JP2004186754A

JP2004186754A - Temperature compensating piezoelectric oscillator

Info

Publication number: JP2004186754A
Application number: JP2002348072A
Authority: JP
Inventors: Tomio Sato; 富雄佐藤; Koji Chindo; 幸治珎道
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 2002-11-29
Filing date: 2002-11-29
Publication date: 2004-07-02

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a piezoelectric oscillator capable of temperature compensation, even when the temperature characteristic of an oscillator circuit including a substrate (not including a resonator) does not fluctuate and a linear temperature characteristic is obtained only at a predetermined temperature or more. <P>SOLUTION: This voltage generating means 10 consists of a thermistor RTH serving as a temperature-sensitive element; voltage dividing resistor R1 for dividing the voltage of the thermistor RTH; voltage dividing resistors R2, R3 for setting the voltage of a negative side terminal of an operational amplifier 11; feedback resistor R4 for feeding an output voltage VO of the operational amplifier 11 back to the negative side terminal; resistors R5, R6 and capacitor C1 for dividing the output voltage VO into a predetermined voltage; and oscillator 12. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度補償型圧電発振器に関し、さらに詳しくは、周囲温度の変化に対して非直線的に変動する発振周波数特性を補償する圧電発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から水晶発振器は、コンデンサやインダクタを用いたＬＣ発振器や、他の圧電材料を用いた発振器に比べて発振周波数の安定度が非常に高い。しかし、特に近年の無線通信技術の向上に伴って、発振器に対して、更に高い周波数安定度が要求されている。水晶発振器の発振周波数を変動させる大きな要因として、周囲温度による影響が非常に大きなウエイトを占めている。そのため、この周囲温度による影響を受けないように、或いは周囲温度の影響をキャンセルするような対策を講じる必要がある。
また、周囲温度により発振周波数が変化する要因として、水晶振動子に起因するものと、振動子を除く発振回路を構成する電子部品の温度特性に起因するものとがあり、特に、高安定水晶発振器では、周囲温度の影響を受けなくするための一つの方策として、振動子を含む発振器全体を恒温槽内に入れることが行われている。しかしながら、近年、高安定発振器は小型化が進んでおり、発振器全体を恒温槽内に収納するのでは水晶発振器の大型化が避けられなくなる。そこで、振動子部分のみを主として恒温槽に入れる方法がある。しかし、発振回路基板上において恒温槽用ヒータに近くない部分、例えば、基板周辺縁部分などは、発振器外気温度の変化に伴って大きく温度が変化してしまう。そして、発振回路基板は中央に振動子、辺縁部に振動子以外の発振回路部品が搭載されるケースが多く、この部分の温度変化が大きい場合には、周波数温度特性の悪化をもたらす虞がある。更に、振動子以外の発振回路部品の周波数温度特性は温度に対して直線的に変化するため、この特性の劣化は直線的に補償する必要がある。例えば、図８はこの様子を模式的に表した図である。周波数変化の特性が１００のように周囲温度が高くなると周波数が低下する特性の場合、周波数制御電圧１１０をそれとは逆の特性を持つように設定すれば、補償後の周波数１２０は温度により周波数が変化しない特性となる。
そこで、温度センサ、電圧増幅器及びバラクタダイオードの組合わせにより直線的に温度補償する従来技術として、特開２００２−１３５０５１公報には、歩留まりに優れ周波数安定度が高い小型の恒温槽型水晶発振器について開示されている。それによると、圧電振動子と増幅回路及び可変容量ダイオードを有する発振回路と、前記圧電振動子を一定温度に保つ為の恒温槽と、温度変化に伴う前記増幅回路の電気的特性の変化により前記圧電発振器の発振周波数が変動するのを抑圧するよう前記可変容量ダイオードの容量値を制御する為の制御電圧を出力する電圧発生回路とを備え、該電圧発生回路が正特性または負特性のサーミスタを感温素子として制御電圧を制御することにより温度変化によって生じる増幅回路の電気的特性の変動に伴う周波数変化を回路的に補償することができるので、周波数温度特性に優れる小型の恒温槽型水晶発振器を容易に実現することが可能としている。
【特許文献１】特開２００２−１３５０５１公報
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１は、電圧発生回路が正特性または負特性のサーミスタを感温素子として制御電圧を制御することにより、温度変化によって生じる増幅回路の電気的特性の変動に伴う周波数変化を回路的に補償するものであり、振動子以外の発振回路部品の周波数温度特性は温度に対して直線的に変化する。しかしながら、使用する部品や発振回路基板材料などによっては、基板を含む発振回路（振動子を除く）は直線的な温度特性とならない場合があり、ある温度以上においてのみ発振周波数の大きな変動が見られる場合がある。このように周波数変動の大きい温度範囲だけ温度補償することが必要となり、特許文献１に記載の発明では、このような補償を行うことが困難である。
