JP2000507786A - 無線情報伝送のための方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 特に移動体通信における、無線情報伝送のための方法であって、入力信号（ｓ₁，ｇ₄）が送信機（２乃至８）において変調され、伝送チャンネルを介して受信機（１１乃至１５）に到達する。送信機においては、放射されたパルスに比較して時間短縮された期間と増大された振幅とを有するパルスが生成されるように、上記パルスが群遷移時間（群遅延）と呼ばれる周波数依存の差動遷移時間を有するフィルタ（１３）を用いて送信機において時間圧縮されるように、周波数スペクトルを有しかつ情報を伝送する角度変調されたパルスを生成する。送信機における少なくとも情報の一部分は角度変調とは独立の変調を用いてパルスに付加され、及び／又は、受信機において検出可能な角度変調パラメータを制御するために用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】 無線情報伝送のための方法 説明 本発明は、請求項１に記載された通りの方法に関し、請求項１２に記載された 方法を実行するための送受信機装置に関する。 標準的な参考資料から専門家には周知であるような無線情報伝送方法において は、送信される情報信号が送信機内で高周波搬送波信号に変調され、伝送経路を 介して受信機に伝送される。受信機は、情報信号を回復させるための対応する復 調器を含んでいる。電気通信における周知の変調方法の１つは、角度変調（周波 数及び位相変調の総称）である。 送信される情報信号が、最近の移動無線ネットワークの場合のようにディジタ ル形式のビット列として存在している場合、変調は、送信されるビット列に依存 して搬送波信号の周波数、位相又は振幅の変化によって実行される。例えばエル ・ダブリュー・カウチ（L.W.COUCH），”ディジタル及びアナログ通信システム ”，第４版、マクミラン・パブリッシング・カンパニー（１９９３年）から、様 々なディジタル変調方法が知られている。その中に、振幅シフトキーイング （ASK:Amplitude Shift Keying）、２相−シフトキーイング（2-PSK:位相シフト キーイング（Phase Shift Keying））又は２−周波数シフトキーイング（2-FSK: 周波数シフトキーイング（Frequency Shift Keying））がある。この場合も、受 信機において、送信機側で使用された変調方法に従って復調処理が実行されるこ とにより、ディジタル情報信号の連続的なパルス形式であるビット列としての回 復処理が実施される。 連続的な送信処理の一部として、異なるメッセージ又はメッセージ成分のため に複数の異なる変調方法を使用することは、専門家には例えば、輝度信号に残留 側波帯振幅変調が使用され、音声信号に周波数変調が、また色信号にＩＱ変調が 使用されるアナログテレビジョン技術から周知である。この場合も、搬送波パラ メータの変更は情報の付加的な処理においてのみ機能し、伝送経路の雑音には一 切影響しない。 送信機側での送信されるトラッキングパルスの伸張方法及び受信機側での圧縮 方法は、レーダ技術（”チャープ”技術）から周知である。イー・フィリッポウ （Ｅ．Ｐｈｉｌｉｐｐｏｗ）（出版者）の電気工学年鑑、第４巻：情報技術のシ ステム，ベルリン、１９８５年、３４０及び３４１ページと比較すること。この 場合は、アナログ周波数変調又はディジタル位相変調が圧縮に適用されているが 、情報の付加は行われない。この方法は消費される送信電力の低減に有用であり 、曳いては潜在的対抗者の信号検出能力を低減させ、同時に受信可能区域の範囲 及び精度を維持する。 どんな通信方法にも必ず、基本的な物理的問題は存在する。