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JP2003189607A - Switching power supply unit - Google Patents

Switching power supply unit

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JP2003189607A
JP2003189607A JP2001378696A JP2001378696A JP2003189607A JP 2003189607 A JP2003189607 A JP 2003189607A JP 2001378696 A JP2001378696 A JP 2001378696A JP 2001378696 A JP2001378696 A JP 2001378696A JP 2003189607 A JP2003189607 A JP 2003189607A
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JP
Japan
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pulse
voltage
switching element
control
output
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Yoichi Chiba
洋一 千葉
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Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
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Publication date
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply unit capable of improving the efficiency of power conversion with a simple structure by suppressing loss while a switching device is ON. <P>SOLUTION: This switching power supply unit includes the switching device Q1, and a transformer Tr for supplying energy induced in a secondary winding Ns to a load Z based on DC voltage intermittently supplied to a primary winding Np by the switching device Q1, and comprises control means 19, 20 controlling the switching device Q1 so as to be ON with a signal obtained by reversing counter electromotive force generated at a tertiary winding Nd of the transformer Tr. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、各種電子機器の
電源として使用されるスイッチング電源装置の改良に関
する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an improvement of a switching power supply device used as a power supply for various electronic devices.

【0002】[0002]

【従来の技術】周知のように、首記の如きスイッチング
電源装置として、図9に示すような例がある。この図9
に示す回路は、特開2000−287442号に記載さ
れた回路に類するものである。また、図10は、このス
イッチング電源装置の各部の動作波形を示している。
2. Description of the Related Art As is well known, there is an example shown in FIG. 9 as a switching power supply device as described above. This Figure 9
The circuit shown in (1) is similar to the circuit described in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-287442. Further, FIG. 10 shows operation waveforms of each part of the switching power supply device.

【0003】すなわち、トランスTrの1次巻線Npの
一端に、商用交流電源を整流してなる直流電圧を印加す
るとともに、1次巻線Npの他端に、制御回路11によ
って駆動されるスイッチング素子Q1を接続する。
That is, a DC voltage obtained by rectifying a commercial AC power supply is applied to one end of the primary winding Np of the transformer Tr, and a switching circuit driven by the control circuit 11 is applied to the other end of the primary winding Np. The element Q1 is connected.

【0004】このスイッチング素子Q1のオンオフ駆動
により、1次巻線Npに断続的に直流電圧が印加される
ことにより、トランスTrの2次巻線Nsから得られる
交流電圧を、ダイオードD2及びコンデンサC2で整流
して負荷Zに出力電圧を供給する。
By driving the switching element Q1 on and off, a DC voltage is intermittently applied to the primary winding Np, so that an AC voltage obtained from the secondary winding Ns of the transformer Tr is converted into a diode D2 and a capacitor C2. The output voltage is supplied to the load Z after being rectified by.

【0005】上記制御回路11は、発振器12の出力で
セットされ、電圧比較器13の出力でリセットされる、
2安定回路としてのFF(Flip Flop)回路14の出力
を、駆動回路15を介してスイッチング素子Q1に制御
用信号として供給している。
The control circuit 11 is set by the output of the oscillator 12 and reset by the output of the voltage comparator 13.
The output of an FF (Flip Flop) circuit 14 as a bistable circuit is supplied as a control signal to the switching element Q1 via a drive circuit 15.

【0006】電圧比較器13は、スイッチング素子Q1
に流れる電流を検出する電流検出器16の出力と、負荷
Zに与える電圧レベルの基準レベルとの誤差分を得る誤
差増幅器17の出力とを比較して、FF回路14のリセ
ット信号を生成している。
The voltage comparator 13 includes a switching element Q1.
The output of the current detector 16 that detects the current flowing through the output of the FF circuit 14 is compared with the output of the error amplifier 17 that obtains the difference between the voltage level applied to the load Z and the reference level. There is.

【0007】また、上記制御回路11は、トランスTr
の1次巻線Npに印加される直流電圧を電源電圧供給器
18に取り込み、この電源電圧供給器18により駆動用
の電源電圧Vccを得ている。
The control circuit 11 includes a transformer Tr.
The DC voltage applied to the primary winding Np is taken into the power supply voltage supplier 18, and the power supply voltage Vcc for driving is obtained by the power supply voltage supplier 18.

【0008】ところで、このスイッチング電源装置は、
FF回路14のセットS側に発振器12を接続し、スイ
ッチング素子Q1をオンさせるタイミングを決定してい
るため、スイッチング周波数が発振器12の発振周波数
に固定される。
By the way, this switching power supply device is
Since the oscillator 12 is connected to the set S side of the FF circuit 14 and the timing for turning on the switching element Q1 is determined, the switching frequency is fixed to the oscillation frequency of the oscillator 12.

