JP2001037226A - 直流双方向コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 絶縁された二組の直流電圧源の間で、電力エ
ネルギーを効率よく相互に伝達することができる直流双
方向コンバータを提供する。 【解決手段】 直流双方向コンバータ１は、インバータ
／コンバータ兼用回路３と二次電池４との間に接続さ
れ、インバータ兼倍電圧整流回路１１と、高周波交流チ
ョークコイル１２と、高周波変圧器１３と、インバータ
兼二相半波整流回路１４と、フィルタ回路１５と、電流
検出器１６とを有する。充電時には、インバータ／コン
バータ兼用回路３から出力された直流電圧を半導体スイ
ッチＳ１，Ｓ２により矩形波電圧に変換して高周波変圧
器１３の一次側巻線Ｎ１に供給し、二次側巻線Ｎ２，Ｎ
３に発生された起電力を整流して二次電池４の充電を行
う。放電時には、二次電池４の放電電圧を半導体スイッ
チＳ３，Ｓ４により矩形波電圧に変換して高周波変圧器
１３に供給し、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に発
生する起電力によりコンデンサＣ１，Ｃ２を交互に充電
するため、充放電回路を共通化できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、絶縁された二組の
直流電圧源の間で電力エネルギーを相互に伝達する直流
（正逆）双方向コンバータに関し、例えば、二次電池の
極板形成用の充放電装置や、太陽光発電装置などに利用
されるものを対象とする。

【０００２】

【従来の技術】交流電源を用いて充電した充電電力の一
部を、放電時に交流電源側に回生させて電力の有効利用
を図る電力回生型充放電装置が知られている。図２１は
従来最も一般的に使用されている二次電池極板形成用の
充放電装置の一例を示す図である。

【０００３】図２１の充放電装置は、商用電源６１から
のＡＣ電圧を直流電圧に変換する定電流充電装置６２
と、極板形成途中の二次電池６３と、二次電池６３から
の放電エネルギーを商用電源側に回生するDC/ACインバ
ータ６５と、二次電池６３の充放電に伴って変動する直
流電圧をDC/ACインバータ６５に適した電圧に変換するD
C/DCコンバータ６４と、二次電池６３を強制的に放電さ
せるダミー負荷６６とを有する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従来の充放電装置は、
図２１の矢印で示すように、電力エネルギーを一方向に
しか流すことができなかった。このため、従来は、充電
用の装置である定電流充電装置６２と、放電用の装置で
あるDC/ACインバータ６５やDC/DCコンバータ６４を、そ
れぞれ別個に設ける必要があった。したがって、部品点
数が増えてコスト高になり、また、容積や重量も増える
ため、省資源化が困難であり、消費電力も増えるという
問題があった。

【０００５】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、絶縁された二組の直流電圧源
の間で、電力エネルギーを効率よく相互に伝達すること
ができる直流双方向コンバータを提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１の発明は、絶縁された第１および第２
の直流電圧源の間に接続され、前記第１および第２の直
流電圧源の間で双方向に電力エネルギーを伝達する直流
双方向コンバータであって、互いに絶縁された第１およ
び第２のコンバータ／整流器を備え、前記第１のコンバ
ータ／整流器は、前記第１の直流電圧源から前記第２の
直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第
１の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前
記第２のコンバータ／整流器に供給し、かつ、前記第２
の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギ
ーを伝達する際には、前記第２のコンバータ／整流器か
らの交流電圧を直流電圧に変換して前記第１の直流電圧
源に供給し、前記第２のコンバータ／整流器は、前記第
１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネル
ギーを伝達する際には、前記第１のコンバータ／整流器
からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第２の直流電
圧源に供給し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第
１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前
記第２の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換し
て前記第１のコンバータ／整流器に供給する。

【０００７】請求項１の発明では、第１の直流電圧源か
ら第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際も、
第２の直流電圧源から第１の直流電圧源に電力エネルギ
ーを伝達する際も、第１および第２のコンバータ／整流
器を利用するため、充放電用にそれぞれ専用の回路を設
ける必要がなくなり、回路構成を簡略化できる。また、
第１および第２のコンバータ／整流器は互いに絶縁され
ているため、安全性が向上する。

【０００８】請求項２の発明では、第１〜第４のスイッ
チ回路のオン・オフ制御により、第１および第２のコン
バータ／整流器間で電力エネルギーの伝達を行う。

【０００９】請求項３の発明では、第１〜第４のスイッ
チ回路のオン・オフ期間をパルス幅制御するため、第１
および第２の直流電圧源の電圧レベルを連続的に可変制
御することができる。また、第１および第２のスイッチ
回路の接続点と第１の巻線との間にチョークコイルを設
けるため、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との間
で供給される電圧を充放電のいずれの場合も平均化する
ことができる。