すなわち、受信機 側で回復される情報信号の品質は、伝送経路上の干渉量（現実にいつも存在して いる）に伴って低減し、従って、送信機と受信機との間の距離に伴って低減する 。雑音のある伝送経路において予め決められた雑音免疫性で所望の動作距離を得 るためには、例えば移動体通信の場合にはワットの範囲であるような所定の送信 電力が必要である。 一方でこの必要とされる送信電力には、送信動作中のエネルギー消費が相応し て高いという欠点がある。これは、特に、例えば移動体電話機などの、電池又は 充電池で駆動される装置の場合には、エネルギーの貯蔵量が高速で減衰すること から問題である。また他方、移動体電話機の爆発的普及による通信用送信機数の 増加、及びラジオ放送及びテレビ番組他のプロバイダ数の増加は、人間に対する 電磁放射（いわゆる”人体被爆”）の総量を増大させている。人体に対する害を 、特に、現時点では慣例的な送信機電力における移動体電話機の場合など、送信 機とユーザ頭部との距離が非常に短いために防止することができない。 本発明の目的は、少なくとも同等の伝送品質を維持しながら送信電力の低減、 及び／又は有効範囲の拡大を可能にする、はじめに言及したタイプの方法及びこ の方法を実施するための装置を開発することにある。 この目的は、まず請求項１に記載の方法については、この方法を特徴づけてい る機能によって、また本方法を実施するための装置については請求項１２に記載 された特徴によって達成することができる。 本発明は、２つの別個の変調方法を使用して情報を搬送波信号に付加し（情報 信号変調）、伝送経路上に雑音の、特に熱雑音又は”白色”雑音の多大な抑圧を 達成する（搬送波信号変調）という主な技術的思想を含んでいる。 送信機において電気通信の周知方法に従って情報により変調された、又は変調 される予定のパルスは、特別な特徴を有する角度変調（本明細書では、これは位 相及び周波数変調の総称として理解されるべきものである。）を受ける。予め決 められた周波数スペクトルを示している角度変調されたパルスは、周波数依存の 遅延の導入によって、受信機において時間圧縮される。従って、受信機の出力に おいては、送信された信号の振幅、曳いては雑音レベルに比較して振幅が増大さ れる結果となる。特に、このパルス圧縮／振幅増大は、分散フィルタ（又は拡散 フィルタ）を使用して実行することができる。当該情報信号は、こうして処理さ れた搬送波から復調によって回復され、これにより、情報信号の復調が、振幅増 大によって信号対雑音比を改善された形で実行される。 信号対雑音比の改善は、角度変調において使用される帯域幅における帯域幅と 時間との積及びパルス持続時間又はパルス長に依存しており、また特に、貧弱な 伝送条件において顕著である。 実際の情報の搬送波信号への付加は、異なった状態の情報信号を異なった方法 で評価することができるように、パルス変調技術によって、又は搬送波信号の圧 縮を実行して行うことができ、その結果、情報は角度変調のこの変化の中に包含 される。このため、情報の変調が信号の遅延時間に影響せず、又はほんの二次的 にしか影響しないことが重要である。 復調後に得られる信号は、技術的には増大した送信電力又は受信改善のための 高額な方法（ダイバーシティ受信又は冗長伝送等）によってのみ達成可能な高品 質なものである。本発明による方法の別の利点は、他の伝送経路に比べて干渉可 能性が本質的に低いことにある。これは、より低い送信電力を用いて、受信機に おいて、パルス圧縮の後に予め決められた信号対雑音比を達成することができる ためである。さらに、送信電力に対するより低くする要求は、人体被爆量の低減 につながる。本方法の欠点である、より広く要求される帯域幅、及びそれ故のチ ャンネル容量又は伝送レート（ビットレート）の低下は、多くのアプリケーショ ンの領域で受容可能であり、情報の変調に際して整合的な（マッチングした）パ ルス変調方法を選択することで部分的に除去することができる（下記参照）。 