JP2004260774A - 移動通信システムにおける伝搬路推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の課題は、無線通信システムにおける情報伝送速度の高速化に伴い、周波数利用効率を高めるために変調方式としてＱＡＭを適用するシステムが増えていく中で、効率よく、かつ精度よく伝搬路を推定し、良好な品質、すなわち良好な誤り率特性で通信するための伝搬路推定方法を提供することである。
【解決手段】上記課題を解決するため、データ信号の一つ一つのシンボルに対して異なる伝搬路推定値を算出して復調に用いることにより特性改善を図る。また上記課題を解決するため、無線伝搬路におけるフェージングの有する周波数特性に着目し、推定誤差を増大させる熱雑音を除去する帯域制限フィルタを用いることにより伝搬路推定値の算出精度を高める。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本願発明は特に無線通信システムで使用される受信側通信装置に用いるのに好適な伝搬路推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２に本願発明が適用される無線通信装置及び無線通信システムの構成を示す。無線通信システムは送信側無線通信装置（２０１）と受信側無線通信装置（２０２）から構成され、無線伝搬路（２０３）を介して通話やデータ伝送が行われる。図２以降すべての図は一方の回線（例えば下り回線）を例に記載しているが上り回線でも同様に適用可能である。
【０００３】
送信側無線通信装置（２０１）では、まず送信すべきデータは送信部（２０５）内の伝送路符号化部（２０７）によって符号化が行われる。無線通信では符号化方法として畳込み符号化やターボ符号化がよく用いられている。符号化された符号語はＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調部（２０６）に入力され変調が行われ、変調後のベースバンド信号を無線部（２０８）により無線周波数帯に変換して伝送する。一方、受信側無線通信装置（２０２）では無線伝搬路（２０３）からアンテナ（２１０）を介して受信した無線信号を無線部（２１５）によりベースバンド帯域に変換する。ベースバンド信号はまず受信部（２１１）においてＱＡＭ復調部（２１３）で復調処理が行われた後、伝送路復号化部（２１４）で復号が行われる。なおＱＡＭ復号部（２１３）では伝搬路推定部（２１２）における無線伝搬路の推定結果を用いて復調処理を行う。
【０００４】
さて送信側無線通信装置における伝送路符号化方法としてはここでは図３に示すように、符号化率Ｒ＝１／３、拘束長Ｋ＝４のターボ符号を仮定する。この符号は第３世代移動体通信の仕様として３ＧＰＰ（３^ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）仕様ＴＳ２５．２１２で規定される等、広く一般的に使用される符号の一つである。
【０００５】
また送信側無線通信装置におけるＱＡＭ変調部では伝送効率を高める為に古くから研究されている多値変調（ＱＡＭ変調）を行う。６４ＱＡＭの場合は１シンボルあたり６ビット伝送が可能で、図４（４０１）に示すように６ビット｛Ｓ５，Ｓ４，Ｓ３，Ｓ２，Ｓ１，Ｓ０｝を同相成分（Ｉ成分： Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分）３ビット｛Ｓ２，Ｓ１，Ｓ０｝と直交成分（Ｑ成分： Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）３ビット｛Ｓ５，Ｓ４，Ｓ３｝に分けてそれぞれ隣り合うシンボルは１ビットの違いが生じるようなグレイ符号化を施して図４に示すような信号点に配置して伝送する。
【０００６】
ＱＡＭ変調された送信信号は無線伝搬路においてフェージングと呼ばれる無線伝搬路特有の振幅変動と位相回転の影響を受けるため、受信側無線通信装置において正しく復調、復号するためにはこれらの変動を正しく推定する必要がある。この様子を図５に示す。まず信号点配置が（５０１）の形となっているＱＡＭ信号を送信し、この信号が伝搬路において振幅変動Ｇ、位相回転θのフェージングを受けたとする（５０２）。この時信号点配置は（５０３）に示す通りである。受信側においては、伝搬路推定用に送信しているパイロット信号などを用いることにより伝搬路における振幅変動Ｇ、位相回転θを推定し、さらにこの伝搬路推定値の複素共役を乗ずることにより、（−θ）回転を実現し位相回転を補正する（５０５）。なおＱＡＭのように振幅方向にも情報がのっている信号の場合には復調のために振幅変動Ｇの値も正しく推定する必要がある。