【００１０】請求項４の発明では、第１および第２の直
流電圧源の電圧レベルを磁気増幅器により可変制御する
ため、第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ期間を可
変制御しなくても、第１および第２の直流電圧源の電圧
レベルを調整できる。

【００１１】請求項５の発明では、２個のスイッチ回路
だけで、第１および第２の直流電圧源の間で双方向に電
力を伝達できるため、回路構成をさらに簡略化すること
ができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した直流双方
向コンバータについて、図面を参照しながら具体的に説
明する。以下では、主に、二次電池の極板形成用の直流
双方向コンバータについて説明する。

【００１３】図１は本発明に係る直流双方向コンバータ
の原理を説明するための概略ブロック図である。図１の
直流双方向コンバータ１は、商用電源２からのＡＣ電圧
を直流電圧に変換するインバータ／コンバータ兼用回路
３と二次電池４との間に接続されている。

【００１４】図１の直流双方向コンバータ１は、二次電
池４の充電時にはインバータ／コンバータ兼用回路３か
ら出力された直流電圧を絶縁してDC/DC変換を行うとと
もに、二次電池４の放電時には二次電池４からの放電エ
ネルギーを絶縁してインバータ／コンバータ兼用回路３
に伝達する。

【００１５】従来は、図２１に示すように、二次電池４
を充電するための装置と放電するための装置が別々に必
要であったが、本発明では、図１のインバータ／コンバ
ータ兼用回路３と直流双方向コンバータ１を、二次電池
４の充電時にも放電時にも利用する。これにより、従来
に比べて回路構成を簡略化でき、小型・軽量化が可能に
なるとともに、消費電力も低減できる。以下、図１の直
流双方向コンバータ１の具体例について説明する。

【００１６】（第１の実施形態）図２は本発明に係る直
流双方向コンバータ１の第１の実施形態の回路図であ
る。図２の直流双方向コンバータ１は、インバータ／コ
ンバータ兼用回路３と二次電池４との間に接続されてい
る。

【００１７】インバータ／コンバータ兼用回路３は、二
次電池４の充電時には高力率整流回路(PFC:Power Facto
r Correction)として作用し、二次電池４の放電時にはD
C/ACインバータとして作用する。このインバータ／コン
バータ兼用回路３は、全波ブリッジ整流回路や昇圧コン
バータ等を用いた公知の回路で構成され、回路構成自体
には特に特徴はないので、詳細な説明は省略する。

【００１８】図２の直流双方向コンバータ１は、ハーフ
ブリッジ型インバータ兼倍電圧整流回路(INV-A/Rec)１
１と、高周波交流チョークコイル(AC-CH)１２と、高周
波変圧器(HFT)１３と、インバータ兼二相半波整流回路
(INV-B/Rec)１４と、フィルタ回路１５と、電流検出器
(Shunt)１６とを有する。

【００１９】これらの回路のうち、高周波交流チョーク
コイル１２、高周波変圧器１３、およびフィルタ回路１
５はもともと、エネルギーを伝達する上では双方向性の
線形回路である。一方、インバータ兼倍電圧整流回路１
１とインバータ兼二相半波整流回路１４は、エネルギー
の方向に依存する非線形回路である。すなわち、インバ
ータ兼倍電圧整流回路１１とインバータ兼二相半波整流
回路１４は、エネルギーの方向に応じて、異なる動作を
行う。

【００２０】インバータ兼倍電圧整流回路１１は、イン
バータ／コンバータ兼用回路３の出力端子ａ，ｂ間に従
続接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、同じく出力端子
ａ，ｂ間に従続接続された半導体スイッチＳ１，Ｓ２
と、各半導体スイッチＳ１，Ｓ２のソース−ドレイン端
子間にそれぞれ並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と
を有する。これらダイオードＤ１，Ｄ２は、対応する半
導体スイッチとワン・パッケージになっていてもよい
し、半導体スイッチとは別個に取り付けてもよい。

【００２１】交流チョークコイル１２の一端は半導体ス
イッチＳ１，Ｓ２の接続点に接続され、他端は高周波変
圧器１３の一次側巻線Ｎ１の一端に接続されている。一
次側巻線Ｎ１の他端はスイッチＳＷ１を介してコンデン
サＣ１，Ｃ２の接続点に接続されている。交流チョーク
コイル１２は、パルス幅変調エネルギーを平均化する作
用を行う。