本発明は、かかる課題に鑑み、基板を含む発振回路（振動子を除く）の温度特性が所定の温度範囲内では変動せず、所定の温度以上においてのみ直線的な温度特性となる場合でも、温度補償が可能な圧電発振器を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、周囲温度の変化による発振周波数の変動を補償する周波数温度補償回路を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度の変化を検出する温度検出手段と、該温度検出手段により検出された温度変化を所定の電圧値に変換する電圧発生手段と、該電圧発生手段の出力電圧に基づいて容量が変化する可変容量ダイオードと、を備え、前記電圧発生手段は、前記温度検出手段が検出した周囲温度が所定の温度範囲内にあるときには一定の電圧を出力し、前記温度検出手段が検出した周囲温度が所定の温度範囲を超過した場合は、前記超過した周囲温度の超過分に応じて出力電圧を変化させることを特徴とする。
周波数温度補償回路は、少なくとも周囲温度を検出する手段と、その周囲温度に応じて電圧が変化する電圧発生手段と、発生した電圧に基づいて例えば、容量を変化させることにより周波数を変化させて温度補償する手段と、を必要とする。特に、本発明の電圧発生手段は、周囲温度が所定の温度範囲では出力電圧が一定になる特性を有する必要がある。そこで本発明では、例えば、オペアンプの電圧飽和特性を利用して、オペアンプの一方の端子の電圧のグランドレベルを底上げすることにより電圧を飽和させて、温度検出手段からの電圧（温度）が所定の電圧を超過したときに始めて直線的に増幅利得が変化する特性をもたせる。
かかる発明によれば、オペアンプの一方の端子の電圧のグランドレベルを底上げしてバイアス電圧を供給するので、電圧発生手段の出力電圧が所定の温度範囲内では一定の電圧を発生する特性をもたせることができる。
請求項２は、前記電圧発生手段は、電源電圧を分圧する電圧分圧手段と、周囲温度の変化により抵抗値が変化する感温素子と、該感温素子の抵抗変化に基づいて発生した電圧を増幅するオペアンプと、を備え、前記オペアンプは、該オペアンプの第１の入力端子を抵抗を介して前記電圧分圧手段の分圧点に接続することにより、前記分圧点の電圧に応じて出力の飽和レベルを調整可能とすることを特徴とする。
電圧発生手段の具体的な構成要件としては、所定のバイアス電圧を与える電圧分圧手段と、例えば、温度により抵抗値が変化するサーミスタのような感温素子と、その電圧を所定の演算値により演算して出力するオペアンプと、が必要である。そして、オペアンプは第１の入力端子に前記電圧分圧手段により分圧された電圧を印加することにより、出力の飽和レベルをサーミスタにより変化する電圧（温度）が所定の電圧以内であれば、出力電圧が変化しない特性をもたせることができる。
かかる発明によれば、オペアンプの出力レベルを、感温素子により変化する電圧（温度）が所定の電圧以内のときは変化しないようにすることにより、所定の温度範囲内では温度補償を行わないようにすることができる。
【０００５】
請求項３は、前記オペアンプは、前記感温素子の抵抗変化に基づいて発生した電圧を第２の入力端子に接続し、前記第１の入力端子に前記オペアンプの出力信号を帰還抵抗を介して接続し、該帰還抵抗の値により前記オペアンプの増幅利得を調整可能とすることを特徴とする。
温度補償特性は発振器を構成する振動子とその周辺回路の温度特性により決められる。つまり、発振器の周波数変動とは、それらの構成要件の周囲温度に対する周波数変化量である。これは電圧を発生するオペアンプからみれば、増幅利得の勾配を急にするか緩やかにするかであり、増幅率を変化させることに他ならない。それを調整するには帰還抵抗の値を所定の値にすることである。
かかる発明によれば、帰還抵抗の値によりオペアンプの増幅率を任意に変えることができるので、簡易な方法により振動子の温度特性を補償する電圧を発生することができる。
請求項４は、前記帰還抵抗の値は、周囲温度が高温側にあるときに周波数が低下する特性を補償する増幅利得となるように決定されることを特徴とする。
オペアンプの飽和領域が終了して更に感温素子からの電圧（温度）が高くなると、その電圧に比例してオペアンプの出力電圧が直線的に増加する。つまり、この領域から振動子の温度特性に合わせて周波数が低下するように増幅利得を決定する。
かかる発明によれば、オペアンプの出力電圧が振動子の温度特性に合わせて周波数が低下するように増幅利得を決定するので、高温側のみで変化する周波数特性を容易に補償することができる。
請求項５は、前記感温素子は、正特性若しくは負特性の何れかの特性を有する感温素子であることを特徴とする。
感温素子には温度が上昇すると抵抗値が高くなる正特性と、温度が低下すると抵抗値が高くなる負特性のものがある。これらの特性が予め分かっていれば、それに合わせて回路を構成することが可能である。
かかる発明によれば、感温素子の特性を正、負どちらでも使用することができるので、部品の使用範囲が広がりコストの安い方を選択することができる。
請求項６は、前記感温素子がサーミスタであることを特徴とする。
感温素子には各種あるが、その中でサーミスタが最も汎用性があり、種類も豊富である。
かかる発明によれば、感温素子にサーミスタを使用するので、コスト的に安く構成でき、しかも、使用する温度範囲を広範囲に設定することができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は本発明の周波数温度補償回路を備えた水晶発振器の概略構成を表す図である。本発明による周波数温度補償回路は、基本的には周囲温度の変化を抵抗値の変化として捉えるサーミスタ１と、サーミスタ１の抵抗値の変化に基づいて温度補償の特性に合致した出力電圧を生成するオペアンプ２とを備えたものであり、オペアンプ２の出力電圧により発振器４に備える容量を変化させることにより発振周波数を可変にする。ここで、サーミスタ１は温度の変化に対して抵抗が増加する正特性或いは、逆に抵抗が減少する負特性のものでもどちらでも構わない。また、感温素子であればサーミスタ以外の素子として、例えばダイオード、トランジスタを使用しても良い。また、ここでは発振器４には電圧により容量が変化する可変容量ダイオード３を使用しているが、その他の電圧制御型の可変容量素子を用いて電圧で周波数が変化する発振回路を構成しても良い。
