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d are tightly coupled. One end of the secondary winding 5b of the transformer T (the side with ●) is connected to one end of the capacitor C4, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the other end of the capacitor C4 via a switch Q3 made of an FET. Connected to the end. One end (the side with ●) of the tertiary winding 5d of the transformer T is connected to the other end of the capacitor C4 via a switch Q4 composed of an FET. The other end of the tertiary winding 5d of the transformer T is connected to the other end of the secondary winding 5b of the transformer T.
[0196]
One end of the tertiary winding 5d of the transformer T is connected to the gate of the switch Q3, and the other end of the tertiary winding 5d of the transformer T is connected to the gate of the switch Q4. A diode D1 is connected in parallel to the switch Q3, and a diode D2 is connected in parallel to the switch Q4. These elements constitute a synchronous rectifier circuit. The capacitor C4 forms a smoothing circuit. This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) induced in the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d of the transformer T, and outputs a DC output to the load RL.
[0197]
Next, the operation of the first example of the DC converter according to the eleventh embodiment configured as described above will be described.
[0198]
First, when the switch Q1 is on and the switch Q2 is off, a current flows from the DC power supply Vdc1 to the switch Q1 via the primary winding 5a of the transformer T, and energy flows into the primary winding 5a (primary winding). In the line 5a, + is on the side with ● and-) is on the side without ●. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d (the positive side of the secondary winding 5b and the tertiary winding 5d is + and the negative side is-). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn off. Then, a current flows from 5b to C4 to Q3 to 5b, and DC power is supplied to the load RL.
[0199]
Next, when the switch Q1 is off and the switch Q2 is on, a current flows through the switch Q2 and no current flows through the switch Q1. At this time, a voltage is also generated in the tertiary winding 5d by the energy stored in the leakage inductor between the primary and secondary windings of the transformer T (the negative side of the tertiary winding 5d is + and the negative side is +). I do. Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn off. Then, current flows in the order of 5d → 5b → C4 → Q4 → 5d, and an output voltage is generated at the load RL.
[0200]
As described above, according to the first example of the DC converter according to the eleventh embodiment, the effects of the ninth embodiment are obtained, and the synchronous rectifier is used for the secondary circuit of the transformer T. Therefore, since the output waveform of the transformer is a rectangular wave, the rectangular wave is applied to the gate of the synchronous rectifying element to conduct electricity for substantially the entire period, and current can not flow through the diodes connected in parallel, and rectification can be performed without loss. Therefore, it is effective at a low output voltage such as 5V or 3.3V.
[0201]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 10 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0202]
(Second embodiment)
FIG. 46 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the eleventh embodiment. The second example of the eleventh embodiment shown in FIG. 46 is different from the configuration shown in FIG. 39 in that the secondary circuit of the transformer T has the same configuration as the secondary circuit shown in FIG. . The tertiary winding of the transformer T was 5e (number of turns n5). According to the second embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0203]
Note that the saturable reactor SL1 and the reactor L3 shown in FIG. 11 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0204]
(Third embodiment)
FIG. 47 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the eleventh embodiment. In the third example of the eleventh embodiment shown in FIG. 47, the secondary circuit of the transformer T has the same configuration as the secondary circuit shown in FIG. 45 in the configuration shown in FIG. . According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment can be obtained.
[0205]
Note that reactor L3 shown in FIG. 12 may be further added to the configuration shown in FIG.
[0206]
(Twelfth embodiment)
Next, a DC converter according to a twelfth embodiment will be described. In the DC converters according to the first to eleventh embodiments, a normally-off type MOS FET or the like is used as a switch. This normally-off type switch is a switch that is turned off when the power is off.
[0207]
On the other hand, a normally-on type switch such as an SIT (static induction transistor) is a switch that is turned on when the power is off. This normally-on type switch is an ideal element when used in a power conversion device such as a switching power supply because of its high switching speed and low on-resistance, and can expect high efficiency by reducing switching loss.
[0208]
However, in a normally-on type switching element, when the power is turned on, the switch is in an on state, so that the switch is short-circuited. For this reason, the normally-on type switch cannot be started, and cannot be used for any purpose other than the special purpose.
