【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ディスク装置等に使用される光ピックアップにおいて、光ディスクから反射された光信号に対応する受光素子からの出力信号を、各種信号処理に適したレベルまで増幅する増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、ＯＡ機器や産業機器等の情報記録再生装置として広く利用されており、情報記録媒体であるＣＤやＤＶＤなどの光ディスクに対して情報を記録再生する光ディスク装置において、光ディスクの記録面に対してレーザ光を照射し、その反射光である光信号を検出する光ピックアップでは、その光信号の検出のために、光ディスクからの光信号を受光するフォトダイオード（ＰＤ）等の受光素子と、この受光素子からの前記光信号に対応した出力信号を、各種信号処理に適したレベルまで増幅する増幅回路とからなる増幅器を使用している。
【０００３】
以上のような光ピックアップにおいて、受光素子および増幅回路からなる従来の増幅器について、以下に説明する。
図１５は従来の増幅器の構成例１を示すブロック図である。図１５に示すように、カソードコモンの受光素子ＰＤのアノードをＩＶ変換アンプＣＡ３のＶ−側に接続し、ＩＶ変換アンプＣＡ３の出力は電圧反転増幅回路（電圧反転アンプ）ＴＡ１に接続されている。
【０００４】
通常、電圧反転アンプＴＡ１のＶＯ出力端子からの出力信号は、光ディスクからの反射光である光信号が受光素子ＰＤに入射すると、出力電圧が正の方向になるようにする。このため、カソードコモンの受光素子ＰＤに対しては、ＩＶ変換アンプＣＡ３のみでは信号の極性が逆になるため、ＩＶ変換アンプＣＡ３の出力信号の極性を反転するための電圧反転アンプＴＡ１が必要となる。
【０００５】
図１６は従来の増幅器の構成例２を示すブロック図である。図１６に示すように、受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ３との間に、ＮＰＮトランジスタＱＮ１、ＱＮ２によりカレントミラー回路１６１を構成し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗比を小さくしたり、またはカレントミラー回路１６１の出力段側のＮＰＮトランジスタＱＮ２と抵抗Ｒ２をＮ個並列にすることにより、カレントミラー回路１６１の出力電流Ｉ１をｎ倍し、ＩＶ変換アンプＣＡ３のゲイン抵抗を小さくしてノイズの低減を行っている。
【０００６】
図１７は従来の増幅器の構成例３を示すブロック図である。図１７に示すように、受光素子ＰＤがアノードコモン接続されたタイプであり、カレントミラー回路１７１がＰＮＰトランジスタＱＰ１、ＱＰ２で構成されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前述のように、通常は、光ディスクからの光信号が受光素子に入射すると増幅回路の出力が正方向になるようにしており、上記のような従来の増幅器の構成では、以下のような問題が生じる。
【０００８】
構成例１の増幅器では、カソードコモンの受光素子ＰＤを使用しており、この受光素子ＰＤに光ディスクからの光信号が照射した場合に、出力が正方向になるようにするために、ＩＶ変換アンプＣＡ３のあとに電圧反転アンプＴＡ１が必要となり、さらにチップ内には信号系の回路が４〜８個内蔵されるため、チップサイズの小型化が困難になるという問題点を有していた。
【０００９】
また、構成例２の増幅器では、チップサイズの小型化には対応できるが、受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ３間に単にカレントミラー回路１６１を入れているため、この場合には、カレントミラー回路１６１を構成するトランジスタＱＮ１、ＱＮ２で周波数特性が決定され、このトランジスタＱＮ１、ＱＮ２のコレクタ電流と周波数特性の関係により、約１０ＭＨｚまでしか動作周波数が得られず、特性的に高周波数に対応できないという問題点を有していた。
【００１０】
また、構成例３の増幅器でも、構成例２の増幅器と同様の理由で、約１０ＭＨｚまでしか動作周波数が得られず、特性的に高周波数に対応できないという問題点を有していた。
【００１１】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、光ディスクからの光信号に基づく受光素子からの出力信号に対する信号処理において、その動作速度をさらに高速化して高周波数信号にも対応させ、受光素子からの出力信号の周波数特性を維持しつつ、信号処理用のチップサイズを小型化することができる増幅器を提供する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明の増幅器は、光ピックアップ内に設けられ、光ディスクから反射された光信号に対応する出力信号を、各種信号処理に適したレベルまで増幅する増幅器であって、前記光ディスクからの光信号を検出する受光素子と、前記受光素子から前記光信号に対応して出力される電流の方向を反転する第１のカレントミラー回路と、前記第１のカレントミラー回路に、前記反転電流を得るための所定の電流を供給する電流供給手段と、前記第１のカレントミラー回路からの前記反転電流を、入力端子のＶ−側へ入力して、その電流値に比例する電圧値に変換増幅する電流電圧変換増幅回路とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
以上により、カソードコモンの受光素子とＩＶ変換アンプ間にカレントミラー回路を挿入することにより、電圧反転アンプを不要にして、チップ面積の縮小化を可能にし、また、電流源からカレントミラー回路に対して、そのカレントミラー回路を構成するトランジスタの周波数特性が最大付近になるように、コレクタ電流を供給することにより、高周波数信号にも対応させることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の増幅器は、光ピックアップ内に設けられ、光ディスクから反射された光信号に対応する出力信号を、各種信号処理に適したレベルまで増幅する増幅器であって、前記光ディスクからの光信号を検出する受光素子と、前記受光素子から前記光信号に対応して出力される電流の方向を反転する第１のカレントミラー回路と、前記第１のカレントミラー回路に、前記反転電流を得るための所定の電流を供給する電流供給手段と、前記第１のカレントミラー回路からの前記反転電流を、入力端子のＶ−側へ入力して、その電流値に比例する電圧値に変換増幅する電流電圧変換増幅回路とを備えた構成とする。
【００１５】
請求項２に記載の増幅器は、請求項１記載の前記電流供給手段を、前記第１のカレントミラー回路内にあるトランジスタに、そのコレクタ電流値に対する応答周波数特性が最大値近辺となる前記コレクタ電流が流れるように、前記第１のカレントミラー回路に対して電流を供給するよう構成する。
【００１６】
請求項３に記載の増幅器は、請求項１または請求項２記載の前記電流供給手段を、前記第１のカレントミラー回路がＮＰＮトランジスタ構成ならば、ＰＮＰトランジスタからなるカレントミラー回路で構成し、前記第１のカレントミラー回路がＰＮＰトランジスタ構成ならば、ＮＰＮトランジスタからなるカレントミラー回路で構成する。
【００１７】
請求項４に記載の増幅器は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の前記電流供給手段から電流が供給され、前記電流電圧変換増幅回路の入力端子のＶ＋側に接続された第２のカレントミラー回路を設け、前記第２のカレントミラー回路を、前記第１のカレントミラー回路と同じ構成とする。
【００１８】
請求項５に記載の増幅器は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の前記電流電圧変換増幅回路の入力端子のＶ＋側に、基準電圧を供給するよう構成する。請求項６に記載の増幅器は、請求項１から請求項３または請求項５のいずれかに記載の前記第１のカレントミラー回路の出力側トランジスタを、ｎ個のトランジスタで構成する。
【００１９】
請求項７に記載の増幅器は、請求項４記載の前記第２のカレントミラー回路の出力側トランジスタを、ｍ個のトランジスタで構成する。
請求項８に記載の増幅器は、請求項４記載の前記第１のカレントミラー回路の出力側トランジスタを、ｎ個のトランジスタで構成し、前記第２のカレントミラー回路の出力側トランジスタを、ｍ個のトランジスタで構成する。
【００２０】
請求項９に記載の増幅器は、請求項６または請求項８に記載の前記第１のカレントミラー回路のｎ個の出力側トランジスタのうち、ａ（ｎ＞ａ）個のトランジスタの接続をＯＮ／ＯＦＦして、前記第１のカレントミラー回路が出力する電流の大きさを調整可能なように構成する。
【００２１】
請求項１０に記載の増幅器は、請求項７または請求項８に記載の前記第２のカレントミラー回路のｍ個の出力側トランジスタのうち、ａ（ｍ＞ａ）個のトランジスタの接続をＯＮ／ＯＦＦして、前記第２のカレントミラー回路が出力する電流の大きさを調整可能なように構成する。
【００２２】
請求項１１に記載の増幅器は、請求項８記載の前記第１のカレントミラー回路のｎ個の出力側トランジスタのうち、ａ（ｎ＞ａ）個のトランジスタの接続をＯＮ／ＯＦＦして、前記第１のカレントミラー回路が出力する電流の大きさを調整可能なように構成し、前記第２のカレントミラー回路のｍ個の出力側トランジスタのうち、ａ（ｍ＞ａ）個のトランジスタの接続をＯＮ／ＯＦＦして、前記第２のカレントミラー回路が出力する電流の大きさを調整可能なように構成する。
【００２３】
請求項１２に記載の増幅器は、請求項１１記載の前記第１のカレントミラー回路のｎ個の出力側トランジスタのうち、ａ個のトランジスタと、前記第２のカレントミラー回路のｍ個の出力側トランジスタのうち、ａ個のトランジスタとが、同時にＯＮ／ＯＦＦ可能なように構成する。
【００２４】
請求項１３に記載の増幅器は、請求項１から請求項１２のいずれかに記載の前記第１のカレントミラー回路と前記電流供給手段の間にベース接地トランジスタを設け、前記ベース接地トランジスタのエミッタを受光素子側に、コレクタを前記第１のカレントミラー回路側に接続した構成とする。
【００２５】
請求項１４に記載の光ディスク装置は、光ディスクを回転駆動するスピンドルモータと、回転する光ディスクにレーザービームを照射し、その反射光である光信号を検出する光ピックアップと、前記光ピックアップからの出力信号に所定の処理を施すフロントエンドプロセッサと、前記フロントエンドプロセッサによる処理結果に基づいて、前記スピンドルモータ及び前記光ピックアップを駆動制御するサーボコントローラと、前記サーボコントローラの駆動制御により得られた情報に基づいて、誤り訂正処理や信号再生処理等のディジタル信号処理を行うディジタル信号処理プロセッサと、前記サーボコントローラの駆動制御および前記ディジタル信号処理プロセッサの各種ディジタル信号処理をコントロールするシステムコントローラとを備えた光ディスク装置であって、前記光ピックアップが、請求項１から請求項１３のいずれかに記載の増幅器を備えた構成とする。
【００２６】
請求項１５に記載の増幅器は、請求項９または請求項１１または請求項１２に記載の増幅器であって、光ディスク装置の光ピックアップに用いられ、光ディスクの種類に応じて、前記第１のカレントミラー回路が出力する電流の大きさを調整可能なように構成する。
【００２７】
請求項１６に記載の増幅器は、請求項９または請求項１１または請求項１２に記載の増幅器であって、光ディスク装置の光ピックアップに用いられ、光ディスクに対して、読み取りあるいは書き込みを行うかに応じて、前記第１のカレントミラー回路が出力する電流の大きさを調整可能なように構成する。
【００２８】
以上の構成によると、カソードコモンの受光素子とＩＶ変換アンプ間にカレントミラー回路を挿入することにより、電圧反転アンプを不要にするとともに、電流源からカレントミラー回路に対して、そのカレントミラー回路を構成するトランジスタの周波数特性が最大付近になるように、コレクタ電流を供給する。
【００２９】
以下、本発明の実施の形態を示す増幅器について、図面を参照しながら具体的に説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の増幅器を説明する。
【００３０】
図１は本実施の形態１の増幅器の構成例１を示すブロック図であり、図１（ａ）はＩＶ変換アンプの入力端子であるＶ＋端子、Ｖ−端子に接続される回路部、図１（ｂ）はＩＶ変換アンプである。図１に示すように、カソードコモンの受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子間に、ＮＰＮトランジスタＱＮ４とＱＮ５で構成されたカレントミラー回路Ｎ１を挿入し、受光素子ＰＤからの入力電流Ｉ１の反転を行っている。