【０００７】
さて上記における伝搬路推定を行うために、伝搬路の状況を推定するためのパイロット信号を、情報が乗っているデータ信号とは別に用意するのが一般的である。パイロット信号は受信側においてもどのような信号を送信しているかが既知であることが特徴で、このため、パイロット信号の受信信号そのものが伝搬路の状況を表現している。例えばパイロット信号が信号点配置＝（１，０）、すなわち１×ｅｘｐ（ｊ０）で表現される信号である場合、受信信号＝Ｇ×ｅｘｐ（ｊθ）となり、まさに受信信号が伝搬路の状況を表現している。受信信号から直交成分のみ正負反転した信号を生成するとこれがＧ×ｅｘｐ（−ｊθ）となるため、復調に必要な（−θ）回転させるために必要な信号も容易に得られる。
なおパイロット信号の送信方法には大きく二つあり、一つは図６のようにデータ信号と並行に別々の通信チャネルで同時に送信する方法であり、もう一つは図８のようにデータ信号と同一の通信チャネルを用いる代わりに時間的にパイロット信号を定期的に挿入する方法である。
以下ではどの時刻におけるパイロット信号の値を用いて伝搬路推定するのかを具体的に説明する。
【０００８】
図６に示すように、一つめのパイロット信号を並行に送信している場合、通常データ信号の伝送速度の方が速いため、同一時間に受信するデータの数が異なる。図６の例では一つの四角がそれぞれの信号１シンボルに相当し、（６０１）のパイロット信号Ｐ_３の１シンボルを受信する間に（６０２）データ信号はｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４の４シンボル受信している。したがってｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４の４シンボルの復調に用いる伝搬路推定の値は、同時刻に受信したパイロット信号Ｐ_３を用い、受信したＰ_３を伝搬路推定値とする。
【０００９】
図６の伝搬路推定方法では、Ｐ３の時刻に伝搬路がフェージングや雑音等の影響を受けた場合、伝搬路推定が正しく行われず通信品質が劣化する可能性がある。これを回避するため、図７に示すように、推定する時刻の前後の時刻における複数のパイロット信号を用いて、それぞれ（７０１）に示すように重み付けした上でこれを加算し（７０２）、これを伝搬路推定値とする方法が考えられている。ただしこの場合もＷ１：Ｗ２：Ｗ３：Ｗ４：Ｗ５＝１：２：３：２：１のような簡単な重み付け係数を用いて、データ信号に近い信号により大きな重み付け係数を与える程度である（７０３）。
【００１０】
一方、図８に示すように、同一チャネルを用いて周期的にパイロット信号が挿入されている場合、データ信号（８０２）の前後にパイロット信号（８０１、８０３）が存在するため、パイロット信号（８０１）、（８０３）の平均値を計算し（８０５）、これを伝搬路推定値として、パイロット信号（８０１、８０３）の間のすべてのデータ信号（８０２）に適用するのが簡単である。
【００１１】
図８の伝搬路推定方法においても、パイロット信号がフェージングや雑音等の影響を受けた場合、伝搬路推定が正しく行われず通信品質が劣化する可能性がある。これを回避するため、図９に示すように、推定する時刻の前後の時刻における複数のパイロット信号を用いて、それぞれ（９０１）に示すように重み付けした上でこれを加算し（９０２）、これを伝搬路推定値とする方法が考えられている。しかしこの場合もＷ１：Ｗ２：Ｗ３：Ｗ４＝１：２：２：１のような簡単な重み付け係数を用いデータ信号に近い信号により大きな重み付け係数を与える程度である（９０３）。例えば、非特許文献１に、Ｗ１：Ｗ２：Ｗ３：Ｗ４＝１：２：２：１の例が実際に紹介されている。
【００１２】
以上で述べた伝搬路推定方法は一つもしくは複数のパイロット信号の情報から得られた伝搬路推定値を複数の多くのデータ信号（シンボル）の復調に適用していることが特徴である。従来の伝搬路推定方法では、ＱＡＭのように振幅及び位相に情報が乗っている変調方式を適用する場合、復調においても精度の高い伝搬路推定結果が必要となるため、複数のデータ信号（シンボル）に対して同一の伝搬路推定値を用いると伝搬路変動を正しく推定していないためにかえって通信品質が大きく劣化する問題がある。