[0209]
Therefore, the DC converter according to the twelfth embodiment has the configuration of the first example of the DC converter according to the first embodiment, and uses normally-on type switches for the switches Q1 and Q2. Therefore, when the AC power supply is turned on, the voltage due to the voltage drop of the rush current limiting resistor inserted for the purpose of reducing the rush current of the input smoothing capacitor is used as the reverse bias voltage of the normally-on type switch. A feature that eliminates the problem described above.
[0210]
FIG. 48 is a circuit diagram showing a DC converter according to the twelfth embodiment. The DC converter shown in FIG. 48 has the configuration of the first example of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 1, and also converts the AC voltage input from the AC power supply Vac1 into a full-wave rectifier circuit B1. The output voltage is converted to another DC voltage and output, and an input smoothing capacitor C5 is provided between the positive output terminal P1 and the negative output terminal P2 of the full-wave rectifier circuit B1. And a rush current limiting resistor R1. The AC power supply Vac1 and the full-wave rectifier circuit B1 correspond to the DC power supply Vdc1 shown in FIG.
[0211]
The normally-on type switch Q1n such as SIT is connected to the positive output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 via the primary winding 5a of the transformer T. A series circuit of a feedback winding 5c and a normally-on type switch Q2n such as SIT is connected to both ends of the feedback capacitor C2. The switches Q1n and Q2n are turned on / off by PWM control of the control circuit 11.
[0212]
A switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1. The switch S <b> 1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOSFET or a BJT (bipolar junction transistor), and is turned on by a short-circuit signal from the control circuit 11.
[0213]
To both ends of the inrush current limiting resistor R1, a start-up power supply unit 12 including a capacitor C6, a resistor R2, and a diode D5 is connected. The start-up power supply unit 12 extracts a voltage generated across the inrush current limiting resistor R1 and outputs the voltage to the control circuit 11 in order to use the voltage across the capacitor C6 as a reverse bias voltage to the gates of the switches Q1n and Q2n. . Further, the charging voltage charged in the input smoothing capacitor C5 is supplied to the control circuit 11.
[0214]
When the AC power supply Vac1 is turned on, the control circuit 11 is activated by the voltage supplied from the capacitor C6, and outputs a reverse bias voltage from the terminals b and d to the gates of the switches Q1n and Q2n as control signals. Q2n is turned off. This control signal is composed of, for example, a pulse signal of -15 V and 0 V. The switches Q1n and Q2n are turned off by a voltage of -15 V, and the switches Q1n and Q2n are turned on by a voltage of 0V.
[0215]
After the charging of the input smoothing capacitor C5 is completed, the control circuit 11 outputs pulse signals of 0 V and −15 V to the gates of the switches Q1n and Q2n as control signals from the terminals b and d, and switches the switches Q1n and Q2n. Let it. After performing the switching operation of the switches Q1n and Q2n, the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the gate of the switch S1 after a predetermined time has elapsed, and turns on the switch S1.
[0216]
One end of an auxiliary winding 5d provided in the transformer T is connected to one end of switches Q1n and Q2n, one end of a capacitor C7, and a control circuit 11, and the other end of the auxiliary winding 5d is connected to a cathode of a diode D7. The anode of the diode D7 is connected to the other end of the capacitor C7 and the terminal c of the control circuit 11. The auxiliary winding 5d, the diode D7, and the capacitor C7 constitute a normal operation power supply unit 13. The normal operation power supply unit 13 supplies the voltage generated in the auxiliary winding 5d to the control circuit 11 via the diode D7 and the capacitor C7. Supply.
[0219]
Next, the operation of the DC converter according to the twelfth embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS.
[0218]
In FIG. 50, Vac1 indicates the AC voltage of the AC power supply Vac1, the input current indicates the current flowing through the AC power supply Vac1, the R1 voltage indicates the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1, and the C5 voltage indicates , The voltage of the input smoothing capacitor C5, the voltage of C6 indicates the voltage of the capacitor C6, the output voltage indicates the voltage of the capacitor C4, and the Q1n and Q2n control signals are transmitted from the terminals b and d of the control circuit 11 to the switch Q1n. , Q2n.
[0219]
First, time t ₀ When the AC power supply Vac1 is applied (turned on), the AC voltage of the AC power supply Vac1 is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit B1. At this time, the normally-on type switches Q1n and Q2n are on, and the switch S1 is off. Therefore, the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 is all applied to the inrush current limiting resistor R1 via the input smoothing capacitor C5 ((1) in FIG. 49).
[0220]
The voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C6 via the diode D5 and the resistor R2 ((2) in FIG. 49). Here, the terminal f side of the capacitor C6 has a zero potential, for example, and the terminal g side of the capacitor C6 has a negative potential, for example. Therefore, the voltage of the capacitor C6 becomes a negative voltage (reverse bias voltage) as shown in FIG. The negative voltage of the capacitor C6 is supplied to the control circuit 11 via the terminal a.
[0221]
Then, when the voltage of the capacitor C6 becomes the threshold voltage THL of the switches Q1n and Q2n (at time t in FIG. 50). ₁ ), The control circuit 11 outputs a -15 V control signal from the terminals b and d to the gates of the switches Q1n and Q2n ((3) in FIG. 49). Therefore, the switches Q1n and Q2n are turned off.
[0222]
Then, the input smoothing capacitor C5 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 ((4) in FIG. 49), the voltage of the input smoothing capacitor C5 increases, and the charging of the input smoothing capacitor C5 is completed. Complete.
[0223]
Next, at time t ₂ In, the control circuit 11 starts the switching operation. First, a control signal of 0 V is output from the terminal b to the gate of the switch Q1n ((5) in FIG. 49). Therefore, the switch Q1n is turned on, so that a current flows from the positive output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 to the switch Q1n via the primary winding 5a of the transformer T ((6 in FIG. 49). ▼), energy is stored in the primary winding 5a of the transformer T. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b, and a current flows through 5b → D1 → L1 → C4 → 5b, so that power is supplied to the load RL.
[0224]
Also, a voltage is generated in the auxiliary winding 5d electromagnetically coupled to the primary winding 5a of the transformer T, and the generated voltage is supplied to the control circuit 11 via the diode D7 and the capacitor C7 (FIG. 49). (7) in). For this reason, since the control circuit 11 can continue the operation, the switching operation of the switches Q1n and Q2n can be continuously performed.
[0225]
Next, at time t ₃ , A -15V control signal is output from the terminal b to the gate of the switch Q1n, and a 0V control signal is output from the terminal d to the gate of the switch Q2n. Therefore, the time t ₃ The switch Q1n is turned off and the switch Q2n is turned on, and a current flows through L1, C4, D2, and L1, and power is supplied to the load RL.
[0226]
Time t ₃ When the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the switch S1, the switch S1 is turned on ([8] in FIG. 49), and both ends of the rush current limiting resistor R1 are short-circuited. Therefore, the loss of the inrush current limiting resistor R1 can be reduced.
[0227]
Note that time t ₃ Is when the AC power supply Vac1 is turned on (at time t ₀ ) Is set as, for example, a time that is about five times or more the time constant (τ = C5 · R1) of the input smoothing capacitor C5 and the inrush current limiting resistor R1. Thereafter, the switches Q1n and Q2n are alternately turned on / off to repeat the switching operation. After the switches Q1n and Q2n start the switching operation, the switches Q1n and Q2n operate as the switches Q1 and Q2 of the DC converter according to the first embodiment, that is, the operations according to the timing chart shown in FIG. Works the same as.
[0228]
Thus, according to the DC converter according to the twelfth embodiment, the effects of the first embodiment can be obtained, and the control circuit 11 can control the rush current limiting resistor R1 when the AC power supply Vac1 is turned on. Since the switches Q1n and Q2n are turned off by the voltage generated in step (1) and the input smoothing capacitor C5 is charged, the switching operation of turning on / off the switches Q1n and Q2n alternately is started, so that there is no problem when the power is turned on. Therefore, a normally-on type semiconductor switch can be used, and a DC converter with low loss, that is, high efficiency can be provided.
[0229]
The present invention is not limited to the DC converters according to the first to twelfth embodiments. In the device of the twelfth embodiment, an example in which a normally-on circuit is added to the device of the first embodiment has been described. However, the normally-on circuit is, for example, the same as that of the devices of the second to eleventh embodiments. It may be added to at least one of the embodiments.
[0230]
【The invention's effect】
As described above, by adding the feedback winding of the transformer, one end of the main terminal of both the main switch and the auxiliary switch can be grounded, and the zero voltage switch can be achieved without using a special driver as in the related art. be able to. In addition, since a special driver is not required, MIC including a commercial 200 V input driver can be realized, and a DC converter that can achieve high efficiency, small size, low noise, and simplified design can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a first example of a DC converter according to a first embodiment.
FIG. 2 is a timing chart of signals in respective units of the first example of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a second example of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 5 is a structural diagram of a transformer provided in a third example of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 6 is a timing chart of signals in respective units of a third example of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 7 is a timing chart showing details of signals in each unit when the switch Q1 of the third example of the DC converter according to the first embodiment is turned on.
