JP2002199709A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】回路構成部品の最大定格を下げると共に、コス
トの低減及び信頼性の向上を図る。 【解決手段】電源投入時には、リレー１５は開閉部Ｓ1
，Ｓ2 を非導通にする。これにより、整流ダイオード
Ｄ1 と平滑コンデンサＣ2 との間にはサージ電流抑制用
の抵抗Ｒ2 が接続される。コンバータトランス６の２次
巻線Ｌ2 から整流ダイオードＤ1 を介して平滑コンデン
サＣ2 に流れる電流が制限され、整流ダイオードＤ1 の
損失の増大が防止される。直流電圧Ｖｃｃ２が所定の電
圧値に到達すると、マイクロコンピュータ１１はリレー
１５の開閉部Ｓ1 ，Ｓ2 を導通状態にして、定常状態に
移行させる。整流ダイオードＤ1 の損失の増大が防止さ
れるので、スイッチングトランジスタＱ1 等の回路構成
部品の最大定格を下げると共に、コストの低減及び信頼
性の向上を図ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に用
いるスイッチング電源回路に関し、特に、自励式の電源
回路に好適なスイッチング電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、多くの電子機器の電源回路とし
て、小型・高効率なスイッチング方式の電源回路が用い
られている。スイッチング電源回路は、入力される交流
電源電圧を整流し、トランジスタ等の高速スイッチング
素子によって出力を制御することで、安定した直流電圧
を得るものである。出力直流電圧は、スイッチング素子
のオン時間及びＯＮ（オン）／ＯＦＦ（オフ）周波数を
変化させることで、一定に制御される。

【０００３】スイッチング電源として、高周波インバー
タを採用し構成が比較的簡単なリンギングチョークイン
バータ（以下、ＲＣＣという）方式の電源回路が用いら
れることがある。ＲＣＣ方式の電源回路は、トランジス
タをスイッチング素子として使用し、トランスに設けた
帰還巻き線を利用して外部パルスによらず自動的にトラ
ンジスタをＯＮ／ＯＦＦさせ、トランジスタがＯＮの期
間中にコイル（コンバータトランス）に蓄積した磁気エ
ネルギを、ＯＦＦの期間に出力側へ放出する自励式の電
源回路である。

【０００４】ところで、コンバータトランスの出力側に
は複数の負荷を接続することが可能である。ところが、
出力側の負荷がコンデンサインプット型（容量性）であ
る場合には、電源スイッチの投入時において、容量性負
荷にコンデンサを充電するための突入電流（ラッシュカ
レント）が流れる。このような負荷電流の増大によっ
て、コンバータトランスの１次巻線にも定格オーバーの
電流が流れてしまう。

【０００５】そこで、特開平５−９５６７２号には、コ
ンバータトランスの出力側が正規電圧に立上った後に、
負荷への電力供給を開始させることにより、１次巻線に
定格オーバーの電流が流れることを防止する方法が開示
されている。

【０００６】図２はこの提案と同様の構成を有する従来
のスイッチング電源回路を示す回路図である。

【０００７】商用交流電源１から供給された交流電力
は、開閉装置２を介して整流ダイオード３及び平滑コン
デンサＣ1 からなる平滑回路に供給されて平滑される。
平滑回路の出力を直流電圧源５の出力として、スイッチ
ング電源回路に供給する。

【０００８】トランジスタＱ1 のＯＮ期間には、コンバ
ータトランス６の１次巻線Ｌ1 に電圧が印加され、１次
巻線Ｌ1 の電流が増加する。トランジスタＱ1 のＯＮ期
間には整流ダイオードＤ1 ，Ｄ2 によって２次巻線Ｌ2
，Ｌ4 には電流は流れない。トランジスタＱ1 がＯＦ
Ｆになると、１次巻線Ｌ1 に流れていた電流によって、
磁気結合している２次巻線Ｌ2 に電流が流れる。

【０００９】２次巻線Ｌ2 に流れる電流が整流ダイオー
ドＤ1 及び平滑コンデンサＣ2 によって構成される出力
電圧の整流平滑回路によって平滑されて、直流電圧Ｖｃ
ｃ２として負荷回路９に供給される。