【0009】すなわち、時刻T1で、発振器12からH
(High)レベルのパルスが出力されると、FF回路14
はセットされ、その出力QがHレベルとなるので、スイ
ッチング素子Q1はオンし、ドレイン電流が流れる。
That is, at time T1, the oscillator 12 outputs H
When the (High) level pulse is output, the FF circuit 14
Is set and its output Q becomes H level, so that the switching element Q1 is turned on and a drain current flows.

【0010】このドレイン電流は、トランスTrの1次
巻線Npを流れる電流であり、スイッチング素子Q1が
オンしている期間T1〜T2中に、トランスTrにエネ
ルギーが蓄えられる。
This drain current is a current flowing through the primary winding Np of the transformer Tr, and energy is stored in the transformer Tr during the periods T1 and T2 during which the switching element Q1 is on.

【0011】時刻T2で、電流検出器16から出力され
る電圧レベルが、誤差増幅器17から出力される電圧レ
ベルよりも高くなると、電圧比較器13の出力はHレベ
ルとなる。これにより、FF回路14はリセットされ、
その出力QがL(Low)レベルとなるので、スイッチン
グ素子Q1がオフする。
At time T2, when the voltage level output from the current detector 16 becomes higher than the voltage level output from the error amplifier 17, the output of the voltage comparator 13 becomes H level. As a result, the FF circuit 14 is reset,
Since the output Q becomes L (Low) level, the switching element Q1 is turned off.

【0012】スイッチング素子Q1がオフすると、トラ
ンスTrに蓄えられていたエネルギーが、2次巻線Ns
からダイオードD2を通りコンデンサC2を充電して放
出される。
When the switching element Q1 is turned off, the energy stored in the transformer Tr is transferred to the secondary winding Ns.
Is discharged through the diode D2 from the capacitor C2.

【0013】そして、このエネルギーの放出中の時刻T
3で、発振器12からHレベルのパルスが出力されるた
め、FF回路14がセットされスイッチング素子Q1が
オンする。
The time T during the release of this energy
At 3, the oscillator 12 outputs a pulse of H level, so that the FF circuit 14 is set and the switching element Q1 is turned on.

【0014】ところが、この時刻T3では、トランスT
rの2次巻線Nsから流れ出す電流が完全に零になって
おらず、つまり、トランスTrのエネルギーが完全に零
になっていない。
However, at this time T3, the transformer T
The current flowing out from the secondary winding Ns of r is not completely zero, that is, the energy of the transformer Tr is not completely zero.

【0015】このため、時刻T3でスイッチング素子Q
1がオンしたとき、スイッチング素子Q1に流れる電流
は、流れ始めが零ではなく、トランスTrに残っていた
エネルギーが重畳されることになる。
Therefore, at time T3, the switching element Q
When 1 is turned on, the current flowing through the switching element Q1 is not zero at the beginning of the flow, and the energy remaining in the transformer Tr is superimposed.

【0016】このように従来のスイッチング電源装置で
は、トランスTrのエネルギーが完全に零の状態になっ
てから、スイッチング素子Q1をオンさせることができ
ないため、スイッチング素子Q1のオンするタイミング
で大きな損失が生じ、電力変換効率の低下を招くという
問題が生じている。
As described above, in the conventional switching power supply device, since the switching element Q1 cannot be turned on after the energy of the transformer Tr is completely zero, a large loss occurs at the timing when the switching element Q1 is turned on. There is a problem in that the power conversion efficiency is lowered.

【0017】[0017]

【発明が解決しようとする課題】そこで、この発明は上
記事情を考慮してなされたもので、簡易な構成でスイッ
チング素子のオン時における損失の低減を図り、電力変
換の効率化を促進し得る極めて良好なスイッチング電源
装置を提供することを目的とする。
Therefore, the present invention has been made in consideration of the above circumstances, and it is possible to reduce the loss when the switching element is turned on with a simple structure and promote the efficiency of power conversion. An object is to provide an extremely good switching power supply device.

【0018】[0018]

【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源装置は、スイッチング素子のオンオフにより直
流電圧が印加される1次巻線と、この1次巻線に誘起さ
れたエネルギーを負荷に供給するための2次巻線、及び
逆起電力によるパルス電圧を発生する3次巻線とを有す
るトランスと、3次巻線に生じるパルス電圧を検出する
パルス検出器と、パルス電圧を反転する反転器とを含
み、反転パルスを制御パルスとして出力するパルス発生
手段と、負荷に供給する出力電圧の変化、及び制御パル
スに応答してスイッチング素子をオンオフさせ、制御パ
ルスによってスイッチング素子のオンタイミングを制御
する制御手段とを備えるようにしたものである。
A switching power supply device according to the present invention supplies a primary winding to which a DC voltage is applied by turning on / off a switching element, and energy induced in the primary winding to a load. Having a secondary winding for generating a pulse voltage by a counter electromotive force, a transformer having a tertiary winding for generating a pulse voltage by a back electromotive force, a pulse detector for detecting a pulse voltage generated in the tertiary winding, and an inverter for inverting the pulse voltage And a pulse generating means for outputting an inversion pulse as a control pulse, a change in the output voltage supplied to the load, and a switching element to turn on / off the switching element in response to the control pulse, and the control pulse controls the on-timing of the switching element. And a control means.