FIG. 8 is a diagram illustrating BH characteristics of a transformer provided in a third example of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 9 is a timing chart of the current of the saturable reactor provided in the third example of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 10 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the second embodiment.
FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a second example of the DC converter according to the second embodiment.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the second embodiment.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the third embodiment.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the third embodiment.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the third embodiment.
FIG. 16 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the fourth embodiment.
FIG. 17 is a structural diagram of a transformer provided in a first example of the DC converter according to the fourth embodiment.
FIG. 18 is a timing chart of signals in respective units of the first example of the DC converter according to the fourth embodiment.
FIG. 19 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the first example of the DC converter according to the fourth embodiment is turned on.
FIG. 20 is a timing chart showing details of signals in each section when the switch Q1 of the first example of the DC converter according to the fourth embodiment is turned off.
FIG. 21 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the fourth embodiment.
FIG. 22 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the fourth embodiment.
FIG. 23 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the fifth embodiment.
FIG. 24 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the fifth embodiment.
FIG. 25 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the fifth embodiment.
FIG. 26 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the sixth embodiment.
FIG. 27 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the sixth embodiment.
FIG. 28 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the sixth embodiment.
FIG. 29 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the seventh embodiment.
FIG. 30 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the seventh embodiment.
FIG. 31 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the seventh embodiment.
FIG. 32 is a timing chart of signals in each unit when the input voltage is high in the DC converter according to the seventh embodiment.
FIG. 33 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the eighth embodiment.
FIG. 34 is a timing chart of signals in respective units of the first example of the DC converter according to the eighth embodiment.
FIG. 35 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the first example of the DC converter according to the eighth embodiment is turned on.
FIG. 36 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the eighth embodiment.
FIG. 37 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the eighth embodiment.
FIG. 38 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the ninth embodiment.
FIG. 39 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the ninth embodiment.
FIG. 40 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the ninth embodiment.
FIG. 41 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the tenth embodiment.
FIG. 42 is a structural diagram of a transformer provided in a first example of the DC converter according to the tenth embodiment.
FIG. 43 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the tenth embodiment.
FIG. 44 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the tenth embodiment.
FIG. 45 is a circuit diagram showing a first example of the DC converter according to the eleventh embodiment.
FIG. 46 is a circuit diagram showing a second example of the DC converter according to the eleventh embodiment.
FIG. 47 is a circuit diagram showing a third example of the DC converter according to the eleventh embodiment.
FIG. 48 is a circuit diagram showing a DC converter according to a twelfth embodiment.
FIG. 49 is a diagram illustrating the operation of the DC converter according to the twelfth embodiment.
FIG. 50 is a timing chart of signals in each unit of the DC converter according to the twelfth embodiment.
FIG. 51 is a circuit configuration diagram showing a conventional DC converter.
FIG. 52 is a timing chart of a signal in each section of the conventional DC converter.
FIG. 53 is a diagram showing BH characteristics of a transformer provided in a conventional DC converter.
FIG. 54 is a timing chart of an exciting current of a transformer provided in a conventional DC converter.
FIG. 55 is a circuit configuration diagram showing another example of a conventional DC converter.
[Explanation of symbols]
Vdc1 DC power supply
Vac1 AC power supply
B1 Full-wave rectifier circuit
10, 11, 100 control circuit
Q1 to Q4, Q1n, Q2n switches
RL, RL1, RL2 Load
R1, R2 resistance
SL1 Saturable reactor
L1 to L4 reactor
C1-C7 capacitor
S1 switch
T, Ta, Tb transformer
5a Primary winding (n1)
5b Secondary winding (n2)
5c Feedback winding (n3)
5d tertiary winding (auxiliary winding n4)
5e 4th winding (n5)
5f 5th winding (n6)
12 Startup power supply
13 Normal operation power supply
D1 to D7 Diode