【００３１】
通常、光ディスクからの光信号は約１０μＷであり、受光素子ＰＤの感度が０．２〜０．５Ａ／Ｗであるため、受光素子ＰＤの出力電流Ｉ１は約２〜５μＡである。しかし、例えばＮＰＮトランジスタＱＮ４、ＱＮ５などのトランジスタにおいては、コレクタ電流と制御可能な周波数（応答周波数）との関係を示す周波数−コレクタ電流特性は、図２のような特性であり、この場合、コレクタ電流が約１００μＡ〜１ｍＡで周波数が最大になる。このため、カレントミラー回路Ｎ１に供給する電流Ｉ０は約１００μＡ〜１ｍＡの値を設定する。
【００３２】
受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＶ−端子間のカレントミラー回路Ｎ１はＮＰＮトランジスタＱＮ４、ＱＮ５で構成されており、これらＮＰＮトランジスタＱＮ４、ＱＮ５に、そのコレクタ電流値に対する応答周波数特性が最大値近辺となるコレクタ電流Ｉ０＋Ｉ１が流れるように、カレントミラー回路Ｎ１に対して電流Ｉ０を供給するために、カレントミラー回路Ｎ１には、ＰＮＰトランジスタＱＰ１、ＱＰ２、ＱＰ３、ＱＰ６、ＱＰ７からなる電流源のカレントミラー回路Ｐ２内のＰＮＰトランジスタＱＰ２、ＱＰ３が接続されている。
【００３３】
図１の場合、Ｉ０は、抵抗Ｒ１、Ｒ２とトランジスタＱＰ１のベースエミッタ間電圧を用いて、
Ｉ０＝（ＶＣＣ−Ｑ１のベースエミッタ間電圧）／（Ｒ１＋Ｒ２）
により決定される。また、抵抗Ｒ１の代わりに、Ｉ０を供給する電流源にしてもよい。
【００３４】
図１（ａ）では、カレントミラー回路Ｎ１の入力電流と出力電流は等しいものとしているが、実際にはトランジスタにはＨＦＥ特性があり、この特性により、カレントミラー回路Ｎ１の入力側のトランジスタＱＮ４に電流Ｉ０を入力したとしても、出力側のトランジスタＱＮ５のコレクタ電流Ｉは、図１の構成の場合、次の式で表され、Ｉ０にはならない。
【００３５】
Ｉ＝１／（１＋２／ＨＦＥ）×Ｉ０
このため、トランジスタＱＰ３のコレクタ電流Ｉ０とトランジスタＱＮ５のコレクタ電流Ｉが異なり、定常状態でこれらの電流差がＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子に入力され、オフセット電圧としてＩＶ変換アンプＣＡ１より出力されてしまう。通常、ＨＦＥは約１００〜１３０の値をとる。このため出力側の電流は入力側の電流の約９８％になる。
【００３６】
これに対して、カレントミラー回路Ｎ１と同じ回路構成で、ＮＰＮトランジスタＱＮ８、ＱＮ９からなるオフセット調整用のカレントミラー回路Ｎ３を、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ＋端子に接続することにより、ＩＶ変換アンプＣＡ１のオフセット電圧の低減を行っている。この場合、カレントミラー回路Ｎ３のＮＰＮトランジスタＱＮ８、ＱＮ９にコレクタ電流Ｉ０を供給するために、このカレントミラー回路Ｎ３には、電流源のカレントミラー回路Ｐ２内のＰＮＰトランジスタＱＰ６、ＱＰ７が接続されている。
【００３７】
図３は本実施の形態１の増幅器の構成例２を示すブロック図である。図３に示すように、受光素子ＰＤはアノードコモン接続、受光素子ＰＤ−ＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路Ｎ１はＮＰＮトランジスタ構成であり、図１に対して受光素子ＰＤをアノードコモン（ＧＮＤコモン）接続とした場合の構成である。また、カレントミラー回路Ｎ１のＶ−端子、カレントミラー回路Ｎ３のＶ＋端子は、それぞれ図１（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプＣＡ１に接続されている。
【００３８】
図４は本実施の形態１の増幅器の構成例３を示すブロック図である。図４に示すように、受光素子ＰＤはカソードコモン接続、受光素子ＰＤ−ＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路Ｐ１はＰＮＰトランジスタ構成であり、図１に対して、受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路Ｐ１を、ＰＮＰトランジスタによる構成とした場合である。また、カレントミラー回路Ｐ１のＶ−端子、カレントミラー回路Ｐ３のＶ＋端子は、それぞれ図１（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプＣＡ１に接続されている。
【００３９】
図５は本実施の形態１の増幅器の構成例４を示すブロック図である。図５に示すように、受光素子ＰＤはアノードコモン接続、受光素子ＰＤ−ＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路Ｐ１はＰＮＰトランジスタ構成であり、図４に対して、受光素子ＰＤをアノードコモン（ＧＮＤコモン）接続とした場合の構成である。また、カレントミラー回路Ｐ１のＶ−端子、カレントミラー回路Ｐ３のＶ＋端子は、それぞれ図１（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプに接続されている。
【００４０】
以上の各構成のように、カソードコモンの受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間にカレントミラー回路を挿入することにより、従来のような電圧反転アンプを不要にするとともに、電流源からカレントミラー回路に対して、そのカレントミラー回路を構成するトランジスタの周波数特性が最大付近になるように、コレクタ電流を供給することができる。
【００４１】
その結果、光ディスクからの反射光である光信号に基づく受光素子からの出力信号に対する信号処理において、その動作速度をさらに高速化して高周波数信号にも対応させ、受光素子からの出力信号の周波数特性を維持しつつ、信号処理用のチップサイズを小型化することができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の増幅器を説明する。
【００４２】
図６は本実施の形態２の増幅器の構成を示すブロック図である。なお、カレントミラー回路ＮＮ１のＶ−端子、カレントミラー回路ＮＮ３のＶ＋端子は、それぞれ図１（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプＣＡ１に接続されている。
【００４３】
図６に示すように、図１と同じ構成でＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子に接続されているＮＰＮトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＮＮ１の出力トランジスタＱＮ５と抵抗Ｒ５、およびＰＮＰトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＰＰ２のトランジスタＱＰ３と抵抗Ｒ６を、それぞれｎ個並列に接続し、ＩＶ変換アンプＣＡ１への入力電流Ｉ１をｎ倍にしている。
【００４４】
また、カレントミラー回路ＰＰ２のトランジスタＱＰ７と抵抗Ｒ９を、それぞれｎ個並列に接続するとともに、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ＋端子に接続されているオフセット調整用のカレントミラー回路ＮＮ３の出力トランジスタＱＮ９と抵抗Ｒ１０も、同様にｎ個並列に接続して、ＩＶ変換アンプＣＡ１のオフセットをｎ倍低減している。
【００４５】
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３の増幅器を説明する。
【００４６】
図７は本実施の形態３の増幅器の構成を示すブロック図であり、図７（ａ）はＩＶ変換アンプの入力端子であるＶ−端子に接続される回路部、図７（ｂ）はＩＶ変換アンプであり、図１とは異なり、Ｖ＋端子には基準電圧が印加されている。
【００４７】
図７（ａ）に示すように、カソードコモンの受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間に挿入するカレントミラー回路Ｎ１１をＱＮ４、ＱＮ５、Ｑ４５の３つのＮＰＮトランジスタで構成する。このカレントミラー回路Ｎ１１の構成では、ＨＦＥ特性により、カレントミラー回路Ｎ１１の入力側の電流をＩ０とすると出力側の電流Ｉは次の式になる。
【００４８】
Ｉ＝１／（１＋２／ＨＦＥ×（１＋ＨＦＥ））×Ｉ０
通常、ＨＦＥは約１００〜１３０の値をとる。このため出力側の電流Ｉは入力側の電流Ｉ０の約９９．９９％になり、カレントミラー回路Ｎ１１の入力電流と出力電流はほぼ同じになるため、オフセット電圧は問題にならない。このため、この構成にすると、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ＋端子側の回路が不要になり、さらにチップ面積を低減することができる。
【００４９】
また、ＰＮＰトランジスタＱＰ１、ＱＰ２、ＱＰ３により、カレントミラー回路Ｐ２２を構成し、受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路Ｎ１１に対して、そのカレントミラー回路Ｎ１１を構成するトランジスタの周波数特性が最適になるように、電流を供給している。
【００５０】
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の増幅器を説明する。
【００５１】
図８は本実施の形態４の増幅器の構成を示すブロック図であり、図７（ａ）と同様に、図７（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプのＶ−端子に接続される回路部である。
【００５２】
図８に示すように、図７と同じ構成でＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子に接続されているＮＰＮトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＮＮ１１の出力トランジスタＱＮ５と抵抗Ｒ５、および、そのカレントミラー回路ＮＮ１１に電流を供給するＰＮＰトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＰＰ２２のトランジスタＱＰ３と抵抗Ｒ６を、それぞれｎ個並列に接続し、ＩＶ変換アンプＣＡ１への入力電流Ｉ１をｎ倍にしている。
【００５３】
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤがアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５の増幅器を説明する。
【００５４】
図９は本実施の形態５の増幅器の構成を示すブロック図である。なお、カレントミラー回路ＮＳＳ１のＶ−端子、カレントミラー回路ＮＳＳ３のＶ＋端子は、それぞれ図１（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプＣＡ１に接続されている。
【００５５】
図９に示すように、図６と同じ回路構成で、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子に接続されているＮＰＮトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＮＳＳ１の出力トランジスタＱＮ５と抵抗Ｒ５、およびＰＮＰトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＰＳＳ２のトランジスタＱＰ３と抵抗Ｒ６を、それぞれｎ個並列に接続し、そのなかで、それぞれのカレントミラー回路ＮＳＳ１、ＰＳＳ２におけるａ（ｎ＞ａ）個の出力トランジスタに、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタで構成したスイッチＳＷ３５を挿入し、スイッチＳＷ３５をオフすることにより、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子への入力電流を（ｎ−ａ）倍に切り換えることができるようにしている。
【００５６】
また、カレントミラー回路ＰＳＳ２のトランジスタＱＰ７と抵抗Ｒ９、およびＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ＋端子に接続されているオフセット調整用のカレントミラー回路ＮＳＳ３の出力トランジスタＱＮ９と抵抗Ｒ１０も、それぞれｎ個並列に接続し、同様にスイッチＳＷ７９を挿入してスイッチＳＷ７９をオフすることにより、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ＋端子への入力電流を（ｎ−ａ）倍し、Ｖ−端子側と同じ値にできるようにしている。