【００１３】
また複数時刻のパイロット信号の重み付けにより伝搬路を推定する場合においても従来の方法では重み付け係数の定量的な算出根拠がなく、係数を正しく設定しなければかえって通信品質が大きく劣化する場合がある。
【００１４】
【非特許文献１】安藤 他「ＤＳ−ＣＤＭＡにおける複数パイロットブロックを用いる高精度チャネル推定法」（電子情報通信学会技術報告：ＲＣＳ９６−７２）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、無線通信システムにおける情報伝送速度の高速化に伴い、周波数利用効率を高めるために変調方式としてＱＡＭを適用するシステムが増えていく中で、効率よく、かつ精度よく伝搬路を推定し、良好な品質、すなわち良好な誤り率特性で通信するための伝搬路推定方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明はデータ信号の一つ一つのシンボルに対して異なる伝搬路推定値を算出して復調に用いることにより特性改善を図る。
また上記目的を達成するため、無線伝搬路におけるフェージングの有する周波数特性に着目し、推定誤差を増大させる熱雑音を除去することにより伝搬路推定値の算出精度を高める。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
本発明においては、上記目的を達成するため、図１０に示すようにパイロット信号のサンプリング周期をデータ信号の伝送速度（シンボルレート）と同一とし、一つのパイロット信号を用いて、あるいは複数のパイロット信号を重み付けたものを用いてデータ信号のシンボル毎に伝搬路を推定する。具体的には、該データ信号の、伝搬路における振幅変動または位相回転を推定する。
パイロット信号（１００１）はデータ信号（１００５）と同一の伝送速度（シンボルレート）でＰ０，Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，…と送信あるいはサンプリングされる。図１０では４シンボル間隔のパイロット信号Ｐ０，Ｐ４，Ｐ８，Ｐ１２，Ｐ１６（１００２）を用いてそれぞれのパイロット信号に対して重み付け係数を乗算し（１００３）、加算する（１００４）ことにより、データ信号（１００５）の中のある１シンボルｄ１（１００６）における伝搬路推定値を算出する。あるいは、同タイミングまたは最も近いタイミングで受信されるパイロット信号Ｐ８のみを用いて伝搬路推定値を算出してもよい。伝搬路推定に用いるパイロット信号としては、一般的には、検波対象であるデータ信号のシンボルと同様の伝搬路を経てほぼ同じタイミングで受信されるパイロット信号が望ましいと考えられる。その他、そのタイミング前後の複数シンボルのパイロット信号を用いることにより、高精度な伝搬路推定を行うことができる。データ１シンボルと、そのデータシンボルの伝搬路推定に用いるパイロット信号の時間的関係は固定とし、ｄ１（１００６）の次のデータシンボルｄ２（１０１０）の伝搬路推定値は、１シンボル時間ずれたパイロット信号Ｐ１，Ｐ５，Ｐ９，Ｐ１３，Ｐ１７（１００７）を用いて同様に重み付け係数を乗算し（１００８）、加算する（１００９）することにより算出する。
【００１８】
上記の伝搬路推定方法を用いることにより、データ信号一つ一つのシンボルに対して異なる伝搬路推定値を算出することが可能となるため、通信品質特性（誤り率特性）を改善することができる。
【００１９】
（第２の実施例）
本実施例においては、受信したパイロット信号を入力として低域通過フィルタ（ＬＰＦ： Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を通過させることにより伝搬路推定精度を向上させる。以下ではこれを具体的に説明する。
無線伝搬路ではフェージングという振幅及び位相の急激な変動（一種の雑音）が生じる。これを周波数領域で表現した場合、最大ドップラー周波数（＝ｆ_ｄ）を超える周波数成分はない。ここで、最大ドップラー周波数とは、搬送波周波数および移動局の移動速度に比例するものである。例えば、搬送波周波数＝８００ＭＨｚ、移動局の移動速度を時速１２０ｋｍとした場合の最大ドップラー周波数はほぼｆ_ｄ＝２４０Ｈｚ（２４０ｂｉｔ／ｓ相当）となり、スペクトル密度はおおよそ図１１の（１１０１）に示すようなものとなる。