【００２２】インバータ兼二相半波整流回路１４は、高
周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の両端間に従続
接続された半導体スイッチＳ３，Ｓ４と、半導体スイッ
チＳ３のソース−ドレイン端子間に並列接続されたダイ
オードＤ３，Ｄ５と、半導体スイッチＳ４のソース−ド
レイン端子間に並列接続されたダイオードＤ４，Ｄ６と
を有する。ダイオードＤ５，Ｄ６を半導体スイッチとは
別個に取り付けることにより、整流効率が改善される。
なお、ダイオードＤ３，Ｄ５は、半導体スイッチＳ３，
Ｓ４に寄生する寄生ダイオードである。

【００２３】フィルタ回路１５は、チョークコイル２１
と、コンデンサＣ３，Ｃ４とを有し、チョークコイル２
１およびコンデンサＣ３の接続点は高周波変圧器１３の
二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の接続点に接続されている。

【００２４】半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、図３に詳細
構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制御
される。パルス幅変調制御回路は、二次電池４の充電時
には半導体スイッチＳ１，Ｓ２をパルス幅制御するとと
もに、半導体スイッチＳ３，Ｓ４をオフ状態にし、二次
電池４の放電時には半導体スイッチＳ１，Ｓ２をオフ状
態にするとともに、半導体スイッチＳ３，Ｓ４をパルス
幅制御する。

【００２５】図４および図５は二次電池４の充電時の電
流の流れる方向を示す図、図６は充電時の半導体スイッ
チＳ１，Ｓ２のオン・オフ状態を示す波形図であり、以
下、これらの図を用いて、充電時の動作を説明する。

【００２６】半導体スイッチＳ１がオンの場合には、図
４の矢印で示すように、インバータ／コンバータ兼用回
路３の出力端子ａから、半導体スイッチＳ１、交流チョ
ークコイル１２、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１、
スイッチＳＷ１、およびコンデンサＣ２を通る向きに電
流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次
側に起電力が発生し、図４の矢印で示すように、二次側
巻線Ｎ２、チョークコイル２１、二次電池４、電流検出
器１６、ダイオードＤ３，Ｄ５、およびコイルＮ２を通
る向きに電流が流れて二次電池４が充電される。

【００２７】また、半導体スイッチＳ２がオンの場合に
は、図５の矢印で示すように、インバータ／コンバータ
兼用回路３の出力端子ａから、コンデンサＣ１、スイッ
チＳＷ１、一次側巻線Ｎ１、交流チョークコイル１２、
および半導体スイッチＳ２を通る向きに電流が流れる。
この電流により、高周波変圧器１３の二次側に起電力が
発生し、図５の矢印で示すように、二次側巻線Ｎ３、チ
ョークコイル２１、二次電池４、電流検出器１６、ダイ
オードＤ４，Ｄ６、および二次側巻線Ｎ３を通る向きに
電流が流れて二次電池４が充電される。

【００２８】このように、充電時には、インバータ／コ
ンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を半導体ス
イッチＳ１，Ｓ２により矩形波電圧に変換して高周波変
圧器１３の一次側巻線Ｎ１に供給し、二次側巻線Ｎ２，
Ｎ３に発生された起電力を整流して二次電池４の充電を
行う。半導体スイッチＳ１，Ｓ２は交互にオンし、半導
体スイッチＳ１，Ｓ２のいずれがオンしても高周波変圧
器１３の二次側に電力が伝達されるため、インバータ／
コンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を無駄な
く利用して二次電池４の充電を行うことができる。

【００２９】このような制御により、二次電池４の充電
時には、図２のｅ点は、図６（ｃ）に示すように、Ｖab
が１００Ｖの場合には、５０Ｖを中心として、プラスマ
イナス５０Ｖの振幅で変化する電圧になり、コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の両端にはそれぞれ５０Ｖの電圧が印加され
る。

【００３０】一方、図７および図８は二次電池４の放電
時の電流の流れる方向を示す図、図９は放電時の半導体
スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ状態を示す波形図であ
り、以下、これらの図に基づいて、放電時の動作を説明
する。

【００３１】図３に詳細構成を示すパルス幅変調制御回
路は、二次電池４の放電時には、半導体スイッチＳ３，
Ｓ４を交互にオン・オフし、かつ、半導体スイッチＳ
１，Ｓ２をオフ状態にする。半導体スイッチＳ３がオン
の場合には、図７の矢印で示すように、二次電池４の端
子ｃから、チョークコイル２１、高周波変圧器１３の二
次側巻線Ｎ２、半導体スイッチＳ３、および電流検出器
１６を通る向きに電流が流れる。