【００５７】
スイッチの切り換えを、Ｖ−端子側とＶ＋端子側の両方を同時に行うことにより、ＩＶ変換アンプＣＡ１のオフセット電圧の低減をおこなっている。
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。
【００５８】
また、受光素子ＰＤに入射する光信号の光量は、ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−ＲＷやＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ−ＲＷ、ＤＶＤ−ＲＡＭのディスクの種類によりそれぞれ反射率が異なる。このため、光ピックアップからの出力信号のレベルを一定にするため、各ディスク反射率に応じて入力電流を切り換え、反射率が高いディスクを使用する場合はＩＶ変換アンプＣＡ１の入力電流を小さくし、また、反射率が低いディスクを使用する場合ではＩＶ変換アンプＣＡ１の入力電流を大きくするように、入力電流を切り換えるように構成されている。
【００５９】
また、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−ＲＷやＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ−ＲＷ、ＤＶＤ−ＲＡＭはディスクにデータを読み書きすることができ、この場合には、光ディスクからの光信号の大きさは、読みとり時および書き込み時によって変化する。入力信号が大きくなればＩＶ変換アンプの入力電流を小さくし、入力信号が小さければＩＶ変換アンプの入力電流を大きくし、光ピックアップからの出力信号のレベルを一定にするために、各ディスク反射率に応じて入力電流を切り換えるように構成されている。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６の増幅器を説明する。
【００６０】
図１０は本実施の形態６の増幅器の構成を示すブロック図であり、図７（ａ）と同様に、図７（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプのＶ−端子に接続される回路部である。
【００６１】
図１０に示すように、図７と同じ構成で、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子に接続されているＮＰＮトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＮＳ１１の出力トランジスタＱＮ５と抵抗Ｒ５、およびＰＮＰトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＰＳ２２のトランジスタＱＰ３と抵抗Ｒ６を、それぞれｎ個並列に接続し、そのなかで、それぞれのカレントミラー回路ＮＳ１１、ＰＳ２２におけるａ（ｎ＞ａ）個の出力トランジスタに、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタで構成したスイッチＳＷ３５を挿入し、スイッチＳＷ３５をオフすることにより、ＩＶ変換アンプＣＡ１のＶ−端子への入力電流を（ｎ−ａ）倍に切り換えることができるようにしている。
【００６２】
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７の増幅器を説明する。
【００６３】
図１１は本実施の形態７の増幅器の構成を示すブロック図であり、図１１（ａ）はＩＶ変換アンプの入力端子であるＶ−端子、Ｖ＋端子に接続される回路部、図１１（ｂ）はＩＶ変換アンプであり、図１とは異なり、Ｖ＋端子と基準電圧間にゲイン抵抗と同じ大きさの抵抗ＲＧが接続されている。
【００６４】
図１１に示すように、受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ２間にＮＰＮトランジスタＱＮ４、ＱＮ５、ＱＮ９で構成されたカレントミラー回路ＮＳ１を挿入し、カレントミラー回路ＮＳ１が最適に動作するように、ＰＮＰトランジスタＱＰ１、ＱＰ２、ＱＰ３、ＱＰ７で構成されたカレントミラー回路ＰＳ２から、カレントミラー回路ＮＳ１に電流Ｉ０が供給されている。
【００６５】
ここでは、ＮＰＮトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＮＳ１の出力トランジスタＱＮ５と抵抗Ｒ５、およびＰＮＰトランジスタで構成されたカレントミラー回路ＰＳ２のトランジスタＱＰ３と抵抗Ｒ６は、それぞれｎ個並列に接続され、ＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ−端子側に接続されて、入力電流Ｉ１をｎ倍できるようにしている。
【００６６】
また、受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ２間のカレントミラー回路ＮＳ１のもう一つの出力であるトランジスタＱＮ９と抵抗Ｒ１０、およびカレントミラー回路ＰＳ２のもう一つの出力であるトランジスタＱＰ７と抵抗Ｒ９は、それぞれｍ個並列に接続され、ＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ＋端子側に接続されて、入力電流Ｉ１をｍ倍できるようにしている。
【００６７】
ＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ＋端子側に接続されているカレントミラー回路ＮＳ１、ＰＳ２におけるａ（ｍ＞ａ）個の出力トランジスタＱＮ９、ＱＰ７に、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタで構成したスイッチＳＷ７９を挿入し、スイッチＳＷ７９をＯＮした時にはＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ＋端子側に流れる入力電流がＩ１のｍ倍に、スイッチＳＷ７９をＯＦＦした時にはＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ＋端子側に流れる入力電流がＩ１の（ｍ−ａ）倍になるように、切り換えることができるようにしている。
【００６８】
また、ＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ＋端子側には、ゲイン抵抗と同じ大きさの抵抗ＲＧを介して基準電圧が印加されている。このため、ＩＶ変換アンプＣＡ２の出力電圧ＶＯは、
スイッチＯＮ時 ＶＯ＝ＲＧ×（ｎ−ｍ）×Ｉ１
スイッチＯＦＦ時 ＶＯ＝ＲＧ×（ｎ−ｍ＋ａ）×Ｉ１
になり、出力の大きさを切り換えることができる。
【００６９】
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ２間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ２間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。
（実施の形態８）
本発明の実施の形態８の増幅器を説明する。
【００７０】
図１２は本実施の形態８の増幅器の構成を示すブロック図であり、図１１（ａ）と同様に、図１１（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプのＶ−端子、Ｖ＋端子に接続される回路部である。
【００７１】
図１１ではＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ＋端子との接続側にスイッチＳＷ７９を入れていたが、本実施の形態８では、図１２に示すように、ＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ−端子との接続側にスイッチＳＷ３５をａ個挿入し、スイッチＳＷ３５をＯＮした時にはＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ−端子側への入力電流をＩ１のｎ倍とし、スイッチＳＷ３５をＯＦＦした時にはＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ−端子側への入力電流をＩ１の（ｎ−ａ）倍とするようにしている。
【００７２】
一方、ＩＶ変換アンプＣＡ２のＶ＋端子側への入力電流は一定でＩ１のｍ倍である。このため、ＩＶ変換アンプＣＡ２の出力電圧ＶＯは、
スイッチＯＮ時 ：ＶＯ＝ＲＧ×（ｎ−ｍ）×Ｉ１
スイッチＯＦＦ時：ＶＯ＝ＲＧ×（ｎ−ａ−ｍ）×Ｉ１
になり、出力の大きさを切り換えることができる。
【００７３】
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ２間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ２間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。
（実施の形態９）
本発明の実施の形態９の増幅器を説明する。
【００７４】
図１３は本実施の形態９の増幅器の構成を示すブロック図である。なお、カレントミラー回路Ｎ１のＶ−端子、カレントミラー回路Ｎ３のＶ＋端子は、それぞれ図１（ｂ）と同じ回路構成のＩＶ変換アンプＣＡ１に接続されている。
【００７５】
図１３に示すように、図１の実施の形態１の構成に対して、トランジスタＱＰ２とＱＮ４間にベース接地のＰＮＰトランジスタＱ１０を挿入する。このとき挿入するベース接地のトランジスタＱ１０は、エミッタが受光素子ＰＤ側に接続され、コレクタがカレントミラー回路Ｎ１を構成しているトランジスタＱＮ４のコレクタ側に接続される。また、ベースにはトランジスタＱ１０が動作する電圧ＶＢが印加される。
【００７６】
トランジスタＱ１０のベース電圧ＶＢとしては、従来、受光素子ＰＤに基準電圧がかかっているため、
ＶＢ＝基準電圧−ベースエミッタ電圧
になる値が望ましい。このようにすることにより、受光素子ＰＤのアノード側の電位はＶＢによって固定されるため、トランジスタＱＰ２による電位の変動を受けなくなり、更に安定な動作を実現することができる。
【００７７】
なお、ここでは省略しているが、構成として、図３のように受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合、図４のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにした場合、図５のように受光素子ＰＤとＩＶ変換アンプＣＡ１間のカレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにして、さらに受光素子ＰＤをアノードコモン接続とした場合がある。ここで図４と図５の場合には、ベース接地トランジスタＱ１０はＮＰＮトランジスタになる。
（実施の形態１０）
本発明の実施の形態１０の光ディスク装置を説明する。
【００７８】
図１４は本実施の形態１０の光ディスク装置の構成を示すブロック図であって、光ピックアップに上記の各実施の形態の増幅器を用いている。図１４において、１４１は光ディスクであり、具体的にはＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ−ＲＷ、ＣＤ、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−ＲＷ等がある。１４２は光ディスク１４１を回転させるスピンドルモータである。１４３は上記の各実施の形態で説明した増幅器を内蔵した光ピックアップであり、光ディスク１４１の記録面にレーザービームを照射し、その反射光である光信号を検出し、検出信号を増幅して出力する。１４４はフロントエンドプロセッサ（ＦＥＰ）であり、光ピックアップ１４３の出力信号に対して、アナログ演算、フィルタリング等の処理を施すものである。１４５はサーボコントローラで、スピンドルモータ１４２のサーボ制御に加え、光ピックアップ１４３のフォーカスサーボ制御、トラッキングサーボ制御、レーザーパワー制御等も行う。１４６はディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）であり、誤り訂正処理、信号再生処理等のディジタル信号処理等を行う。１４７はシステムコントローラであり、サーボコントローラ１４５とディジタル信号処理プロセッサ１４６の制御を行うことにより、光ディスク装置全体の制御を司っている。
【００７９】
本実施の形態の光ディスク装置に用いられる増幅器は、周波数特性を維持したまま、電圧反転アンプをなくすことができるので、光ピックアップ用のチップ面積を縮小することができる。これによって、光ピックアップの小型化が容易になる。