【００２０】
これに対してデータ伝送速度は例えば現在の第３世代携帯電話で３８４ｋｂ／ｓ、実際の無線伝搬路ではもっと高速な伝送が行われており、桁のオーダーではるかに高速である。図１１の例ではシミュレーションの都合上、データ伝送速度を２８９．５ｋＨｚ（１１０３）としているが、この場合もｆ_ｄ＝２４０Ｈｚと２８９．５ｋｂ／ｓでは１２００倍以上の速度の差がある。
【００２１】
しかし伝搬路では上記フェージングに加え、無線伝搬路を伝送する帯域幅に比例した熱雑音（白色雑音）が加わる。この様子を図１２の（１２０１）に示す。従来の伝搬路推定では、フェージングによる振幅変動と位相回転に広帯域な雑音成分（１２０１）が加わっている状態（１２０２）で伝搬路を推定しているわけだが、フェージングは前述の通り最大ドップラー周波数以上の成分をもたないことから、パイロット信号を（１１０４）に示す、最大ドップラー周波数以下の成分を通過させるような通過域を有する低域通過フィルタに通すことにより、フェージングの信号はそのまま通過し、残りの帯域に存在する多くの熱雑音を除去することができる。もちろん、フェージングの周波数領域に存在する熱雑音は除去できずに残ってしまうが（１２０３）、元々伝搬路で加わった熱雑音の総計と比較すれば、データ伝送速度が速く、フェージングが桁のオーダーで遅いことから、極めて少ないとみなせる（先ほどのｆｄ＝２４０Ｈｚと伝送速度２８９．５ｋｂ／ｓの例だと、このフィルタを通過させることにより１／６００程度にまで熱雑音を減らせる）。このように伝搬路推定に用いるパイロット信号に伝搬路で生じたフェージングの最大ドップラー周波数に合わせた低域通過フィルタを動作させることにより不要な雑音を除去し、精度よく伝搬路推定することが可能となる。
【００２２】
（第３の実施例）
本実施例では、第２の実施例における低域通過フィルタの具体的な構成方法について言及する。第１の実施例で述べたようにデータ信号の１シンボル毎に異なる伝搬路推定値を算出させるため、パイロット信号の送信あるいはサンプリング間隔もデータ信号と同一とする。第１の実施例では複数の時刻におけるパイロット信号のデータを重み付けしてこれを加算しているが、これを実現するもっとも簡単な方法は図１３の（１３０１）に示すＦＩＲフィルタである。すなわち複数の遅延素子（１３０３）とそれぞれのデータに対して重み付け係数を乗算する乗算器（１３０４）及びこれらの乗算結果を加算する加算器（１３０５）から構成される。なおＦＩＲフィルタの各係数は図１４に示すように所望の低域通過特性（１１０４）のフーリエ変換により求められるインパルス応答（１４０２）に合わせて重み付け係数として設定する（１４０４）。これは（１１０４）の周波数特性をもつ低域通過フィルタを（１３０１）のＦＩＲで構成したといってもよい。本発明では重み付け係数を伝搬路変動に合わせた低域通過フィルタの特性をもつように設定する点が特徴である。また重み付け係数の値そのものに注目した場合、本発明では図１４の（１４０４）に示すように重み付け係数の値として、負の値を有する点も特徴である。
【００２３】
（第４の実施例）
本実施例においては、ナイキストの定理を利用することによりパイロット信号のサンプリング速度（レート）をデータ伝送速度（データ信号のシンボルレート）よりも遅くしてもサンプリング間隔をデータ伝送速度と同一とした場合と同一の高精度な伝搬路推定値の算出を行う。以下この詳細を述べる。
【００２４】
ナイキストの定理によれば、信号の有する最大周波数の２倍以上のサンプリング周波数があれば元の信号を再現できるため、図１１のｆ_ｄ＝２４０Ｈｚのフェージングの場合、４８０Ｈｚ（４８０ｂｉｔ／ｓ相当）（１１０２）以上でサンプリングすれば、このフェージングを再現することが理論的には可能である。図１１の場合、データ伝送速度は２８９．５ｋｂ／ｓ（１１０３）のため、このナイキストの定理の条件を満たしている。先ほど述べた第３の実施例においても、パイロット信号のサンプリング間隔をデータ伝送速度と同一とすることで、このナイキストの定理を満たしている。この様子を図１５に示す。パイロット信号（１５０１）をデータ伝送速度と同一のサンプリング周波数でサンプリングし（１５０２）、これをフェージングに合わせた周波数領域を通過させるＦＩＲフィルタ（１３０１）を動作させることによりデータ伝送速度と同一の間隔で伝搬路推定値（１５０３）を算出している。
【００２５】
