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JP2002526961A - Band-limited adaptive feedback canceller for hearing aids - Google Patents

Band-limited adaptive feedback canceller for hearing aids

Info

Publication number
JP2002526961A
JP2002526961A JP2000572997A JP2000572997A JP2002526961A JP 2002526961 A JP2002526961 A JP 2002526961A JP 2000572997 A JP2000572997 A JP 2000572997A JP 2000572997 A JP2000572997 A JP 2000572997A JP 2002526961 A JP2002526961 A JP 2002526961A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
filter
output
band
adaptive
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000572997A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
ガオ,ショーン
ソリ,シグフリド
チ,シャン−フェン
Original Assignee
ハウス・イアー・インスティテュート
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ハウス・イアー・インスティテュート filed Critical ハウス・イアー・インスティテュート
Publication of JP2002526961A publication Critical patent/JP2002526961A/en
Pending legal-status Critical Current

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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04RLOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/45Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
    • H04R25/453Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback electronically
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00Adaptive networks
    • H03H21/0012Digital adaptive filters

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  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Neurosurgery (AREA)
  • Otolaryngology (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 補聴器および他の音声増幅装置の音響帰還を適応的に消去する改善した方法。帰還消去は、全ての不安定な周波数を包含する周波数帯に限定されている。帰還消去信号の帯域幅を限定することによって、適応フィルタによる歪みは最小限に抑えられ、不安定な帰還領域にのみ限定される。比較的簡単な信号処理アルゴリズムを使用して、信号の歪みが最小限である高度に有効な結果を生成する。 (57) Abstract: An improved method for adaptively canceling the acoustic feedback of hearing aids and other audio amplifiers. Feedback cancellation is limited to the frequency band encompassing all unstable frequencies. By limiting the bandwidth of the feedback cancellation signal, the distortion due to the adaptive filter is minimized and limited only to the unstable feedback region. Relatively simple signal processing algorithms are used to produce highly effective results with minimal signal distortion.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 (発明の背景) (1.関連出願) 本出願は、1998年9月30日に出願された、同時継続中の仮出願Seri
al No.60/102、557の利点を請求する。
BACKGROUND OF THE INVENTION (1. Related Application) This application is a concurrent pending provisional application Seri, filed September 30, 1998.
al No. Claim the benefits of 60 / 102,557.

【0002】 (2.発明の分野) 本発明は、一般に、音声増幅、特に補聴器の音声増幅の分野に関する。より詳
細には、本発明は、補聴器の音響帰還を効率的に消去する方法を提供する。
2. Field of the Invention [0002] The present invention relates generally to the field of audio amplification, and in particular, to audio amplification of hearing aids. More specifically, the present invention provides a method for efficiently canceling the acoustic feedback of a hearing aid.

【0003】 (3.従来の技術) 電気音響変換器(通常「受信器」と呼ばれる)からマイクロフォンに戻る、補
聴器の音響帰還は一般的であり、抑制するのが困難である。帰還は、補聴器の装
着者をいらいらさせる可聴ホイッスルを生成する可能性があり、そのため装着者
は、しばしば音量を所望のレベルより下げなければならず、補聴器の有効性を低
減することなる。
[0003] 3. Acoustic feedback of hearing aids, returning to the microphone from an electroacoustic transducer (usually called a "receiver"), is common and difficult to suppress. The return can create an audible whistle that is irritating to the wearer of the hearing aid, so that the wearer often has to reduce the volume below a desired level, reducing the effectiveness of the hearing aid.

【0004】 補聴器の音響帰還を効果的に抑制することが困難である1つの理由は、帰還が
生じる周波数が、外部の状況の変化と共に変化することである。したがって、増
幅した信号を望ましくないほど低下せずに、効果的に帰還を消去するために、適
応消去の形態が必要とされる。適応帰還消去を実施するために、様々な技術が提
案されてきた。そのような技術は、例えば、米国特許第5、016、280号、
第5、091、952号、および第5、259、033号に開示されている。
One reason that it is difficult to effectively suppress the acoustic feedback of a hearing aid is that the frequency at which the feedback occurs changes with changes in external circumstances. Therefore, a form of adaptive cancellation is needed to effectively cancel the feedback without undesirably degrading the amplified signal. Various techniques have been proposed to perform adaptive feedback cancellation. Such techniques are described, for example, in US Pat. No. 5,016,280,
Nos. 5,091,952 and 5,259,033.

【0005】 補聴器の主要な設計目標の1つは、物理的な体積を小型化することである。た
いていの装着者は、完全に耳の中に装着することができる補聴器を好む。超小型
電子技術の進歩により、内耳(ITE)補聴器の信号処理能力は、大いに改善さ
れた。しかし、そうであっても、効果的な音響消去を行うことは、依然として実
用的な設計の課題である。従来の技術では、必ず何らかの妥協が必要である。そ
のような妥協の結果、補聴器は、最大安定利得のわずかな増大、緩慢なフィルタ
適応、歪み、干渉、および/または個々の装着者に対する適応の欠如を示す可能
性がある。
One of the major design goals of a hearing aid is to reduce its physical volume. Most wearers prefer hearing aids that can be worn entirely in the ear. Advances in microelectronics have greatly improved the signal processing capabilities of inner ear (ITE) hearing aids. Even so, effective sound cancellation remains a practical design challenge. The prior art always requires some compromise. As a result of such a compromise, the hearing aid may exhibit a slight increase in maximum stable gain, slow filter adaptation, distortion, interference, and / or lack of adaptation to the individual wearer.

【0006】 (発明の概要) 本発明は、補聴器および他の音声増幅装置の音響帰還を適応的に消去する改善
した方法を提供する。帰還消去は不安定な周波数の全てを含むある周波数帯に限
定される。このように帰還消去を限定することによって、比較的簡単な信号処理
アルゴリズムを使用して、信号の歪みが最小であり、高度に効果的な結果を生成
することが可能である。
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides an improved method for adaptively canceling the acoustic feedback of hearing aids and other audio amplifiers. Feedback cancellation is limited to certain frequency bands that include all of the unstable frequencies. By limiting feedback cancellation in this manner, it is possible to produce highly effective results with minimal signal distortion using relatively simple signal processing algorithms.

【0007】 本発明を実施するために、まず、不安定な帰還周波数を識別しなければならな
い。これは、実際に耳を測定する様々な技術によって達成され、それから複雑な
開ループ伝達関数を得ることが可能である。不安定な帰還周波数が識別された後
は、帯域を限定した適応フィルタが実装される。このように適応の帯域幅を限定
することによって、適応帰還キャンセラは、不安定な周波数の範囲内で非常に迅
速に適応することができ、適応雑音も比較的低い。帰還消去信号の帯域幅を限定
することによって、適応フィルタによる歪みは最小限に抑えられ、不安定な帰還
領域にのみ限定される。広帯域帰還消去と比較して、本発明の帯域限定帰還キャ
ンセラが生成する歪みは小さく、したがって、出力される音質は非常に改善され
る。
In order to implement the present invention, first the unstable feedback frequency must be identified. This is achieved by various techniques for actually measuring the ear, from which it is possible to obtain complex open-loop transfer functions. After the unstable feedback frequency is identified, a band-limited adaptive filter is implemented. By limiting the bandwidth of the adaptation in this way, the adaptive feedback canceller can adapt very quickly in the range of unstable frequencies and the adaptive noise is relatively low. By limiting the bandwidth of the feedback cancellation signal, the distortion due to the adaptive filter is minimized and limited only to the unstable feedback region. Compared with the wideband feedback cancellation, the distortion generated by the band limited feedback canceller of the present invention is small, and therefore, the output sound quality is greatly improved.

【0008】 (発明の詳細な説明) 以下の記述では、説明ではあるが限定ではないことを目的として、特定の詳細
について記述し、本発明の完全な理解を提供する。しかし、当業者には、本発明
は、これらの特定の詳細から逸脱する他の実施形態で実行することが可能である
ことが明らかであろう。他の例については、不必要な詳細で本発明の記述をあい
まいにしないために、よく知られている方法および装置の詳細な記述は省略して
いる。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION In the following description, for purposes of explanation but not limitation, certain details are set forth to provide a thorough understanding of the present invention. However, it will be apparent to one skilled in the art that the present invention may be practiced in other embodiments that depart from these specific details. In other instances, detailed descriptions of well-known methods and devices are omitted so as not to obscure the description of the present invention with unnecessary detail.

【0009】 図1は、補聴器使用者の耳に装着されている補聴器10の機能ブロック図であ
る。補聴器10は、マイクロフォン12と、マイクロフォン前置増幅器回路14
と、アナログ・デジタル変換器16と、信号処理回路18と、デジタル・アナロ
グ変換器20と、受信器22とを備える。信号処理回路18は、点Cから点Dへ
のK(f)の伝達関数を有する。点Dから点Cへの帰還経路は、デジタル・アナ
ログ変換器20と、補聴器受信器22と、受信器とマイクロフォンの間の音響機
械結合と、アナログ調整回路14と、アナログ・デジタル変換器16とを含む。
β(f)は、帰還経路の伝達関数である。
FIG. 1 is a functional block diagram of a hearing aid 10 worn on the ear of a hearing aid user. The hearing aid 10 comprises a microphone 12 and a microphone preamplifier circuit 14.
, An analog / digital converter 16, a signal processing circuit 18, a digital / analog converter 20, and a receiver 22. The signal processing circuit 18 has a transfer function of K (f) from the point C to the point D. The return path from point D to point C includes a digital-to-analog converter 20, a hearing aid receiver 22, an acousto-mechanical coupling between the receiver and the microphone, an analog conditioning circuit 14, an analog-to-digital converter 16, including.
β (f) is the transfer function of the feedback path.

【0010】 図2は、耳に装着された簡略化した補聴器を示す。補聴器の開ループ伝達関数
は、K(f)β(f)と定義される。補聴器は、その開ループ伝達関数が、ナイ
キスト不安定基準 大きさ:|K(fu)・β(fu)|≧1 位相:∠K(fu)β(fu)=n×360° 式1 を満たす周波数fuでのみ、不安定な帰還を生成する。上記の位相条件が満たさ
れ、補聴器開ループ伝達関数の大きさが単位利得に近いが、それ未満でないとき
、補聴器は準発振状態にある。準発振と発振の両方とも、補聴器の装着者にとっ
ては不愉快なものであり、削除されなければならない。以下の記述では、不安定
な帰還周波数と準発振周波数の両方を、不安定な帰還周波数と呼ぶ。効率的な帰
還消去アルゴリズムは、全てのfuを含む周波数領域で動作することが必要であ
る。帰還消去がこの周波数領域に限定されるとき、比較的簡単なアルゴリズムで
、信号の歪みが最小であり、高度に効果的な結果を生成することができることを
見出した。以前に開発された補聴器システムの帰還消去方法のいずれも、この発
見を行っていない。
FIG. 2 shows a simplified hearing aid worn on the ear. The open loop transfer function of the hearing aid is defined as K (f) β (f). The hearing aid has an open-loop transfer function whose Nyquist instability criterion magnitude: | K (f u ) · β (f u ) | ≧ 1 phase: ∠K (f u ) β (f u ) = n × 360 ° An unstable feedback is generated only at the frequency f u that satisfies Equation 1. The hearing aid is in a quasi-oscillating state when the above phase condition is satisfied and the magnitude of the open loop transfer function of the hearing aid is close to, but not less than unity gain. Both quasi-oscillations and oscillations are offensive to the hearing aid wearer and must be eliminated. In the following description, both the unstable feedback frequency and the quasi-oscillation frequency are referred to as unstable feedback frequencies. An efficient feedback cancellation algorithm needs to operate in the frequency domain including all fu . When feedback cancellation is limited to this frequency domain, it has been found that relatively simple algorithms can produce highly effective results with minimal signal distortion. None of the feedback cancellation methods for hearing aid systems developed earlier make this finding.

【0011】 開ループ伝達関数を得るために、従来の技術の方法は、図3の点Cと点Dの間
に示すように、マイクロホン前置増幅器の後ろと補聴器処理モジュールの前で閉
ループシステムを開き、単一の分析器を有する標準2チャネル伝達関数測定を作
成する。しかし、この方法は、補聴器回路を切断することが非実用的なので、市
販の補聴器と共にうまく使用することができない。我々は、以下の3つのモジュ
ールを開発して、補聴器回路を切断せずに、開ループ伝達関数を獲得した。
In order to obtain an open-loop transfer function, the prior art method employs a closed-loop system behind the microphone preamplifier and before the hearing aid processing module, as shown between points C and D in FIG. Open and create a standard two-channel transfer function measurement with a single analyzer. However, this method cannot be used successfully with commercially available hearing aids because it is impractical to disconnect the hearing aid circuit. We have developed the following three modules to obtain an open loop transfer function without disconnecting the hearing aid circuit.