可変角度変調においては、特別な角度変調時間特性が使用される。これは、” 変調特性曲線”に一致している。これにより、変調特性曲線、本明細書では変調 特性と称するが、各パルスの持続時間に渡る周波数の時間的な作用又はふるまい を決定する。線形的に減少する変調特性が使用される場合には、送信された信号 の周波数は、各パルスの持続時間の間、搬送波周波数を越える値から搬送波周波 数を下回る値にまで線形的に減少する。同様に、線形的に上昇する特性を利用す ることもできる。受信機側のフィルタは、送信機側に生成される異なった位相位 置の信号成分が時間的にほぼ一致する（近似的なδパルス）信号に重畳されるよ うに、対応して差動的でかつ周波数依存の遅延時間応答（群遅延応答又は群遷移 時間応答）によって採用された変調特性と整合される。 本発明のある有用な実施形態では、入力信号の情報の付加は、入力信号に応じ て変調特性を選択し、又は変更（変化）することによって生じる。入力信号がハ イレベルを含むとき、例えば信号に伴って（最も単純には線形的に）減少する変 調特性が使用され、このことは、パルス継続時間の間に周波数が減少する周波数 変調パルスを発生する（”ダウン−チャープ”）。これに対して、ローレベルの 入力信号に対して、（線形的に）上昇する変調特性が使用され、同様にパルス継 続時間の間に周波数が上昇するパルスが生成される（”アップ−チャープ”）。 受信機側のフィルタ手段は、逆の特性又は相補的な特性によって整合される。 もし送信機側の角度変調が減少する変調特性に従って実行されるとすると、パル スの周波数はパルス継続時間の間に減少し、これにより、より高い周波数の信号 成分がより低い周波数の信号成分より前に受信機側に到着するという結果になる 。従って、受信機側の分散フィルタの遅延時間応答は、高い周波数信号成分によ る”先導又はリード”を補償する必要があるために、周波数変調されたパルスの スペクトル信号成分は、重畳により分散フィルタの出力において増大した振幅を 有するパルスを形成する。 より多くの情報内容を各パルスで伝送するためには、入力信号に対して２つ以 上の変調特性を使用することができる。もし例えば４つの変調特性を利用可能で あるとすると、必然的に４つの異なるパルスの伝送が可能となり、これは各送信 されるパルスに対して２ビットの情報内容に相当する。異なる変調特性の数を増 やせばデータ伝送レートを効果的に増大させることができるが、これによる技術 費用も同時に増大し、非常に多くの異なる変調特性を有する異なるパルスは識別 がより困難となり、送信のエラーに対する可能性が増大しエラー発生率が増大す る。 上述の本発明の変形例では、ディジタル入力信号のハイレベル及びローレベル に対して、パルスの変調がアクティブに実行される。これは、入力信号のハイレ ベル及びローレベルに対して、パルス継続時間の間の周波数変化のタイプによっ て識別が可能な周波数変調されたパルスが発生されることを意味している。よっ て、入力信号に包含された情報の付加は、入力信号に依存した変調特性の選択又 は変更を介して生じる。 とって代わって、入力信号の送信は、２つの定義されたレベルのうちの１つだ けについてアクティブに実行される一方、他方のレベルについてはパルスが発生 されない。例えば、入力信号のハイレベルに対して、線形的に上昇する周波数変 調されたパルスが生成される一方、ローレベルに対してパルス長のポーズが挿入 される。本発明のこの変形例は、単一の変調特性を使用する方法の、低い技術費 用での実行を可能にする。特に、受信機側にはわずかに１つの分散フィルタが必 要であるだけである。 入力信号に含まれる情報の送信信号への付加は、周知のディジタル変調方法に 従って、好適にはパルス位置変調（ＰＰＭ）を使用して発生する。パルス位置変 調では、周波数変調された個々のパルスの位置が、入力信号に依存して基準パル スに関連して変更される。