この第３の実施例の動作はフェージングの最大ドップラー周波数ｆ_ｄ＝２４０Ｈｚの場合、４８０Ｈｚ以上でサンプリングすれば信号が再現可能であるのに対しデータ伝送速度は２８９．５ｋｂ／ｓと非常に高速である。この場合には、通信品質を損なうことなく、パイロット信号のサンプリングレートを最大ドップラー周波数の２倍程度まで下げることができる。
【００２６】
そこで、例えば図１６のようにサンプリング周波数をデータ伝送速度の１／４、すなわち４データシンボルごとに１回だけサンプリングを行うようにし、残りの３回のサンプリングに相当する時刻においては”０”を挿入した信号（１６０１）を生成して補間し、これを第３の実施例で用いたＦＩＲフィルタに入力させる。データ伝送速度はフェージングの最大ドップラー周波数に対して十分高速なため、パイロット信号のサンプリング間隔をデータ伝送速度の１／４にしてもナイキストの定理は成立しており、かつ第３の実施例で説明したものと同一のＦＩＲフィルタを用いていることにより、フェージングが有する周波数領域はすべて通過するため、このように動作させて出力させた伝搬路推定値（１６０２）は、図１５における伝搬路推定値（１５０３）とほぼ同一となる。この伝搬路推定方法を図１に示す。パイロット信号（１００１）をあるサンプリング周波数（ただし、フェージングの最大ドップラー周波数の２倍以上とする）でサンプリングし（１００２）、これを伝搬路推定への入力信号とする。次に伝搬路推定値の出力間隔（＝データ伝送速度）に合わせて”０”を挿入した信号（１６０１）をスイッチ（１０２）による切替えで実現し、（１４０４）に示す低域通過特性を有する重み付け係数を持ったＦＩＲフィルタを動作させる。ＦＩＲフィルタは複数の遅延器（１０３）とそれぞれの重み付け係数との乗算を行う乗算器（１０４）及びこれらの乗算結果を加算する加算器（１０５）から構成され、データシンボルレートで動作するＦＩＲフィルタの出力（１０６）がデータ信号のある時刻における１シンボル分の伝搬路推定値となる。その後、検波部（１０７）において伝搬路推定値を用いてデータ信号の検波（位相回転の補正等）を行い、復調部（１０８）で、多値変調などにより変調されたデータ信号の復調を行う。
【００２７】
この第４の実施例における伝搬路推定方法を用いた場合の誤り率特性を計算機シミュレーションにより評価した。シミュレーション条件としては、伝送路符号化として図３に示した符号化率Ｒ＝１／３、拘束長Ｋ＝４のＴｕｒｂｏ符号を用い、多値変調として１６ＱＡＭを適用して２０ｋｂ／ｓ伝送を行う（なおこの時ＱＡＭのシンボル伝送速度は１６ｋ ｓｙｍｂｏｌ／ｓとなる）。またパイロット信号は１６００Ｈｚ（１．６ｋｂ／ｓ）で送信され、パイロット信号の電力はデータ信号の電力の１０倍強いと仮定している。伝搬路推定は、データ信号１０シンボルに１回の割合でパイロット信号をサンプリングして、９個の”０”を挿入してデータ伝送速度に合わせた上で、２４０Ｈｚまでを通過域とする低域通過フィルタを１００タップのＦＩＲで実装した。ｆｄ＝２４０Ｈｚの場合の誤り率特性を図１７に示す。
【００２８】
実線は理想的に誤りなく伝搬路が推定できた場合に達成可能な誤り率特性の限界値である。またＦＩＲフィルタで除去できない残留雑音（１２０３）が存在する場合は、この雑音により生じる伝搬路推定誤差により誤り率特性は劣化するが、この特性を点線で示す。この特性はフェージングの特性に合わせた低域通過特性をＦＩＲで実現した時の限界を示すと解釈してもよい。さらに比較の為にＮＴＴドコモが１９９６年に発表している従来の伝搬路推定方法を用いた場合の特性を三角印（▲）で示す。図１７よりフェージングの特性に合わせた低域通過特性を持った、本実施例におけるＦＩＲを用いることにより、従来方式と比較して約０．２ｄＢ特性が改善されていることがわかる。
【００２９】
（第５の実施例）