【0019】上記のような構成によれば、トランスの3
次巻線に発生する逆起電力を反転させた信号で、スイッ
チング素子をオン状態に制御するようにしたので、トラ
ンスのエネルギーが零の状態でのみスイッチング素子が
オンされるため、簡易な構成でスイッチング素子のオン
時における損失の低減を図り、電力変換の効率化を促進
することが可能となる。
According to the above configuration, the transformer 3
Since the switching element is controlled to the on state by the signal that reverses the back electromotive force generated in the next winding, the switching element is turned on only when the transformer energy is zero, so the configuration is simple. It is possible to reduce loss when the switching element is turned on and promote efficiency in power conversion.

【0020】[0020]

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照して詳細に説明する。図1は、この実
施の形態で説明するスイッチング電源装置を、図9と同
一部分に同一符号を付して示している。また、図2は、
このスイッチング電源装置の各部の動作波形を示してい
る。
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will now be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows the switching power supply device described in this embodiment with the same parts as in FIG. Also, in FIG.
The operation waveform of each part of this switching power supply device is shown.

【0021】すなわち、上記発振器12の出力信号に代
えて、上記トランスTrの3次巻線Ndに発生する電圧
をパルス検出器19で検出し、その検出パルスを反転器
20で反転させた信号で、FF回路14をセットする。
That is, instead of the output signal of the oscillator 12, the voltage generated in the tertiary winding Nd of the transformer Tr is detected by the pulse detector 19, and the detected pulse is inverted by the inverter 20. , FF circuit 14 is set.

【0022】また、上記電圧比較器13からFF回路1
4をリセットさせる信号が出力されたときに、反転器2
0の出力を開閉器21を介して基準電位点としての接地
端に側路させる。これにより、FF回路14を確実にリ
セットさせる。
Further, from the voltage comparator 13 to the FF circuit 1
When the signal for resetting 4 is output, the inverter 2
The output of 0 is bypassed via the switch 21 to the ground end as the reference potential point. This surely resets the FF circuit 14.

【0023】上記のような構成において、スイッチング
素子Q1がオフしている期間に、トランスTrの2次側
の電流は、2次巻線NsからダイオードD2を介してコ
ンデンサC2を充電し、負荷Zに出力電圧を供給する。
In the above structure, the current on the secondary side of the transformer Tr charges the capacitor C2 from the secondary winding Ns via the diode D2 while the switching element Q1 is off, and the load Z Supply the output voltage to.

【0024】このダイオードD2に流れる電流が時刻T
1で終了すると、トランスTrの各巻線Np,Ns,N
dには逆起電力が発生するため、トランスTrの3次巻
線Ndの電圧は、HレベルからLレベルに変化する。
The current flowing through the diode D2 is the time T
When finished with 1, each winding Np, Ns, N of the transformer Tr
Since a counter electromotive force is generated in d, the voltage of the tertiary winding Nd of the transformer Tr changes from H level to L level.

【0025】この3次巻線Ndに発生するパルス電圧を
パルス検出器19で検出し、反転器20に供給する。反
転器20は、入力がHレベルからLレベルに変化する
と、その出力をLレベルからHレベルに変化させる。
The pulse voltage generated in the tertiary winding Nd is detected by the pulse detector 19 and supplied to the inverter 20. The inverter 20 changes its output from L level to H level when the input changes from H level to L level.

【0026】この反転器20の出力は、FF回路14の
セット(S)入力になっている。このため、FF回路1
4は、そのセット入力がLレベルからHレベルになる
と、出力QもLレベルからHレベルに変化する。
The output of the inverter 20 is the set (S) input of the FF circuit 14. Therefore, the FF circuit 1
In No. 4, when the set input changes from L level to H level, the output Q also changes from L level to H level.

【0027】これにより、駆動回路15を介して、スイ
ッチング素子Q1がオフ状態からオン状態に制御され
る。つまり、トランスTrの2次巻線Nsの電流が終了
した時刻T1で、スイッチング素子Q1がオンされるこ
とになる。
As a result, the switching element Q1 is controlled from the off state to the on state via the drive circuit 15. That is, the switching element Q1 is turned on at time T1 when the current of the secondary winding Ns of the transformer Tr ends.

【0028】このスイッチング素子Q1がオンしている
期間T1〜T2に、トランスTrの1次巻線Npには電
流が流れ、エネルギーが充電される。
During the period T1 to T2 during which the switching element Q1 is turned on, a current flows through the primary winding Np of the transformer Tr to be charged with energy.