【0012】 第1の方法は、プローブ・マイクロフォンを使用し、耳管内の補聴器で、鼓膜
の付近でプローブ・マイクロフォン信号を獲得することによって、閉ループ測定
から、的確に開ループ伝達関数K(f)β(f)を獲得する。この方法は、共有
している特許出願第08/926、320号に開示されており、その明細書は、
参考文献によって本明細書に組み込まれている。簡単には、その方法は、鼓膜の
付近でプローブ・マイクロフォン信号を獲得することが必要であり、3つの利得
設定G1、G2、およびG3で、補聴器の開ループ伝達関数を計算する。ここで
、G3=0である(すなわち、補聴器をはずしている)。本発明で使用する、プ
ローブ・マイクロフォンで音響信号を検出してデジタル化する方法および手順は
、部分的には、共有している米国特許第5、325、436号「Method
of Signal Processing for Maintaining
Directional Hearing with Hearing Ai
ds」の主題である。
The first method uses a probe microphone and obtains a probe microphone signal near the eardrum with a hearing aid in the ear canal, thereby obtaining an accurate open-loop transfer function K (f) from the closed-loop measurement. Obtain β (f). This method is disclosed in co-owned patent application Ser. No. 08 / 926,320, the specification of which is hereby incorporated by reference.
Incorporated herein by reference. Briefly, the method involves acquiring a probe microphone signal near the eardrum and calculates the open-loop transfer function of the hearing aid with three gain settings G1, G2, and G3. Here, G3 = 0 (that is, the hearing aid is removed). The method and procedure for detecting and digitizing acoustic signals with a probe microphone for use in the present invention is described, in part, in commonly-owned US Pat. No. 5,325,436, Method.
of Signal Processing for Maintaining
Directional Listening with Listening Ai
ds ”.

【0013】 複雑な開ループ伝達関数K(f)β(f)を、次のように得ることができる。A complex open loop transfer function K (f) β (f) can be obtained as follows.

【数1】 上式で、H1AB(f)、H2AB(f)、およびH3AB(f)は、G1、G2、およ
びG3で測定した、図1の点Aから点Bへの閉ループ伝達関数である。点Aは補
聴器マイクロフォン入力にあり、点Bは補聴器受信器出力、すなわちプローブ・
マイクロフォンにある。
(Equation 1) Where H 1AB (f), H 2AB (f), and H 3AB (f) are the closed-loop transfer functions from point A to point B in FIG. 1 measured at G1, G2, and G3. Point A is at the hearing aid microphone input and point B is the hearing aid receiver output, ie, the probe
In the microphone.

【0014】 プローブ・マイクロフォンを閉ループ測定に使用しなければならないので、補
聴器の通気システムは、部分的にプローブ管によって遮断される。したがって、
獲得した開ループ伝達関数は、開補聴器通気孔に伴う開ループ伝達関数の近似に
過ぎない。また、閉ループ伝達関数測定は、測定中の頭の動きと周囲の環境の変
化に敏感である。
Since the probe microphone must be used for closed-loop measurements, the ventilation system of the hearing aid is partially interrupted by the probe tube. Therefore,
The acquired open-loop transfer function is only an approximation of the open-loop transfer function associated with an open hearing aid vent. Also, closed-loop transfer function measurements are sensitive to head movements and changes in the surrounding environment during the measurement.

【0015】 第2の方法は、プローブ・マイクロフォン測定を必要としない。補聴器に適応
帰還キャンセラを構成することが必要であり、図4に示す広帯域モードで動作す
る。補聴器の適応デジタル・フィルタ(ADF)30は、デジタル・アナログ変
換器20、受信器22、受信器とマイクロフォンの間の結合経路、マイクロフォ
ン12、AGC14、およびアナログ・デジタル変換器16を含む帰還経路の推
定を提供する。
The second method does not require a probe microphone measurement. It is necessary to configure an adaptive feedback canceller in the hearing aid and it operates in the wideband mode shown in FIG. An adaptive digital filter (ADF) 30 for the hearing aid includes a digital-to-analog converter 20, a receiver 22, a coupling path between the receiver and the microphone, a return path including the microphone 12, the AGC 14, and the analog-to-digital converter 16. Provide an estimate.

【0016】 静かな部屋に座っている補聴器の装着者のデータを収集する。白色雑音信号が
拡声器を経て音場内に生成される。補聴器は、既知の基準応答でプログラムされ
ている。補聴器の装着者は、不快レベル(UCL)より低く補聴器利得を調節す
るように指示されている。白色雑音が音場で動いている間、補聴器のADFは、
帰還経路に整合するように補聴器を適応する。ADFが収束した後、フィルタの
係数ベクトル(n)を「遅延」と共に補聴器から読み取る。帰還伝達関数β’
(f)は、以下のように推定することができる。 β’(f)=e-j2πfD×Wn(f) 式3 上式で、Dは「遅延」ブロック32によって導入された遅延、Wn(f)は時間
指標nでのADFの周波数応答であり、それに対するインパルス応答は(n)
である。測定の精度を上げるために、異なる時間指標niを有するいくつかの係
数ベクトル(ni)をADFから獲得し、それを平均して、式3のWn(f)を
計算することができる。
Data is collected for a hearing aid wearer sitting in a quiet room. A white noise signal is generated in a sound field via a loudspeaker. The hearing aid is programmed with a known reference response. The wearer of the hearing aid has been instructed to adjust the hearing aid gain below the discomfort level (UCL). While the white noise is moving in the sound field, the ADF of the hearing aid
Adapt the hearing aid to match the return path. After the ADF has converged, the filter's coefficient vector W (n) is read from the hearing aid with "delay". Feedback transfer function β '
(F) can be estimated as follows. β ′ (f) = e −j2πfD × W n (f) Equation 3 where D is the delay introduced by the “delay” block 32 and W n (f) is the frequency response of the ADF at the time index n. And the impulse response to it is W (n)
It is. To improve the accuracy of the measurement, it is possible to obtain several coefficient vectors W (n i ) with different time indexes n i from the ADF, average them and calculate W n (f) in equation (3). it can.

【0017】 各人の聴力損失を補償するために、測定中に使用する補聴器基準応答は、所望
の補聴器応答K(f)で置き換えられる。所望の補聴器応答K(f)に関連する
複雑な開ループ伝達関数はK(f)β’(f)によって推定することができる。 K(f)β’(f)=e-j2πfD×Wn(f)×K(f) 式(4)
To compensate for the individual's hearing loss, the hearing aid reference response used during the measurement is replaced by the desired hearing aid response K (f). The complex open loop transfer function associated with the desired hearing aid response K (f) can be estimated by K (f) β ′ (f). K (f) β ′ (f) = e− j2πfD × W n (f) × K (f) Equation (4)

【0018】 次いで、不安定な帰還周波数を、式1に基づいて推定した開ループ伝達関数に
よって決定することができる。第1の方法と比較すると、この方法は、プローブ
・マイクロフォン測定を必要としない。したがって、補聴器の通気システムは、
測定中に遮断されない。測定は頭の動きと周囲の環境の変化に敏感ではない。測
定を支援するために補聴器に回路を追加する必要がない。白色雑音は、測定用の
試験信号として役立つが、拡声器から直接来る信号は、帰還経路について何も情
報を搬送しないので、ADFに対する干渉雑音としても作用する。したがって、
白色雑音は適応雑音をADF係数に導入する。最適な結果を達成するために、白
色雑音信号のレベルは、可能な限り低くすべきであるが、部屋の雑音下限より上
でなければならない。補聴器の利得は、可能な限り高くすべきであるが、UCL
より低く、可聴帰還がないようにしなければならない。さらに、補聴器は、測定
中、開ループに構成されている。UCLではなく不安定な帰還が、補聴器の利得
設定に対する制限ファクタである可能性がある。
The unstable feedback frequency can then be determined by the open loop transfer function estimated based on equation 1. Compared to the first method, this method does not require probe microphone measurements. Therefore, the ventilation system of the hearing aid
Not shut off during measurement. The measurement is not sensitive to head movements and changes in the surrounding environment. No additional circuitry needs to be added to the hearing aid to support the measurement. While white noise serves as a test signal for measurement, the signal coming directly from the loudspeaker also acts as interference noise to the ADF since it carries no information about the return path. Therefore,
White noise introduces adaptive noise into the ADF coefficients. To achieve optimal results, the level of the white noise signal should be as low as possible, but above the noise floor of the room. The hearing aid gain should be as high as possible, but the UCL
Must be lower and have no audible feedback. Further, the hearing aid is configured in an open loop during the measurement. Unstable feedback, but not UCL, may be the limiting factor for the hearing aid gain setting.

【0019】 第3の方法は、上述した第2の方法に類似している。図5に示す疑似ランダム
雑音生成器が外部の白色雑音試験信号を置換するために用いられ、補聴器の処理
ブロックが外される。この方法は、上述した第2の方法に対し、2つの利点を有
する。(1)外部試験信号によって導入された適応干渉は、内部疑似ランダム雑
音生成器を使用することによって除去される。(2)補聴器は、測定中、開ルー
プ構成で動作される。したがって、補聴器の利得は、不安定に関する問題を生じ
ずに、可能な限り高く設定することができる。この方法は、雑音生成器といくつ
かの制御論理を補聴器に追加することが必要である。開ループ伝達関数測定は、
当初の取付けプロセス中に必要とされるだけである。
The third method is similar to the second method described above. The pseudo-random noise generator shown in FIG. 5 is used to replace the external white noise test signal and the hearing aid processing block is removed. This method has two advantages over the second method described above. (1) Adaptive interference introduced by external test signals is eliminated by using an internal pseudo-random noise generator. (2) The hearing aid is operated in an open loop configuration during the measurement. Therefore, the gain of the hearing aid can be set as high as possible without the problem of instability. This method requires adding a noise generator and some control logic to the hearing aid. Open-loop transfer function measurement
Only required during the initial installation process.

【0020】 図4と5は、共に、一般的な広帯域適応帰還キャンセラを示す。デジタル帰還
消去信号は、補聴器デジタル出力信号を、点BでADFに通過させることによっ
て生成され、これは、帰還経路β(f)を近似する。デジタル帰還消去信号は、
点Cでデジタル化したマイクロフォン出力から減算され、補聴器から帰還信号を
削除する。
FIGS. 4 and 5 both show a general wideband adaptive feedback canceller. The digital feedback cancellation signal is generated by passing the hearing aid digital output signal through the ADF at point B, which approximates the feedback path β (f). The digital feedback cancellation signal is
It is subtracted from the digitized microphone output at point C, removing the feedback signal from the hearing aid.

【0021】 ADF30は、調節可能なフィルタを備え、フィルタ係数を使用して、帰還消
去信号を生成する。係数適応部分34は、フィルタの係数を調節して、帰還経路
を近似する。様々な適応フィルタリング方法があり、異なるフィルタリング構造
と異なる適応アルゴリズムを有する。そのいくつかは、極めて良好な収束行動と
精度を示すが、大量の計算が必要である。例えば、最小2乗(LS)アルゴリズ
ムはこのカテゴリに属する。補聴器に対する適応帰還消去の応用については、簡
単な確率勾配(Stochastic−Gradient、SG)アルゴリズム
で十分に許容可能な性能を提供する。補聴器はハードウエアの必要性を最小限に
抑えることが望ましいので、適応フィルタリングアルゴリズムが簡単であること
は、補聴器の応用に対する非常に重要なファクタである。この簡単さと十分な収
束の性能により、ADF係数適応に対して、正規化した最小平均2乗(LMS)
アルゴリズムを使用するFIR(有限インパルス応答)フィルタを選択する。適
応フィルタリングアルゴリズムを、補聴器の適応帰還消去の問題により具体的に
適しているようにするために、以下で議論するように、適応刻み幅をADF入力
とエラーに正規化した、正規化LMSアルゴリズムを採用した。
The ADF 30 has an adjustable filter and uses the filter coefficients to generate a feedback cancellation signal. The coefficient adaptation section 34 adjusts the coefficients of the filter to approximate the feedback path. There are various adaptive filtering methods, with different filtering structures and different adaptive algorithms. Some show very good convergence behavior and accuracy, but require a lot of computation. For example, the least squares (LS) algorithm belongs to this category. For applications of adaptive feedback cancellation for hearing aids, a simple Stochastic-Gradient (SG) algorithm provides well-acceptable performance. The simplicity of the adaptive filtering algorithm is a very important factor for hearing aid applications, as it is desirable for the hearing aid to minimize hardware requirements. Due to this simplicity and sufficient convergence performance, normalized Least Mean Squares (LMS) for ADF coefficient adaptation
Select an FIR (finite impulse response) filter that uses the algorithm. In order to make the adaptive filtering algorithm more suitable for the problem of adaptive feedback cancellation of the hearing aid, a normalized LMS algorithm, with the adaptive step size normalized to the ADF input and error, as discussed below, Adopted.