本実施例では多値変調適用時に伝搬路推定を効率よくかつ高精度に行うために、データ信号のシンボル毎に違う伝搬路推定値を用いるが、本実施例では数シンボルを伝搬路推定の更新の単位として、数シンボルごとに、第１から第４の実施例に示した伝搬路推定方法を適用する。本来伝搬路推定値はデータシンボルごとに異なるため、数シンボル分を同一の伝搬路推定値とすることにより多少の特性劣化は生ずるが、伝搬路推定の算出頻度を減少することが可能であり、またＦＩＲによってフィルタを構成する場合、装置構成の観点からもタップ数を減少させる（乗算器の数を減少させることと等価）ことができるため簡略化にメリットを見出すことが可能となる。この様子を図１８に示す。図１８の例では、シンボル毎に伝搬路推定値を更新する際に構成したＦＩＲフィルタ（１８０１）のタップ数が６でその重み付け係数の分布が（１８０２）であったと仮定する。さらに、データ２シンボル間は同一の伝搬路推定値を用いてもよいと仮定すると２シンボル間は同じ重み付け係数の乗算となるため、乗算器は３つでよく、その分布は（１８０４）のような分布となる（なお（１８０４）の点線はタップ数が３の場合の特性と等価な、（１８０１）と同様にタップ数が６の場合に実現される重み付け係数を表している）。重み付け係数が異なるため多少の特性劣化が生じるがこの例でも乗算器の数を１／２にすることが可能である。
【００３０】
本発明に用いるパイロット信号は、送信側通信装置から複数の受信側通信装置に向けて送信される共通のパイロット信号でも、送信側通信装置から特定の受信側通信装置に向けて送信される個別パイロット信号でもよい。また、実施例４のようにデータ信号のシンボルレートよりも低いレートでパイロット信号をサンプリングする場合は、データ信号と同一のチャネルで、データ信号の間に周期的に挿入されて送信されるパイロット信号でもよい。
【００３１】
【発明の効果】
本発明により、多値変調を適用した高速データ伝送時にも効率よくかつ高精度な伝搬路推定を行うことが可能となり、通信品質特性が改善される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第４の実施例の伝搬路推定方法を示すブロック図である。
【図２】本発明におけるシステム構成を示す図である。
【図３】伝送路符号化方法の一つであるＴｕｒｂｏ符号の生成器を示すブロック図である。
【図４】ＱＡＭの一つである６４ＱＡＭの信号点配置を示す図である。
【図５】ＱＡＭ送信信号がフェージング及び検波によりどのように推移していくかを示した図である。
【図６】パイロット信号がデータ信号と並行に送信されている場合の従来の伝搬路推定方法を示す図である。
【図７】パイロット信号がデータ信号と並行に送信されている場合に複数の時刻におけるパイロット信号を用いた従来の伝搬路推定方法を示す図である。
【図８】パイロット信号がデータ信号と時分割に送信されている場合の従来の伝搬路推定方法を示す図である。
【図９】パイロット信号がデータ信号と時分割に送信されている場合により広範囲な時刻における複数のパイロット信号を用いた従来の伝搬路推定方法を示す図。
【図１０】本発明の第一の実施例における伝搬路推定方法を示す図である。
【図１１】伝搬路におけるフェージングの周波数スペクトルを表した図である。
【図１２】本発明の第二の実施例における低域通過フィルタを用いることによりフェージングを高精度に推定することを説明する図。
【図１３】本発明の第三の実施例における伝搬路推定方法を実現するブロック図である。
【図１４】本発明の第三、第四の実施例における重み付け係数の値を示す図である。
【図１５】本発明の第三の実施例におけるパイロット信号のサンプリング間隔と伝搬路推定周期との関係を示す図である。
【図１６】本発明の第四の実施例におけるパイロット信号のサンプリング間隔と伝搬路推定周期との関係を示す図である。
【図１７】本発明の第四の実施例を用いたシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】本発明の第五の実施例を用いた伝搬路推定方法を説明する図である。
【符号の説明】
１０１…本発明による伝搬路推定部
１０２…本発明によるパイロット信号及び”０”データ切替スイッチ
１０３…本発明によるＦＩＲを構成する遅延素子
１０４…本発明によるＦＩＲを構成する乗算器
１０５…本発明によるＦＩＲを構成する加算器
１０６…本発明による伝搬路推定値
１０７…検波部
１０８…復調部
２０１…送信側無線通信装置
２０２…受信側無線通信装置
２０３…無線伝搬路
２０４…送信側無線通信装置のアンテナ
２０５…送信側無線通信装置の送信部
２０６…送信側無線通信装置のＱＡＭ変調部
２０７…送信側無線通信装置の伝送路符号化部
２０８…送信側無線通信装置の無線部
２０９…送信側無線通信装置の受信部
２１０…受信側無線通信装置のアンテナ
２１１…受信側無線通信装置の受信部
２１２…受信側無線通信装置の伝搬路推定部
２１３…受信側無線通信装置のＱＡＭ復調部
２１４…受信側無線通信装置の伝送路復号化部
２１５…受信側無線通信装置の無線部