【００３２】この電流により、高周波変圧器１３の一次
側巻線Ｎ１に起電力が発生し、この起電力により、図７
の矢印で示すように、一次側巻線Ｎ１、交流チョークコ
イル１２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、および一
次側巻線Ｎ１を通る向きに電流が流れる。この電流によ
り、コンデンサＣ１の充電が行われる。

【００３３】また、半導体スイッチＳ４がオンの場合に
は、図８の矢印で示すように、二次電池４の端子ｃか
ら、チョークコイル２１、高周波変圧器１３の二次側巻
線Ｎ３、半導体スイッチＳ４、および電流検出器１６を
通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧
器１３の一次側巻線Ｎ１に起電力が発生し、この起電力
により、図８の矢印で示すように、一次側巻線Ｎ１、ス
イッチＳＷ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２、交流
チョークコイル１２、および一次側巻線Ｎ１を通る向き
に電流が流れる。この電流により、コンデンサＣ２の充
電が行われる。

【００３４】このように、放電時には、二次電池４の放
電電圧を半導体スイッチＳ３，Ｓ４により矩形波電圧に
変換して高周波変圧器１３に供給し、高周波変圧器１３
の一次側巻線Ｎ１に発生する起電力によりコンデンサＣ
１，Ｃ２を交互に充電するため、インバータ／コンバー
タ兼用回路３の端子ａ，ｂ間にコンデンサＣ１，Ｃ２の
両端電圧を足し合わせた倍電圧を供給することができ
る。インバータ／コンバータ兼用回路３は、直流双方向
コンバータ１から供給された倍電圧を交流電圧に変換し
て商用電源側に回生させる。

【００３５】二次電池４の放電時の放電電流とインバー
タ／コンバータ兼用回路３の端子ａ，ｂ間電圧との関係
は、半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ期間の比
（時比率）と高周波変圧器１３の巻数比で決定される。
また、交流チョークコイル１２は、パルス幅変調出力エ
ネルギーを平均化する役割を果たす。

【００３６】図３は図２の半導体スイッチＳ１〜Ｓ４の
オン・オフをパルス幅制御するパルス幅変調制御回路の
詳細構成を示す回路図である。図３の入力端子ｘ，ｙに
はそれぞれ図２の電流検出器１６の端部が接続され、図
３の入力端子ｚには図２のチョークコイル２１と二次電
池４との接続点が接続されている。

【００３７】図３のパルス幅変調制御回路は、電流検出
部３１と、電圧監視部３２と、パルス幅制御用ＩＣ３３
と、パルス出力部３４と、ドライバ３５とを有する。

【００３８】電流検出部３１はさらに、充電電流を検出
するオペアンプＯＰ１と、放電電流を検出するオペアン
プＯＰ２と、充放電を切り替えるスイッチＳＷ２とを有
する。オペアンプＯＰ１は充電電流に応じた電圧を出力
し、オペアンプＯＰ２は放電電流に応じた電圧を出力す
る。パルス幅制御用ＩＣ３３は、オペアンプＯＰ１，Ｏ
Ｐ２の出力電圧が基準電圧ＶREFに応じた電圧になるよ
うに、パルス幅制御信号PWM1，PWM2のパルス幅を制御す
る。

【００３９】パルス出力部３４はさらに、４つのNANDゲ
ートＧ１〜Ｇ４とスイッチＳＷ３とを有し、充電時には
NANDゲートＧ１はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出
力し、NANDゲートＧ２はパルス幅制御信号PWM2の反転信
号を出力する。このとき、NANDゲートＧ３，Ｇ４の出力
はローレベル固定になる。また、放電時にはNANDゲート
Ｇ３はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出力し、NAND
ゲートＧ４はパルス幅制御信号PWM2の反転信号を出力す
る。このとき、NANDゲートＧ１，Ｇ２の出力はローレベ
ル固定になる。

【００４０】ドライバ３５はさらにフォトカプラ４１を
有し、パルス出力部３４と絶縁された信号を出力する。
フォトカプラ４１を設けることで、ドライバ３５の出力
とパルス出力部３４等の制御回路を絶縁して駆動でき
る。なお、ドライバ３５の出力端子間電圧は、１５Ｖ程
度である。

【００４１】このように、第１の実施形態の直流双方向
コンバータ１は、二次電池４を充電する際にも放電する
際にも利用されるため、充電用の回路と放電用の回路を
別個に設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化でき
る。また、商用電源２側と二次電池４側を高周波変圧器
１３で絶縁し、かつ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のゲー
ト端子をその制御回路と絶縁するため、安全性が向上す
るとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。