【0022】 一般に、適応フィルタは時間変化システムであり、これは、時間変化帰還経路
を追跡することができる。しかし、また、適応フィルタの適応雑音による不必要
な変化は、補聴器の出力に不快な歪みを導入する可能性がある。したがって、適
応フィルタの調節は、不安定な帰還を削除することが必要な場合を除いて、最小
限に抑えるべきである。
In general, adaptive filters are time-varying systems, which can track a time-varying feedback path. However, also unwanted changes due to the adaptive noise of the adaptive filter can introduce unpleasant distortion in the output of the hearing aid. Therefore, adjustment of the adaptive filter should be minimized unless it is necessary to eliminate unstable feedback.

【0023】 補聴器の出力から補聴器のマイクロフォンに再び供給される信号以外の、外部
音源から入来する信号(外部入力信号)は、一般に、適応フィルタの適応に対す
る干渉と見なされる。外部入力信号は、通常、適応フィルタに対する最適な解決
法にバイアスを導入する。外部入力信号の特性が変化するとき、バイアスは変化
する。また、外部入力信号は、適応プロセス中に、誤調整雑音を生じる。潜在的
な発振問題(不安定および準発振)を有する可能性がない周波数成分を、適応プ
ロセスで使用する適応信号:e(n)とx(n)から除去することによって、適
応プロセスに対する外部入力信号の干渉作用を大いに低減することができる。
Signals coming from an external sound source (external input signals), other than the signal re-supplied to the microphone of the hearing aid from the output of the hearing aid, are generally regarded as interference with the adaptation of the adaptive filter. External input signals usually introduce bias into the optimal solution for adaptive filters. When the characteristics of the external input signal change, the bias changes. Also, external input signals cause misadjustment noise during the adaptation process. External inputs to the adaptation process by removing frequency components that are not likely to have potential oscillation problems (unstable and quasi-oscillation) from the adaptation signals e (n) and x (n) used in the adaptation process Signal interference can be greatly reduced.

【0024】 変更した正規化LMSアルゴリズムに対して、適応フィルタの収束速度は、適
応刻み幅によって制御され、これは、組み合わせた信号パワーe(n)とx(n
)に反比例する。組み合わせた信号パワーを低減すると、より大きな適応刻み幅
をもたらし、これは収束速度を増大する。発振問題に不適切な成分を適応信号か
ら除去しているので、組み合わせた信号パワーe(n)とx(n)は低減され、
したがって、より大きな適応刻み幅を使用して、収束速度を増大することが可能
である。帰還キャンセラは、より速い収束速度で、動的帰還経路と入力信号の鋭
い変化によるAGCの急激な利得変化を、よりよく追跡することができる。
For the modified normalized LMS algorithm, the convergence speed of the adaptive filter is controlled by the adaptive step size, which is the combined signal power e (n) and x (n)
). Reducing the combined signal power results in a larger adaptive step size, which increases the convergence speed. Since the components inappropriate for the oscillation problem are removed from the adaptive signal, the combined signal powers e (n) and x (n) are reduced,
Therefore, it is possible to increase the convergence speed by using a larger adaptive step size. The feedback canceller can better track the rapid gain change of the AGC due to the dynamic feedback path and the sharp change of the input signal at a faster convergence speed.

【0025】 さらに、適応帰還消去で使用する再帰トポロジのために、外部入力信号の周期
性が、補聴器の出力で、当初の信号(外部入力信号)を消去する。発振問題に不
適切な周波数成分を適応信号から除去することによって、外部入力信号に由来す
る適応信号の周期性を低減することができる。したがって、補聴器の出力で当初
の入力信号を消去する問題は、軽減されることになる。
Furthermore, due to the recursive topology used in adaptive feedback cancellation, the periodicity of the external input signal cancels out the original signal (external input signal) at the output of the hearing aid. By removing a frequency component inappropriate for the oscillation problem from the adaptive signal, the periodicity of the adaptive signal derived from the external input signal can be reduced. Thus, the problem of erasing the original input signal at the output of the hearing aid is reduced.

【0026】 さらに、適応フィルタは、常に、大きなエネルギーが存在する周波数でより良
好に機能する。これは、適応フィルタ入力信号とエラー信号に存在している発振
成分のエネルギーが、外部入力信号のスペクトルのピーク・エネルギーと同等か
またはそれより大きいときのみ、適応帰還キャンセラは、発振周波数で活発に作
用することを意味する。その結果、不安定帰還周波数での周波数成分の大きさが
構築され、次いで外部入力スペクトル・ピークの周囲の上下に抑制される。これ
は、いわゆる残余発振成分の変調効果である。
Furthermore, adaptive filters always work better at frequencies where there is a high energy. This is because the adaptive feedback canceller is active at the oscillation frequency only when the energy of the oscillating component present in the adaptive filter input signal and the error signal is equal to or greater than the peak energy of the spectrum of the external input signal. Means to act. As a result, the magnitude of the frequency component at the unstable feedback frequency is built up and then suppressed up and down around the external input spectral peak. This is a so-called residual oscillation component modulation effect.

【0027】 適応信号から不必要な周波数成分を除去することによって、ピーク・スペクト
ル・レベルはかなり低減される。したがって、残余発振成分の大きさも著しく低
減される。
By removing unnecessary frequency components from the adaptive signal, the peak spectral level is significantly reduced. Therefore, the magnitude of the residual oscillation component is significantly reduced.

【0028】 適応信号から不必要な周波数成分を除去するというこの概念は、外部入力信号
がスピーチ信号であるとき、極めて重要で有利である。よく知られているように
、スピーチは、不安定な帰還が生じにくい低周波数で、そのエネルギーと周期性
のほとんどを含む。したがって、スピーチの低周波数成分は、適応フィルタリン
グに対しては必要ないと見なされ、高域通過(または帯域通過)フィルタを適応
信号に適応することによって、容易に除去することができる。高域通過フィルタ
のカットオフ周波数は、一般に、最低不安定帰還周波数より低い200Hzに設
定される。
This concept of removing unnecessary frequency components from the adaptation signal is very important and advantageous when the external input signal is a speech signal. As is well known, speech contains most of its energy and periodicity at low frequencies where unstable feedback is less likely to occur. Therefore, the low frequency components of the speech are considered unnecessary for adaptive filtering and can be easily removed by adapting a high-pass (or band-pass) filter to the adaptive signal. The cutoff frequency of the high-pass filter is generally set to 200 Hz, which is lower than the lowest unstable feedback frequency.

【0029】 上述したように、不安定な帰還はある周波数でのみ生じる。他の周波数で歪み
を導入せずに、これらの周波数で発振を効果的に抑制するために、本発明は、適
応帰還キャンセラが発振周波数を含むことが既知である周波数領域に適応信号の
帯域幅を限定するように、適応帰還キャンセラを構成する。そうすることによっ
て、適応帰還キャンセラは、発振周波数領域では、非常に迅速に適応し、適応雑
音もはるかに少なく、他の周波数では、非常に緩慢に適応する。その結果、AD
Fによって生成された帰還消去信号も、同じ周波数領域に限定される。したがっ
て、広帯域の方法とは異なり、帯域限定帰還キャンセラが生じる歪みはより少な
く、出力音質は大いにに改善されている。
As mentioned above, unstable feedback occurs only at certain frequencies. In order to effectively suppress oscillation at these frequencies without introducing distortion at other frequencies, the present invention provides an adaptive feedback canceller that adapts the bandwidth of the adaptive signal to the frequency domain where it is known to include the oscillation frequency. The adaptive feedback canceller is configured to limit. By doing so, the adaptive feedback canceller adapts very quickly in the oscillation frequency domain, has much less adaptive noise, and adapts very slowly at other frequencies. As a result, AD
The feedback cancellation signal generated by F is also limited to the same frequency range. Therefore, unlike the wide band method, the band limited feedback canceller causes less distortion and the output sound quality is greatly improved.

【0030】 図6は、帯域限定適応帰還キャンセラを実施する1つの可能な構造を示す。B
PF1とBPF2は帯域通過フィルタであり、全ての不安定な帰還周波数を含ん
でいる周波数領域のみを通過させる。BPF1とBPF2は、e(n)とx(n
)から不必要な周波数成分をほとんど除去して、適応プロセスを改善する。補聴
器入力信号は、BPF2によってフィルタリングされ、次いでこれを適応フィル
タリングの所望の信号として使用し、したがって、適応フィルタは、BPF2の
通過帯域で、消去信号を生成するだけである。帯域通過フィルタBPF2として
Δ2遅延線形位相FIRフィルタを選択し、その結果、純粋遅延Δ2を使用して、
主要な補聴器信号経路で位相の歪みを導入せずに、消去接合SUM2において、
フィルタリングされなかった補聴器入力d(n−Δ2)が、フィルタリングされ
た所望の信号d’(n)と適切に時間合わせされていることを保証することがで
きる。主要な補聴器の信号経路における追加の遅延Δ2は、発振周波数の数を増
大し、発振周波数をより低い周波数に移動させるので、BPF2のフィルタの長
さは最小限に抑えなければならない。フィルタBPF1の前面でのΔ1サンプル
遅延を使用して、帰還消去信号は帰還信号と適切に時間合わせされており、した
がって、適応フィルタのインパルス応答は、帰還経路の推定されたインパルス応
答のエネルギーのほとんどを含むことを保証する。一方、フィルタBPF1によ
って導入された遅延は長過ぎてはならず、または適応フィルタによって生成され
た消去信号は、帰還信号に遅れる可能性がある。各ブロックによって導入された
グループ遅延は、以下の条件を満たさなければならない。
FIG. 6 shows one possible structure for implementing a band limited adaptive feedback canceller. B
PF1 and BPF2 are band-pass filters, and pass only a frequency range including all unstable feedback frequencies. BPF1 and BPF2 are e (n) and x (n
) To remove most unnecessary frequency components and improve the adaptation process. The hearing aid input signal is filtered by BPF2 and then uses it as the desired signal for adaptive filtering, so that the adaptive filter only produces a cancellation signal in the passband of BPF2. Select a Δ 2 delayed linear phase FIR filter as the bandpass filter BPF2, and thus, using a pure delay Δ 2 ,
Without introducing phase distortion in the main hearing aid signal path, at the cancellation junction SUM2,
It can be ensured that the unfiltered hearing aid input d (n- [Delta] 2 ) is properly timed with the filtered desired signal d '(n). Additional delay delta 2 in key hearing aid signal path to increase the number of the oscillation frequency, so to move the oscillation frequency to a lower frequency, the length of the filter BPF2 has to be minimized. Use delta 1 sample delay in front of the filter BPF1, feedback cancellation signal is combined feedback signal and properly time, therefore, the impulse response of the adaptive filter, the estimated impulse response of the feedback path energy Guarantee to include most. On the other hand, the delay introduced by the filter BPF1 must not be too long, or the cancellation signal generated by the adaptive filter may lag behind the feedback signal. The group delay introduced by each block must satisfy the following conditions:

【数2】 サンプルの最適遅延Δ1は、補聴器取付けプロセス中に、帰還経路の測定に基
づいて決定することができる。全てのADF係数を使用するために、適応フィル
タによって生じた遅延は、最小限に抑えるべきである。遅延Δ1は、以下の条件
を満たさなければならない。
(Equation 2) Optimum delay delta 1 of the sample can be in a hearing aid attachment process is determined based on the measurement of the feedback path. In order to use all ADF coefficients, the delay introduced by the adaptive filter should be minimized. Delay Δ 1 must meet the following conditions.

【数3】 次の式を選択する。(Equation 3) Select the next expression.

【数4】 (Equation 4)

【0031】 上式で、εはサンプルの許容差である。通常εは2に等しく選択する。In the above equation, ε is a sample tolerance. Usually ε is chosen equal to two.