パルス位相又はパルス幅変調の適用は、原則的には適 当であるが、潜在的により高い技術費用を必要とし、又はＰＰＭの全ての利点に は適合しない。 搬送波雑音抑圧のための”チャープ”変調と情報を付加するためのＰＰＭとの 組合せの使用は、パルスの圧縮に際して極く短い上昇時間で発生する受信機側の 時間分解能の増大を利用するという特に有用な方法で、時間的に重複するパルス の受信において重ね合わせの原理を使用することにより、（増大された帯域幅に 対して）伝送レートを増大させる。全体として見れば、これは、伝送レートの元 の損失の大規模な補償に備えたものである。圧縮によってセーブされる送信電力 の（極く）一部は、ＰＰＭに必要な基準パルスを放射するため、及び潜在的に同 一チャンネルにおけるパルスを付加的に符号化するために使用される。 入力信号に含まれる情報の回復は、送信機側で入力信号に含まれる情報を付加 するために採用された変調方法に整合された、分散フィルタ後に接続されている 検出器によって実行される。 入力信号の振幅に依存して送信機側で複数の変調特性から１つが選択され、好 適には入力信号のハイレベルに対して線形的に降下する変調特性が、ローレベル に対して線形的に上昇する変調特性が選択されるとき、受信機における解釈又は 翻訳処理に関して２つのオプションが存在する。 １つ目のオプションは、受信機側に僅か１つの分散フィルタを提供するという ものである。分散フィルタの差動位相遅延又は群遅延応答は、送信機側で使用さ れている変調特性の１つに整合されているため、この変調特性によって周波数変 調されたパルスの信号成分は分散フィルタの出力において重なり合って到着し、 パルス圧縮及び振幅の増大に至る。他の１つの変調特性のパルスが受信機側の分 散フィルタの遅延時間応答に最適に整合されていない場合には、スペクトル信号 成分は分散フィルタの出力に時間的に散らばって又は拡散して到着するため、パ ルス圧縮が低く、振幅も小さい。従って、本実施形態では、分散フィルタの出力 に到着するパルスの振幅は、送信機側で採用される変調特性に依存し、またそれ 故に変調特性を選択する際に使用された入力信号の振幅に依存する。分散フィル タの出力信号からディジタル入力信号を再生するために、潜在的には振幅復調器 として製造されている振幅を検出する検出器が分散フィルタの後に接続されてい る。 他のオプションでは、周波数変調されたパルスが、受信機側に並列に接続され た複数の分散フィルタに供給される。受信機側の分散フィルタの周波数依存遅延 時間応答と送信機側で使用される変調特性とは、周波数変調されたパルスの信号 成分が確実に１つの分散フィルタの出力に圧縮されて到着するために振幅が増大 し、一方で他の分散フィルタの出力信号では、異なる特性のために、振幅の増大 が発生しないように、対で整合されている。従って、入力信号は、振幅の増大が 存在する特定の分散フィルタによって識別が可能である。 効果的には、分散フィルタは、高精度及び高安定性で製造可能な弾性表面波フ ィルタ（”ＳＡＷフィルタ”）として実現され、ＳＡＷフィルタには、振幅応答 と位相応答の大きさを互いに別々に決定することが可能であり、これによって各 受信機に必要な狭帯域の帯域通過フィルタと分散フィルタとを１つの構成要素と して実施する可能性が提供されるという利点がある。 送信機における周波数変調された信号は、様々な方法によって生成が可能であ る。次に、そのうちの幾つかを例として簡単に説明する。 本発明の有用な一変形例では、まず近似（準；quasi-）ディラック（Dirac） パルスが生成されて低域通過フィルタに供給される。低域通過フィルタのフィル タ特性は、臨界周波数の少し手前にピークを有しており、よってデルタパルスを Ｓｉｎｃパルスに変換する。