【００８０】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、カソードコモンの受光素子とＩＶ変換アンプ間にカレントミラー回路を挿入することにより、電圧反転アンプを不要にするとともに、電流源からカレントミラー回路に対して、そのカレントミラー回路を構成するトランジスタの周波数特性が最大付近になるように、コレクタ電流を供給することができる。
【００８１】
そのため、光ディスクからの反射光である光信号に基づく受光素子からの出力信号に対する信号処理において、その動作速度をさらに高速化して高周波数信号にも対応させ、受光素子からの出力信号の周波数特性を維持しつつ、信号処理用のチップサイズを小型化することができる。
【００８２】
更に、入力電流の切り換えによる出力電圧切り換えも可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の増幅器（受光素子はカソードコモン接続、受光素子−ＩＶ変換アンプ間のカレントミラー回路はＮＰＮトランジスタ構成）の構成を示すブロック図
【図２】同実施の形態１の増幅器の動作を説明するためのトランジスタにおけるコレクタ電流−周波数特性図
【図３】同実施の形態１の増幅器（受光素子はアノードコモン接続、受光素子−ＩＶ変換アンプ間のカレントミラー回路はＮＰＮトランジスタ構成）の構成を示すブロック図
【図４】同実施の形態１の増幅器（受光素子はカソードコモン接続、受光素子−ＩＶ変換アンプ間のカレントミラー回路はＰＮＰトランジスタ構成）の構成を示すブロック図
【図５】同実施の形態１の増幅器（受光素子はアノードコモン接続、受光素子−ＩＶ変換アンプ間のカレントミラー回路はＰＮＰトランジスタ構成）の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態２の増幅器の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態３の増幅器の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４の増幅器の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態５の増幅器の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態６の増幅器の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態７の増幅器の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態８の増幅器の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態９の増幅器の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態１０の光ディスク装置の構成を示すブロック図
【図１５】従来の増幅器の構成例１を示すブロック図
【図１６】従来の増幅器の構成例２を示すブロック図
【図１７】従来の増幅器の構成例３を示すブロック図
【符号の説明】
Ｎ１、Ｐ１、ＮＮ１、Ｎ１１、ＮＮ１１、ＮＳＳ１、ＮＳ１１、ＮＳ１、ＮＮＳ１、 （受光素子とＩＶ変換アンプ間の）カレントミラー回路
Ｐ２、Ｎ２、ＰＰ２、Ｐ２２、ＰＰ２２、ＰＳＳ２、ＰＳ２２、ＰＳ２、ＰＰＳ２、 （コレクタ電流供給用の）カレントミラー回路
Ｎ３、Ｐ３、ＮＮ３、ＮＳＳ３、 （オフセット調整用の）カレントミラー回路
１４１ 光ディスク
１４２ スピンドルモータ
１４３ 光ピックアップ
１４４ フロントエンドプロセッサ（ＦＥＰ）
１４５ サーボコントローラ
１４６ ディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）
１４７ システムコントローラ
１６１、１７１ カレントミラー回路
ＶＣＣ 電源電圧
ＧＮＤ グランド電圧
ＰＤ 受光素子
Ｉ０ カレントミラー供給電流
Ｉ１ 入力信号電流
ＳＷ３５、ＳＷ７９ スイッチ
ＣＡ１、ＣＡ２ ＩＶ変換アンプ
ＲＧ ＩＶ変換アンプゲイン抵抗
Ｖ− ＩＶ変換アンプＶ−端子
Ｖ＋ ＩＶ変換アンプＶ＋端子
ＶＯ ＩＶ変換アンプＶＯ出力端子
ＶＢ （ベース接地トランジスタの）ベース電圧端子
ＱＮ１〜ＱＮ９ ＮＰＮトランジスタ
ＱＰ１〜ＱＰ９ ＰＮＰトランジスタ
Ｑ４５ ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０ ベース接地ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
ＣＡ３ ＩＶ変換アンプ
ＴＡ１ 電圧反転アンプ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an amplifier for amplifying an output signal from a light receiving element corresponding to an optical signal reflected from an optical disk to a level suitable for various signal processing in an optical pickup used in an optical disk device or the like.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, it has been widely used as an information recording / reproducing apparatus for OA equipment and industrial equipment. In an optical disc apparatus for recording / reproducing information on an optical disc such as a CD or DVD which is an information recording medium, the recording surface of the optical disc is An optical pickup which irradiates a laser beam and detects an optical signal which is a reflected light of the laser beam, for detecting the optical signal, a light receiving element such as a photodiode (PD) for receiving an optical signal from an optical disk, and a light receiving element such as a photodiode. An amplifier comprising an amplifier circuit for amplifying an output signal corresponding to the optical signal from the light receiving element to a level suitable for various signal processing is used.
[0003]
In the above optical pickup, a conventional amplifier including a light receiving element and an amplifier circuit will be described below.
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example 1 of a conventional amplifier. As shown in FIG. 15, the anode of the light receiving element PD having a cathode common is connected to the V- side of the IV conversion amplifier CA3, and the output of the IV conversion amplifier CA3 is connected to the voltage inverting amplifier (voltage inverting amplifier) TA1. .
[0004]
Normally, the output signal from the VO output terminal of the voltage inversion amplifier TA1 is set so that the output voltage becomes positive when an optical signal, which is light reflected from the optical disk, enters the light receiving element PD. Therefore, with respect to the light receiving element PD of the cathode common, the polarity of the signal is reversed only by the IV conversion amplifier CA3, so that the voltage inversion amplifier TA1 for inverting the polarity of the output signal of the IV conversion amplifier CA3 is required. Become.
[0005]
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration example 2 of a conventional amplifier. As shown in FIG. 16, a current mirror circuit 161 is formed between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA3 by using NPN transistors QN1 and QN2 to reduce the resistance ratio between the resistors R1 and R2, or to reduce the current mirror. The output current I1 of the current mirror circuit 161 is multiplied by n, and the gain resistance of the IV conversion amplifier CA3 is reduced by reducing the noise by reducing the number of NPN transistors QN2 and the resistors R2 in parallel on the output stage side of the circuit 161 by N. Is going.
[0006]
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration example 3 of a conventional amplifier. As shown in FIG. 17, the light receiving element PD is of a type in which the anodes are connected in common, and the current mirror circuit 171 is composed of PNP transistors QP1 and QP2.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, normally, when an optical signal from an optical disk is incident on a light receiving element, the output of an amplifier circuit is made to go in the positive direction. The above-described conventional amplifier configuration has the following problems. Occurs.