【0032】 ADFの出力は、ある時間に1つのサンプルで計算する。時間指標nでは、M
個をタップしたADF出力に対する計算は、次のように記述される。
The output of the ADF is calculated on one sample at a time. In the time index n, M
The calculation for the ADF output tapped is described as follows.

【数5】 {w0(n)、w1(n)、…、w2(n)}は、時間指標nでのM個をタップ
したADFの係数である。
(Equation 5) {W0 (n), w1 (n),..., W2 (n)} are ADF coefficients obtained by tapping M at the time index n.

【0033】 ADFの係数は、変更した正規化LMSアルゴリズムでアップデートされる。
従来の正規化LMSアルゴリズムのように、信号レベルが高いとき、適応刻み幅
は低減され、および低いとき増加する。しかし、補聴器の帰還消去では、ADF
の入力信号は、補聴器処理モジュール、BPF1およびΔ1によって遅延される
。エラー信号e(n)のパワーは、以下のように、時間変化刻み幅を計算するた
めに含まれている。 e(n)=d’(n)−y(n)、 ただし、d’は帯域通過フィルタBPF2の出力 式9 p(n)=ρ・p(n−1)+x2(n)+e2(n) 式10
The coefficients of the ADF are updated with the modified normalized LMS algorithm.
As in the conventional normalized LMS algorithm, the adaptive step size is reduced when the signal level is high and increases when the signal level is low. However, in feedback cancellation of the hearing aid, ADF
Input signal of the hearing aid processing module is delayed by BPF1 and delta 1. The power of the error signal e (n) is included to calculate the time step size as follows. e (n) = d ′ (n) −y (n), where d ′ is the output of the bandpass filter BPF2. Equation 9 p (n) = ρ · p (n−1) + x 2 (n) + e 2 ( n) Equation 10

【数6】 上式で、ρは忘却ファクタ、 Cは適応速度を制御する一定値、 MEはμ(n)の特異点を妨ぐ小さな数である。 次の時間指標n+1に対するADFの係数は、次のようにアップデートされる
。 wk(n+1)=wk(n)+μ(n)・e(n)・x(n−k)、 ただし、0≦k≦M−1 式12 BPF1とBPF2の帯域通過特性のために、適応信号e(n)とx(n)は、
発振周波数領域の周波数成分を含むのみである。
(Equation 6) Where ρ is a forgetting factor, C is a constant value that controls the adaptation speed, and ME is a small number that prevents the singularity of μ (n). The ADF coefficient for the next time index n + 1 is updated as follows. w k (n + 1) = w k (n) + μ (n) · e (n) · x (n−k), where 0 ≦ k ≦ M−1 Equation 12 Due to the bandpass characteristics of BPF1 and BPF2, The adaptive signals e (n) and x (n) are
It only contains frequency components in the oscillation frequency range.

【0034】 図7は、適応帯域限定帰還キャンセラを実施する他の可能な構造を示す。BP
F1を主に使用して、消去信号の帯域幅を限定し、消去アーティファクトを消去
帯域幅に限定する。BPF2およびBPF3を使用して、適応信号の帯域幅を発
振周波数の領域に限定する。BPF1、BPF2、およびBPF3は、必ずしも
線形位相FIRフィルタとして実施されないが、この通過帯域は、全ての発振周
波数にわたらなければならない。
FIG. 7 shows another possible structure for implementing an adaptive band limited feedback canceller. BP
F1 is mainly used to limit the bandwidth of the erasure signal and to limit erasure artifacts to the erasure bandwidth. BPF2 and BPF3 are used to limit the bandwidth of the adaptive signal to the region of the oscillation frequency. BPF1, BPF2, and BPF3 are not necessarily implemented as linear phase FIR filters, but this passband must span all oscillation frequencies.

【0035】 フィルタリングされた適応信号サンプルを使用して、次のように、時間変化刻
み幅とADF係数をアップデートする。 p(n)=ρ・p(n−1)+x’2(n)+e’2(n) 式13
Using the filtered adaptive signal samples, update the time step size and ADF coefficients as follows. p (n) = ρ · p (n−1) + x ′ 2 (n) + e ′ 2 (n) Equation 13

【数7】 k(n+1)=wk(n)+μ(n)・e’(n)・x’(n−k)、 ただし、0≦k≦M−1 式15 上式で、x’(n)は、帯域通過フィルタBPF3の出力であり、 e’(n)は、帯域通過フィルタBPF2の出力である。(Equation 7) w k (n + 1) = w k (n) + μ (n) · e ′ (n) · x ′ (nk), where 0 ≦ k ≦ M−1 where x ′ (n) Is the output of the bandpass filter BPF3, and e '(n) is the output of the bandpass filter BPF2.

【0036】 適応システムを安定化するために、BPF2とBPF3の位相応答は、可能な
限り近接していなければならない。簡単さとより良好な適応のために、BPF2
とBPF3に対して、2つの同一な高域通過フィルタを選択する。構造1の帯域
通過フィルタに要求されたこととは異なり、停止帯の減衰が十分である限り、B
PF1、BPF2、およびPBF3の通過帯域リプルは、良好な性能に対して重
要ではない。我々の経験では、30dB停止帯の減衰が適切である。したがって
、2ndまたは3ndのオーダの楕円IIRフィルタなど、低オーダのIIRフィル
タをこの応用に対して使用して、ハードウエアおよび計算の複雑さを低減するこ
とが可能である。
To stabilize the adaptive system, the phase response of BPF2 and BPF3 must be as close as possible. BPF2 for simplicity and better adaptation
And BPF3, two identical high-pass filters are selected. Unlike what was required for the bandpass filter of Structure 1, as long as the stopband attenuation was sufficient, B
The passband ripple of PF1, BPF2, and PBF3 is not important for good performance. In our experience, a 30 dB stopband attenuation is adequate. Therefore, such 2 nd or 3 nd elliptic IIR filter of the order of, by using the low order IIR filter to this application, it is possible to reduce the complexity of hardware and computation.

【0037】 図6に示す実施形態とは対照的に、図7の様々なグループの遅延は、以下の条
件を満たさなければならない。
In contrast to the embodiment shown in FIG. 6, the delays of the various groups in FIG. 7 must satisfy the following conditions:

【数8】 サンプルの最適遅延Δ1は、補聴器取付け処理中に、帰還経路を測定して獲得
することができる。全てのADF係数を使用するために、適応フィルタによって
生じる遅延を最小限に抑えるべきである。遅延Δ1は、以下の条件を満たさなけ
ればならない。
(Equation 8) Optimum delay delta 1 of the sample can be in a hearing aid mounting process will be acquired by measuring the feedback path. In order to use all ADF coefficients, the delay caused by the adaptive filter should be minimized. Delay Δ 1 must meet the following conditions.

【数9】 次の式を選択する。(Equation 9) Select the next expression.

【数10】 (Equation 10)

【0038】 上式で、εはサンプルの許容差である。通常、εは2に等しく選択する。Where ε is the sample tolerance. Usually, ε is chosen equal to two.

【0039】 この帯域限定帰還消去構造は、主要な信号経路に追加の遅延を導入せず、補聴
器の出力に追加の位相歪みを導入しない。
This band limited feedback cancellation structure does not introduce any additional delay into the main signal path and does not introduce any additional phase distortion into the output of the hearing aid.

【0040】 ADFの目的は、帰還経路を推定することである。図7では、BPF1を使用
して、帰還消去信号の帯域幅を限定する。一般的に図21に示すように、帰還経
路の周波数応答は帯域通過特性を有するので、BPF1を使用して、帰還経路の
周波数応答を近似的に整合することが可能である。このように、ADFを使用し
て、主に帰還経路の変化を追跡することが可能である。
The purpose of the ADF is to estimate the return path. In FIG. 7, BPF1 is used to limit the bandwidth of the feedback cancellation signal. Generally, as shown in FIG. 21, the frequency response of the feedback path has a band-pass characteristic. Therefore, it is possible to approximately match the frequency response of the feedback path using BPF1. In this way, it is possible to mainly use the ADF to track changes in the return path.

【0041】 帯域限定適応帰還キャンセラは、汎用デジタル信号プロセッサまたは専用デジ
タル信号プロセッサと共に、プラットフォーム上で実施することができる。補聴
器の回路設計のサイズとパワーの制約のために、適応帰還キャンセラとして、精
度と語の長さが限定されている固定点デジタル信号プロセッサを使用することが
望ましい。したがって、帯域限定適応帰還キャンセラの効率的なデジタル実現は
、ハードウエアと計算資源が限定されている制約下では、帰還消去の性能にとっ
て極めて重要である。本発明は、計算要求を簡単化し、適応プロセスに対する精
度限定の効果に関連する問題に対処する。
The band limited adaptive feedback canceller can be implemented on a platform with a general purpose digital signal processor or a dedicated digital signal processor. Because of the size and power constraints of the hearing aid circuit design, it is desirable to use a fixed point digital signal processor with limited accuracy and word length as the adaptive feedback canceller. Therefore, an efficient digital implementation of a band limited adaptive feedback canceller is critical to the performance of feedback cancellation under the constraints of limited hardware and computational resources. The present invention simplifies computational requirements and addresses issues associated with the effect of limiting accuracy on the adaptation process.

【0042】 上述した帯域限定帰還キャンセラの両方の構造において、適応フィルタリング
の動作は、同じ方式で実施される。固定点実装に対しては、精度を限定した制約
下で消去の効率性を維持するために、いくつか追加のモジュールが必要である。
適応的にフィルタリングされた帯域限定帰還キャンセラの一般化した構造を、図
9に示す。この一般化した構造は、上述した両方の実施形態に適用可能である。
この適応フィルタリング構成には、3つの入力ポート(x1(n)、x2(n)、
およびe(n))と、1つの出力ポート(y(n))がある。
In both structures of the band limited feedback canceller described above, the operation of adaptive filtering is performed in the same manner. For fixed point implementation, some additional modules are needed to maintain the efficiency of erasure under limited accuracy constraints.
The generalized structure of an adaptively filtered band limited feedback canceller is shown in FIG. This generalized structure is applicable to both embodiments described above.
This adaptive filtering configuration has three input ports (x 1 (n), x 2 (n),
And e (n)) and one output port (y (n)).

【0043】 図6に示す帰還キャンセラ構造に対し、 x1(n)=x2(n)=x(n) である。For the feedback canceller structure shown in FIG. 6, x 1 (n) = x 2 (n) = x (n).

【0044】 図7に示す帰還キャンセラ構造に対し、 x1(n)=x(n) x2(n)=x'(n) e(n)=e'(n) である。For the feedback canceller structure shown in FIG. 7, x 1 (n) = x (n) x 2 (n) = x ′ (n) e (n) = e ′ (n).

【0045】 一般化した構造は、調節可能なFIRフィルタリングモジュール、パワー推定
モジュール、係数適応モジュール、DC除去モジュール、係数帯域通過フィルタ
リング(CBF)モジュール、および制御ユニットを含む。これらのモジュール
の目的と詳細な実施態様について、以下で説明する。
The generalized structure includes an adjustable FIR filtering module, a power estimation module, a coefficient adaptation module, a DC rejection module, a coefficient bandpass filtering (CBF) module, and a control unit. The purpose and detailed implementation of these modules are described below.

【0046】 1.調節可能FIRフィルタリング 適応FIRフィルタを使用して、動的帰還経路を近似し、入力信号x1(n)
を現在のフィルタ係数{wk(n):0≦k≦−1}でたたみ込むことによって
、帰還消去信号を生成する。しかし、帰還経路応答は、非常に大きな動的範囲を
有する。固定点実装では、固定点適応FIRフィルタリングの内部精度を完全に
利用するために、ADF係数を最大にして、それらに割り付けられている語の精
度を適合しなければならない。ADFスケーリング利得(G)を使用して、AD
F係数を最大にし、帰還消去信号に対して広範な動的範囲を提供する。したがっ
て、M個をタップした適応FIRフィルタの出力の計算は、以下のようにわずか
に変更される。
1. Adjustable FIR Filtering An adaptive FIR filter is used to approximate the dynamic feedback path and to determine the input signal x 1 (n)
Is convolved with the current filter coefficient {wk (n): 0 ≦ k ≦ −1} to generate a feedback cancellation signal. However, the return path response has a very large dynamic range. In a fixed-point implementation, the ADF coefficients must be maximized to match the precision of the words assigned to them in order to take full advantage of the internal precision of fixed-point adaptive FIR filtering. Using the ADF scaling gain (G),
Maximizes the F-factor and provides a wide dynamic range for the feedback cancellation signal. Therefore, the calculation of the output of the M-tap adaptive FIR filter is slightly modified as follows.