【0029】トランスTrの2次側に接続された負荷Z
の消費するエネルギーまで充電が完了すると、電流検出
器16の出力電圧レベルが、誤差増幅器17の出力電圧
レベルよりも高くなり、電圧比較器13の出力がLレベ
ルからHレベルになる。
Load Z connected to the secondary side of transformer Tr
When charging is completed up to the energy consumed by, the output voltage level of the current detector 16 becomes higher than the output voltage level of the error amplifier 17, and the output of the voltage comparator 13 changes from L level to H level.

【0030】この電圧比較器13の出力は、FF回路1
4のリセット(R)入力となっているので、FF回路1
4はリセットされ、その出力QがLレベルとなる。
The output of the voltage comparator 13 is the FF circuit 1.
4 reset (R) input, so FF circuit 1
4 is reset, and its output Q becomes L level.

【0031】同時に、電圧比較器13の出力は開閉器2
1を制御するので、時刻T2で開閉器21は閉じ、反転
器20の出力は強制的にLレベルになり、FF回路14
のセット入力もLレベルとなる。このため、時刻T2に
は、確実にスイッチング素子Q1がオフする。
At the same time, the output of the voltage comparator 13 is the switch 2
1 is controlled, the switch 21 is closed at time T2, the output of the inverter 20 is forced to the L level, and the FF circuit 14
The set input of is also at the L level. Therefore, at time T2, the switching element Q1 is surely turned off.

【0032】スイッチング素子Q1がオフすると、トラ
ンスTrの1次巻線Npに蓄えられていたエネルギー
は、トランスTrの2次巻線NsからダイオードD2を
介してコンデンサC2を充電する。
When the switching element Q1 is turned off, the energy stored in the primary winding Np of the transformer Tr charges the capacitor C2 from the secondary winding Ns of the transformer Tr via the diode D2.

【0033】このダイオードD2に流れる電流が終了す
る時刻T3で、トランスTrの3次巻線Ndに逆起電力
が発生するため、上述したようにして、スイッチング素
子Q1が再びオンする。以上のように、スイッチング素
子Q1のオンオフが繰り返されてエネルギーの伝達が行
なわれる。
At time T3 when the current flowing through the diode D2 ends, a counter electromotive force is generated in the tertiary winding Nd of the transformer Tr, so that the switching element Q1 is turned on again as described above. As described above, the switching element Q1 is repeatedly turned on and off to transfer energy.

【0034】上記した実施の形態によれば、トランスT
rの2次巻線Nsのエネルギーが零の状態(トランスT
rのエネルギーが零の状態)でのみ、スイッチング素子
Q1がオンするため、スイッチング素子Q1のオン時の
損失をほとんどなくすことができる(零電流スイッ
チ)。
According to the above embodiment, the transformer T
The state in which the energy of the secondary winding Ns of r is zero (transformer T
Since the switching element Q1 is turned on only when the energy of r is zero), it is possible to almost eliminate the loss when the switching element Q1 is turned on (zero current switch).

【0035】つまり、負荷Zの変動及び入力電圧の変動
でスイッチング周波数が変動するようになり、スイッチ
ング素子Q1に流れる電流は常に零から立ち上がるよう
になる。このため、スイッチング素子Q1のオンすると
きの損失はほとんどなくなり効率化を図ることができ
る。
That is, the switching frequency fluctuates due to the fluctuation of the load Z and the fluctuation of the input voltage, and the current flowing through the switching element Q1 always rises from zero. Therefore, there is almost no loss when the switching element Q1 is turned on, and efficiency can be improved.

【0036】また、FF回路14のリセットパルスの有
無で開閉する開閉器21を、反転器20の出力に取り付
けることにより、スイッチング素子Q1のオフするタイ
ミングを確実なものとすることができ、スイッチング素
子Q1のオフ状態への移行を助長することができる。
Further, by attaching the switch 21 which opens and closes depending on the presence or absence of the reset pulse of the FF circuit 14 to the output of the inverter 20, the switching element Q1 can be surely turned off and the switching element can be turned off. The transition of Q1 to the off state can be promoted.

【0037】図3は、上記電流検出器16の詳細を示し
ている。この場合、接続端子16aがスイッチング素子
Q1のドレインに接続され、接続端子16bが電圧比較
器13の非反転入力端(+)に接続されている。
FIG. 3 shows the details of the current detector 16. In this case, the connection terminal 16a is connected to the drain of the switching element Q1, and the connection terminal 16b is connected to the non-inverting input terminal (+) of the voltage comparator 13.

【0038】そして、接続端子16aは、抵抗R1を介
して接続端子16bに接続されるとともに、抵抗R2を
介して接地されている。また、抵抗R1と接続端子16
Bとの接続点は、コンデンサC4を介して接地されてい
る。
The connection terminal 16a is connected to the connection terminal 16b via the resistor R1 and is also grounded via the resistor R2. In addition, the resistor R1 and the connection terminal 16
The connection point with B is grounded via a capacitor C4.