図２（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る周波数温度補償回路の一部である電圧発生手段の回路図である。この電圧発生手段１０は、感温素子であるサーミスタＲＴＨと、そのサーミスタＲＴＨの電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ１と、オペアンプ１１のマイナス側の端子の電圧を設定する分圧抵抗Ｒ２、Ｒ３と、オペアンプ１１の出力電圧ＶＯをマイナス側の端子に帰還する帰還抵抗Ｒ４と、出力電圧Ｖ０を所定の電圧に分圧する抵抗Ｒ５、Ｒ６及びコンデンサＣ１と、発振器１２から構成されている。
【０００７】
次に、電圧発生手段１０の概略動作について図２（ｂ）、（ｃ）を参照して説明する。（ｂ）はオペアンプ１の入力電圧ＶＩと出力電圧ＶＯの関係を表す図であり、（ｃ）は特性１５がオペアンプの出力電圧ＶＯと周囲温度の関係、及び特性１４が発振器１２の圧電素子以外の構成要素の電気的特性に基づく周波数温度特性を表す図である。
まず、サーミスタＲＴＨと分圧抵抗Ｒ１は直列に電源ＶＣＣに接続され、その接続中点が入力信号ＶＩとしてオペアンプ１１のプラス側入力端子に接続されている。このとき入力信号ＶＩは、
ＶＩ＝ＶＣＣ×Ｒ１／（Ｒ１＋ＲＴＨ）・・・・（１）
で一義的に決定される。従って、サーミスタＲＴＨが温度により変化すれば（１）式によりＶＩＮもそれに応じて変化する。また、オペアンプ１１のマイナス側の入力端子は分圧抵抗Ｒ２、Ｒ３により電源ＶＣＣが分圧されて印加されているので、入力電圧ＶＩが所定の電圧になるまで出力電圧ＶＯはマイナス側に飽和するように働く。そしてマイナス側の入力端子の電圧は、（２）式により一義的に決定される。
Ｖ（−）＝ＶＣＣ×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）・・・・（２）
従って、抵抗Ｒ２、Ｒ３を適当な値に設定することにより、飽和領域の範囲を設定することができる。また、帰還抵抗Ｒ４は高温側で周波数が低下する特性を補償するようにオペアンプ１１の利得を決定する抵抗である。例えば、ＶＣＣ＝４Ｖ、サーミスタの温度特性を２２ＫΩ／８５℃、Ｒ１＝２２ＫΩ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝５６ＫΩとすると、周囲温度が８５℃のとき、（１）式より
ＶＩ＝ＶＣＣ×Ｒ１／（Ｒ１＋ＲＴＨ）＝４×２２ＫΩ／（２２ＫΩ＋２２ＫΩ）＝２Ｖ、
（２）式より、
Ｖ（−）＝ＶＣＣ×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）＝４×５６ＫΩ／（５６ＫΩ＋５６ＫΩ）＝２Ｖ
となり、図２（ｂ）から横軸ＶＩが０ＶからＶＩ１までマイナス側に飽和するように分圧抵抗を設定すれば、ＶＩが２ＶのときＶＯが２Ｖになるように直線的に電圧が変化する特性１３が得られる。
図２（ｃ）のように発振器の周波数温度特性が曲線１４のように温度ｔ１から発振器使用温度の上限である温度ｔ２まで直線的に低下する特性を持っている場合、これを補償するにはこれと逆の変化を呈する周波数変化を与えれば特性１６のように周波数の低下を補償することができる。この例では例えば、発振器の可変容量ダイオードの端子間電圧を大きくすると、発振器の発振周波数が高くなるように変化する回路構成の場合、オペアンプ１１の出力電圧ＶＯを直線１５のように、温度ｔ１から上昇させ、８５℃で２Ｖになるように温度ｔ２まで直線的に変化させて発振器の可変容量ダイオード等に印加することにより補償することができる。尚、この図では特性のカーブを模式的に表現している。
【０００８】
図３は本発明の電圧発生手段を更に詳細に説明するためのシミュレーション回路である。オペアンプ３０としてＴＡ７５０６２Ｐを使用し、帰還抵抗をＲ１１とし、分圧抵抗の一方をＲ１２＝１ＫΩとして、他方の抵抗の代わりに電圧Ｖ４＝２Ｖを印加する。また、オペアンプ３０のプラス側にはサーミスタと分圧抵抗Ｒ２４との接続点に発生した電圧として代わりにサーミスタ電源Ｖ１を接続する。また、オペアンプ３０の電源としてプラス側にＶ２＝４Ｖ、マイナス側にＶ３＝０Ｖを印加する。この回路において、帰還抵抗Ｒ１１をパラメータにして、プラス側の電圧（以下、サーミスタ電圧と記す）を変化（等価的に周囲温度を変化）させた出力電圧の特性のシミュレーション結果を図４に示す。
【０００９】
図４は、縦軸にオペアンプ３０の出力電圧ＶＯ、横軸はサーミスタ電圧Ｖ１を表し、低電圧であるほど高温状態となることを仮想したものである。このときオペアンプ３０のマイナス側の電圧Ｖ４は２．０Ｖ一定なので、サーミスタ電圧Ｖ１が２Ｖのときに出力電圧ＶＯも２Ｖとなり、帰還抵抗Ｒ１１が４０ＫΩのときの特性曲線が２１、７０ＫΩのときの特性曲線が２２、１００ＫΩのときの特性曲線が２３となり、何れもそのときの出力電圧ＶＯは２Ｖ（Ｐ点）になり、帰還抵抗の値により特性曲線の勾配が異なり増幅利得が帰還抵抗により設定できることを表している。
図５は帰還抵抗Ｒ１１を一定にして、マイナス側の電圧Ｖ４をパラメータにしたときのサーミスタ電圧と出力電圧との関係を表す図である。ここではマイナス側の電圧Ｖ４を２．０Ｖ、２．０１Ｖ、２．０２Ｖ、２．０３Ｖ、２．０４Ｖ、２．０５Ｖにしたときの各特性曲線を２５〜３０としてプロットしてある。これから明らかなように、マイナス側の電圧Ｖ４を高くすることにより、特性曲線が右側（周囲温度でいえば高い温度）にシフトしており、発振器に使用される圧電素子の温度特性により希望の温度に調節することができる。言い換えると、図２の分圧抵抗Ｒ２、Ｒ３の値を適当に選択することにより特性ポイントをどこに設定するかを任意に設定することが可能となる。
以上のことから、帰還抵抗と分圧抵抗を所定の値に選択することにより、希望する特性の曲線を得ることが可能となる。
【００１０】
図６は本発明の第２の実施形態に係る周波数温度補償回路の一部である電圧発生手段の回路図である。この電圧発生手段４５は、感温素子であるサーミスタＲ２３と、そのサーミスタＲ２３の電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ２４と、オペアンプ４０のマイナス側の端子の電圧を設定する分圧抵抗Ｒ２５、Ｒ２６、オペアンプ４０の出力電圧ＶＯをマイナス側の端子に帰還する帰還抵抗Ｒ２７と、電源電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２と、出力電圧Ｖ０を所定の電圧に分圧する抵抗Ｒ２８及びコンデンサＣ２１と、発振器１２から構成されている。図６が図２と異なる点は、分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を追加してサーミスタＲ２３と分圧抵抗Ｒ２４、及び分圧抵抗Ｒ２５、Ｒ２６のグランドレベルを底上げした点である。これにより、出力電圧の飽和領域の終点（温度により直線的に変化する温度点）の設定が容易になる。