【００４２】（第２の実施形態）第２の実施形態は、高
周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に流す電流を磁気増幅
器により制御するものである。

【００４３】図１０は本発明に係る直流双方向コンバー
タの第２の実施形態の回路図である。図１０では、図２
と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下で
は相違点を中心に説明する。

【００４４】図１０の直流双方向コンバータ１ａは、図
２の交流チョークコイル１２の代わりに、高周波磁気増
幅器１７を備えている。また、半導体スイッチＳ１，Ｓ
２の間には、両スイッチＳ１，Ｓ２間に短絡電流が流れ
るのを防止すべく、チョークコイル１８が接続されてい
る。

【００４５】磁気増幅器１７は、トランス１９を備えて
おり、このトランス１９の一次側に流れる電流を制御す
ることにより、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に流
れる電流を制御することができる。

【００４６】図１１および図１２は磁気増幅器１７の特
性を示す図である。図１１の横軸は磁気増幅器１７内の
トランス１９の一次側に流れる制御電流Ｉc、縦軸は磁
気増幅器１７の出力電流Ｉacである。なお、電流Ｉbは
バイアス電流である。また、図１２の横軸は磁気増幅器
１７の出力電圧Ｖac、縦軸は磁気増幅器１７の出力電流
Ｉacである。図示のように、制御電流Ｉcを調整するこ
とにより、磁気増幅器１７の出力電流Ｉacを可変制御す
ることができる。

【００４７】このような磁気増幅器１７を設ければ、半
導体スイッチＳ１〜Ｓ４をパルス幅制御しなくても、二
次電池４の充電電圧を可変制御することができる。した
がって、図１０の回路の場合、半導体スイッチＳ１〜Ｓ
４の時比率を略５０％に設定すればよくなる。

【００４８】また、磁気増幅器１７は、内部にトランス
１９を有するため、磁気増幅器１７の出力部をその制御
回路と絶縁することができ、安全性が向上する。さら
に、第２の実施形態では、磁気増幅器１７を高周波帯域
で使用するため、商用電源帯域で使用する場合に比べ
て、格段に小型・軽量化が可能になる。

【００４９】図１３は図１０の半導体スイッチＳ１〜Ｓ
４のオン・オフを制御するパルス幅変調制御回路の詳細
構成を示す回路図である。図１３では、図３と共通する
構成部分には同一符号を付しており、以下では、相違点
を中心に説明する。

【００５０】パルス出力部３４は、NANDゲートＧ１〜Ｇ
４の他に、時比率が５０％のパルス信号を出力するフリ
ップフロップ４２と、制御電流出力回路４３とを有す
る。

【００５１】NANDゲートＧ１〜Ｇ４は、フリップフロッ
プ４２からのパルス信号に基づいて、時比率が略５０％
の信号を出力する。これにより、半導体スイッチＳ１〜
Ｓ４は、ほぼ等間隔でオン・オフする。

【００５２】このように、第２の実施形態では、半導体
スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフ期間の時比率を略５０
％に設定するため、フリップフロップ４２のみで半導体
スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフを制御できる。

【００５３】制御電流出力回路４３は、二次電池４の充
電時には充電電圧に応じた制御電流を出力し、二次電池
４の放電時にはインバータ／コンバータ兼用回路３に供
給する直流電圧に応じた制御電流を出力する。制御電流
出力回路４３から出力された制御電流は、磁気増幅器１
７内のトランス１９の一次側巻線Ｎ１に供給される。

【００５４】なお、第１の実施形態（図２）の半導体ス
イッチＳ１，Ｓ２間にも、図１０と同様のチョークコイ
ル１８を接続してもよい。これにより、半導体スイッチ
Ｓ１，Ｓ２間を短絡電流が貫通するおそれがなくなる。

【００５５】（第３の実施形態）第３の実施形態は、第
１および第２の実施形態よりも回路構成を簡略化したも
のであり、２個の半導体スイッチだけで電力エネルギー
を双方向に伝達するものである。

【００５６】図１４は本発明に係る直流双方向コンバー
タ１の第３の実施形態の回路図である。図１４では図２
と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下で
は相違点を中心に説明する。

【００５７】図１４の高周波変圧器１３の鉄芯には、直
流励磁による飽和を防ぐために空隙が設けられている。
また、高周波変圧器１３の一次側（商用電源側）巻線Ｎ
１と二次側（二次電池側）巻線Ｎ２にはそれぞれ半導体
スイッチＳＡ，ＳＢが直列に接続されている。