Claims

A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein a primary winding of the transformer and a first switch are connected in series;
A rectifier circuit for rectifying a voltage generated in a secondary winding of the transformer;
A smoothing circuit for smoothing the rectified output of the rectifier circuit,
A second series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a first capacitor and a first reactor are connected in series;
A first diode and a resonance capacitor connected in parallel to the first switch;
A third series circuit connected to both ends of the first reactor and having a second diode and a feedback capacitor connected in series;
A fourth series circuit connected to both ends of the feedback capacitor, wherein a feedback winding wound around the transformer and a second switch are connected in series;
When the first switch is turned off, the second switch is turned on, and the power of the feedback capacitor is fed back to the transformer via the feedback winding. A control circuit for causing the first switch to perform a zero voltage switch;
A DC converter comprising:

2. The DC converter according to claim 1, wherein the first reactor includes a first auxiliary winding wound around the transformer.

A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein a primary winding of the transformer and a first switch are connected in series;
A rectifier circuit for rectifying a voltage generated in a secondary winding of the transformer;
A smoothing circuit for smoothing the rectified output of the rectifier circuit,
A saturable reactor connected in parallel to a primary winding of the transformer;
A first diode and a resonance capacitor connected in parallel to the first switch;
A second series circuit connected in parallel to a primary winding of the transformer, wherein a second diode and a first winding of the first reactor are connected in series;
A third series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a first capacitor, a third diode, and a second winding of the first reactor are connected in series;
A fourth series circuit connected to both ends of a series circuit of the third diode and the second winding of the first reactor, and a fourth diode and a feedback capacitor connected in series;
A fifth series circuit connected to both ends of the feedback capacitor, wherein a feedback winding wound around the transformer and a second switch are connected in series;
A control circuit that turns on the second switch when the first switch is off, saturates the saturable reactor with the power of the feedback capacitor via the feedback winding, and causes the first switch to perform a zero voltage switch;
A DC converter comprising:

The DC converter according to claim 3, wherein the saturable reactor uses a saturation characteristic of a core of the transformer.

5. The DC converter according to claim 4, wherein a part having a small cross-sectional area is provided in a part of a magnetic path of the transformer core.

A saturable reactor connected in parallel to a primary winding of the transformer;
A second reactor connected in series to a primary winding of the transformer,
The control circuit turns on the second switch when the first switch is off, saturates the saturable reactor with the power of the feedback capacitor via the feedback winding, and causes the first switch to switch to zero voltage. The direct-current converter according to claim 1 or 2, wherein:

The DC converter according to claim 3, further comprising a second reactor connected in series to a primary winding of the transformer.

The rectifier circuit has a first rectifier element connected in series to a secondary winding of the transformer, and a second rectifier element connected in parallel to a series circuit of the first rectifier element and the secondary winding. And
The DC converter according to any one of claims 1 to 7, wherein the smoothing circuit includes a smoothing element connected to the second rectifying element in parallel via a third reactor.

The rectifier circuit includes a third switch connected in series to one end of a secondary winding of the transformer and a control terminal connected to the other end of the secondary winding; A fourth switch connected in parallel to the series circuit of the above and having a control terminal connected to one end of the secondary winding;
The DC converter according to claim 1, wherein the smoothing circuit includes a smoothing element connected to the fourth switch in parallel via a third reactor.

The rectifier circuit is wound around the transformer core, which is tightly coupled to the primary winding and wound around the transformer, and the core is loosely coupled to the core and wound around the primary winding. A tertiary winding of the transformer, a first rectifier connected in series to the secondary winding, and a second rectifier connected in parallel to a series circuit of the first rectifier and the secondary winding Has,
The DC converter according to any one of claims 1 to 7, wherein the smoothing circuit includes a smoothing element connected to the second rectifying element in parallel via the tertiary winding. .