【数11】 [Equation 11]

【0047】 スケーリング利得Gは、2の累乗の数2Lとして選択され、左/右シフトによ
って実装することができる。通常、Lは範囲[−3、3]の範囲にあることが十
分であり、これは、−18dBから18dBの動的範囲を提供する。図20は、
2の累乗のスケーリング利得を有する調節可能なFIRフィルタリングの機能ブ
ロック図を示す。
The scaling gain G is chosen as a power of 2 number 2 L and can be implemented by a left / right shift. Typically, it is sufficient for L to be in the range [-3,3], which provides a dynamic range from -18dB to 18dB. FIG.
FIG. 4 shows a functional block diagram of adjustable FIR filtering with a power of two scaling gain.

【0048】 2.係数適応 ADFスケーリング利得を含むことによって、時間変化刻み幅に対する計算は
、以下のように変更しなければならない。
[0048] 2. Coefficient adaptation By including the ADF scaling gain, the calculation for the time step size must be modified as follows.

【数12】 (Equation 12)

【0049】 式10と式13に示したように、p(n)は、組み合わせた信号e(n)とx 2 (n)のパワー推定である。固定点実装では、ρ・p(n−1)を計算する際
に語を打ち切るために、限定サイクルは、p(n)がゼロになることを防ぎ、し
たがって、式20のMEは必要でない。簡単のために、MEを0とする。
As shown in Equations 10 and 13, p (n) is the combined signal e (n) and x Two This is the power estimation of (n). In the fixed point implementation, when calculating ρ · p (n-1)
In order to abort the word, the limited cycle prevents p (n) from going to zero,
Therefore, the ME in Equation 20 is not required. For simplicity, ME is set to 0.

【0050】 時間変化刻み幅の計算の際に分割を回避するために、2の累乗の数を使用して
p(n)を近似し、C、(1−ρ)、G、およびMを2の累乗の数として選択す
る。 C=2-K (1−ρ)=2-J G=2L M=2F 式20は次のように書き直すことができる。
To avoid splitting when calculating the time step size, approximate p (n) using a number of powers of 2 and convert C, (1-ρ), G, and M to 2 Choose as the number of powers of. C = 2− K (1−ρ) = 2− J G = 2 L M = 2 F Equation 20 can be rewritten as follows.

【数13】 (Equation 13)

【0051】 Kは正の整数であり、適応速度を制御する。Kの範囲は、通常、7から10で
ある。Kのより小さい値は、より速い適応速度を提供する。Jは正の整数であり
、パワー推定の時定数を制御する。通常、Jは6と選択する。Lは整数であり、
ADFスケーリング利得を制御する。上述したように、範囲は−3から3である
。Lは、補聴器取付けプロセス中の帰還測定に基づいて決定され、したがって、
適応フィルタのフィルタ係数は最大になる。Fは、適応フィルタの長さに関係す
る整数である。16000Hzのサンプリング・レートで、F=5(32個のタ
ップ)を選択し、したがって、適応フィルタ・インパルスの持続期間は、約2m
sである。これは、不安定帰還周波数領域で、帰還経路のグループ遅延の変化を
カバーするのに十分な長さである。
K is a positive integer and controls the adaptation speed. The range of K is usually 7 to 10. Smaller values of K provide faster adaptation speed. J is a positive integer and controls the time constant of the power estimation. Usually, J is selected as 6. L is an integer,
Control ADF scaling gain. As mentioned above, the range is from -3 to 3. L is determined based on feedback measurements during the hearing aid installation process, and
The filter coefficient of the adaptive filter is maximized. F is an integer related to the length of the adaptive filter. At a sampling rate of 16000 Hz, choose F = 5 (32 taps), so that the duration of the adaptive filter impulse is about 2 m
s. This is long enough to cover changes in the group delay of the feedback path in the unstable feedback frequency domain.

【0052】 Q[]は、打切り動作である。Q[log2(p(n))]は、p(n)の最
上位ビット(MSB)の位置指標を探索することによって、実施することができ
る。
Q [] is an abort operation. Q [log 2 (p (n))] can be implemented by searching for the position index of the most significant bit (MSB) of p (n).

【0053】 図8は、底が2の対数量子化の機能ブロック図である。ξは、符号のない2進
整数フォーマットで表した正の量である。最下位ビット(LSB)の位置指標は
0である。Q(log2(ξ))は、ξのMSBの位置指標に戻る。ξが0のと
き、Q[log2(ξ)]は0に戻る。
FIG. 8 is a functional block diagram of logarithmic quantization with a base of 2. ξ is a positive quantity expressed in an unsigned binary integer format. The position index of the least significant bit (LSB) is zero. Q (log 2 (ξ)) returns to the position index of the MSB of ξ. When ξ is 0, Q [log 2 (ξ)] returns to 0.

【0054】 2の累乗の数を使用してエラー信号を近似することによって、パワー推定と係
数適応をさらに簡略化することができる。このエラー信号の量子化は、適応フィ
ルタの性能に影響を与えない。したがって、パワー推定は次のようになる。
Power estimation and coefficient adaptation can be further simplified by approximating the error signal using a power of two number. This quantization of the error signal does not affect the performance of the adaptive filter. Therefore, the power estimation is as follows.

【数14】 係数適応は、次のようになる。[Equation 14] The coefficient adaptation is as follows.

【数15】 (Equation 15)

【0055】 式22は、パワー推定に1つしか乗法が必要でないことを示す。式23に示す
係数適応プロセスは、乗法のないプロセスとなり、移動、否定、および追加動作
で実施することができる。
Equation 22 shows that only one multiplication is needed for power estimation. The coefficient adaptation process shown in Equation 23 is a non-multiplicative process and can be implemented with move, negate, and add operations.

【0056】 図10は、パワー推定の機能ブロック図を示し、図11は、乗法のない係数適
応プロセスの機能ブロック図を示す。 β(n)は、エラー信号e(n)の底が2の対数量子化、 α(n)は、パワー推定p(n)の底が2の対数量子化、 および ν(n)は、エラー信号e(n)の符号である。
FIG. 10 shows a functional block diagram of power estimation, and FIG. 11 shows a functional block diagram of a coefficient adaptation process without multiplication. β (n) is the base 2 logarithmic quantization of the error signal e (n), α (n) is the base 2 logarithmic quantization of the power estimate p (n), and ν (n) is the error This is the sign of the signal e (n).

【0057】 帯域限定帰還キャンセラは、不安定周波数領域で、非常に効率的および効果的
に作用するので、正規化LMS適応フィルタに使用する適応刻み幅をさらに低減
して、誤調節雑音を最小限にし、補聴器の音質を改善することが可能である。固
定点実装では、非常に小さい刻み幅を有する正規化LMS適応を簡単化して、符
号LMS適応とすることが可能である。式23は、次のように書き直すことが可
能である。 wk(n+1)=wk(n)+μsign(e(n)・x2(n−k))、 ただし、0≦k≦M−1 式23a 上式で、μは一定である。例えば、wk(n)が12ビットの整数で表されると
き、μを1に等しく選択することが可能である。そうすることによって、正規化
LMSに必要なパワー推定、MSB探索、およびシフトに関連する計算が削除さ
れる。
Since the band limited feedback canceller operates very efficiently and effectively in the unstable frequency domain, the adaptive step size used in the normalized LMS adaptive filter is further reduced to minimize misadjustment noise. Thus, it is possible to improve the sound quality of the hearing aid. In a fixed point implementation, it is possible to simplify the normalized LMS adaptation with a very small step size to a code LMS adaptation. Equation 23 can be rewritten as: w k (n + 1) = w k (n) + μsign (e (n) · x 2 (n−k)), where 0 ≦ k ≦ M−1 Equation 23a In the above equation, μ is constant. For example, when w k (n) is represented by a 12-bit integer, μ can be chosen equal to one. By doing so, the calculations related to power estimation, MSB search, and shift required for the normalized LMS are eliminated.

【0058】 3.固定点実装による精度限定効果 適応フィルタリングアルゴリズムの固定点実装では、入力と内部アルゴリズム
の両方の量は、ある限定された精度に量子化されなければならない。これらの量
子化エラーは、オーバーフローが生じるまで、制限なく蓄積する可能性があり、
許容できない性能をもたらす。例えば、当初のADC出力または帯域限定フィル
タリングの語打切りの結果生じる、e(n)とx2(n)の光DCオフセットは
、時間の経過と共に蓄積し、適応フィルタ係数のDCオフセットを増大させる可
能性がある。また、適応フィルタ係数適応の打切り動作は、特に信号レベルが低
いとき、適応フィルタ係数に同様のDCの蓄積を生じる可能性がある。さらに、
帰還経路に比較して、選択した帯域限定フィルタBPF1が、過度に低い周波数
減衰を有する場合、ADFフィルタ応答の低周波数利得は、徐々に蓄積する可能
性がある。どちらの場合でも、適応フィルタ係数はオーバーフローして、飽和す
る可能性がある。ADC除去モジュールは、周期的に適応フィルタ係数からDC
オフセットを除去するように含まれている。他の帯域通過フィルタリングモジュ
ールは、適応フィルタ係数をフィルタリングして、適応フィルタ応答に低周波数
応答および高周波数応答が蓄積することを抑制するために提供されている。この
動作は、フィルタ係数が飽和しているときのみ必要とされる。
[0058] 3. Precision-Limiting Effects of Fixed-Point Implementation In fixed-point implementations of adaptive filtering algorithms, both the input and internal algorithm quantities must be quantized to some limited precision. These quantization errors can accumulate without limit until an overflow occurs,
Results in unacceptable performance. For example, resulting word truncation of the original ADC output or band-limited filtering, light DC offset of e (n) and x 2 (n) accumulates over time, can increase the DC offset of the adaptive filter coefficients There is. Also, the truncation operation of the adaptive filter coefficient adaptation may cause similar DC accumulation in the adaptive filter coefficient, especially when the signal level is low. further,
If the selected band limited filter BPF1 has excessively low frequency attenuation compared to the feedback path, the low frequency gain of the ADF filter response may build up gradually. In either case, the adaptive filter coefficients can overflow and saturate. The ADC removal module periodically removes the DC from the adaptive filter coefficients.
Included to remove offset. Other bandpass filtering modules are provided for filtering the adaptive filter coefficients to reduce the accumulation of low and high frequency responses in the adaptive filter response. This operation is required only when the filter coefficients are saturated.

【0059】 DC除去モジュールでは、以下の動作を実施して、フィルタ係数のDCオフセ
ットを推定し、推定したDCオフセットをADFフィルタ係数から減算する。
The DC removal module performs the following operation to estimate the DC offset of the filter coefficient, and subtracts the estimated DC offset from the ADF filter coefficient.

【数16】 k(n+1)=wk(n)−m(n), 0≦k≦M−1 式25(Equation 16) w k (n + 1) = w k (n) −m (n), 0 ≦ k ≦ M−1 Equation 25

【0060】 図12は、DC除去の計算プロセスを示す。FIG. 12 shows a calculation process of DC removal.

【0061】 例えば、DC除去は、16000Hzのサンプリング・レートで、256のサ
ンプル毎にスケジュールすることが可能である。
For example, DC removal can be scheduled every 256 samples at a sampling rate of 16000 Hz.

【0062】 CBFモジュールでは、ADF係数に対するゼロ遅延帯域通過フィルタリング
動作が、次のように実施される。 wk(n+1)=wk(n)/2−wk+1(n)/2, 0≦k≦M−3 式26 wk(n+1)=wk(n)/2, k=M−2,M−1 式27
In the CBF module, a zero-delay bandpass filtering operation on the ADF coefficient is performed as follows. w k (n + 1) = w k (n) / 2−w k + 1 (n) / 2, 0 ≦ k ≦ M-3 Equation 26 w k (n + 1) = w k (n) / 2, k = M −2, M−1 Equation 27

【0063】 図13は、帯域通過フィルタリングの計算プロセスを示す。この簡単な帯域通
過フィルタリング動作は、通過帯域にわたって完全に平坦な0dBの大きさの応
答を提供せず、補聴器の出力で、わずかな可聴の歪みを導入する可能性がある。
この動作は、頻繁に適用することはできず、ADF係数のいずれか1つが飽和し
ているときのみ起動される。
FIG. 13 shows a calculation process of band-pass filtering. This simple bandpass filtering operation does not provide a completely flat 0 dB magnitude response over the passband and may introduce a slight audible distortion at the output of the hearing aid.
This operation cannot be applied frequently, and is only activated when any one of the ADF coefficients is saturated.