【００５８】高周波変圧器１３を中心として線対称に回
路を配置することにより、図１４の回路は完全に左右対
称になり、インバータ／コンバータ兼用回路３と二次電
池４との間で双方向に電力エネルギーを伝達することが
できる。

【００５９】また、インバータ／コンバータ兼用回路３
の出力電圧と二次電池４の両端電圧とがどのように相違
していても、高周波変圧器１３の巻数比により整合を取
ることができる。さらに、インバータ／コンバータ兼用
回路３の出力電圧と二次電池４の両端電圧との電圧比が
２〜３倍程度の電圧範囲であれば、半導体スイッチＳ
Ａ，ＳＢのパルス幅変調制御により両電圧を調整するこ
とができる。

【００６０】図１５は二次電池４の充電時の電流の流れ
を示す図である。充電時には、半導体スイッチＳＡはオ
ン・オフ制御されるのに対し、半導体スイッチＳＢは常
にオフ状態になる。

【００６１】半導体スイッチＳＡがオンの間は、インバ
ータ／コンバータ兼用回路３から、一次側巻線Ｎ１を通
って半導体スイッチＳＡのドレイン−ソース間に電流が
流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次側巻
線Ｎ２に起電力が発生し、二次側巻線Ｎ２からチョーク
コイル２１を通って二次電池４に向かって電流が流れ、
二次電池４の充電が行われる。

【００６２】図１６は充電時における半導体スイッチＳ
Ａのソース−ドレイン間電圧Ｖa、高周波変圧器１３の
一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉa、および半導体スイッ
チＳＢのソース−ドレイン間電圧Ｖbの波形図である。
また、図１７は、半導体スイッチＳＡのソース−ドレイ
ン間電圧Ｖaと高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１を流
れる電流Ｉaの実測波形図である。

【００６３】図１６および図１７の波形図は、半導体ス
イッチＳＡを略４０％の時比率Ｔ〔＝Ｔ1／(Ｔ1＋Ｔ2)
＝約0.4〕で駆動する例を示している。このとき、半導
体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖaは、高周
波変圧器１３の磁束により、インバータ／コンバータ兼
用回路３の出力電圧Ｖabよりも高くなり、（１）式のよ
うになる。 Ｖa＝Ｖab（１＋Ｔ1／Ｔ2） …（１） 半導体スイッチＳＡがオフすると、高周波変圧器１３の
一次側巻線Ｎ１に電流Ｉaが流れる。この電流は、一次
側巻線Ｎ１のインダクタンスにより、図１６（ｂ）に示
すように、徐々に増加する。

【００６４】また、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２
には起電力が発生し、半導体スイッチＳＢのソース−ド
レイン間電圧Ｖbは、（２）式に示すように、高周波変
圧器１３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比に応じ
た電圧になる。 Ｖb＝Ｖab（１＋Ｔ1／Ｔ2）×（ｎ2／ｎ1） …（２） （２）式に示す電圧Ｖbは、期間Ｔ2の間に平均化され、
その平均電圧Ｖcdは、（３）式のようになり、この電圧
Ｖcdが二次電池４の充電電圧になる。 Ｖcd＝Ｖab（１＋Ｔ1／Ｔ2）×（ｎ2／ｎ1）×｛Ｔ1／（Ｔ1＋Ｔ2）｝ ＝Ｖab（ｎ2／ｎ1）×（Ｔ1／Ｔ2） …（３） このように、高周波変圧器１３の巻数比ｎ2／ｎ1と、パ
ルス幅制御の時比率｛Ｔ1／(Ｔ1＋Ｔ2)｝とにより、二
次電池４の充電電圧を連続的に制御することができる。

【００６５】一方、図１８は放電時の電流の流れを示す
図である。放電時には、半導体スイッチＳＡは常にオフ
状態になるのに対し、半導体スイッチＳＢは図１９に詳
細構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制
御される。

【００６６】半導体スイッチＳＢがオンのときは、二次
電池４からの放電電流は、チョークコイル２１と、二次
側巻線Ｎ２と、半導体スイッチＳＢと、電流検出器１６
を通って流れる。この電流により、高周波変圧器１３の
一次側巻線Ｎ１に起電力が発生する。この起電力によ
り、ダイオードＤＡから一次側巻線Ｎ１を通ってインバ
ータ／コンバータ兼用回路３の方向に電流が流れ、二次
電池４からの放電エネルギーが商用電源２側に回生され
る。