Ｓｉｎｃパルスの形状は、周知のＳｉｎｃ関数：Ｓ ｉｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎ（ｘ）／ｘによって記述される。次に、低域通過フィルタ のＳｉｎｃ形状である出力信号が振幅変調器に送られ、ここでＳｉｎｃ形状の包 絡線が搬送波発振信号に付加される。こうして生成された信号が分散フィルタに 送られると、周波数変調されたパルスが出力に現れる。このように、本発明のこ の変形例においては、まず送信機側の分散フィルタが、比較的シャープなＳｉｎ ｃパルスを、Ｓｉｎｃパルスに比べると広がりがあり相応のより低い振幅を有す る周波数変調されたパルスに伸張する。次に、受信機側で同じく分散フィルタを 使用して、パルスの圧縮が相応の振幅増大を伴って発生する。送信機側でのパル スの伸張と受信機側での圧縮に対して各々１つの分散フィルタが使用されるため 、本発明のこの変形例は、送受信動作を交互に行う送受信機の動作に特に適して いる。この目的のため、送信機及び受信機は、送信動作においては周波数変調さ れたパルスの生成に寄与し、受信動作においては受信された周波数変調されたパ ルスの圧縮を促進するような各々１つの分散フィルタを有する対応する同一の構 成要素モジュールを含むことができる。 本発明の他の変形例においては、周波数変調されたパルスの生成は、ＰＬＬ （位相同期ループ）及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）を使用して行われる。ディジ タル形式で存在している入力信号の個々のパルスは、これによってまず積分器に おいて鋸歯状のパルスに変換されるため、個々のパルスの上昇方向は入力信号の 振幅に依存する。こうして生成された信号は、次にＶＣＯをトリガーするために 使用され、出力パルスの周波数がパルス継続時間の間、入力信号のレベルに依存 して線形的に高くなり又は低くなる。 本発明の別の変形例においては、ディジタル信号処理装置が送信機において周 波数変調されたパルスを生成する。この装置は、所望する任意の変調特性の実現 を効果的に可能にする。 本発明の一変形例では、相補的な送信機−受信機特性を実行するように整合さ れた送信機−受信機の対が生成されているため、システムが動作状態に置かれた 場合でも別の同調動作の必要がない。 本発明の他の変形例では、受信機側で使用される分散フィルタの遅延時間応答 を変更することにより、動作以前又は動作中に受信機が送信機に整合される。こ れにより送信機は、整合処理の一部として、好適には一連のハイレベルの入力信 号に一致した基準信号を生成し、これによって送信機側で実行される周波数変調 の変調特性、又は受信機側の分散フィルタの周波数依存の遅延時間応答が、受信 機側に最適なパルス圧縮又は振幅増大が発生するまで変更される。本変形例は、 受信機においてろ波しかつ信号処理するためのディジタル信号プロセッサを使用 する場合に特に有用である。これは、こうした信号プロセッサが、周波数依存の 遅延時間応答の変更及び対応する最適化を簡単に可能にし、これにより最適化手 順をコンピュータ制御によって自動的に行えるためである。 この変形例のさらに有用な実施形態では、データ伝送がブロック毎に行われる 。よって、上述の整合処理がブロック毎に新たに実行され、伝送経路上の分散特 性の変化を動的に補正することができる。 本発明の有用な別の展開は従属の請求項において記載されている、又は本発明 の好適な実施形態とともに以下で詳細に説明される。 図１ａ及び図１ｂは、本発明の好適な実施形態として、メッセージ伝送システ ムの送信機及び受信機をブロック図で示す。 図２ａ乃至図２ｅは、送信機のディジタル入力信号、及び送信信号までの送信 機における信号処理の幾つかの中間段階を示す。 図３ａ乃至図３ｄは、受信信号、及び復調信号までの送信機における信号処理 の幾つかの中間段階を示す。 