【0064】 上述したように、適応フィルタ係数適応は、DC除去および係数帯域通過フィ
ルタリング動作と共に実施しなければならない。DC除去および係数帯域通過フ
ィルタリング動作は、頻繁に動作する必要はないので、これら3つの動作のうち
1つのみを、各サンプル・ピリオドで実施するようにスケジュールする。図14
は、プロセスをスケジュールする流れ図である。このようにして、DC除去動作
は周期的に実施され、係数帯域通過フィルタリング動作は、係数適応モジュール
からのSAT信号がオンのときのみ起動される。
As mentioned above, adaptive filter coefficient adaptation must be performed with DC removal and coefficient bandpass filtering operations. Since the DC removal and coefficient bandpass filtering operations do not need to be performed frequently, only one of these three operations is scheduled to be performed in each sample period. FIG.
Is a flowchart for scheduling a process. In this manner, the DC removal operation is performed periodically, and the coefficient bandpass filtering operation is activated only when the SAT signal from the coefficient adaptation module is on.

【0065】 図15は、係数適応モジュール、DC除去モジュール、および係数帯域通過フ
ィルタリングモジュールに対する制御信号を生成する、制御ユニットの論理図で
ある。
FIG. 15 is a logic diagram of a control unit that generates control signals for a coefficient adaptation module, a DC removal module, and a coefficient bandpass filtering module.

【0066】 実験結果 本発明の第1試験は、コンピュータ・シミュレーションで実施された。シミュ
レーション・モデルは、SIMULINKで開発され、動的帰還経路で構築され
た。動的帰還経路を、耳に向かってゆっくり近づき離れるクリップボードでKE
MAR耳について測定した。被験者の様々な補聴器応答を、シミュレーションに
対する補聴器処理として使用した。
Experimental Results The first test of the present invention was performed by computer simulation. The simulation model was developed at SIMULLINK and built with a dynamic feedback path. KE the dynamic return path with the clipboard slowly approaching and leaving the ear
It was measured on the MAR ear. The subject's various hearing aid responses were used as hearing aid processing for the simulation.

【0067】 補聴器応答および動的帰還経路を使用して、開ループ伝達関数を獲得し、不安
定な帰還周波数を識別した。不安定な帰還周波数を使用して、帰還キャンセラ、
具体的には帯域限定フィルタの帯域幅を構成した。試験は、帯域限定適応帰還キ
ャンセラを使用した場合と使用しない場合について行った。最大安定補聴器利得
を、両方の条件下で記録した。また、シミュレーションした補聴器の出力を、被
験者の評価に使用した。
Using the hearing aid response and the dynamic feedback path, an open loop transfer function was obtained to identify unstable feedback frequencies. Using an unstable feedback frequency, a feedback canceller,
Specifically, the bandwidth of the band limiting filter was configured. The test was performed with and without the band-limited adaptive feedback canceller. Maximum stable hearing aid gain was recorded under both conditions. The simulated output of the hearing aid was used for the evaluation of the test subject.

【0068】 同じ試験を、実時間プロトタイプ・デジタル補聴器を有する被験者に対して実
施した。補聴器の開ループ伝達関数は、閉ループ・プローブ管測定に基づいて決
定した。不安定な帰還周波数を開ループ伝達関数から識別し、帯域限定適応帰還
キャンセラを構成するために使用した。最大安定挿入利得を、適応キャンセラが
ある場合とない場合とについて記録した。
The same test was performed on subjects with real-time prototype digital hearing aids. The open loop transfer function of the hearing aid was determined based on closed loop probe tube measurements. Unstable feedback frequencies were identified from the open-loop transfer function and used to construct a band-limited adaptive feedback canceller. The maximum stable insertion gain was recorded with and without the adaptive canceller.

【0069】 結果は、帯域限定帰還キャンセラが、効果的に発振および準発振帰還を削除し
、安定補聴器挿入利得を12〜15dBだけ増大し、音質に対する歪みは最小で
あることを示した。
The results showed that the band limited feedback canceller effectively eliminated the oscillation and quasi-oscillation feedback, increased the stable hearing aid insertion gain by 12-15 dB, and minimized distortion to sound quality.

【0070】 図21は、KEMAR耳について測定した開ループ伝達関数の例を示す。ばつ
印で示す3つの不安定な帰還周波数がある。それらは、2660Hz、3260
Hz、および3060Hzにある。したがって、帯域限定フィルタに対するカッ
トオフ周波数は、2460Hzに設定される。これは、最低不安定帰還周波数よ
り約200Hz低い。
FIG. 21 shows an example of an open loop transfer function measured for a KEMAR ear. There are three unstable feedback frequencies indicated by crosses. They are 2660 Hz, 3260
Hz, and 3060 Hz. Therefore, the cutoff frequency for the band limited filter is set to 2460 Hz. This is about 200 Hz below the lowest unstable feedback frequency.

【0071】 代替実施形態 図6および図7に示した実施形態は、帯域限定適応帰還キャンセラの2つの特
定の例である。しかし、本発明は、適応の帯域幅と消去信号の帯域幅を、発振周
波数を含むことが既知である周波数領域に限定することについて、同じ機能を有
する他の実施形態を含んでいる。
Alternative Embodiments The embodiments shown in FIGS. 6 and 7 are two specific examples of band limited adaptive feedback cancellers. However, the invention includes other embodiments having the same function of limiting the adaptive bandwidth and the bandwidth of the cancellation signal to the frequency domain known to include the oscillation frequency.

【0072】 例えば、図6で、Δ2のサンプルの遅延を、2つの厳密に相補的なフィルタと
置換することができる。一方のフィルタはBPF2と同じとし、その周波数伝達
関数をH2(f)と表す。他方を厳密に相補的なフィルタSCF2とし、これは
、相補的な周波数伝達関数
[0072] For example, in FIG. 6, the delay of delta 2 sample, can be replaced with two exactly complementary filter. One filter is the same as BPF2, and its frequency transfer function is represented as H 2 (f). The other is a strictly complementary filter SCF2, which has a complementary frequency transfer function

【数17】 を有する。そのような実施形態を図16に示す。[Equation 17] Having. Such an embodiment is shown in FIG.

【0073】 さらに、2つの同一BPF2を組み合わせて、図17に示すように、補聴器処
理を2つのプロセスに分割することができる。補聴器プロセス1を使用して、B
PF2によってカバーされている周波数領域で信号を処理する。補聴器プロセス
2を使用して、BPF2の相補的フィルタSCF2によって生成された信号を処
理する。補聴器プロセス1の出力帯域幅はBPF2と同じなので、図6に示すよ
うなBPF1の必要性は削除される。線形位相FIRフィルタをBPF2の代わ
りに選択し、それの厳密に相補的なフィルタをSCF2の代わりに選択して、補
聴器の主要信号経路の位相歪みを最小限に抑える。いくつかの補聴器の応用に対
して、主要信号経路の位相歪みを、他の補聴器処理モジュールによって、許容ま
たは修正することができる。この場合、厳密に相補的であるという条件を、パワ
ーが相補的であるなど、他の種類の相補的な条件に緩和することができ、したが
って、無限インパルス応答(IIR)フィルタを使用して、BPF2とSCF2
を置換し、さらに、ハードウエアと計算の複雑をを低減することが可能である。
Further, by combining two identical BPFs 2, the hearing aid processing can be divided into two processes as shown in FIG. Using hearing aid process 1, B
Process the signal in the frequency domain covered by PF2. Hearing aid process 2 is used to process the signal generated by the complementary filter SCF2 of BPF2. Since the output bandwidth of hearing aid process 1 is the same as BPF2, the need for BPF1 as shown in FIG. 6 is eliminated. A linear phase FIR filter is selected instead of BPF2 and its strictly complementary filter is selected instead of SCF2 to minimize phase distortion in the main signal path of the hearing aid. For some hearing aid applications, the phase distortion of the main signal path can be tolerated or corrected by other hearing aid processing modules. In this case, the strictly complementary condition can be relaxed to another type of complementary condition, such as power being complementary, and thus using an infinite impulse response (IIR) filter, BPF2 and SCF2
And further reduce hardware and computational complexity.

【0074】 これまで、補聴器マイクロフォンとアナログ・デジタル変換器の間で、アナロ
グ自動利得制御(AGC)を補聴器に使用することを仮定してきた。AGCは帰
還経路の部分であるが、消去信号経路の部分ではないので、補聴器の入力信号の
鋭い変化による突然のAGCの利得変化は、消去の性能を低下する可能性がある
。図18に示すある代替構造は、AGCを帰還消去接合の後ろに移動し、その結
果、AGCは、帰還経路と消去経路の両方にあることになる。これは、AGCを
デジタルで実施することを必要とする。図19に示す他の代替解決法は、デジタ
ル方式でAGC利得を帰還消去信号に加え、その結果、帰還消去信号は、AGC
利得の変化を追跡する。この方法は、AGC利得をデジタル・フォーマットに変
換することを必要とする。
So far, it has been assumed that analog automatic gain control (AGC) is used for the hearing aid between the hearing aid microphone and the analog-to-digital converter. Since the AGC is part of the feedback path, but not the cancellation signal path, sudden changes in AGC gain due to sharp changes in the hearing aid input signal can degrade cancellation performance. One alternative structure shown in FIG. 18 moves the AGC behind the feedback erase junction, so that the AGC is in both the feedback and erase paths. This requires that the AGC be performed digitally. Another alternative solution shown in FIG. 19 is to add the AGC gain digitally to the feedback cancellation signal so that the feedback cancellation signal is
Track gain changes. This method requires converting the AGC gain to a digital format.

【0075】 帯域限定帰還キャンセラは、消去帯域幅が最小のとき最適の音質を提供する。
知られているように、補聴器の発振周波数は、補聴器利得の関数であり、これは
、一般に、補聴器の音量制御によって制御される。したがって、帰還キャンセラ
の消去帯域幅も、補聴器の音量制御によって制御し、最適な音質を達成すること
ができる。これは、帯域限定フィルタに対するフィルタ係数のいくつかのセット
を補聴器に格納することによって達成することができる。任意の所与の補聴器音
量設定で、フィルタ係数の適切なセットを使用して、全ての発振周波数をカバー
し、および最小の帯域幅を有するフィルタ応答を提供する。このフィルタ選択プ
ロセスは、補聴器の装着者が、音量制御の設定を変更するときのみ必要である。
The band limited feedback canceller provides optimal sound quality when the erasure bandwidth is minimum.
As is known, the oscillation frequency of a hearing aid is a function of the hearing aid gain, which is generally controlled by the hearing aid volume control. Therefore, the elimination bandwidth of the feedback canceller can also be controlled by controlling the volume of the hearing aid to achieve optimal sound quality. This can be achieved by storing several sets of filter coefficients for the band-limited filter in the hearing aid. At any given hearing aid volume setting, an appropriate set of filter coefficients is used to cover all oscillating frequencies and provide a filter response with minimal bandwidth. This filter selection process is only necessary when the wearer of the hearing aid changes the setting of the volume control.

【0076】 より高い補聴器利得設定は、帰還を抑制するために、より速い適応速度を必要
とする可能性があるので、異なる一定値Kを選択して、異なる補聴器音量制御設
定に対する適応速度を制御することも可能である。
Since a higher hearing aid gain setting may require a faster adaptation speed to suppress feedback, a different constant value K is selected to control the adaptation speed for different hearing aid volume control settings. It is also possible.

【0077】 上述した発明は、この開示の精神または本質的な特徴から逸脱せずに、他の特
定の形態で実現することが可能であることを理解されたい。したがって、本発明
は、上記の例示的な詳細によって限定されるのではなく、添付の請求項によって
定義されることを理解されたい。
It is to be understood that the invention described above can be implemented in other specific forms without departing from the spirit or essential characteristics of this disclosure. Therefore, it is to be understood that the invention is not limited by the above illustrative details, but is defined by the appended claims.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】 本発明を実施することが可能である補聴器の機能ブロック図である。FIG. 1 is a functional block diagram of a hearing aid capable of implementing the present invention.

【図2】 図1の補聴器の伝達関数を簡略的に示す図である。FIG. 2 is a diagram schematically showing a transfer function of the hearing aid of FIG. 1;

【図3】 補聴器の開ループ伝達関数を得る従来の技術を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a conventional technique for obtaining an open-loop transfer function of a hearing aid.