【0039】図4は、上記パルス検出器19の詳細を示
している。この場合、接続端子19aがトランスTrの
3次巻線NdとダイオードD1との接続点に接続され、
接続端子19bが反転器20の入力端に接続されてい
る。
FIG. 4 shows the details of the pulse detector 19. In this case, the connection terminal 19a is connected to the connection point between the tertiary winding Nd of the transformer Tr and the diode D1,
The connection terminal 19b is connected to the input terminal of the inverter 20.

【0040】そして、接続端子19aは、ダイオードD
3を順方向に介した後、抵抗R3,R4を直列に介して
接地されている。また、抵抗R3,R4の接続点は、接
続端子19bに接続されるとともに、コンデンサC5を
介して接地されている。
The connection terminal 19a is connected to the diode D
3 in the forward direction and then grounded via resistors R3 and R4 in series. The connection point of the resistors R3 and R4 is connected to the connection terminal 19b and is grounded via the capacitor C5.

【0041】図5は、上記誤差増幅器17の詳細を示し
ている。この場合、接続端子17aがダイオードD2と
コンデンサC2との接続点に接続され、接続端子17
b、つまり、フォトカプラ17cの受光素子を構成する
フォトトランジスタQ2のコレクタが、ダイオードD1
とコンデンサC3との接続点に接続され、接続端子17
dが電圧比較器13の反転入力端(−)に接続されてい
る。
FIG. 5 shows the details of the error amplifier 17. In this case, the connection terminal 17a is connected to the connection point between the diode D2 and the capacitor C2,
b, that is, the collector of the phototransistor Q2 forming the light receiving element of the photocoupler 17c is the diode D1.
Connected to the connection point of the capacitor C3 and the connection terminal 17
d is connected to the inverting input terminal (−) of the voltage comparator 13.

【0042】そして、接続端子17aは、抵抗R6,R
7を直列に介して接地されるとともに、抵抗R5を介し
た後、上記フォトカプラ17cの発光素子を構成する発
光ダイオードD4を順方向に介して、定電圧ダイオード
D5のカソードに接続されている。この定電圧ダイオー
ドD5のアノードは接地され、制御端は、抵抗R6,R
7の接続点に接続されている。
The connection terminal 17a has resistors R6 and R
7 is grounded in series, and is connected to the cathode of the constant voltage diode D5 via the resistor R5 and the light emitting diode D4 forming the light emitting element of the photocoupler 17c in the forward direction. The anode of the constant voltage diode D5 is grounded, and the control terminals are resistors R6 and R5.
7 connection points.

【0043】また、フォトトランジスタQ2のエミッタ
は、抵抗R9を介して接地されるとともに、抵抗R8を
介して演算増幅器OP1の反転入力端(−)に接続され
ている。この演算増幅器OP1の非反転入力端(+)
は、定電圧源Eを介して接地されている。
The emitter of the phototransistor Q2 is grounded via the resistor R9 and is also connected to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier OP1 via the resistor R8. The non-inverting input terminal (+) of this operational amplifier OP1
Is grounded via a constant voltage source E.

【0044】さらに、この演算増幅器OP1の反転入力
端(−)と出力端との間には、抵抗R10が接続されて
いる。そして、この演算増幅器OP1の出力端は、ダイ
オードD6を順方向に介した後、抵抗R11を介して接
続端子17bに接続されている。また、抵抗R11と接
続端子17bとの接続点は、抵抗R12を介して接地さ
れるとともに、定電圧ダイオードD7を逆方向に介して
接地されている。
Further, a resistor R10 is connected between the inverting input terminal (-) and the output terminal of the operational amplifier OP1. The output end of the operational amplifier OP1 is connected to the connection terminal 17b via the resistor R11 after passing through the diode D6 in the forward direction. The connection point between the resistor R11 and the connection terminal 17b is grounded via the resistor R12 and is also grounded via the constant voltage diode D7 in the reverse direction.

【0045】図6は、上記した実施の形態の変形例を示
している。この変形例では、反転器20の出力をFF回
路14のリセット(R)入力に供給し、電圧比較器13
の出力をFF回路14のセット(S)入力に供給し、F
F回路14の反転出力Q ̄でスイッチング素子Q1を制
御している。
FIG. 6 shows a modification of the above embodiment. In this modification, the output of the inverter 20 is supplied to the reset (R) input of the FF circuit 14, and the voltage comparator 13
Is supplied to the set (S) input of the FF circuit 14,
The inverting output Q of the F circuit 14 controls the switching element Q1.

【0046】図7は、上記した実施の形態のさらに他の
変形例を示し、図8は、この変形例における各部の動作
波形を示している。すなわち、パルス検出器19と反転
器20との間に、パルス立ち下がり遅延回路22を介挿
接続している。
FIG. 7 shows still another modification of the above-described embodiment, and FIG. 8 shows operation waveforms of respective parts in this modification. That is, the pulse fall delay circuit 22 is connected between the pulse detector 19 and the inverter 20.