【００１１】
図７は、本発明の第２の実施形態の電圧発生手段の具体的な回路図である。構成は図６と同様であり、同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。この回路では例えば、オペアンプ４０としてＴＡ７５３５８Ｐを使用し、Ｒ２１＝１ＫΩ、Ｒ２２＝５６０Ω、Ｒ２３＝サーミスタ、Ｒ２４＝２２ＫΩ、Ｒ２５、Ｒ２６、Ｒ２７＝５６ＫΩ、Ｒ２８＝１０ＫΩ、ＶＣＣ＝４Ｖとして構成している。この回路定数によりオペアンプ４０の２番端子の電圧は、前記（２）式よりＶ（−）＝ＶＣＣ×Ｒ２６／（Ｒ２５＋Ｒ２６）＝４×５６ＫΩ／（５６ＫΩ＋５６ＫΩ）＝２Ｖであるが、分圧抵抗Ｒ２１とＲ２２によりグランドレベルが、
ＶＢ＝ＶＣＣ×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）＝４×５６０／（１ＫΩ＋５６０Ω）＝１．４４Ｖ底上げされている。
つまり、Ｖ（−）＝（４−１．４４）／２＝１．２８Ｖとなる。つまり、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の値を変えることにより出力電圧の飽和領域の終点（温度により直線的に変化する温度点）の設定をある範囲内で変更することが容易となる。
【００１２】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、オペアンプの一方の端子の電圧のグランドレベルを底上げしてバイアス電圧を供給するので、電圧発生手段の出力電圧が所定の温度範囲内では一定の電圧を発生する特性をもたせることができ、しかも、その一定電圧の範囲を容易に調整することが可能である。
また請求項２では、オペアンプの出力レベルを、感温素子により変化する電圧（温度）が所定の電圧以内のときは変化しないようにすることにより、所定の温度範囲内では温度補償を行わないようにすることができる。
また請求項３では、帰還抵抗の値によりオペアンプの増幅率を任意に変えることができるので、簡易な方法により振動子の温度特性を補償する電圧を発生することができる。
また請求項４では、オペアンプの出力電圧が振動子の温度特性に合わせて周波数が低下するように増幅利得を決定するので、高温側のみで変化する周波数特性を容易に補償することができる。
また請求項５では、感温素子の特性を正、負どちらでも使用することができるので、部品の使用範囲が広がりコストの安い方を選択することができる。
また請求項６では、感温素子にサーミスタを使用するので、コスト的に安く構成でき、しかも、使用する温度範囲を広範囲に設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の周波数温度補償回路の概略構成を表す図である。
【図２】（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る周波数温度補償回路の一部である電圧発生手段の回路図、（ｂ）はオペアンプの入力電圧ＶＩと出力電圧ＶＯの関係を表す図、（ｃ）はオペアンプの出力電圧ＶＯと周囲温度の関係、及び発振器の周波数と周囲温度との関係を表す図である。
【図３】本発明の電圧発生手段を更に詳細に説明するためのシミュレーション回路である。
【図４】本発明の帰還抵抗をパラメータにして、プラス側の電圧を変化させた特性を示す図である。
【図５】本発明の帰還抵抗を一定にして、マイナス側の電圧をパラメータにしたときのサーミスタ電圧と出力電圧との関係を表す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る周波数温度補償回路の一部である電圧発生手段の回路図である。
【図７】本発明の第２の実施形態の電圧発生手段の具体的な回路図である。
【図８】従来の温度補償を説明するための図である。
【符号の説明】
１０電圧発生手段、１１オペアンプ、ＲＴＨサーミスタ、Ｒ１、Ｒ５、Ｒ６分圧抵抗、Ｒ４帰還抵抗[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a temperature-compensated piezoelectric oscillator, and more particularly, to a piezoelectric oscillator that compensates for an oscillation frequency characteristic that fluctuates nonlinearly with a change in ambient temperature.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, a crystal oscillator has extremely high oscillation frequency stability as compared with an LC oscillator using a capacitor or an inductor or an oscillator using another piezoelectric material. However, particularly with the recent improvement in wireless communication technology, higher frequency stability is required for oscillators. As a major factor in changing the oscillation frequency of the crystal oscillator, the influence of the ambient temperature occupies a very large weight. Therefore, it is necessary to take measures to prevent the influence of the ambient temperature or cancel the influence of the ambient temperature.