【図4】 一般的な広帯域適応帰還キャンセラを組み込んでいる補聴器の機能ブロック図
である。
FIG. 4 is a functional block diagram of a hearing aid incorporating a general wideband adaptive feedback canceller.

【図5】 開ループ伝達関数を得る内部雑音生成器を有する補聴器の機能ブロック図であ
る。
FIG. 5 is a functional block diagram of a hearing aid having an internal noise generator that obtains an open-loop transfer function.

【図6】 本発明による帯域限定適応帰還キャンセラを有する補聴器のある実施形態の機
能ブロック図である。
FIG. 6 is a functional block diagram of an embodiment of a hearing aid having a band limited adaptive feedback canceller according to the present invention.

【図7】 本発明による帯域限定適応帰還キャンセラを有する補聴器の他の実施形態の機
能ブロック図である。
FIG. 7 is a functional block diagram of another embodiment of a hearing aid having a band-limited adaptive feedback canceller according to the present invention.

【図8】 フィルタ係数の適応のために、本発明によって使用する底が2の対数量子化を
示す図である。
FIG. 8 illustrates base-2 logarithmic quantization used by the present invention for adaptation of filter coefficients.

【図9】 適応デジタルフィルタを実施するために使用する信号処理を示す機能ブロック
図である。
FIG. 9 is a functional block diagram illustrating signal processing used to implement an adaptive digital filter.

【図10】 パワー推定に使用する処理を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing processing used for power estimation.

【図11】 係数適応に使用する処理を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing processing used for coefficient adaptation.

【図12】 DC除去に使用する処理を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing processing used for DC removal.

【図13】 帯域通過フィルタリングに使用する処理を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating processing used for band-pass filtering.

【図14】 図9の制御ユニットによって実施される処理スケジューリングを示す機能の流
れ図である。
FIG. 14 is a flow chart of functions showing the process scheduling performed by the control unit of FIG. 9;

【図15】 図14の流れ図に対応する論理図である。FIG. 15 is a logic diagram corresponding to the flowchart of FIG.

【図16】 本発明の代替実施形態の機能ブロック図である。FIG. 16 is a functional block diagram of an alternative embodiment of the present invention.

【図17】 本発明の他の代替実施形態の機能ブロック図である。FIG. 17 is a functional block diagram of another alternative embodiment of the present invention.

【図18】 本発明のさらに他の代替実施形態の機能ブロック図である。FIG. 18 is a functional block diagram of yet another alternative embodiment of the present invention.

【図19】 本発明のさらに他の代替実施形態の機能ブロック図である。FIG. 19 is a functional block diagram of yet another alternative embodiment of the present invention.

【図20】 2乗のスケーリング利得を有する調節可能FIRフィルタリングの機能ブロッ
ク図である。
FIG. 20 is a functional block diagram of adjustable FIR filtering with a squared scaling gain.

【図21】 開ループ伝達関数とKEMAR耳について測定した不安定な帰還周波数の例を
示す図である。
FIG. 21 illustrates an example of an open loop transfer function and an unstable feedback frequency measured for a KEMAR ear.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY, DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I T,LU,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GW,ML, MR,NE,SN,TD,TG),AP(GH,GM,K E,LS,MW,SD,SL,SZ,TZ,UG,ZW ),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD,RU, TJ,TM),AE,AL,AM,AT,AU,AZ, BA,BB,BG,BR,BY,CA,CH,CN,C R,CU,CZ,DE,DK,DM,EE,ES,FI ,GB,GD,GE,GH,GM,HR,HU,ID, IL,IN,IS,JP,KE,KG,KP,KR,K Z,LC,LK,LR,LS,LT,LU,LV,MD ,MG,MK,MN,MW,MX,NO,NZ,PL, PT,RO,RU,SD,SE,SG,SI,SK,S L,TJ,TM,TR,TT,TZ,UA,UG,UZ ,VN,YU,ZA,ZW (72)発明者 チ,シャン−フェン アメリカ合衆国・91745・カリフォルニア 州・ハシェンダ ハイツ・ラーブルック ドライブ・16907 Fターム(参考) 5D020 CC06 5J023 DB03 DC01 DC07 5K046 BB00 DD13 EE06 EE57 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of front page (81) Designated country EP (AT, BE, CH, CY, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, LU, MC, NL, PT, SE ), OA (BF, BJ, CF, CG, CI, CM, GA, GN, GW, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (GH, GM, KE, LS, MW, SD, SL, SZ, TZ, UG, ZW), EA (AM, AZ, BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AE, AL, AM, AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CR, CU, CZ, DE, DK, DM, EE, ES, FI, GB, GD, GE, GH, GM, HR, HU, ID , IL, IN, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LC, LK, LR, LS, LT, LU, LV, MD, MG, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, (72) PL, PT, RO, RU, SD, SE, SG, SI, SK, SL, TJ, TM, TR, TT, TZ, UA, UG, UZ, VN, YU, ZA, ZW , Shan-Fen United States · 91745 · California · Haschenda Heights · Labrook Drive · 16907 F-term (reference) 5D020 CC06 5J023 DB03 DC01 DC07 5K046 BB00 DD13 EE06 EE57