２１６…受信側無線通信装置の送信部
３０１…ターボ符号器への入力ビット
３０２…ターボ符号器の符号後出力ビット
４０１…６４ＱＡＭにおけるシンボルとビット配置
５０１…ＱＡＭ送信信号の信号点配置
５０２…伝搬路変動
５０３…ＱＡＭ受信信号の信号点配置
５０４…検波復調処理
５０５…復調後ＱＡＭ信号の信号点配置
６０１…パイロット信号
６０２…データ信号
７０１…従来の伝搬路推定方法における乗算器
７０２…従来の伝搬路推定方法における加算器
７０３…従来の伝搬路推定方法における重み付け係数の分布
８０１…注目する時刻のデータ信号の前にあるパイロット信号
８０２…データ信号
８０３…注目する時刻のデータ信号の後ろにあるパイロット信号
８０４…従来の伝搬路推定方法における乗算器
８０５…従来の伝搬路推定方法における加算器
９０１…従来の伝搬路推定方法における乗算器
９０２…従来の伝搬路推定方法における加算器
９０３…従来の伝搬路推定方法における重み付け係数の分布
１００１…本発明によるパイロット信号
１００２…本発明によるデータシンボルｄ_１の伝搬路推定に用いるパイロット信号
１００３…本発明の伝搬路推定方法における乗算器
１００４…本発明の伝搬路推定方法における加算器
１００５…データ信号
１００６…本発明による伝搬路推定結果を用いるデータシンボルｄ_１
１００７…本発明によるデータシンボルｄ_２の伝搬路推定に用いるパイロット信号
１００８…本発明の伝搬路推定方法における乗算器
１００９…本発明の伝搬路推定方法における加算器
１０１０…本発明による伝搬路推定結果を用いるデータシンボルｄ_２
１１０１…フェージングの周波数スペクトル
１１０２…最大ドップラー周波数の２倍の周波数
１１０３…データ伝送速度
１１０４…フェージングの周波数スペクトル領域を通過させる低域通過フィルタ
１２０１…伝搬路における熱雑音
１２０２…伝搬路においてフェージングと熱雑音が加わる状態
１２０３…低域通過フィルタ通過後に残留した熱雑音
１３０１…本発明による伝搬路推定方法を実現するＦＩＲ
１３０２…本発明によるＦＩＲに入力するパイロット信号
１３０３…本発明によるＦＩＲを構成する遅延素子
１３０４…本発明によるＦＩＲを構成する乗算器
１３０５…本発明によるＦＩＲを構成する加算器
１３０３…本発明による伝搬路推定値
１４０１…フーリエ変換演算
１４０２…理想低域通過フィルタのインパルス応答
１４０３…理想低域通過フィルタにおける波形間隔
１４０４…本発明によるＦＩＲの各係数に設定する重み付け係数の値
１５０１…パイロット信号の時間波形
１５０２…本発明によるサンプリングされたパイロット信号
１５０３…本発明による伝搬路推定値
１６０１…本発明によるサンプリング間隔を開けてパイロット信号をサンプリングし、間に”０”を挿入した信号
１６０２…本発明による伝搬路推定値
１８０１…本発明による伝搬路推定装置
１８０２…本発明による重み付け係数の分布
１８０３…本発明による伝搬路推定装置
１８０４…本発明による重み付け係数の分布。

Claims (19)

1. 移動通信システムにおける受信装置が、送信装置から受信したデータ信号の検波に用いる伝搬路推定値を求める伝搬路推定方法であって、
   上記受信装置は、上記送信装置から複数のデータシンボルを含むデータ信号を受信し、
   上記受信データ信号のデータシンボルごとに該データ信号の伝搬路を推定し、
   該推定結果を用いて、上記データシンボルごとに上記受信データ信号の検波を行うことを特徴とする伝搬路推定方法。
2. 請求項１記載の伝搬路推定方法であって、
   上記受信装置は、上記送信装置からパイロット信号を受信し、
   上記パイロット信号を用いて上記伝搬路を推定することを特徴とする伝搬路推定方法。
3. 請求項２記載の伝搬路推定方法であって、
   上記受信装置は、上記パイロット信号に基づいて、上記受信データ信号の伝搬路における振幅変動または位相回転を推定することを特徴とする伝搬路推定方法。
4. 請求項２記載の伝搬路推定方法であって、
   上記検波されるデータ信号のデータシンボルと受信タイミングが最も近いシンボルを含む１または複数のパイロット信号のシンボルを用いて上記伝搬路を推定することを特徴とする伝搬路推定方法。
5. 請求項２記載の伝搬路推定方法であって、