[0008]
In the amplifier of the first configuration example, a light receiving element PD having a cathode common is used. When an optical signal from an optical disc is applied to the light receiving element PD, an IV conversion amplifier is used so that the output becomes positive. A voltage inverting amplifier TA1 is required after CA3, and since 4 to 8 signal-related circuits are built in the chip, there is a problem that it is difficult to reduce the chip size.
[0009]
Although the amplifier of the configuration example 2 can cope with a reduction in chip size, the current mirror circuit 161 is simply inserted between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA3. The frequency characteristics are determined by the transistors QN1 and QN2 constituting the transistor. Due to the relationship between the collector currents and the frequency characteristics of the transistors QN1 and QN2, the operating frequency can only be obtained up to about 10 MHz, and the characteristic cannot cope with high frequencies. Had a point.
[0010]
Further, the amplifier of the configuration example 3 has a problem that, for the same reason as the amplifier of the configuration example 2, an operating frequency can be obtained only up to about 10 MHz, and the amplifier cannot characteristically cope with a high frequency.
[0011]
The present invention solves the above-mentioned conventional problems. In signal processing for an output signal from a light receiving element based on an optical signal from an optical disk, the operation speed is further increased to cope with a high frequency signal, and Provided is an amplifier capable of reducing a chip size for signal processing while maintaining frequency characteristics of an output signal from an element.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
An amplifier according to the present invention is provided in an optical pickup and amplifies an output signal corresponding to an optical signal reflected from an optical disk to a level suitable for various signal processing. A light receiving element for detecting an optical signal from the optical disc, a first current mirror circuit for inverting a direction of a current output from the light receiving element in accordance with the optical signal, and a first current mirror circuit; Current supply means for supplying a predetermined current for obtaining the inversion current, and the inversion current from the first current mirror circuit input to the V- side of an input terminal, and a voltage proportional to the current value And a current-voltage conversion amplifier circuit for converting and amplifying the value.
[0013]
As described above, by inserting the current mirror circuit between the light receiving element of the cathode common and the IV conversion amplifier, the voltage inverting amplifier becomes unnecessary and the chip area can be reduced. By supplying a collector current so that the frequency characteristic of the transistor constituting the current mirror circuit is close to the maximum, it is possible to cope with a high frequency signal.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
2. The amplifier according to claim 1, wherein the amplifier is provided in an optical pickup and amplifies an output signal corresponding to an optical signal reflected from the optical disk to a level suitable for various signal processing. A first current mirror circuit for inverting a direction of a current output from the light receiving element in response to the optical signal; and a first current mirror circuit, A current supply means for supplying a predetermined current for obtaining a current, and the inversion current from the first current mirror circuit is input to a V- side of an input terminal to obtain a voltage value proportional to the current value. And a current-voltage conversion amplifier circuit for conversion and amplification.
[0015]
The amplifier according to claim 2, wherein the current supply means according to claim 1 is connected to a transistor in the first current mirror circuit so that a response frequency characteristic with respect to a collector current value of the transistor is close to a maximum value. Is supplied to the first current mirror circuit so that the current flows.
[0016]
According to a third aspect of the present invention, in the amplifier according to the first or second aspect, when the first current mirror circuit has an NPN transistor configuration, the current supply unit is a current mirror circuit including a PNP transistor. If the first current mirror circuit has a PNP transistor configuration, it is configured with a current mirror circuit including NPN transistors.
[0017]
An amplifier according to a fourth aspect is configured such that a current is supplied from the current supply means according to any one of the first to third aspects, and the amplifier is connected to a V + side of an input terminal of the current-voltage conversion amplifier circuit. And the second current mirror circuit has the same configuration as the first current mirror circuit.
[0018]
An amplifier according to a fifth aspect is configured to supply a reference voltage to a V + side of an input terminal of the current-voltage conversion amplifier circuit according to any one of the first to third aspects. According to a sixth aspect of the present invention, the output side transistor of the first current mirror circuit according to any one of the first to third or fifth aspects includes n transistors.