【0047】ほとんどのスイッチング電源装置におい
て、スイッチング素子がオフすると、そのドレイン電圧
が急激に上昇し損失を増大させるので、これをスナバー
コンデンサCsで防止している。
In most switching power supply devices, when the switching element is turned off, the drain voltage of the switching element rapidly rises to increase the loss. Therefore, this is prevented by the snubber capacitor Cs.

【0048】しかしながら、前述のスイッチング素子Q
1がオンするときは、このスナバーコンデンサCsに充
電されたエネルギーを放電させるため、損失が増大する
ことになる。
However, the above-mentioned switching element Q
When 1 is turned on, the energy charged in the snubber capacitor Cs is discharged, and the loss increases.

【0049】図7に示した変形例では、この損失を最小
限にするためにパルス立ち下がり遅延回路22を設けて
いる。すなわち、トランスTrの2次側電流が終了する
と、トランスTrの1次巻線NpのインダクタンスLp
とスナバーコンデンサCsとの間で共振現象が起こる。
この共振電圧は、スイッチング素子Q1のドレイン電圧
となる。
In the modification shown in FIG. 7, a pulse fall delay circuit 22 is provided to minimize this loss. That is, when the secondary current of the transformer Tr ends, the inductance Lp of the primary winding Np of the transformer Tr
A resonance phenomenon occurs between the snubber capacitor Cs and the snubber capacitor Cs.
This resonance voltage becomes the drain voltage of the switching element Q1.

【0050】トランスTrの2次側に流れる電流が終了
してから、上記共振電圧が最低のレベルに達するまでの
時間Tdだけ、パルス検出器19の出力が反転器20に
供給されることを、パルス立ち下がり遅延回路22によ
って遅延させる。
The output of the pulse detector 19 is supplied to the inverter 20 for the time Td from the end of the current flowing through the secondary side of the transformer Tr until the resonance voltage reaches the minimum level. It is delayed by the pulse fall delay circuit 22.

【0051】この遅延時間Tdは、 Td=π(Lp×Cs)1/2 なる式によって予め求めることが可能である。This delay time Td can be obtained in advance by the equation Td = π (Lp × Cs) 1/2 .

【0052】これにより、スナバーコンデンサCsに充
電されたエネルギーが最小になった時刻で、スイッチン
グ素子Q1をオンさせることができるため、損失を最小
とすることができる。
As a result, the switching element Q1 can be turned on at the time when the energy charged in the snubber capacitor Cs becomes the minimum, so that the loss can be minimized.

【0053】上記した実施の形態では、スイッチング電
源装置の制御にデジタルIC(Integrated Circuit)を
使用し、発振器12を使用しない簡単な構成で自励式フ
ライバックコンバータ方式の電源回路を提供し、効率も
従来の発振器12を使用した自励式フライバックコンバ
ータ方式の電源より向上している。
In the above embodiment, a digital IC (Integrated Circuit) is used to control the switching power supply, and a self-exciting flyback converter type power supply circuit is provided with a simple configuration without using the oscillator 12, and the efficiency is also improved. This is an improvement over the conventional self-excited flyback converter type power supply using the oscillator 12.

【0054】なお、この発明は上記した実施の形態に限
定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施することができる。
The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, but can be variously modified and implemented without departing from the scope of the invention.

【0055】[0055]

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
簡易な構成でスイッチング素子のオン時における損失の
低減を図り、電力変換の効率化を促進し得る極めて良好
なスイッチング電源装置を提供することができる。
As described above in detail, according to the present invention,
It is possible to provide an extremely good switching power supply device capable of reducing loss when the switching element is turned on with a simple configuration and promoting efficiency of power conversion.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】この発明の実施の形態を説明するために示すブ
ロック構成図。
FIG. 1 is a block configuration diagram shown to explain an embodiment of the present invention.

【図2】同実施の形態における各部の動作波形を説明す
るために示す図。
FIG. 2 is a diagram shown for explaining an operation waveform of each unit in the same embodiment.

【図3】同実施の形態における電流検出器の詳細を説明
するために示す回路構成図。
FIG. 3 is a circuit configuration diagram shown for explaining the details of the current detector in the same embodiment.

【図4】同実施の形態におけるパルス発生器の詳細を説
明するために示す回路構成図。
FIG. 4 is a circuit configuration diagram shown for explaining details of the pulse generator in the embodiment.

【図5】同実施の形態における誤差増幅器の詳細を説明
するために示す回路構成図。
FIG. 5 is a circuit configuration diagram shown for explaining details of the error amplifier according to the first embodiment.

【図6】同実施の形態における変形例を説明するために
示すブロック構成図。
FIG. 6 is a block configuration diagram shown for explaining a modified example of the same embodiment.