【００６７】図１９は図１４の半導体スイッチＳＡ，Ｓ
Ｂのゲート電圧を制御するパルス幅変調制御回路の詳細
構成を示す回路図である。図１９の回路では、図２と共
通する構成部分には同一符号を付している。

【００６８】図１９のパルス出力部３４は２つのNANDゲ
ートＧ１，Ｇ２を有する。NANDゲートＧ１は充電時にパ
ルス幅変調信号を出力し、NANDゲートＧ２は放電時にパ
ルス幅変調信号を出力する。

【００６９】このように、第３の実施形態は、２個の半
導体スイッチＳＡ，ＳＢだけで二次電池４への充電制御
と、二次電池４からの放電電力を商用電源２側に回生さ
せる制御とを行うことができるため、第１および第２の
実施形態よりもさらに回路構成を簡略化でき、小型・軽
量化が可能になるとともに、消費電力も低減できる。

【００７０】上述した各実施形態では、本発明に係る直
流双方向コンバータ１を、二次電池４の極板形成用に利
用する例を説明したが、本発明は、他の目的にも利用可
能である。例えば、図２０は本発明を太陽光発電装置の
充放電制御装置として利用する例を示すブロック図であ
る。図２０の太陽光発電装置は、太陽光発電器５１で発
電された電力を直流双方向コンバータ１を介して二次電
池４に充電するとともに、二次電池４からの放電エネル
ギーをDC/ACインバータ５２を介して商用電源２に回生
させるものである。

【００７１】また、本発明は、回転数や発生電力の変動
が大きい風車発電機やエンジン発電機などで発電した電
力をいったん直流に変換した後、絶縁して電力を伝達す
るため、発電機側の影響を受けない安定した直流電圧を
得ることができるとともに、DC/ACインバータを接続す
ることにより、発電機側の影響を受けない安定した交流
電圧を得ることもできる。したがって、本発明に係る直
流双方向コンバータ１を大容量の電気二重層コンデンサ
等に接続すれば、コンデンサ等に安定した電力を供給す
ることができる。

【００７２】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、第１および第２の直流電圧源の間で、互いに絶縁
した状態で双方向に電力を伝達できるため、充電用や放
電用にそれぞれ専用の回路を設ける必要がなくなり、回
路構成を簡略化することができる。また、第１および第
２の直流電圧源を互いに絶縁するため、安全性が向上す
るとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る直流双方向コンバータの原理を説
明するための概略ブロック図。

【図２】本発明に係る直流双方向コンバータ１の第１の
実施形態の回路図。

【図３】パルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路
図。

【図４】半導体スイッチＳ１がオンのときの二次電池の
充電時の電流の流れる方向を示す図。

【図５】半導体スイッチＳ２がオンのときの二次電池の
充電時の電流の流れる方向を示す図。

【図６】充電時の半導体スイッチＳ１，Ｓ２のオン・オ
フ状態を示す波形図。

【図７】半導体スイッチＳ３がオンのときの二次電池の
放電時の電流の流れる方向を示す図。

【図８】半導体スイッチＳ４がオンのときの二次電池の
放電時の電流の流れる方向を示す図。

【図９】放電時の半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オ
フ状態を示す波形図。

【図１０】本発明に係る直流双方向コンバータの第２の
実施形態の回路図。

【図１１】磁気増幅器の制御電流と出力電流との関係を
示す図。

【図１２】磁気増幅器の出力電圧と出力電流との関係を
示す図。

【図１３】パルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路
図。

【図１４】本発明に係る直流双方向コンバータの第３の
実施形態の回路図。

【図１５】二次電池の充電時の電流の流れを示す図。

【図１６】充電時における半導体スイッチＳＡのソース
−ドレイン間電圧Ｖa、高周波変圧器の一次側巻線を流
れる電流Ｉa、および半導体スイッチＳＢのソース−ド
レイン間電圧Ｖbの波形図。

【図１７】半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電
圧Ｖaと高周波変圧器の一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉa
の実測波形図。

【図１８】放電時の電流の流れを示す図。

【図１９】図１４の半導体スイッチのゲート電圧を制御
するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。