[0019]
According to a seventh aspect of the present invention, an output transistor of the second current mirror circuit according to the fourth aspect is configured by m transistors.
In the amplifier according to claim 8, the output transistor of the first current mirror circuit according to claim 4 is configured by n transistors, and the output transistor of the second current mirror circuit is configured by m transistors. Of transistors.
[0020]
In the amplifier according to the ninth aspect, the connection of a (n> a) transistors among the n output side transistors of the first current mirror circuit according to the sixth or eighth aspect is turned ON / OFF. It is configured to be turned off so that the magnitude of the current output from the first current mirror circuit can be adjusted.
[0021]
According to a tenth aspect of the present invention, among the m output side transistors of the second current mirror circuit according to the seventh or eighth aspect, the connection of a (m> a) transistors is set to ON / OFF. It is configured to be turned off so that the magnitude of the current output from the second current mirror circuit can be adjusted.
[0022]
The amplifier according to claim 11, wherein the connection of a (n> a) transistors among the n output transistors of the first current mirror circuit according to claim 8 is turned on / off. The first current mirror circuit is configured so that the magnitude of the current output therefrom can be adjusted, and the connection of a (m> a) transistors among the m output-side transistors of the second current mirror circuit Is turned ON / OFF so that the magnitude of the current output from the second current mirror circuit can be adjusted.
[0023]
13. The amplifier according to claim 12, wherein a of the n output transistors of the first current mirror circuit according to claim 11 and m output transistors of the second current mirror circuit. Among the transistors, a transistor is configured to be able to be turned ON / OFF at the same time.
[0024]
According to a thirteenth aspect, in the amplifier, a common base transistor is provided between the first current mirror circuit according to any one of the first to twelfth aspects and the current supply means, and an emitter of the common base transistor is provided. On the light receiving element side, a collector is connected to the first current mirror circuit side.
[0025]
15. The optical disc device according to claim 14, wherein the spindle motor drives the optical disc to rotate, an optical pickup that irradiates the rotating optical disc with a laser beam and detects an optical signal that is reflected light thereof, and an output signal from the optical pickup. A servo controller that drives and controls the spindle motor and the optical pickup based on a processing result by the front end processor, based on information obtained by drive control of the servo controller. A digital signal processor for performing digital signal processing such as error correction processing and signal reproduction processing; and a system controller for controlling drive control of the servo controller and various digital signal processing of the digital signal processor. An optical disk apparatus comprising the optical pickup, a configuration in which an amplifier as claimed in any one of claims 13.
[0026]
The amplifier according to claim 15 is the amplifier according to claim 9, 11 or 12, wherein the amplifier is used in an optical pickup of an optical disk device, and the first current mirror according to a type of the optical disk. The current output from the circuit is configured to be adjustable.
[0027]
The amplifier according to claim 16 is the amplifier according to claim 9, 11, or 12, wherein the amplifier is used for an optical pickup of an optical disk device and performs reading or writing on an optical disk. Thus, the magnitude of the current output from the first current mirror circuit can be adjusted.
[0028]
According to the above configuration, by inserting the current mirror circuit between the light receiving element of the cathode common and the IV conversion amplifier, the voltage inversion amplifier is not required, and the current mirror circuit is provided from the current source to the current mirror circuit. The collector current is supplied so that the frequency characteristics of the transistors constituting the transistor are close to the maximum.
[0029]
Hereinafter, an amplifier according to an embodiment of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
The amplifier according to the first embodiment of the present invention will be described.
[0030]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example 1 of the amplifier according to the first embodiment. FIG. 1A is a circuit section connected to V + terminals and V− terminals which are input terminals of an IV conversion amplifier. (B) is an IV conversion amplifier. As shown in FIG. 1, a current mirror circuit N1 composed of NPN transistors QN4 and QN5 is inserted between the cathode common light receiving element PD and the V- terminal of the IV conversion amplifier CA1, and the input current I1 from the light receiving element PD is inserted. Has been reversed.
[0031]
Usually, the optical signal from the optical disk is about 10 μW, and the sensitivity of the light receiving element PD is 0.2 to 0.5 A / W, so the output current I1 of the light receiving element PD is about 2 to 5 μA. However, in transistors such as the NPN transistors QN4 and QN5, the frequency-collector current characteristic indicating the relationship between the collector current and the controllable frequency (response frequency) is as shown in FIG. When the current is about 100 μA to 1 mA, the frequency becomes maximum. Therefore, the current I0 supplied to the current mirror circuit N1 is set to a value of about 100 μA to 1 mA.
[0032]
The current mirror circuit N1 between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier V- terminal is composed of NPN transistors QN4 and QN5, and the response frequency characteristics of the NPN transistors QN4 and QN5 with respect to the collector current value are close to the maximum value. In order to supply the current I0 to the current mirror circuit N1 so that the collector current I0 + I1 flows, the current mirror circuit N1 includes a current mirror circuit P2 of a current source including PNP transistors QP1, QP2, QP3, QP6, and QP7. PNP transistors QP2 and QP3 are connected.
[0033]
In the case of FIG. 1, I0 is determined by using the resistors R1 and R2 and the base-emitter voltage of the transistor QP1.
I0 = (VCC-Q1 base-emitter voltage) / (R1 + R2)
Is determined by Further, a current source for supplying I0 may be used instead of the resistor R1.
[0034]
In FIG. 1A, the input current and the output current of the current mirror circuit N1 are assumed to be equal. However, the transistor actually has an HFE characteristic, and this characteristic causes the transistor QN4 on the input side of the current mirror circuit N1 to have an HFE characteristic. Even if the current I0 is input, the collector current I of the output-side transistor QN5 is represented by the following equation in the case of the configuration of FIG. 1 and does not become I0.
[0035]
I = 1 / (1 + 2 / HFE) × I0
For this reason, the collector current I0 of the transistor QP3 and the collector current I of the transistor QN5 are different. In a steady state, the difference between these currents is input to the V- terminal of the IV conversion amplifier CA1, and output from the IV conversion amplifier CA1 as an offset voltage. I will. Normally, HFE takes a value of about 100 to 130. Therefore, the current on the output side is about 98% of the current on the input side.
[0036]
On the other hand, with the same circuit configuration as the current mirror circuit N1, an offset adjustment current mirror circuit N3 composed of NPN transistors QN8 and QN9 is connected to the V + terminal of the IV conversion amplifier CA1 so that the IV conversion amplifier CA1 has the same configuration. Offset voltage is being reduced. In this case, in order to supply the collector current I0 to the NPN transistors QN8 and QN9 of the current mirror circuit N3, PNP transistors QP6 and QP7 in the current mirror circuit P2 of the current source are connected to the current mirror circuit N3. .
[0037]
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example 2 of the amplifier according to the first embodiment. As shown in FIG. 3, the light receiving element PD has an anode common connection, the current mirror circuit N1 between the light receiving element PD-IV conversion amplifier CA1 has an NPN transistor configuration, and the light receiving element PD is connected to the anode common (GND common) in FIG. ) Connection configuration. The V- terminal of the current mirror circuit N1 and the V + terminal of the current mirror circuit N3 are connected to an IV conversion amplifier CA1 having the same circuit configuration as that of FIG. 1B.
[0038]
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example 3 of the amplifier according to the first embodiment. As shown in FIG. 4, the light receiving element PD has a cathode common connection, and the current mirror circuit P1 between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 has a PNP transistor configuration. This is a case where the current mirror circuit P1 is configured by a PNP transistor. The V- terminal of the current mirror circuit P1 and the V + terminal of the current mirror circuit P3 are connected to an IV conversion amplifier CA1 having the same circuit configuration as that of FIG. 1B.
[0039]
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example 4 of the amplifier according to the first embodiment. As shown in FIG. 5, the light receiving element PD has an anode common connection, the current mirror circuit P1 between the light receiving element PD-IV conversion amplifier CA1 has a PNP transistor configuration, and the light receiving element PD is connected to the anode common (GND) in FIG. Common) connection. The V- terminal of the current mirror circuit P1 and the V + terminal of the current mirror circuit P3 are connected to an IV conversion amplifier having the same circuit configuration as that of FIG. 1B.
[0040]
By inserting a current mirror circuit between the light receiving element PD of the cathode common and the IV conversion amplifier CA1 as in each of the above configurations, a voltage inverting amplifier as in the related art is not required and the current mirror circuit is switched from the current source to the current mirror circuit. On the other hand, the collector current can be supplied such that the frequency characteristics of the transistors constituting the current mirror circuit are close to the maximum.