【００１０】また、トランジスタＱ1 のＯＦＦ期間に
は、２次巻線Ｌ4 にも電流が流れる。この電流は、コイ
ル式開閉装置（以下、リレーという）１３の開閉部Ｓ1
が導通状態の場合に、整流ダイオードＤ2 及び平滑コン
デンサＣ3 によって構成される整流平滑回路によって平
滑されて、直流電圧Ｖｃｃ１として負荷回路１０に供給
される。

【００１１】なお、直流電圧Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２はスイ
ッチング制御回路１４の帰還回路１２に供給されてい
る。帰還回路１２は、バイパス回路１３を制御して、ト
ランジスタＱ1 のベース電流を制御する。これにより、
スイッチング制御回路１４は、直流電圧Ｖｃｃ１，Ｖｃ
ｃ２が一定になるように、トランジスタＱ1 のＯＮ／Ｏ
ＦＦ制御を行っている。

【００１２】マイクロコンピュータ１１はトランジスタ
Ｑ2 を制御することで、リレー１３の開閉部Ｓ1 の導通
／非導通を制御する。これにより、電子機器の動作状態
に応じて効率的に負荷供給をコントロールすることがで
きる。例えば、上述したように、直流電圧Ｖｃｃ１，Ｖ
ｃｃ２が正規の直流電圧に到達するまではリレー１３を
ＯＦＦにしておくことにより、負荷回路１０が容量性負
荷である場合でも、電源投入時における１次巻線に定格
オーバーの電流が流れることを回避することができる。

【００１３】ところで、電源投入時（スイッチング電源
回路の起動時）には、２次巻線Ｌ2、Ｌ4 に誘起した電
圧によって直流電圧Ｖｃｃ２が所定の一定電圧に達する
までの間、リレー１３を駆動することができず、リレー
１３の開閉部Ｓ1 は開放状態である。

【００１４】従って、電源投入直後には、直流電圧Ｖｃ
ｃ２を発生する整流平滑回路のみに電流が流れる。しか
しながら、平滑コンデンサＣ2 に電荷がほとんど蓄積さ
れていない状態では、平滑コンデンサＣ2 の充電電流が
極めて大きく、整流ダイオードＤ1 の順方向電圧降下が
増大する。このような整流ダイオードＤ1 の損失の増大
によって、コンバータトランス６の性質上１次側の損失
も増大する。即ち、スイッチングトランジスタのコレク
タ電流が増大することになり、スイッチングトランジス
タの損失も大きくなる。

【００１５】更に、この損失の増大によって、スイッチ
ングトランジスタの定格を越えた電流が流れて、スイッ
チングトランジスタが破壊されてしまうことがある。こ
のため、この損失がスイッチングトランジスタの定格を
決定する要因になってしまう。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来のスイッチング電源回路においては、起動時に、電
源回路構成部品の負荷が大きく、その損失によってスイ
ッチングトランジスタの最大定格を決定しなければなら
ず、また、信頼性が低いという問題点があった。

【００１７】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、電子機器の起動時における電源回路構成部
品による損失を低減することにより、スイッチングトラ
ンジスタ等の電源回路構成部品の最大定格を下げること
を可能にすることができるスイッチング電源回路を提供
することを目的とする。

【００１８】また、本発明は、電子機器の起動時におけ
る電源回路構成部品による損失を低減することにより、
コストを下げ、信頼性を向上させることができるスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
スイッチング電源回路は、１次側に直流電圧が供給され
るコンバータトランスと、前記コンバータトランスの１
次側に設けられ、オン，オフによって前記コンバータト
ランスへの前記直流電圧の供給を制御するスイッチング
素子と、前記コンバータトランスの２次側に設けられた
整流平滑回路と、前記コンバータトランスへの前記直流
電圧の供給開始時に前記整流平滑回路に流れる電流を抑
制する電流抑制手段とを具備したものである。

【００２０】本発明の請求項１において、コンバータト
ランスは、スイッチング素子がオンすることによって１
次側に直流電圧が印加され、スイッチング素子がオフす
ることによって、蓄積したエネルギを２次側から出力す
る。コンバータトランスの２次側に接続された整流平滑
回路は、コンバータトランスの出力を整流して平滑した
後、負荷に供給する。直流電圧の供給開始時において
は、電流抑制手段によって整流平滑回路に流れる電流が
抑制される。これにより、整流平滑回路の損失が増大す
ることが防止される。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る
スイッチング電源回路の一実施の形態を示す回路図であ
る。図１において図２と同一の構成要素には同一符号を
付してある。