図４ａ及び図４ｂは、ハイレベル及びローレベルのアクティブな伝送を実行中 のメッセージ送信信号の送信機及び受信機をブロック図で示す。 図５ａ乃至図５ｋは、図４ａの送信機のディジタル入力信号、及び送信機にお ける信号処理の幾つかの中間段階を示す。 図６ａ乃至図６ｅは、受信機側で受信された信号、及び受信機における信号処 理の幾つかの中間段階を示す。 図７及び図８は各々、雑音抑圧回路を有する図４ｂに描かれた受信機の変形さ れた形態を示している。 図９ａ及び図９ｂは、本発明の方法によって取得可能な信号対雑音比の改善を グラフで表したものである。 図１ａに示された送信機は、信号源１によって生成されディジタル化が可能な 形式で存在する信号ｓ₁を、雑音のある伝送経路を介して受信機に対して送信す る。このため、図１ｂに示すように、有効範囲及び雑音免疫性についての予め決 められた必要条件に対して、送信は、比較的低い送信電力によって効果的に行う ことができ、このことは、一方で電池で動作される送信機の電池の寿命を延ばす 一方、他方では電子スモッグとしても知られている電磁放射による環境への影響 を低減する。さらに、比較的低い送信電力のために、他の通信システムに比べて 送信機のエラーの可能性が低減される。 送信機では、図２ａにその時間に対するふるまいの詳細が示されているディジ タル入力信号ｓ₁がまずパルス波形整形器２に供給され、パルス波形整形器２は 、入力信号ｓ₁の比較的広い矩形パルスを、（準）ディラックパルスをエミュレ ートするように意図された短いニードルパルスに変換する。図２ｂのニードルパ ルス列ｓ₂の図においては、個々のニードルパルスの生成は入力信号ｓ₁の矩形パ ルスの立上りエッジ毎に、トリガーされていることが分かる。 次いで、こうして生成されたニードルパルス列ｓ₂は、低域通過フィルタ３に 供給される。低域通過フィルタ３の遅延時間応答は、臨界周波数の少し手前にピ ークを有するために、個々のニードルパルスは、図２ｃから分かるように、Ｓｉ ｎｃパルスに変換される。Ｓｉｎｃパルスの形状は、周知のＳｉｎｃ関数：Ｓｉ ｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎ（ｘ）／ｘを適合するものである。 次いで、Ｓｉｎｃパルス列ｓ₃は振幅変調器４に伝送され、振幅変調器４は、 この信号を発振器５によって生成される周波数ｆ_Tの搬送波発振信号に変調する ために、図２ｄに示されるように、Ｓｉｎｃ形状の包絡線を有する搬送波周波数 パルスが振幅変調器４の出力で発生される。（このパルスは、図面では例示目的 で広がって示されているが、実際においては、スケールに従って図示されたとき はより狭い。） 分散フィルタ６は振幅変調器４の後段に接続されており、変調された搬送波周 波数信号ｓ₄をその周波数依存の差動遅延時間特性に従ってろ波する。分散フィ ルタ６の出力には、図２ｅに示されるように、一定の振幅を有する線形的に周波 数変調されたパルスが到着する。その周波数は、パルス継続時間の間に、搬送波 周波数ｆ_Tより上の値、ｆ_T＋Δｆ／２から、搬送波周波数より下の値、ｆ_T−Δ ｆ／２まで低減する。 従って、本明細書に示された送信機においては、入力信号ｓ₁の送信が単極 （ユニポーラ）で行われ、すなわち、入力信号ｓ₁のハイレベルに対して１つの 送信パルスが生成されるのみであり、一方でローレベルは送信信号ｓ₅における ポーズから認識が可能である。このため、送信機及び受信機は、各々が１つの分 散フィルタ６，１３を含むといったように合理的に簡潔な形で構築可能である。 こうして生成されたパルス列ｓ₅は、次に帯域通過フィルタ７に供給される。 帯域通過フィルタ７の中心周波数は、周波数変調されたパルスの搬送波周波数ｆ_T に等しいため、伝送帯域外の信号がろ波により除去される。 最後に、帯域通過で制限された信号が送信機増幅器８によってアンテナ９に供 給されて放射される。 