In addition, factors that cause the oscillation frequency to change depending on the ambient temperature include those caused by the crystal oscillator and those caused by the temperature characteristics of the electronic components that make up the oscillation circuit excluding the oscillator. In order to eliminate the influence of the ambient temperature, the whole oscillator including the vibrator is placed in a thermostat. However, in recent years, high-stable oscillators have been reduced in size, and enclosing the entire oscillator in a thermostatic oven inevitably increases the size of the crystal oscillator. Therefore, there is a method in which only the vibrator portion is mainly placed in a thermostat. However, the temperature of a portion of the oscillation circuit board that is not close to the heater for a constant temperature bath, for example, a peripheral edge portion of the board, greatly changes with the change of the oscillator outside air temperature. In many cases, the oscillator circuit board has an oscillator at the center and an oscillator circuit component other than the oscillator at the peripheral portion. If the temperature change in this portion is large, the frequency temperature characteristics may be deteriorated. is there. Further, since the frequency temperature characteristics of the oscillation circuit components other than the vibrator change linearly with temperature, it is necessary to linearly compensate for the deterioration of the characteristics. For example, FIG. 8 is a diagram schematically showing this state. In the case of a characteristic in which the frequency decreases as the ambient temperature increases, such as 100, if the frequency control voltage 110 is set to have the opposite characteristic, the frequency 120 after compensation has a frequency that varies depending on the temperature. The characteristics do not change.
Therefore, as a conventional technique for linearly compensating temperature by a combination of a temperature sensor, a voltage amplifier, and a varactor diode, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-135051 discloses a small thermostatic oven crystal oscillator with excellent yield and high frequency stability. Have been. According to this, an oscillation circuit having a piezoelectric vibrator, an amplifier circuit and a variable capacitance diode, a thermostat for keeping the piezoelectric vibrator at a constant temperature, and a change in electrical characteristics of the amplifier circuit due to a temperature change, A voltage generation circuit that outputs a control voltage for controlling the capacitance value of the variable capacitance diode so as to suppress the fluctuation of the oscillation frequency of the piezoelectric oscillator, and the voltage generation circuit includes a thermistor having a positive characteristic or a negative characteristic. By controlling the control voltage as a temperature-sensitive element, it is possible to compensate for the frequency change due to the change in the electrical characteristics of the amplifier circuit caused by the temperature change in a circuit, so that a small thermostatic oven crystal oscillator with excellent frequency-temperature characteristics Can be easily realized.
[Patent Document 1] Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-135051
[Problems to be solved by the invention]
Patent Document 1 discloses that a voltage generation circuit controls a control voltage using a thermistor having a positive characteristic or a negative characteristic as a temperature-sensitive element, thereby compensating for a frequency change due to a change in electrical characteristics of an amplifier circuit caused by a temperature change. The frequency-temperature characteristics of the oscillation circuit components other than the vibrator change linearly with temperature. However, depending on the components used and the material of the oscillation circuit board, the oscillation circuit including the board (excluding the vibrator) may not have a linear temperature characteristic, and a large fluctuation of the oscillation frequency is observed only at a certain temperature or higher. There are cases. As described above, it is necessary to perform temperature compensation only in the temperature range where the frequency variation is large, and it is difficult to perform such compensation in the invention described in Patent Document 1.
The present invention has been made in view of the above problem, even when the temperature characteristic of an oscillation circuit including a substrate (excluding an oscillator) does not fluctuate within a predetermined temperature range and has a linear temperature characteristic only at a predetermined temperature or higher. An object of the present invention is to provide a piezoelectric oscillator capable of temperature compensation.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, the present invention is directed to a piezoelectric oscillator including a frequency temperature compensation circuit for compensating for a change in an oscillation frequency due to a change in ambient temperature, wherein the frequency temperature compensation circuit has an ambient temperature. Temperature detecting means for detecting a change in temperature, a voltage generating means for converting a temperature change detected by the temperature detecting means into a predetermined voltage value, and a variable capacitance diode having a capacitance that changes based on an output voltage of the voltage generating means. Wherein the voltage generating means outputs a constant voltage when the ambient temperature detected by the temperature detecting means is within a predetermined temperature range, and the ambient temperature detected by the temperature detecting means falls within a predetermined temperature range. Is exceeded, the output voltage is changed according to the excess of the excess ambient temperature.
The frequency temperature compensating circuit includes at least a means for detecting an ambient temperature, a voltage generating means for changing a voltage according to the ambient temperature, and a temperature by changing a frequency based on the generated voltage, for example, by changing a capacitance. Means to compensate. In particular, the voltage generating means of the present invention needs to have a characteristic that the output voltage is constant when the ambient temperature is within a predetermined temperature range. Therefore, in the present invention, for example, by utilizing the voltage saturation characteristic of the operational amplifier, the voltage is saturated by raising the ground level of the voltage of one terminal of the operational amplifier, so that the voltage (temperature) from the temperature detecting means becomes a predetermined value. The characteristic that the amplification gain changes linearly only when the voltage is exceeded is provided.
According to this invention, since the bias voltage is supplied by raising the ground level of the voltage of one terminal of the operational amplifier, the output voltage of the voltage generating means has a characteristic of generating a constant voltage within a predetermined temperature range. Can be.