【００２２】商用交流電源１は商用交流電圧を発生す
る。開閉装置２は、商用交流電源１からの交流電力を整
流ダイオード３に与える。整流ダイオード３は商用交流
電圧を整流する。整流ダイオード３の出力端と基準電位
点との間には平滑コンデンサＣ1 が接続されており、整
流ダイオード３及び平滑コンデンサＣ1 によって、商用
交流電圧は平滑される。平滑コンデンサＣ1 の端子Ｅ1
の直流電圧が直流電圧源５の出力として、スイッチング
電源回路に供給される。

【００２３】平滑コンデンサＣ1 の端子Ｅ1 はコンバー
タトランス６を構成する１次巻線Ｌ1 及びスイッチング
トランジスタＱ1 のコレクタエミッタ路を介して基準電
位点に接続される。スイッチングトランジスタＱ1 のベ
ースは、抵抗Ｒ1 及びコンバータトランス６の１次巻線
Ｌ3 を介して基準電位点に接続されると共に、スイッチ
ング制御回路１４にも接続される。

【００２４】コンバータトランス６は、２次側に２次巻
線Ｌ2 ，Ｌ4 が構成される。１次巻線Ｌ1 ，Ｌ3 は夫々
２次巻線Ｌ2 ，Ｌ4 と磁気結合している。１次巻線Ｌ3
は、スイッチングトランジスタＱ1 のスイッチング動作
を自励駆動するための電圧を供給する帰還巻線である。

【００２５】２次巻線Ｌ2 の一端は基準電位点に接続さ
れ、他端は整流ダイオードＤ1 のアノードに接続され
る。本実施の形態においては、整流ダイオードＤ1 のカ
ソードは抵抗Ｒ2 の一端に接続され、抵抗Ｒ2 の他端は
負荷回路９に接続されると共に、平滑コンデンサＣ2 を
介して基準電位点に接続される。整流ダイオードＤ1 及
び平滑コンデンサＣ2 によって整流平滑回路が構成さ
れ、抵抗Ｒ2 はこの整流平滑回路のサージ電流抑制用で
ある。

【００２６】２次巻線Ｌ4 の一端は基準電位点に接続さ
れ、他端は整流ダイオードＤ2 のアノードに接続され
る。整流ダイオードＤ2 のカソードはリレー１５の開閉
部Ｓ1の一端に接続され、開閉部Ｓ1 の他端は負荷回路
１０に接続されると共に、平滑コンデンサＣ3 を介して
基準電位点に接続される。整流ダイオードＤ2 及び平滑
コンデンサＣ3 によって整流平滑回路が構成される。

【００２７】抵抗Ｒ2 と平滑コンデンサＣ2 との接続点
及び整流ダイオードＤ2 のカソードに発生する電圧は、
スイッチング制御回路１４の帰還回路１２に供給される
ようになっている。帰還回路１２は、帰還された電圧を
バイパス回路１３に与える。バイパス回路１３は、帰還
回路１２の出力に基づいてスイッチングトランジスタＱ
1 のベース電流を基準電位点に流して、スイッチングト
ランジスタＱ1 のＯＮ／ＯＦＦを制御するようになって
いる。

【００２８】リレー１５は開閉部Ｓ1 の開閉を制御する
ことによって、整流ダイオードＤ2及び平滑コンデンサ
Ｃ3 によって構成される整流平滑回路を開放／短絡し
て、負荷回路１０への電源電圧Ｖｃｃ１の供給／停止を
制御することができるようになっている。

【００２９】更に、本実施の形態においては、抵抗Ｒ2
の両端は開閉部Ｓ2 を介して接続されており、リレー１
５は、開閉部Ｓ2 を閉じることによって、抵抗Ｒ2 を短
絡することができるようになっている。

【００３０】リレー１５の開閉部Ｓ1 ，Ｓ2 を開閉制御
するコイルの一端は、抵抗Ｒ2 と平滑コンデンサＣ2 と
の接続点に接続され、他端はトランジスタＱ2 のコレク
タエミッタ路を介して基準電位点に接続される。トラン
ジスタＱ2 のベースにはマイクロコンピュータ１１から
の制御信号が供給されるようになっている。マイクロコ
ンピュータ１１は、例えば直流電圧Ｖｃｃ２が正規の電
圧に到達すると、トランジスタＱ2 をＯＮにするための
制御信号を出力する。