[0041]
As a result, in the signal processing for the output signal from the light receiving element based on the optical signal which is the reflected light from the optical disk, the operation speed is further increased to correspond to the high frequency signal, and the frequency characteristic of the output signal from the light receiving element is , And the size of the signal processing chip can be reduced.
(Embodiment 2)
An amplifier according to a second embodiment of the present invention will be described.
[0042]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the amplifier according to the second embodiment. The V− terminal of the current mirror circuit NN1 and the V + terminal of the current mirror circuit NN3 are connected to an IV conversion amplifier CA1 having the same circuit configuration as that in FIG. 1B.
[0043]
As shown in FIG. 6, the output transistor QN5 and the resistor R5 of the current mirror circuit NN1 and the PNP transistor which have the same configuration as that of FIG. 1 and are connected to the V- terminal of the IV conversion amplifier CA1 and are configured by NPN transistors. In addition, n transistors QP3 and n resistors R6 of the current mirror circuit PP2 are connected in parallel, and the input current I1 to the IV conversion amplifier CA1 is increased by n times.
[0044]
In addition, the transistor QP7 and the resistor R9 of the current mirror circuit PP2 are connected in parallel with each other, and the output transistor QN9 and the resistor R10 of the offset adjusting current mirror circuit NN3 connected to the V + terminal of the IV conversion amplifier CA1. Similarly, n pieces are connected in parallel to reduce the offset of the IV conversion amplifier CA1 by n times.
[0045]
Although omitted here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 is formed by a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the anode common.
(Embodiment 3)
Third Embodiment An amplifier according to a third embodiment of the present invention will be described.
[0046]
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the amplifier according to the third embodiment. FIG. 7A is a circuit section connected to a V- terminal which is an input terminal of an IV conversion amplifier, and FIG. This is a conversion amplifier, and unlike FIG. 1, a reference voltage is applied to the V + terminal.
[0047]
As shown in FIG. 7A, a current mirror circuit N11 inserted between the common cathode light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 is constituted by three NPN transistors QN4, QN5 and Q45. In the configuration of the current mirror circuit N11, if the current on the input side of the current mirror circuit N11 is I0 due to the HFE characteristic, the current I on the output side is expressed by the following equation.
[0048]
I = 1 / (1 + 2 / HFE × (1 + HFE)) × I0
Normally, HFE takes a value of about 100 to 130. Therefore, the current I on the output side is about 99.99% of the current I0 on the input side, and the input current and the output current of the current mirror circuit N11 are almost the same, so that the offset voltage does not matter. Therefore, with this configuration, a circuit on the V + terminal side of the IV conversion amplifier CA1 becomes unnecessary, and the chip area can be further reduced.
[0049]
The PNP transistors QP1, QP2, and QP3 form a current mirror circuit P22, and the current mirror circuit N11 between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 has a frequency characteristic of a transistor forming the current mirror circuit N11. The current is supplied to be optimal.
[0050]
Although omitted here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 is formed by a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the common anode.
(Embodiment 4)
Embodiment 4 An amplifier according to Embodiment 4 of the present invention will be described.
[0051]
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the amplifier according to the fourth embodiment. Similar to FIG. 7A, a circuit connected to the V- terminal of the IV conversion amplifier having the same circuit configuration as FIG. Department.
[0052]
As shown in FIG. 8, an output transistor QN5 and a resistor R5 of a current mirror circuit NN11 composed of an NPN transistor connected to the V- terminal of the IV conversion amplifier CA1 in the same configuration as in FIG. The transistor QP3 and the resistor R6 of the current mirror circuit PP22 composed of a PNP transistor for supplying a current to the NN11 are connected in parallel with each other by n pieces, and the input current I1 to the IV conversion amplifier CA1 is made n times.
[0053]
Although not shown here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 is provided as a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the common anode.
(Embodiment 5)
An amplifier according to a fifth embodiment of the present invention will be described.
[0054]
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the amplifier according to the fifth embodiment. The V- terminal of the current mirror circuit NSS1 and the V + terminal of the current mirror circuit NSS3 are connected to an IV conversion amplifier CA1 having the same circuit configuration as that of FIG. 1B.
[0055]
As shown in FIG. 9, the output transistor QN5 and the resistor R5 of the current mirror circuit NSS1 composed of an NPN transistor connected to the V− terminal of the IV conversion amplifier CA1 and the resistor R5 and the PNP transistor have the same circuit configuration as that of FIG. The transistor QP3 and the resistor R6 of the configured current mirror circuit PSS2 are connected in parallel with each other, and among them, a (n> a) output transistors in each of the current mirror circuits NSS1 and PSS2 are bipolar transistors. Alternatively, by inserting a switch SW35 composed of a MOS transistor and turning off the switch SW35, the input current to the V− terminal of the IV conversion amplifier CA1 can be switched to (na) times.
[0056]
Also, n transistors QP9 and resistor R9 of the current mirror circuit PSS2 and n output transistors QN9 and resistor R10 of the current mirror circuit NSS3 for offset adjustment connected to the V + terminal of the IV conversion amplifier CA1 are connected in parallel. Similarly, by inserting the switch SW79 and turning off the switch SW79, the input current to the V + terminal of the IV conversion amplifier CA1 can be multiplied by (na) to have the same value as the V- terminal side. .
[0057]
The offset voltage of the IV conversion amplifier CA1 is reduced by simultaneously performing the switching on both the V− terminal side and the V + terminal side.
Although omitted here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 is formed by a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the common anode.
[0058]
In addition, the amount of light of the optical signal incident on the light receiving element PD has a reflectance depending on the type of the disc such as CD-ROM, CD-R, CD-RW, DVD-ROM, DVD-R, DVD-RW, and DVD-RAM. different. For this reason, in order to keep the level of the output signal from the optical pickup constant, the input current is switched according to the reflectivity of each disc, and when a disc with a high reflectivity is used, the input current of the IV conversion amplifier CA1 is reduced. When a disk having a low reflectance is used, the input current is switched so as to increase the input current of the IV conversion amplifier CA1.
[0059]
Also, CD-R, CD-RW, DVD-R, DVD-RW, and DVD-RAM can read and write data on a disk. In this case, the magnitude of an optical signal from the optical disk is It changes depending on the writing time. When the input signal is large, the input current of the IV conversion amplifier is small. When the input signal is small, the input current of the IV conversion amplifier is large. The input current is switched according to
(Embodiment 6)
Embodiment 6 An amplifier according to Embodiment 6 of the present invention will be described.
[0060]
FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the amplifier according to the sixth embodiment. Similar to FIG. 7A, a circuit connected to the V- terminal of the IV conversion amplifier having the same circuit configuration as FIG. Department.
[0061]
As shown in FIG. 10, the output transistor QN5 and the resistor R5 of the current mirror circuit NS11 formed of an NPN transistor connected to the V- terminal of the IV conversion amplifier CA1 and the PNP transistor have the same configuration as that of FIG. N transistors QP3 and resistors R6 of the current mirror circuit PS22 are connected in parallel, and among them, a (n> a) output transistors of the current mirror circuits NS11 and PS22 are connected to bipolar transistors or By inserting a switch SW35 composed of a MOS transistor and turning off the switch SW35, the input current to the V- terminal of the IV conversion amplifier CA1 can be switched to (na) times.
[0062]
Although omitted here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 is formed by a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the common anode.
(Embodiment 7)
Embodiment 7 An amplifier according to Embodiment 7 of the present invention will be described.
[0063]
FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the amplifier according to the seventh embodiment. FIG. 11A shows a circuit section connected to V- and V + terminals which are input terminals of an IV conversion amplifier. ) Is an IV conversion amplifier. Unlike FIG. 1, a resistor RG having the same size as the gain resistor is connected between the V + terminal and the reference voltage.
[0064]
As shown in FIG. 11, a current mirror circuit NS1 composed of NPN transistors QN4, QN5 and QN9 is inserted between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA2, and the PNP transistor is operated so that the current mirror circuit NS1 operates optimally. A current I0 is supplied to a current mirror circuit NS1 from a current mirror circuit PS2 including QP1, QP2, QP3, and QP7.
[0065]
Here, the output transistor QN5 and the resistor R5 of the current mirror circuit NS1 constituted by an NPN transistor and the transistor QP3 and the resistor R6 of the current mirror circuit PS2 constituted by a PNP transistor are respectively connected in parallel to each other, and the IV conversion is performed. It is connected to the V- terminal side of the amplifier CA2 so that the input current I1 can be multiplied by n.