The voltage generating means may be a voltage dividing means for dividing a power supply voltage, a temperature-sensitive element whose resistance value changes with a change in ambient temperature, and a voltage generated based on a resistance change of the temperature-sensitive element. And an operational amplifier that amplifies the voltage of the voltage dividing means by connecting a first input terminal of the operational amplifier to a voltage dividing point of the voltage dividing means via a resistor. The output saturation level can be adjusted.
Specific configuration requirements of the voltage generating means include a voltage dividing means for applying a predetermined bias voltage, a temperature-sensitive element such as a thermistor whose resistance changes with temperature, and a voltage calculated by a predetermined operation value. An operational amplifier for calculating and outputting the result is required. The operational amplifier applies the voltage divided by the voltage dividing means to the first input terminal, so that the voltage (temperature) at which the saturation level of the output is changed by the thermistor is within a predetermined voltage. A characteristic that does not change the voltage can be provided.
According to this invention, the output level of the operational amplifier is not changed when the voltage (temperature) changed by the temperature sensing element is within the predetermined voltage, so that the temperature compensation is not performed within the predetermined temperature range. Can be
[0005]
According to a third aspect, the operational amplifier connects a voltage generated based on a resistance change of the temperature-sensitive element to a second input terminal, and outputs an output signal of the operational amplifier to the first input terminal via a feedback resistor. And the gain of the operational amplifier can be adjusted by the value of the feedback resistor.
The temperature compensation characteristics are determined by the temperature characteristics of the oscillator constituting the oscillator and its peripheral circuits. In other words, the frequency fluctuation of the oscillator is the amount of frequency change of those constituent elements with respect to the ambient temperature. From the viewpoint of an operational amplifier that generates a voltage, this means that the gradient of the amplification gain should be steep or gentle, and this is nothing but changing the amplification factor. To adjust it, the value of the feedback resistor is set to a predetermined value.
According to this invention, since the amplification factor of the operational amplifier can be arbitrarily changed depending on the value of the feedback resistor, it is possible to generate a voltage for compensating the temperature characteristic of the vibrator by a simple method.
A fourth aspect of the present invention is characterized in that the value of the feedback resistor is determined so as to have an amplification gain that compensates for a characteristic that the frequency decreases when the ambient temperature is on the high temperature side.
When the saturation region of the operational amplifier ends and the voltage (temperature) from the temperature-sensitive element further increases, the output voltage of the operational amplifier linearly increases in proportion to the voltage. That is, the amplification gain is determined from this region so that the frequency decreases in accordance with the temperature characteristics of the vibrator.
According to this invention, the amplification gain is determined so that the frequency of the output voltage of the operational amplifier decreases in accordance with the temperature characteristics of the vibrator, so that the frequency characteristics that change only on the high temperature side can be easily compensated.
A fifth aspect of the present invention is characterized in that the temperature sensing element is a temperature sensing element having either a positive characteristic or a negative characteristic.
The temperature-sensitive element has a positive characteristic in which the resistance value increases when the temperature rises, and a negative characteristic in which the resistance value increases when the temperature decreases. If these characteristics are known in advance, it is possible to configure a circuit according to them.
According to this invention, since the characteristics of the temperature sensing element can be used in either positive or negative, it is possible to select the one in which the use range of the component is widened and the cost is low.
Claim 6 is characterized in that the temperature-sensitive element is a thermistor.
There are various types of temperature-sensitive elements, and among them, thermistors are the most versatile and the types are abundant.
According to this invention, since the thermistor is used for the temperature-sensitive element, it can be configured at low cost and can use a wide temperature range.
[0006]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail using embodiments shown in the drawings. However, the components, types, combinations, shapes, relative arrangements, and the like described in this embodiment are not merely intended to limit the scope of the present invention but are merely illustrative examples unless otherwise specified. .
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a crystal oscillator provided with a frequency temperature compensation circuit of the present invention. The frequency temperature compensation circuit according to the present invention basically generates a thermistor 1 that captures a change in ambient temperature as a change in resistance, and generates an output voltage that matches the temperature compensation characteristics based on the change in resistance of the thermistor 1. And an operational amplifier 2. The oscillation frequency is made variable by changing the capacity of the oscillator 4 according to the output voltage of the operational amplifier 2. Here, the thermistor 1 may have either a positive characteristic in which the resistance increases with a change in temperature or a negative characteristic in which the resistance decreases. Further, as a temperature-sensitive element, a diode or a transistor may be used as an element other than the thermistor. Further, here, the variable capacitance diode 3 whose capacitance changes according to the voltage is used as the oscillator 4, but an oscillator circuit whose frequency changes according to the voltage may be configured by using other voltage control type variable capacitance elements. good.
FIG. 2A is a circuit diagram of a voltage generation unit that is a part of the frequency temperature compensation circuit according to the first embodiment of the present invention. The voltage generating means 10 includes a thermistor RTH which is a temperature sensing element, a voltage dividing resistor R1 for dividing the voltage of the thermistor RTH, voltage dividing resistors R2 and R3 for setting a voltage of a negative terminal of the operational amplifier 11, and The oscillator 12 includes a feedback resistor R4 for feeding back the output voltage VO of the operational amplifier 11 to the negative terminal, resistors R5 and R6 for dividing the output voltage V0 to a predetermined voltage, a capacitor C1, and an oscillator 12.
[0007]
Next, the schematic operation of the voltage generating means 10 will be described with reference to FIGS. FIG. 4B is a diagram illustrating a relationship between the input voltage VI and the output voltage VO of the operational amplifier 1, and FIG. 4C is a diagram illustrating a characteristic 15 as a relationship between the output voltage VO of the operational amplifier and the ambient temperature, and a characteristic 14 as a characteristic other than the piezoelectric element of the oscillator 12. FIG. 7 is a diagram illustrating frequency temperature characteristics based on the electrical characteristics of the components of FIG.