The rectifier circuit is wound around the transformer core, which is tightly coupled to the primary winding and wound around the transformer, and the core is loosely coupled to the core and wound around the primary winding. A tertiary winding of the transformer, a third switch connected in series to one end of a secondary winding of the transformer, and a control terminal connected to the other end of the secondary winding; A fourth switch connected in parallel to a series circuit with the secondary winding and having a control terminal connected to one end of the secondary winding;
The DC converter according to claim 1, wherein the smoothing circuit includes a smoothing element connected to the fourth switch in parallel via the tertiary winding.

The number of turns of the secondary winding is the same as the number of turns of the tertiary winding, and the secondary winding is wound in a reverse phase to the primary winding, and the tertiary winding is The DC converter according to claim 10, wherein the DC converter is wound in the same phase as the primary winding.

The rectifier circuit includes a rectifier connected in series to a secondary winding of the transformer,
The DC converter according to any one of claims 1 to 7, wherein the smoothing circuit includes a smoothing element connected in parallel to a series circuit of the rectifier and the secondary winding. .

The secondary winding of the transformer includes a plurality of secondary windings wound around a core of the transformer and separated from each other, and the rectifying element and the smoothing element corresponding to each of the secondary windings. 14. The DC converter according to claim 13, further comprising:

15. The DC converter according to claim 14, wherein a primary winding of the transformer and each of the secondary windings are loosely coupled, and each of the secondary windings is tightly coupled.

A fourth reactor connected in series to a primary winding of the transformer,
An auxiliary transformer connected in series with the transformer, and for returning energy stored in the fourth reactor to the secondary side when the first switch is off when the first switch is on,
The rectifying circuit has a rectifying element connected in series to a secondary winding of the transformer, and the smoothing circuit is a smoothing element connected in parallel to a series circuit of the rectifying element and the secondary winding. The DC converter according to any one of claims 1 to 7, further comprising:

The fourth reactor includes a leakage inductor between a primary winding and a secondary winding of the transformer wound loosely coupled to a core of the transformer, and a primary winding of the transformer is mounted on the core of the transformer. 17. The DC converter according to claim 16, wherein a wire and a secondary winding of the auxiliary transformer are wound tightly.

At least one tertiary winding wound loosely coupled to the primary winding of the transformer is provided on the core of the transformer, and the rectifying element and the smoothing element are provided for each of the tertiary windings. 18. The DC converter according to claim 16, wherein the DC converter is provided.

The rectifier circuit is connected to a connection point between one end of the secondary winding of the transformer and one end of the secondary winding of the auxiliary transformer, and one end of the smoothing element, and has a control terminal connected to the secondary winding of the auxiliary transformer. A third switch connected to the other end of the wire; a second end of the secondary winding of the auxiliary transformer and one end of the smoothing element; and a control terminal connected to one end of the secondary winding of the auxiliary transformer. The DC converter according to any one of claims 16 to 18, further comprising a fourth switch.

The DC power supply includes an AC power supply, and an input rectifier circuit connected to the AC power supply to rectify an AC voltage.
An input smoothing capacitor connected between one output terminal and the other output terminal of the input rectifier circuit and an inrush current limiting resistor for reducing an inrush current of the input smoothing capacitor when the AC power supply is turned on. Having a series circuit connected in series,
The first switch is a normally-on type switch connected to one output terminal of the input rectifier circuit via a primary winding of the transformer,
The second switch is a normally-on type switch,
The control circuit turns off the first switch and the second switch by a voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power supply is turned on, and after the input smoothing capacitor is charged, the first switch 20. The DC converter according to claim 1, wherein a switching operation of turning on and off the second switch and the second switch is started.

21. The DC converter according to claim 20, wherein the transformer further includes a second auxiliary winding, and further includes a normal operation power supply unit that supplies a voltage generated in the second auxiliary winding of the transformer to the control circuit. .

A semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor,
22. The DC converter according to claim 20, wherein the control circuit turns on the semiconductor switch after starting the switching operation of the first switch and the second switch.

The one end of a main terminal of the first switch, one end of a main terminal of the second switch, and a common terminal of the control circuit are commonly connected. DC converter.