【図7】同実施の形態における他の変形例を説明するた
めに示すブロック構成図。
FIG. 7 is a block configuration diagram shown for explaining another modification of the embodiment.

【図8】同他の変形例における各部の動作波形を説明す
るために示す図。
FIG. 8 is a diagram shown for explaining an operation waveform of each unit in the other modified example.

【図9】従来のスイッチング電源装置を説明するために
示すブロック構成図。
FIG. 9 is a block diagram showing a conventional switching power supply device.

【図10】同従来装置の各部の動作波形を説明するため
に示す図。
FIG. 10 is a diagram for explaining operation waveforms of respective parts of the conventional device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

11…制御回路、 12…発振器、 13…電圧比較器、 14…FF回路、 15…駆動回路、 16…電流検出器、 17…誤差増幅器、 18…電源電圧供給器、 19…パルス検出器、 20…反転器、 21…開閉器、 22…パルス立ち下がり遅延回路。 11 ... Control circuit, 12 ... Oscillator, 13 ... voltage comparator, 14 ... FF circuit, 15 ... Drive circuit, 16 ... current detector, 17 ... Error amplifier, 18 ... power supply voltage supply, 19 ... Pulse detector, 20 ... Inverter, 21 ... Switch, 22 ... Pulse falling delay circuit.