First, the thermistor RTH and the voltage dividing resistor R1 are connected in series to the power supply VCC, and the connection midpoint is connected to the positive input terminal of the operational amplifier 11 as the input signal VI. At this time, the input signal VI is
VI = VCC × R1 / (R1 + RTH) (1)
Is determined uniquely. Accordingly, if the thermistor RTH changes with temperature, VIN also changes according to the equation (1). Further, since the power supply VCC is divided and applied to the negative input terminal of the operational amplifier 11 by the voltage dividing resistors R2 and R3, the output voltage VO is saturated on the negative side until the input voltage VI becomes a predetermined voltage. Work like that. The voltage of the negative input terminal is uniquely determined by equation (2).
V (−) = VCC × R3 / (R2 + R3) (2)
Therefore, the range of the saturation region can be set by setting the resistances R2 and R3 to appropriate values. The feedback resistor R4 is a resistor that determines the gain of the operational amplifier 11 so as to compensate for the characteristic that the frequency decreases on the high temperature side. For example, assuming that VCC = 4 V, the temperature characteristics of the thermistor are 22 KΩ / 85 ° C., R1 = 22 KΩ, and R2 = R3 = R4 = 56 KΩ, when the ambient temperature is 85 ° C., VI = VCC × R1 / ( R1 + RTH) = 4 × 22 KΩ / (22 KΩ + 22 KΩ) = 2 V
From equation (2),
V (−) = VCC × R3 / (R2 + R3) = 4 × 56KΩ / (56KΩ + 56KΩ) = 2V
From FIG. 2B, if the voltage dividing resistor is set so that the horizontal axis VI saturates from 0 V to VI1 on the minus side, the voltage changes linearly so that VO becomes 2 V when VI is 2 V. Characteristic 13 is obtained.
As shown in FIG. 2C, when the frequency temperature characteristic of the oscillator has a characteristic that decreases linearly from the temperature t1 to the temperature t2 which is the upper limit of the operating temperature of the oscillator as shown by a curve 14, it is necessary to compensate for this. If a frequency change showing the opposite change is given, a decrease in frequency can be compensated as shown by a characteristic 16. In this example, for example, when the voltage between the terminals of the variable capacitance diode of the oscillator is increased, the oscillation frequency of the oscillator changes so as to increase. In the case of the circuit configuration, the output voltage VO of the operational amplifier 11 is changed from the temperature t1 as indicated by a straight line 15. The temperature can be compensated by increasing the temperature, changing the temperature linearly up to the temperature t2 so as to be 2 V at 85 ° C., and applying the temperature t2 to the variable capacitance diode of the oscillator. In this figure, a characteristic curve is schematically represented.
[0008]
FIG. 3 is a simulation circuit for explaining the voltage generating means of the present invention in further detail. TA75062P is used as the operational amplifier 30, a feedback resistor is R11, one of the voltage dividing resistors is R12 = 1KΩ, and a voltage V4 = 2V is applied instead of the other resistor. The thermistor power supply V1 is connected to the positive side of the operational amplifier 30 instead of the voltage generated at the connection point between the thermistor and the voltage dividing resistor R24. In addition, V2 = 4V is applied to the positive side and V3 = 0V is applied to the negative side as the power supply of the operational amplifier 30. FIG. 4 shows a simulation result of an output voltage characteristic obtained by changing a positive voltage (hereinafter, referred to as a thermistor voltage) (equivalently, changing an ambient temperature) using the feedback resistor R11 as a parameter in this circuit.
[0009]
In FIG. 4, the vertical axis represents the output voltage VO of the operational amplifier 30, and the horizontal axis represents the thermistor voltage V1, and it is imagined that the lower the voltage, the higher the temperature. At this time, since the voltage V4 on the negative side of the operational amplifier 30 is constant at 2.0 V, the output voltage VO is also 2 V when the thermistor voltage V1 is 2 V, and the characteristic curve when the feedback resistor R11 is 40 KΩ is 21, 70 KΩ. When the curves are 22 and 100 KΩ, the characteristic curve becomes 23. In each case, the output voltage VO becomes 2 V (point P), and the slope of the characteristic curve varies depending on the value of the feedback resistance, and the amplification gain can be set by the feedback resistance. Is represented.
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the thermistor voltage and the output voltage when the feedback resistor R11 is fixed and the negative voltage V4 is used as a parameter. Here, the respective characteristic curves when the negative voltage V4 is 2.0 V, 2.01 V, 2.02 V, 2.03 V, 2.04 V, and 2.05 V are plotted as 25 to 30. As is clear from this, the characteristic curve shifts to the right (higher in terms of the ambient temperature) by increasing the voltage V4 on the negative side, and the desired temperature depends on the temperature characteristic of the piezoelectric element used in the oscillator. Can be adjusted. In other words, it is possible to arbitrarily set where the characteristic point is set by appropriately selecting the values of the voltage dividing resistors R2 and R3 in FIG.
From the above, it is possible to obtain a desired characteristic curve by selecting the feedback resistance and the voltage dividing resistance to predetermined values.
[0010]
FIG. 6 is a circuit diagram of a voltage generating means which is a part of the frequency temperature compensation circuit according to the second embodiment of the present invention. The voltage generating means 45 includes a thermistor R23 as a temperature sensing element, a voltage dividing resistor R24 for dividing the voltage of the thermistor R23, voltage dividing resistors R25 and R26 for setting the voltage of a negative terminal of the operational amplifier 40, and an operational amplifier. 40, a feedback resistor R27 for feeding back the output voltage VO to the negative terminal, voltage dividing resistors R21 and R22 for dividing the power supply voltage, a resistor R28 and a capacitor C21 for dividing the output voltage V0 to a predetermined voltage, and the oscillator 12 It is composed of FIG. 6 differs from FIG. 2 in that the ground levels of the thermistor R23 and the voltage dividing resistors R24 and the voltage dividing resistors R25 and R26 are raised by adding voltage dividing resistors R21 and R22. This facilitates the setting of the end point of the saturation region of the output voltage (temperature point that changes linearly with temperature).