【００３１】リレー１５は、抵抗Ｒ2 と平滑コンデンサ
Ｃ2 との接続点の直流電圧Ｖｃｃ２がリレー１５の駆動
に十分な一定電圧に達した以後においてトランジスタＱ
2 がオンになることによって、開閉部Ｓ1 ，Ｓ2 を導通
状態にするようになっている。

【００３２】次に、このように構成された実施の形態の
動作について説明する。

【００３３】先ず、定常状態における動作について説明
する。この場合には、マイクロコンピュータ１１は、ト
ランジスタＱ2 をオンにする。これにより、リレー１５
は開閉部Ｓ1 ，Ｓ2 を導通させる。即ち、この場合に
は、抵抗Ｒ2 は開閉部Ｓ2 によって短絡され、図２と同
様の回路構成となる。

【００３４】交流電源１からの交流電圧は、整流ダイオ
ード３及び平滑コンデンサＣ1 によって整流平滑され
る。スイッチングトランジスタＱ1 が導通状態になる
と、直流電圧源５からの直流電圧がトランスコンバータ
６の１次巻線Ｌ1 に印加される。これにより、１次巻線
Ｌ3 にも電圧が発生し、スイッチングトランジスタＱ1
は急速にＯＮになる。

【００３５】スイッチングトランジスタＱ1 のＯＮ期間
には、１次巻線Ｌ1 に流れる電流が次第に増加する。こ
れに対し、スイッチングトランジスタＱ1 のコレクタエ
ミッタ間電圧の低下は止まり、１次巻線Ｌ１，Ｌ3 の端
子電圧の増加も止まる。そうすると、スイッチングトラ
ンジスタＱ1 はコレクタエミッタ間電圧が増加し始め、
１次巻線Ｌ1 ，Ｌ3 の端子電圧が低下して、スイッチン
グトランジスタＱ1 は急速にＯＦＦとなる。

【００３６】スイッチングトランジスタＱ1 のＯＮ期間
には整流ダイオードＤ1 によって、２次巻線Ｌ2 には電
流は流れない。スイッチングトランジスタＱ1 がＯＦＦ
になると、１次巻線Ｌ1 に流れていた電流と巻線Ｌ1 ，
Ｌ2 の巻数比に応じた電流が２次巻線Ｌ2 に流れる。２
次巻線Ｌ2 に流れる電流は、整流ダイオードＤ1 及び平
滑コンデンサＣ2 によって整流平滑されて、負荷回路９
に供給される。同様に、２次巻線Ｌ4 に流れる電流は、
整流ダイオードＤ2 及び平滑コンデンサＣ3 によって整
流平滑されて、負荷回路１０に供給される。

【００３７】コンバータトランス６に蓄積されていたエ
ネルギの全てが、負荷回路９，１０に供給されると、２
次巻線Ｌ2 ，Ｌ4 の電流は流れなくなり、整流ダイオー
ドＤ1 ，Ｄ2 はＯＦＦとなる。そうすると、スイッチン
グ制御回路１４によってスイッチングトランジスタＱ1
は導通して、同様の動作を繰返す。

【００３８】次に、開閉装置２を導通状態にした電源投
入時（電源回路起動時）について説明する。電源投入直
後においては、リレー１５には十分な駆動電圧が供給さ
れておらず、開閉部Ｓ1 ，Ｓ2 は非導通状態である。即
ち、この場合には、負荷回路１０への電流供給は行われ
ず、また、整流ダイオードＤ1 と平滑コンデンサＣ2と
の間には、サージ電流抑制用の抵抗Ｒ2 が接続された状
態となる。

【００３９】スイッチングトランジスタＱ1 のＯＦＦ期
間に２次巻線Ｌ2 に流れる電流は、整流ダイオードＤ1
から抵抗Ｒ2 を介して平滑コンデンサＣ2 に流れる。即
ち、平滑コンデンサＣ2 に電荷が蓄積されていない場合
においても、抵抗Ｒ2 によって平滑コンデンサＣ2 に流
れる電流が制限される。これにより、整流ダイオードＤ
1 の損失が増大することが防止される。