Claims (56)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 適応フィルタと、 適応フィルタの出力を、音声増幅装置の入力と組み合わせる手段と、 音声増幅装置の出力に結合された入力と、適応フィルタの入力に結合された出
力を有し、不安定な周波数を含む周波数帯域に限定された通過帯域を有する第1
帯域限定フィルタと を備える音声増幅装置用帰還キャンセラ。
An adaptive filter, means for combining the output of the adaptive filter with an input of the audio amplifier, an input coupled to the output of the audio amplifier, and an output coupled to the input of the adaptive filter; First having a pass band limited to a frequency band including an unstable frequency
A feedback canceller for an audio amplifying device, comprising:
【請求項2】 音声増幅装置が、補聴器増幅器を備える請求項1に記載の装
置。
2. The apparatus of claim 1, wherein the audio amplifier comprises a hearing aid amplifier.
【請求項3】 適応フィルタが、デジタル信号プロセッサに実装される請求
項1に記載の装置。
3. The apparatus according to claim 1, wherein the adaptive filter is implemented in a digital signal processor.
【請求項4】 適応フィルタが、有限インパルス応答フィルタである請求項
3に記載の装置。
4. The apparatus according to claim 3, wherein the adaptive filter is a finite impulse response filter.
【請求項5】 適応フィルタが、正規化された最小2乗アルゴリズムで実施
される請求項4に記載の装置。
5. The apparatus of claim 4, wherein the adaptive filter is implemented with a normalized least squares algorithm.
【請求項6】 第1帯域限定フィルタが、デジタル信号プロセッサに実装さ
れる請求項1に記載の装置。
6. The apparatus of claim 1, wherein the first band limited filter is implemented on a digital signal processor.
【請求項7】 第1帯域限定フィルタが、高域通過フィルタを備える請求項
1に記載の装置。
7. The apparatus of claim 1, wherein the first band limited filter comprises a high pass filter.
【請求項8】 高域通過フィルタの通過帯域が、最低不安定周波数より低い
約200Hzのカットオフ周波数を有する請求項7に記載の装置。
8. The apparatus of claim 7, wherein the passband of the high-pass filter has a cutoff frequency of about 200 Hz below the lowest unstable frequency.
【請求項9】 適応フィルタが、適応フィルタの入力をフィルタ係数でたた
き込む手段を備える請求項1に記載の装置。
9. The apparatus of claim 1, wherein the adaptive filter comprises means for tapping the input of the adaptive filter with filter coefficients.
【請求項10】 適応フィルタが、さらに、スケーリング利得をフィルタ係
数に加える手段を備える請求項9に記載の装置。
10. The apparatus of claim 9, wherein the adaptive filter further comprises means for adding a scaling gain to the filter coefficients.
【請求項11】 スケーリング利得が、2の累乗である請求項10に記載の
装置。
11. The apparatus of claim 10, wherein the scaling gain is a power of two.
【請求項12】 スケーリング利得が、2-3から23の範囲にある請求項1
1に記載の装置。
12. scaling gain, from 2 -3 in the range of 2 3 claim 1
An apparatus according to claim 1.
【請求項13】 音声増幅装置の入力に結合された入力と、出力を有する第
2帯域限定フィルタと、第1帯域限定フィルタの出力に結合された入力と、出力
を有する第3帯域限定フィルタとをさらに備え、 第2および第3帯域限定フィルタが、不安定な周波数を含む周波数帯域に限定
された通過帯域を有し、フィルタ係数が、第2および第3帯域限定フィルタの出
力の関数である請求項9に記載の装置。
13. An input coupled to an input of the audio amplifier, a second band limited filter having an output, an input coupled to an output of the first band limited filter, and a third band limited filter having an output. Wherein the second and third band limited filters have a pass band limited to a frequency band including an unstable frequency, and the filter coefficient is a function of the outputs of the second and third band limited filters. An apparatus according to claim 9.
【請求項14】 第2および第3帯域限定フィルタが、位相応答を整合する
ことを有する請求項13に記載の装置。
14. The apparatus of claim 13, wherein the second and third band limited filters have matching phase responses.
【請求項15】 第2および第3帯域限定フィルタが、ほぼ同一な特性を有
する請求項13に記載の装置。
15. The apparatus of claim 13, wherein the second and third band limited filters have substantially identical characteristics.
【請求項16】 音声増幅装置の出力を遅延させ、その後、第1帯域限定フ
ィルタに入力する手段をさらに備える請求項1に記載の装置。
16. The apparatus of claim 1, further comprising means for delaying the output of the audio amplifier and thereafter inputting the delayed signal to a first band limited filter.
【請求項17】 音声増幅装置の出力が、帰還経路の遅延の関数である時間
の量だけ遅延される請求項16に記載の装置。
17. The apparatus of claim 16, wherein the output of the audio amplifier is delayed by an amount of time that is a function of the delay of the feedback path.
【請求項18】 組み合わせ手段と音声増幅装置の入力との間に結合された
、自動利得制御(AGC)をさらに備える請求項1に記載の装置。
18. The apparatus of claim 1, further comprising an automatic gain control (AGC) coupled between the combining means and an input of the audio amplifier.
【請求項19】 音声増幅装置の入力に結合された、自動利得制御(AGC
)をさらに備え、前記AGCが、適応フィルタの出力と組み合わされた出力を有
する請求項1に記載の装置。
19. An automatic gain control (AGC) coupled to an input of an audio amplifier.
2. The apparatus of claim 1, further comprising: a) wherein the AGC has an output combined with an output of an adaptive filter.
【請求項20】 適応フィルタが、調節可能な適応速度を有する請求項1に
記載の装置。
20. The apparatus according to claim 1, wherein the adaptive filter has an adjustable adaptive speed.
【請求項21】 適応速度が、音声増幅装置の利得の関数として調節される
請求項20に記載の装置。
21. The apparatus according to claim 20, wherein the adaptation speed is adjusted as a function of the gain of the audio amplifier.
【請求項22】 適応フィルタの長さが選択可能である請求項1に記載の装
置。
22. The apparatus according to claim 1, wherein the length of the adaptive filter is selectable.
【請求項23】 適応フィルタの長さが、サンプリング・レートと不安定な
周波数を含む周波数帯域の関数として選択され、その結果、適応フィルタのイン
パルス応答の持続期間が十分に長く、音声増幅装置の出力からその入力までの帰
還経路において、不安定周波数を含む周波数帯域におけるグループ遅延の変化の
予想される範囲をカバーする請求項22に記載の装置。
23. The length of the adaptive filter is selected as a function of the sampling rate and the frequency band containing the unstable frequency, so that the duration of the impulse response of the adaptive filter is sufficiently long, 23. The apparatus of claim 22, wherein the feedback path from the output to its input covers an expected range of change in group delay in a frequency band including an unstable frequency.
【請求項24】 第1帯域限定フィルタが、音声増幅装置の出力からその入
力までの帰還経路の周波数応答をほぼ整合する周波数応答を有する請求項1に記
載の装置。
24. The apparatus of claim 1, wherein the first band limited filter has a frequency response that substantially matches the frequency response of the feedback path from the output of the audio amplifier to its input.
【請求項25】 音声増幅装置における帰還を消去する方法であって、 音声増幅装置の出力を、不安定な周波数を含む周波数帯域に限定された通過帯
域を有する第1帯域限定フィルタに加えるステップと、 第1帯域限定フィルタの出力を、適応フィルタに加えるステップと、 適応フィルタの出力を、音声増幅装置の入力と組み合わせるステップと を含む方法。
25. A method for canceling feedback in an audio amplifier, comprising: applying an output of the audio amplifier to a first band limited filter having a pass band limited to a frequency band including an unstable frequency. Applying the output of the first band limited filter to the adaptive filter; and combining the output of the adaptive filter with the input of the audio amplifier.
【請求項26】 適応フィルタが、 適応フィルタに対する、帰還消去エラー信号と入力信号のパワーを推定するス
テップと、 推定したパワーにより、フィルタ係数を適応するステップと、 適応したフィルタ係数から、DCオフセットを除去するステップと、 適応したフィルタ係数を帯域フィルタリングするステップと、 適応したフィルタ係数を、調節可能なフィルタに加えるステップとを含む方法
によって実施される請求項25に記載の方法。
26. An adaptive filter, comprising: estimating a power of a feedback cancellation error signal and an input signal for the adaptive filter; adapting a filter coefficient with the estimated power; and a DC offset from the adapted filter coefficient. 26. The method of claim 25, implemented by a method comprising: removing; band filtering the adapted filter coefficients; and adding the adapted filter coefficients to an adjustable filter.
【請求項27】 DCオフセットを除去するステップが、フィルタ係数を適
応するステップより低い頻度で実施される請求項26に記載の方法。
27. The method of claim 26, wherein removing the DC offset is performed less frequently than adapting the filter coefficients.
【請求項28】 適応したフィルタ係数を帯域フィルタリングするステップ
が、適応したフィルタ係数、所定の閾値を超えるときのみ実施される請求項26
に記載の方法。
28. The step of band filtering the adapted filter coefficients is performed only when the adapted filter coefficients exceed a predetermined threshold.
The method described in.
【請求項29】 フィルタ係数を適応するステップが、乗法なしに、移動、
否定、および追加を含む請求項26に記載の方法。
29. The step of adapting the filter coefficients comprises moving,
27. The method of claim 26, including negation and addition.
【請求項30】 適応フィルタが、帯域通過フィルタの出力をフィルタ係数
でたたき込むステップを含む方法によって実施される請求項25に記載の方法。
30. The method of claim 25, wherein the adaptive filter is implemented by a method including tapping the output of the bandpass filter with filter coefficients.
【請求項31】 適応フィルタを実施する方法が、さらに、スケーリング利
得をフィルタ係数に加えるステップを備える請求項30に記載の方法。
31. The method of claim 30, wherein the method of implementing an adaptive filter further comprises adding a scaling gain to the filter coefficients.
【請求項32】 スケーリング利得が、2の累乗である請求項31に記載の
方法。
32. The method of claim 31, wherein the scaling gain is a power of two.
【請求項33】 スケーリング利得が、2-3から23の範囲にある請求項3
2に記載の方法。
33. The method according to claim 3 , wherein the scaling gain is in the range of 2-3 to 23.
3. The method according to 2.
【請求項34】 音声増幅装置が、補聴器増幅器を備える請求項25に記載
の方法。
34. The method of claim 25, wherein the audio amplifier comprises a hearing aid amplifier.
【請求項35】 装着者の耳に挿入された補聴器で、適応フィルタ係数を測
定し、不安定な周波数を識別するステップをさらに含む請求項34に記載の方法
35. The method of claim 34, further comprising measuring adaptive filter coefficients with a hearing aid inserted in the wearer's ear to identify unstable frequencies.
【請求項36】 第1帯域限定フィルタが、高域通過フィルタである請求項
25に記載の方法。
36. The method according to claim 25, wherein the first band limited filter is a high pass filter.
【請求項37】 高域通過フィルタの通過帯域が、最低な不安定周波数より
低い約200Hzのカットオフ周波数を有する請求項36に記載の方法。
37. The method of claim 36, wherein the passband of the high-pass filter has a cutoff frequency of about 200 Hz below the lowest unstable frequency.
【請求項38】 音声増幅装置の出力を遅延し、その後第1帯域限定フィル
タに加えるステップをさらに備える請求項25に記載の方法。
38. The method of claim 25, further comprising the step of delaying the output of the audio amplifier and then applying the output to a first band limited filter.
【請求項39】 音声増幅装置の出力が、帰還経路遅延の関数である時間の
量だけ遅延される請求項38に記載の方法。
39. The method of claim 38, wherein the output of the audio amplifier is delayed by an amount of time that is a function of the feedback path delay.
【請求項40】 自動利得制御(AGC)を、音声増幅装置の入力に加える
ステップをさらに含む請求項25に記載の方法。
40. The method of claim 25, further comprising the step of applying automatic gain control (AGC) to the input of the audio amplifier.
【請求項41】 適応フィルタの出力が、音声増幅装置の入力と組み合わさ
れた後、AGCが加えられる請求項40に記載の方法。
41. The method of claim 40, wherein the AGC is applied after the output of the adaptive filter is combined with the input of the audio amplifier.
【請求項42】 AGCが、音声増幅装置の入力と、適応フィルタの出力の
両方に加えられる請求項40に記載の方法。
42. The method of claim 40, wherein AGC is applied to both the input of the audio amplifier and the output of the adaptive filter.
【請求項43】 適応フィルタの適応速度を調節するステップをさらに備え
る請求項25に記載の方法。
43. The method of claim 25, further comprising adjusting an adaptation speed of the adaptive filter.
【請求項44】 適応速度が、音声増幅装置の利得の関数として調節される
請求項43に記載の方法。
44. The method according to claim 43, wherein the adaptation speed is adjusted as a function of the gain of the audio amplifier.
【請求項45】 適応フィルタの長さを選択するステップをさらに含む請求
項25に記載の方法。
45. The method of claim 25, further comprising selecting a length of the adaptive filter.
【請求項46】 適応フィルタの長さが、サンプリング・レートと不安定周
波数を含む周波数帯域の関数として選択され、その結果、適応フィルタのインパ
ルス応答の持続期間が十分に長く、音声増幅装置の出力からその入力までの帰還
経路において、不安定周波数を含む周波数帯域におけるグループ遅延の変化の予
期される範囲をカバーする請求項45に記載の方法。
46. The length of the adaptive filter is selected as a function of the sampling rate and the frequency band containing the unstable frequency, so that the duration of the impulse response of the adaptive filter is sufficiently long and the output of the audio amplifier 46. The method of claim 45, wherein the feedback path from to the input covers an expected range of group delay variation in a frequency band that includes unstable frequencies.
【請求項47】 第1帯域限定フィルタの周波数応答を、音声増幅装置の出
力からその入力までの帰還経路の周波数応答に整合するステップをさらに含む請
求項25に記載の方法。
47. The method of claim 25, further comprising matching the frequency response of the first band limited filter to the frequency response of the feedback path from the output of the audio amplifier to its input.
【請求項48】 出力と補聴器回路の音声出力に結合された入力とを有する
第1遅延を生成する手段と、 出力と第1遅延手段の出力に結合された入力とを有する第1帯域限定フィルタ
と、 出力と第1帯域限定フィルタの出力に結合された入力とを有する適応フィルタ
と、 出力と補聴器マイクロフォンの条件付けられた出力に結合された入力とを有す
る第2遅延を生成する手段と、 第2遅延手段の出力に結合された非逆転入力と、適応フィルタの出力に結合さ
れた逆転入力と、補聴器処理モジュールの入力に結合された出力とを有する第1
合計ノードと、 第2遅延手段の入力に結合された入力と、出力を有する第2帯域限定フィルタ
と、 第2帯域限定フィルタの出力に結合された非逆転入力と、適応フィルタの出力
に結合された逆転入力と、さらに出力とを有する第2合計ノードと、 第1帯域限定フィルタの出力に結合された第1入力と、第2合計ノードの出力
に結合された第2入力と、フィルタ係数を適応フィルタに供給する出力とを有す
る第1係数を選択する手段とを備え、 第1および第2帯域限定フィルタが、不安低周波数を含む周波数帯域に限定さ
れた通過帯域を有する、音声増幅装置用帰還キャンセラ。
48. A means for generating a first delay having an output and an input coupled to the audio output of the hearing aid circuit, and a first band limited filter having an output and an input coupled to the output of the first delay means. An adaptive filter having an output and an input coupled to the output of the first band limited filter; means for generating a second delay having an output and an input coupled to a conditioned output of the hearing aid microphone; A first having a non-inverting input coupled to the output of the two delay means, an inverting input coupled to the output of the adaptive filter, and an output coupled to an input of the hearing aid processing module.
A summing node, an input coupled to an input of the second delay means, a second band limited filter having an output, a non-inverting input coupled to an output of the second band limited filter, and coupled to an output of the adaptive filter. A second summing node having an inverted input and a further output; a first input coupled to the output of the first band limited filter; a second input coupled to the output of the second summing node; Means for selecting a first coefficient having an output to be supplied to an adaptive filter, wherein the first and second band limited filters have a pass band limited to a frequency band including an unstable low frequency. Return canceller.
【請求項49】 出力と補聴器回路の音声出力に結合された入力とを有する
遅延生成手段と、 出力と遅延手段の出力に結合された入力とを有する第1帯域限定フィルタと、 出力と第1帯域限定フィルタの出力に結合された入力とを有する適応フィルタ
と、 補聴器マイクロフォンの条件付けられた出力に結合された非逆転入力と、適応
フィルタの出力に結合された逆転入力と、補聴器処理モジュールの入力に結合さ
れた出力とを有する、合計ノードと、 合計ノードの出力に結合された入力と、出力を有する、第2帯域限定フィルタ
と、 出力と第1帯域限定フィルタの出力に結合された入力とを有する第2帯域限定
フィルタと、 第2帯域限定フィルタの出力に結合された第1入力と、第3帯域限定フィルタ
の出力に結合された第2入力と、フィルタ係数を適応フィルタに供給する出力と
を有する、フィルタ係数を選択する手段とを備え、 第1、第2、および第3帯域限定フィルタが、不安定周波数を含む周波数帯域
に限定された通過帯域を有する音声増幅装置用帰還キャンセラ。
49. A delay generating means having an output and an input coupled to the audio output of the hearing aid circuit; a first band limited filter having an output and an input coupled to the output of the delay means; An adaptive filter having an input coupled to the output of the band-limited filter; a non-inverting input coupled to the conditioned output of the hearing aid microphone; an inverting input coupled to the output of the adaptive filter; and an input of the hearing aid processing module. A summing node having an output coupled to the summing node; an input coupled to the output of the summing node; a second bandlimited filter having an output; and an input coupled to the output and the output of the first bandlimited filter. A first input coupled to the output of the second band-limited filter; a second input coupled to the output of the third band-limited filter; Means for selecting a filter coefficient having an output for supplying a filter coefficient to the adaptive filter, wherein the first, second, and third band-limited filters have a pass band limited to a frequency band including an unstable frequency. A feedback canceller for an audio amplifying device having a.
【請求項50】 第2および第3帯域限定フィルタが、位相応答を整合する
ことを有する請求項49に記載の装置。
50. The apparatus of claim 49, wherein the second and third band limited filters have matching phase responses.
【請求項51】 第2および第3帯域限定フィルタが、ほぼ同一な特性を有
する請求項49に記載の装置。
51. The apparatus of claim 49, wherein the second and third band limited filters have substantially identical characteristics.
【請求項52】 第1帯域限定フィルタに対するフィルタ係数の複数のセッ
トを格納する手段をさらに備える請求項1に記載の装置。
52. The apparatus of claim 1, further comprising means for storing a plurality of sets of filter coefficients for the first band limited filter.
【請求項53】 フィルタ係数のセットが、音声増幅装置の利得の関数とし
て選択される請求項52に記載の装置。
53. The apparatus according to claim 52, wherein the set of filter coefficients is selected as a function of the gain of the audio amplifier.
【請求項54】 第1帯域限定フィルタに対するフィルタ係数の複数のセッ
トを格納するステップをさらに含む請求項25に記載の方法。
54. The method of claim 25, further comprising storing a plurality of sets of filter coefficients for the first band limited filter.
【請求項55】 フィルタ係数のセットを、音声増幅装置の利得の関数とし
て選択するステップをさらに含む請求項54に記載の方法。
55. The method of claim 54, further comprising selecting a set of filter coefficients as a function of a gain of the audio amplifier.
【請求項56】 適応したフィルタ係数を帯域フィルタリングするステップ
が、不安定周波数を含む周波数帯域に限定された通過帯域を加える請求項26に
記載の方法。
56. The method according to claim 26, wherein the step of band filtering the adapted filter coefficients adds a pass band limited to a frequency band including an unstable frequency.
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