Claims (9)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 スイッチング素子のオンオフにより直流
電圧が印加される1次巻線と、この1次巻線に誘起され
たエネルギーを負荷に供給するための2次巻線、及び逆
起電力によるパルス電圧を発生する3次巻線とを有する
トランスと、 前記3次巻線に生じるパルス電圧を検出するパルス検出
器と、前記パルス電圧を反転する反転器とを含み、前記
反転パルスを制御パルスとして出力するパルス発生手段
と、 前記負荷に供給する出力電圧の変化、及び前記制御パル
スに応答して前記スイッチング素子をオンオフさせ、前
記制御パルスによって前記スイッチング素子のオンタイ
ミングを制御する制御手段とを具備してなることを特徴
とするスイッチング電源装置。
1. A primary winding to which a DC voltage is applied by turning on / off a switching element, a secondary winding for supplying energy induced in the primary winding to a load, and a pulse generated by a back electromotive force. A transformer having a tertiary winding that generates a voltage, a pulse detector that detects a pulse voltage generated in the tertiary winding, and an inverter that inverts the pulse voltage, and the inversion pulse is used as a control pulse. And a control means for turning on / off the switching element in response to a change in the output voltage supplied to the load and the control pulse, and controlling the on-timing of the switching element by the control pulse. A switching power supply device characterized in that
【請求項2】 前記制御手段は、 前記出力電圧の変化に応答して第1のパルスを発生する
手段と、 前記第1のパルス及び前記制御パルスが入力され、これ
ら第1のパルス及び制御パルスの入力に応答して出力状
態が変化する2安定回路と、 前記2安定回路からの出力を利用して前記制御パルス期
間に前記スイッチング素子をオン状態となす駆動手段と
を具備してなることを特徴とする請求項1記載のスイッ
チング電源装置。
2. The control means is configured to generate a first pulse in response to a change in the output voltage, the first pulse and the control pulse being input, and the first pulse and the control pulse. A bistable circuit whose output state is changed in response to the input of the bistable circuit, and driving means for turning on the switching element during the control pulse period by using the output from the bistable circuit. The switching power supply device according to claim 1, which is characterized in that.
【請求項3】 前記制御手段は、前記パルス検出器から
のパルス電圧を所定時間遅延させて前記反転器に供給す
る遅延手段を具備してなることを特徴とする請求項1記
載のスイッチング電源装置。
3. The switching power supply device according to claim 1, wherein the control means includes delay means for delaying the pulse voltage from the pulse detector for a predetermined time and supplying the delayed pulse voltage to the inverter. .
【請求項4】 前記制御手段は、前記第1のパルスを利
用して、前記反転器からの制御パルスの出力状態を制御
し、前記スイッチング素子のオフ状態への切り替えを助
長する手段を具備してなることを特徴とする請求項2記
載のスイッチング電源装置。
4. The control means comprises means for controlling the output state of the control pulse from the inverter by using the first pulse to promote the switching of the switching element to the off state. The switching power supply device according to claim 2, wherein
【請求項5】 前記助長手段は、前記反転器の出力端と
基準電位点間に接続され、前記第1のパルスに応答して
導通する開閉器にてなることを特徴とする請求項4記載
のスイッチング電源装置。
5. The promoting means comprises a switch connected between an output end of the inverter and a reference potential point, the switch being conductive in response to the first pulse. Switching power supply.
【請求項6】 前記2安定回路は、セット入力端とリセ
ット入力端とを有するフリップフロップ回路にてなり、
前記反転器からの制御パルスが前記セット入力端に供給
され、前記第1のパルスが前記リセット入力端に供給さ
れ、非反転出力端から前記スイッチング素子をオンオフ
制御するための出力信号を得ることを特徴とする請求項
2記載のスイッチング電源装置。
6. The bistable circuit is a flip-flop circuit having a set input terminal and a reset input terminal,
A control pulse from the inverter is supplied to the set input terminal, the first pulse is supplied to the reset input terminal, and an output signal for controlling ON / OFF of the switching element is obtained from a non-inverting output terminal. The switching power supply device according to claim 2, which is characterized in that.
【請求項7】 前記2安定回路は、セット入力端とリセ
ット入力端とを有するフリップフロップ回路にてなり、
前記反転器からの制御パルスが前記リセット入力端に供
給され、前記第1のパルスが前記セット入力端に供給さ
れ、反転出力端から前記スイッチング素子をオンオフ制
御するための出力信号を得ることを特徴とする請求項2
記載のスイッチング電源装置。
7. The bistable circuit is a flip-flop circuit having a set input terminal and a reset input terminal,
The control pulse from the inverter is supplied to the reset input terminal, the first pulse is supplied to the set input terminal, and an output signal for controlling on / off of the switching element is obtained from an inverting output terminal. Claim 2
The switching power supply described.
【請求項8】 スイッチング素子のオンオフにより直流
電圧が印加される1次巻線と、この1次巻線に誘起され
たエネルギーを負荷に供給するための2次巻線、及び逆
起電力によるパルス電圧を発生する3次巻線とを有する
トランスと、 前記3次巻線に生じるパルス電圧を検出するパルス検出
器と、前記パルス電圧を反転する反転器とを含み、前記
反転パルスを制御パルスとして出力するパルス発生手段
と、 前記負荷に供給する出力電圧の変化に応答して第1のパ
ルスを発生する手段と、 前記第1のパルス及び前記制御パルスが入力され、これ
ら第1のパルス及び制御パルスの入力に応答して出力状
態が変化する2安定回路と、 前記2安定回路からの出力を利用して前記スイッチング
素子をオンオフ制御し、前記制御パルス期間に前記スイ
ッチング素子をオン状態となす駆動手段とを具備してな
ることを特徴とするスイッチング電源装置。
8. A primary winding to which a DC voltage is applied by turning on / off a switching element, a secondary winding for supplying energy induced in the primary winding to a load, and a pulse generated by a back electromotive force. A transformer having a tertiary winding that generates a voltage, a pulse detector that detects a pulse voltage generated in the tertiary winding, and an inverter that inverts the pulse voltage, and the inversion pulse is used as a control pulse. A pulse generating means for outputting, a means for generating a first pulse in response to a change in the output voltage supplied to the load, the first pulse and the control pulse are input, and the first pulse and the control A bistable circuit whose output state changes in response to the input of a pulse, and an output from the bistable circuit is used to control ON / OFF of the switching element, and the switching element is switched during the control pulse period. Switching power supply apparatus characterized by comprising; and a on-state and forms drive means quenching element.
【請求項9】 スイッチング素子のオンオフにより直流
電圧が印加される1次巻線と、この1次巻線に誘起され
たエネルギーを負荷に供給するための2次巻線、及び逆
起電力によるパルス電圧を発生する3次巻線とを有する
トランスと、 前記3次巻線に生じるパルス電圧を検出するパルス検出
器と、前記パルス検出器からのパルス電圧を所定時間遅
延させる遅延手段と、前記遅延手段にて遅延したパルス
電圧を反転する反転器とを含み、前記反転パルスを制御
パルスとして出力するパルス発生手段と、 前記負荷に供給する出力電圧の変化に応答して第1のパ
ルスを発生する手段と、 前記第1のパルス及び前記制御パルスが入力され、これ
ら第1のパルス及び制御パルスの入力に応答して出力状
態が変化する2安定回路と、 前記2安定回路からの出力を利用して前記スイッチング
素子をオンオフ制御し、前記制御パルス期間に前記スイ
ッチング素子をオン状態となす駆動手段とを具備してな
ることを特徴とするスイッチング電源装置。
9. A primary winding to which a DC voltage is applied by turning on / off a switching element, a secondary winding for supplying energy induced in the primary winding to a load, and a pulse generated by a back electromotive force. A transformer having a tertiary winding for generating a voltage, a pulse detector for detecting a pulse voltage generated in the tertiary winding, a delay means for delaying the pulse voltage from the pulse detector for a predetermined time, and the delay Pulse generator for inverting the pulse voltage delayed by the means, outputting the inverted pulse as a control pulse, and generating a first pulse in response to a change in the output voltage supplied to the load. Means, a bistable circuit for receiving the first pulse and the control pulse, and changing an output state in response to the input of the first pulse and the control pulse; Switching power supply of the switching element on-off controlled by using the output, and characterized by being provided with said switching element in the ON state and makes driving means to said control pulse duration.
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