【００４０】電子機器の起動（開閉装置２のＯＮ）から
一定時間経過後、抵抗Ｒ2 と平滑コンデンサＣ2 の接続
点の直流電圧Ｖｃｃ２がリレー１５の駆動に十分な一定
電圧に到達し、且つマイクロコンピュータ１１が負荷回
路１０への電力供給開始のための制御信号をトランジス
タＱ2 に与えると、リレー１５が駆動されて、開閉部Ｓ
1 ，Ｓ2 が導通状態となる。これにより、定常状態とな
る。即ち、直流電圧Ｖｃｃ１が発生すると共に、抵抗Ｒ
2 が短絡されて不要な損失の発生が防止される。

【００４１】このように本実施の形態においては、電源
投入直後において、整流平滑回路にサージ電流抑制用の
抵抗を接続して平滑コンデンサに流れる電流量を制限し
ており、整流ダイオードの損失が増大することを防止す
ることができる。これにより、スイッチングトランジス
タ等の構成部品の損失も低減させることができ、スイッ
チングトランジスタの最大定格を下げることができ、ま
た、コストの低減及び信頼性の向上も図ることができ
る。なお、定常動作時には、サージ電流抑制用の抵抗は
短絡され、抵抗によって不要な損失が生じることを防止
している。

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
子機器の起動時における電源回路構成部品による損失を
低減することにより、スイッチングトランジスタ等の電
源回路構成部品の最大定格を下げると共に、コストの低
減及び信頼性の向上を図ることができるという効果を有
する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスイッチング電源回路の一実施の
形態を示す回路図。

【図２】従来のスイッチング電源回路を示す回路図。

【符号の説明】

５…直流電圧源、６…コンバータトランス、Ｌ1 ，Ｌ3
…１次巻線、Ｌ2 ，Ｌ4 …２次巻線、Ｑ1 …スイッチン
グトランジスタ、Ｄ1 ，Ｄ2 …整流ダイオード、Ｃ2 ，
Ｃ3 …平滑コンデンサ、９，１０…負荷回路、１４…ス
イッチング制御回路、１５…リレー、Ｓ1 ，Ｓ2 …開閉
部、Ｒ2 …抵抗。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次側に直流電圧が供給されるコンバー
   タトランスと、 前記コンバータトランスの１次側に設けられ、オン，オ
   フによって前記コンバータトランスへの前記直流電圧の
   供給を制御するスイッチング素子と、 前記コンバータトランスの２次側に設けられた整流平滑
   回路と、 前記コンバータトランスへの前記直流電圧の供給開始時
   に前記整流平滑回路に流れる電流を抑制する電流抑制手
   段とを具備したことを特徴とするスイッチング電源回
   路。
2. 【請求項２】 前記電流抑制手段は、前記整流平滑回路
   に接続された抵抗素子と、 前記整流平滑回路の出力が所定の電圧値に到達すること
   によって前記抵抗素子を短絡する短絡手段とを具備した
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
   路。
3. 【請求項３】 前記コンバータトランスの２次側には複
   数の整流平滑回路が設けられ、 前記電流抑制手段は、前記抵抗素子を短絡すると同時に
   前記複数の整流平滑回路への電力の供給を開始すること
   を特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 １次側に直流電圧が供給されるコンバー
   タトランスと、 前記コンバータトランスの１次側に接続されたスイッチ
   ング素子を含み、このスイッチング素子をオン，オフす
   ることによって前記コンバータトランスへの前記直流電
   圧の供給を制御するスイッチング回路と、 前記コンバータトランスの２次側に設けられた第１，第
   ２の整流平滑回路と、 前記第１の整流平滑回路の電流路に接続され、前記コン
   バータトランスへの前記直流電圧の供給開始時に前記電
   流路を流れる電流を抑制する抵抗素子と、 前記第２の整流平滑回路の電流路をオンオフ制御する第
   １のスイッチ、及び前記抵抗素子に並列に接続された第
   ２のスイッチと、 前記コンバータトランスへの前記直流電圧の供給開始時
   に、前記第１，第２のスイッチをオフとし、所定期間経
   過後に前記第１，第２のスイッチをオンにする制御手段
   とを具備したことを特徴とするスイッチング電源回路。