   上記データ信号のシンボルレートよりも遅い速度で上記パイロット信号をサンプリングし、上記データ信号のシンボルレートで動作するＦＩＲフィルタを用いて、サンプリングされたパイロット信号を上記データ信号のシンボルレートに補間してＦＩＲフィルタに入力し、フィルタ出力を伝搬路推定値とする伝搬路推定を行うことを特徴とする伝搬路推定方法。
6. 請求項５記載の伝搬路推定方法であって、
   上記ＦＩＲフィルタの係数は、所定の低域通過特性のフーリエ変換により求められるインパルス応答に基づいて定められることを特徴とする伝搬路推定方法。
7. 請求項５記載の伝搬路推定方法であって、
   上記パイロット信号は、上記データ信号と同一のチャネルで、上記データ信号のシンボルの間に所定の間隔で挿入されて送信されることを特徴とする伝搬路推定方法。
8. 請求項２記載の伝搬路推定方法であって、
   上記パイロット信号のシンボルレートは、上記受信データ信号のシンボルレートと等しいことを特徴とする伝搬路推定方法。
9. 請求項２記載の伝搬路推定方法であって、
   上記パイロット信号を、所定の周波数以下の通過域を有する低域通過フィルタをとおして伝搬路推定に用いることを特徴とする伝搬路推定方法。
10. 請求項１記載の伝搬路推定方法であって、
    上記受信データ信号は上記送信装置において多値変調されたものであることを特徴とする伝播路推定方法。
11. 移動通信システムにおける受信装置であって、
    送信装置と該受信装置間における伝搬路変動を、受信信号にもとづいて推定する伝搬路推定部と、
    上記伝搬路推定部における推定結果を用いて受信されたデータ信号を検波する検波部と、
    上記検波された受信信号を復調する復調部とを有し、
    上記受信データ信号は複数のデータシンボルを有し、
    上記伝搬路推定部は、上記受信データ信号のデータシンボルレートで動作してデータシンボルごとに伝搬路推定を行い、
    上記検波部は、上記データシンボルごとに上記受信データ信号の検波を行うことを特徴とする受信装置。
12. 請求項１１記載の受信装置であって、
    上記伝搬路推定部は、上記送信装置から受信したパイロット信号を用いて上記伝搬路変動を推定することを特徴とする受信装置。
13. 請求項１２記載の受信装置であって、
    上記伝搬路推定部は、上記パイロット信号に基づいて、上記受信信号の伝搬路における振幅変動または位相回転を推定することを特徴とする受信装置。
14. 請求項１２記載の受信装置であって、
    上記伝搬路推定部は、入力されたパイロット信号を遅延させる複数の直列に接続された遅延素子と、
    上記複数の遅延素子の出力に所定の複数の係数を乗ずる複数の乗算器と、
    上記複数の乗算器の出力を加算する加算器とを有し、
    上記伝搬路推定部は、上記データ信号のシンボルレートで動作し、上記加算器の出力を用いて上記伝搬路変動を推定することを特徴とする受信装置。
15. 請求項１４記載の受信装置であって、
    上記伝搬路推定部には、上記データ信号のシンボルレートよりも遅いレートでサンプリングされた上記パイロット信号が入力され、入力された上記パイロット信号を、予め定められた値で上記データ信号のシンボルレートに補間し、該補完された信号を複数の遅延素子に入力することを特徴とする受信装置。
16. 請求項１５記載の受信装置であって、
    上記複数の乗算器の係数は、所定の低域通過特性のフーリエ変換により求められるインパルス応答に基づいて定められることを特徴とする受信装置。
17. 請求項１４記載の受信装置であって、
    上記複数の係数のうち少なくとも１つは負の値であることを特徴とする受信装置。
18. 請求項１４記載の受信装置であって、
    上記伝搬路推定部は、入力されたパイロット信号を遅延させる複数の直列に接続された遅延素子と、
    上記複数の遅延素子の出力に所定の複数の係数を乗ずる、遅延素子の数よりも少ない複数の乗算器と、上記複数の乗算器の出力を加算する加算器とを有し、
    上記伝搬路推定部は、上記データ信号のシンボルレートで動作し、上記加算器の出力を用いて上記伝搬路変動を推定することを特徴とする受信装置。
19. 請求項１２記載の受信装置であって、
    上記伝搬路推定に用いるパイロット信号を通す低域通過フィルタを有することを特徴とする。
    を用いることを特徴とする伝搬路推定方法。

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