[0066]
Further, a transistor QN9 and a resistor R10, which are another output of the current mirror circuit NS1 between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA2, and a transistor QP7 and a resistor R9, which are another output of the current mirror circuit PS2, are respectively m Are connected in parallel and connected to the V + terminal side of the IV conversion amplifier CA2 so that the input current I1 can be multiplied by m.
[0067]
A switch SW79 composed of a bipolar transistor or a MOS transistor is inserted into a (m> a) output transistors QN9 and QP7 of the current mirror circuits NS1 and PS2 connected to the V + terminal side of the IV conversion amplifier CA2. When the switch 79 is turned on, the input current flowing to the V + terminal side of the IV conversion amplifier CA2 is m times as large as I1, and when the switch SW79 is turned off, the input current flowing to the V + terminal side of the IV conversion amplifier CA2 is (ma) of I1. It can be switched so that it is doubled.
[0068]
A reference voltage is applied to the V + terminal side of the IV conversion amplifier CA2 via a resistor RG having the same size as the gain resistor. Therefore, the output voltage VO of the IV conversion amplifier CA2 is
When switch is ON VO = RG × (nm) × I1
When switch is OFF VO = RG × (nm + a) × I1
And the magnitude of the output can be switched.
[0069]
Although not shown here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA2 is formed as a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA2 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the common anode.
(Embodiment 8)
An amplifier according to an eighth embodiment of the present invention will be described.
[0070]
FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the amplifier according to the eighth embodiment. Similar to FIG. 11A, the amplifier is connected to the V− terminal and the V + terminal of the IV conversion amplifier having the same circuit configuration as FIG. 11B. This is the circuit section to be performed.
[0071]
In FIG. 11, the switch SW79 is provided on the connection side of the IV conversion amplifier CA2 with the V + terminal. However, in the eighth embodiment, as shown in FIG. When a switch SW35 is inserted and the switch SW35 is turned on, the input current to the V- terminal side of the IV conversion amplifier CA2 is made n times of I1, and when the switch SW35 is turned off, the input current to the V- terminal side of the IV conversion amplifier CA2. Is made (na) times I1.
[0072]
On the other hand, the input current to the V + terminal side of the IV conversion amplifier CA2 is constant and is m times I1. Therefore, the output voltage VO of the IV conversion amplifier CA2 is
When switch is ON: VO = RG × (nm) × I1
When the switch is OFF: VO = RG × (n−a−m) × I1
And the magnitude of the output can be switched.
[0073]
Although not shown here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA2 is formed as a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA2 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the common anode.
(Embodiment 9)
Embodiment 9 An amplifier according to Embodiment 9 of the present invention will be described.
[0074]
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the amplifier according to the ninth embodiment. The V− terminal of the current mirror circuit N1 and the V + terminal of the current mirror circuit N3 are connected to an IV conversion amplifier CA1 having the same circuit configuration as that of FIG. 1B.
[0075]
As shown in FIG. 13, a PNP transistor Q10 having a common base is inserted between transistors QP2 and QN4 in the structure of the first embodiment shown in FIG. At this time, the transistor Q10 having a common base inserted has an emitter connected to the light receiving element PD and a collector connected to the collector of the transistor QN4 forming the current mirror circuit N1. Further, the voltage VB at which the transistor Q10 operates is applied to the base.
[0076]
Conventionally, a reference voltage is applied to the light receiving element PD as the base voltage VB of the transistor Q10.
VB = reference voltage−base emitter voltage
Is desirable. By doing so, the potential on the anode side of the light receiving element PD is fixed by VB, so that the potential variation due to the transistor QP2 is not affected, and more stable operation can be realized.
[0077]
Although omitted here, as a configuration, when the light receiving element PD is connected to the anode common as shown in FIG. 3, a current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 is formed by a PNP transistor as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 5, the current mirror circuit between the light receiving element PD and the IV conversion amplifier CA1 may be a PNP transistor, and the light receiving element PD may be connected to the common anode. Here, in the case of FIG. 4 and FIG. 5, the common base transistor Q10 is an NPN transistor.
(Embodiment 10)
An optical disk device according to Embodiment 10 of the present invention will be described.
[0078]
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an optical disk device according to the tenth embodiment. The amplifier according to each of the above embodiments is used for an optical pickup. In FIG. 14, reference numeral 141 denotes an optical disk, specifically, a DVD-ROM, DVD-RAM, DVD-R, DVD-RW, CD, CD-R, CD-RW, or the like. 142 is a spindle motor for rotating the optical disk 141. Reference numeral 143 denotes an optical pickup incorporating the amplifier described in each of the above embodiments. The optical pickup irradiates the recording surface of the optical disk 141 with a laser beam, detects an optical signal that is reflected light thereof, amplifies the detection signal, and outputs the amplified signal. I do. Reference numeral 144 denotes a front-end processor (FEP) for performing processing such as analog operation and filtering on the output signal of the optical pickup 143. Reference numeral 145 denotes a servo controller which performs focus servo control, tracking servo control, laser power control, and the like of the optical pickup 143 in addition to the servo control of the spindle motor 142. A digital signal processor (DSP) 146 performs digital signal processing such as error correction processing and signal reproduction processing. Reference numeral 147 denotes a system controller which controls the servo controller 145 and the digital signal processor 146 to control the entire optical disc apparatus.
[0079]
The amplifier used in the optical disk device according to the present embodiment can eliminate the voltage inversion amplifier while maintaining the frequency characteristics, so that the chip area for the optical pickup can be reduced. This facilitates miniaturization of the optical pickup.
[0080]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by inserting the current mirror circuit between the light receiving element of the cathode common and the IV conversion amplifier, the voltage inversion amplifier becomes unnecessary, and the current source supplies the current mirror circuit with the current mirror circuit. The collector current can be supplied so that the frequency characteristics of the transistors constituting the current mirror circuit are close to the maximum.
[0081]
Therefore, in the signal processing for the output signal from the light receiving element based on the optical signal which is the reflected light from the optical disk, the operation speed is further increased to correspond to the high frequency signal, and the frequency characteristic of the output signal from the light receiving element is improved. The size of the signal processing chip can be reduced while maintaining the same.
[0082]
Further, the output voltage can be switched by switching the input current.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an amplifier (a light receiving element is connected to a cathode common and a current mirror circuit between a light receiving element and an IV conversion amplifier is an NPN transistor) according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a collector current-frequency characteristic diagram of a transistor for describing the operation of the amplifier according to the first embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the amplifier of the first embodiment (a light receiving element has an anode common connection, and a current mirror circuit between the light receiving element and the IV conversion amplifier has an NPN transistor configuration);
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the amplifier of the first embodiment (a light receiving element is connected to a common cathode, and a current mirror circuit between the light receiving element and the IV conversion amplifier is a PNP transistor);
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the amplifier of the first embodiment (a light receiving element is connected to an anode common, and a current mirror circuit between the light receiving element and the IV conversion amplifier is a PNP transistor);
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of an amplifier according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an amplifier according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an amplifier according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of an amplifier according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an amplifier according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an amplifier according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an amplifier according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of an amplifier according to a ninth embodiment of the present invention;
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an optical disk device according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example 1 of a conventional amplifier.
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration example 2 of a conventional amplifier.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration example 3 of a conventional amplifier.
[Explanation of symbols]
N1, P1, NN1, N11, NN11, NSS1, NS11, NS1, NNS1, current mirror circuit (between light receiving element and IV conversion amplifier)
P2, N2, PP2, P22, PP22, PSS2, PS22, PS2, PPS2, Current mirror circuit (for supplying collector current)
N3, P3, NN3, NSS3, current mirror circuit (for offset adjustment)
141 Optical Disk
142 spindle motor
143 Optical Pickup
144 Front End Processor (FEP)
145 Servo controller
146 Digital Signal Processor (DSP)
147 System Controller
161, 171 current mirror circuit
VCC power supply voltage
GND ground voltage
PD light receiving element
I0 Current mirror supply current
I1 Input signal current
SW35, SW79 switch
CA1, CA2 IV conversion amplifier
RG IV conversion amplifier gain resistor
V-IV conversion amplifier V- terminal
V + IV conversion amplifier V + terminal
VO IV conversion amplifier VO output terminal
VB Base voltage terminal (for grounded base transistor)
QN1 to QN9 NPN transistor
QP1 to QP9 PNP transistor
Q45 NPN transistor
Q10 Common ground PNP transistor
R1 to R10 resistance
CA3 IV conversion amplifier
TA1 Voltage inversion amplifier