[0011]
FIG. 7 is a specific circuit diagram of the voltage generating means according to the second embodiment of the present invention. The configuration is the same as that of FIG. 6, and the same components are denoted by the same reference numerals, and thus redundant description will be omitted. In this circuit, for example, TA75358P is used as the operational amplifier 40, and R21 = 1KΩ, R22 = 560Ω, R23 = Thermistor, R24 = 22KΩ, R25, R26, R27 = 56KΩ, R28 = 10KΩ, and VCC = 4V. The voltage of the second terminal of the operational amplifier 40 is V (−) = VCC × R26 / (R25 + R26) = 4 × 56KΩ / (56KΩ + 56KΩ) = 2V according to the above equation (2) due to this circuit constant. And R22 make the ground level
VB = VCC × R22 / (R21 + R22) = 4 × 560 / (1KΩ + 560Ω) = 1.44V
That is, V (−) = (4-1.44) /2=1.28V. That is, by changing the values of the resistors R21 and R22, it becomes easy to change the setting of the end point of the saturation region of the output voltage (the temperature point that changes linearly with temperature) within a certain range.
[0012]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, the bias voltage is supplied by raising the ground level of the voltage of the one terminal of the operational amplifier, so that the output voltage of the voltage generating means is a constant voltage within a predetermined temperature range. Can be provided, and the range of the constant voltage can be easily adjusted.
According to the second aspect, the output level of the operational amplifier is not changed when the voltage (temperature) changed by the temperature sensing element is within a predetermined voltage, so that temperature compensation is not performed within a predetermined temperature range. Can be
According to the third aspect, since the amplification factor of the operational amplifier can be arbitrarily changed depending on the value of the feedback resistor, a voltage for compensating the temperature characteristics of the vibrator can be generated by a simple method.
According to the fourth aspect, the amplification gain is determined so that the frequency of the output voltage of the operational amplifier decreases in accordance with the temperature characteristic of the vibrator. Therefore, the frequency characteristic that changes only on the high temperature side can be easily compensated.
According to the fifth aspect, since the characteristics of the temperature sensing element can be used in either positive or negative, the range of use of the components can be expanded and the one with lower cost can be selected.
In the sixth aspect, since a thermistor is used for the temperature-sensitive element, the temperature can be reduced and the temperature range to be used can be set in a wide range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a frequency temperature compensation circuit of the present invention.
FIG. 2A is a circuit diagram of a voltage generating unit which is a part of the frequency temperature compensation circuit according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2B shows a relationship between an input voltage VI and an output voltage VO of an operational amplifier. FIG. 3C is a diagram illustrating a relationship between the output voltage VO of the operational amplifier and the ambient temperature, and a relationship between the frequency of the oscillator and the ambient temperature.
FIG. 3 is a simulation circuit for explaining the voltage generating means of the present invention in further detail.
FIG. 4 is a diagram showing characteristics obtained by changing the voltage on the positive side using the feedback resistor of the present invention as a parameter.
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the thermistor voltage and the output voltage when the feedback resistance of the present invention is fixed and the negative voltage is used as a parameter.
FIG. 6 is a circuit diagram of a voltage generation unit that is a part of a frequency temperature compensation circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a specific circuit diagram of a voltage generator according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram for explaining conventional temperature compensation.
[Explanation of symbols]
10 voltage generating means, 11 operational amplifier, RTH thermistor, R1, R5, R6 voltage dividing resistor, R4 feedback resistor

Claims

A piezoelectric oscillator having a frequency temperature compensation circuit that compensates for a change in oscillation frequency due to a change in ambient temperature,
The frequency temperature compensation circuit includes a temperature detection unit that detects a change in ambient temperature, a voltage generation unit that converts a temperature change detected by the temperature detection unit into a predetermined voltage value, and an output voltage of the voltage generation unit. A variable capacitance diode whose capacitance changes based on
The voltage generator outputs a constant voltage when the ambient temperature detected by the temperature detector is within a predetermined temperature range, and outputs a constant voltage when the ambient temperature detected by the temperature detector exceeds a predetermined temperature range. A temperature-compensated piezoelectric oscillator, wherein an output voltage is changed in accordance with an excess of the excess ambient temperature.

The voltage generating unit includes a voltage dividing unit that divides a power supply voltage, a temperature-sensitive element whose resistance value changes with a change in ambient temperature, and an operational amplifier that amplifies a voltage generated based on a resistance change of the temperature-sensitive element. ,
In the operational amplifier, a first input terminal of the operational amplifier is connected to a voltage dividing point of the voltage dividing means via a resistor, so that an output saturation level can be adjusted according to a voltage of the voltage dividing point. 2. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein:

The operational amplifier connects a voltage generated based on a resistance change of the temperature-sensitive element to a second input terminal, and connects an output signal of the operational amplifier to the first input terminal via a feedback resistor. 3. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein an amplification gain of the operational amplifier can be adjusted by a resistance value.

4. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 3, wherein the value of the feedback resistor is determined so as to have an amplification gain that compensates for a characteristic that the frequency decreases when the ambient temperature is on the high temperature side.

4. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 2, wherein the temperature-sensitive element has one of a positive characteristic and a negative characteristic.

The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 2, wherein the temperature-sensitive element is a thermistor.