【図２０】本発明を太陽光発電装置の充放電制御装置と
して利用する例を示すブロック図。

【図２１】従来最も一般的に使用されている二次電池極
板形成用の充放電装置の一例を示す図。

【符号の説明】

１ 直流双方向コンバータ ２ 商用電源 ３ インバータ／コンバータ兼用回路 ４ 二次電池 １１ インバータ兼倍電圧整流回路(INV-A/Rec) １２ 高周波交流チョークコイル(AC-CH) １３ 高周波変圧器(HFT) １４ インバータ兼二相半波整流回路(INV-B/Rec) １５ フィルタ回路 １６ 電流検出器(Shunt) ２１ チョークコイル ３１ 電流検出部 ３２ 電圧監視部 ３３ パルス幅制御用ＩＣ ３４ パルス出力部 ３５ ドライバ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】絶縁された第１および第２の直流電圧源の
   間に接続され、前記第１および第２の直流電圧源の間で
   双方向に電力エネルギーを伝達する直流双方向コンバー
   タであって、 互いに絶縁された第１および第２のコンバータ／整流器
   を備え、 前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧
   源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達す
   る際には、前記第１の直流電圧源からの直流電圧を交流
   電圧に変換して前記第２のコンバータ／整流器に供給
   し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電
   圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２のコ
   ンバータ／整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して
   前記第１の直流電圧源に供給し、 前記第２のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧
   源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達す
   る際には、前記第１のコンバータ／整流器からの交流電
   圧を直流電圧に変換して前記第２の直流電圧源に供給
   し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電
   圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２の直
   流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第１
   のコンバータ／整流器に供給することを特徴とする直流
   双方向コンバータ。
2. 【請求項２】互いに絶縁された第１および第２の巻線を
   有する変圧器を備え、 前記第１の巻線は、前記第１のコンバータ／整流器に接
   続され、 前記第２の巻線は、前記第２のコンバータ／整流器に接
   続され、 前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧
   源の端子間に従続接続された第１および第２のスイッチ
   回路を有し、 前記第２のコンバータ／整流器は、前記第２の巻線間に
   従続接続された第３および第４のスイッチ回路を有し、 前記第１および第２のスイッチ回路は、前記第１の直流
   電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝
   達する際には前記第１の巻線に矩形波電圧が供給される
   ようにオン・オフ動作を行い、かつ、前記第２の直流電
   圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達
   する際には整流作用のみを行い、 前記第３および第４のスイッチ回路は、前記第１の直流
   電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝
   達する際には整流作用のみを行い、前記第２の直流電圧
   源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達す
   る際には前記第２の巻線に矩形波電圧が供給されるよう
   にオン・オフ動作を行うことを特徴とする請求項１に記
   載の直流双方向コンバータ。
3. 【請求項３】前記第１および第２の直流電圧源の電圧レ
   ベルに応じて、前記第１〜第４のスイッチ回路のオン・
   オフ期間をパルス幅制御する制御回路と、 前記第１および第２のスイッチ回路の接続点と前記第１
   の巻線との間に接続されたチョークコイルと、を備え、 前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧
   源の端子間に従続接続された第１および第２のキャパシ
   タを有し、 前記第１の巻線および前記チョークコイルは、前記第１
   および第２のスイッチ回路の接続点と、前記第１および
   第２のキャパシタの接続点との間に従続接続されること
   を特徴とする請求項２に記載の直流双方向コンバータ。
4. 【請求項４】前記第１および第２のスイッチ回路の接続
   点と前記第１の巻線との間に接続された磁気増幅器と、 前記磁気増幅器の制御電流を調整することにより前記第
   １および第２の直流電圧源の電圧レベルを調整する制御
   回路と、を備え、 前記第１〜第４のスイッチ回路の時比率を略５０％に設
   定することを特徴とする請求項２に記載の直流双方向コ
   ンバータ。
5. 【請求項５】互いに絶縁された第１および第２の巻線を
   有する変圧器を備え、 前記第１の巻線は、前記第１のコンバータ／整流器に接
   続され、 前記第２の巻線は、前記第２のコンバータ／整流器に接
   続され、 前記変圧器のコアには空隙が設けられ、 前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の巻線に従
   続接続された第１のスイッチ回路を有し、 前記第２のコンバータ／整流器は、前記第２の巻線に従
   続接続された第２のスイッチ回路を有し、 前記第１および第２のスイッチ回路は、前記変圧器を挟
   んでその両側に対称的に配置され、 前記第１のスイッチ回路は、前記第１の直流電圧源から
   前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際に
   は前記第１の巻線に矩形波電圧が供給されるようにオン
   ・オフ動作を行い、かつ、前記第２の直流電圧源から前
   記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には
   整流作用のみを行い、 前記第２のスイッチ回路は、前記第１の直流電圧源から
   前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際に
   は整流作用のみを行い、前記第２の直流電圧源から前記
   第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には前
   記第２の巻線に矩形波電圧が供給されるようにオン・オ
   フ動作を行うことを特徴とする請求項１に記載の直流双
   方向コンバータ。