図１ｂに示された受信機は、上述の送信機によって送信された線形的に周波数 変調された信号の受信、及びディジタル入力信号ｓ₃又はｓ₁の復調及び回復を可 能にする。 この目的のため、例えばダイバーシティ動作において受信機のアンテナ１０に よって受信された信号は、前置増幅器１１に供給され、次いで帯域通過フィルタ １２に供給される。帯域通過フィルタ１２の中心周波数は、帯域通過で制限され た送信信号の搬送波周波数ｆ_Tに等しいため、他の周波数領域からの雑音信号を 受信機信号から除去することができる。（この場合は、従来の帯域通過フィルタ の替わりに、弾性表面波フィルタを使用可能である。）こうして用意される信号 ｓ₆の時間に対するふるまいは、図３ａに詳しく示されている。ここでは、単純 化のために、雑音が無い伝送経路が想定されている。 受信された信号ｓ₆は、一連の線形的に周波数変調されたパルスで構成されて おり、パルス継続時間の間、周波数は送信機側で使用された変調特性に従って搬 送波周波数ｆ_Tより上の値、ｆ_T＋Δｆ／２から、搬送波周波数より下の値、ｆ_T −Δｆ／２まで低減する。 次に、信号ｓ₆は分散フィルタ１３に供給され、分散フィルタ１３は入力信号 ｓ₆の個々のパルスを時間的に圧縮する。これにより振幅が相応に増大され、従 って信号対雑音比が改善されることになる。 ここで、パルス圧縮は、送信機側で実行される線形周波数変調のために、より 高い周波数の信号成分の方がより低い周波数信号成分より前に分散フィルタ１３ の出力に到達するという事実を使用している。分散フィルタ１３は、より高い周 波数信号成分による”先導又はリード”を、より高い周波数信号成分をより低い 周波数信号成分よりも遅らせることによって補償する。 ここで、分散フィルタ１３の周波数依存の差動遅延時間応答は、受信信号のス ペクトル信号成分が分散フィルタ１３の出力において事実上同時に到着するよう に、送信機側で実行された周波数変調の変調特性に整合される。図３ｂが示すよ うに、スペクトル成分が重なって各パルスにＳｉｎｃ形状の包絡線を有する信号 ｓ₇が形成され、これによって個々のパルス振幅が、受信された線形的に周波数 変調された信号ｓ₆に比べて格段に増大する。（この時点では、明確に説明する ために、これら図に図示された図式的な信号の表示に歪みが導入されている。実 際には、周波数変調されたパルスはより近接しており、圧縮された信号はより狭 い。） 次に、分散フィルタ１３の出力信号は復調器１４に供給され、復調器１４は高 周波の搬送波発振信号から信号ｓ₇を分離し、図３ｃに図示されるようにニード ル形状のパルスを有する離散的出力信号ｓ₈を生成する。 次に、図３ｄにその時間に対するふるまいの詳細が示されている元のディジタ ル信号ｓ₉が、パルス波形整形器１５を使用してニードル形状のパルスから回復 される。 図４ａ及び図４ｂは、本発明に係る別のメッセージ伝送システムを示しており 、これは、ディジタル情報信号のハイレベル及びローレベルの両方がアクティブ に伝送され、これがより高い雑音免疫性に寄与するという最も重要な事実だけ、 上述され且つ図１ａ及び図１ｂに図示されたより簡単な実施例とは異なる。 図４ａに図示された送信機はパルス波形整形器１７を含み、パルス波形整形器 １７は、タイミング生成器１６により図５ａ及び図５ｂが示す逆位相のタイミン グパルスを使用してトリガーされる。パルス波形整形器はその出力において、図 ５ｃが示すように、（準）ディラックデルタ列を形成するニードル形パルス列ｇ₁ を出力する。こうして生成されるパルス列ｇ₁は、次いで低域通過フィルタ１８ に供給される。低域通過フィルタ１８は、そのフィルタ特性が臨界周波数の少し 手前にピークを有し、ニードル形状のパルスを図５ｄに詳細が示されているＳｉ ｎｃ形パルスに変換する。次に、このパルス列ｇ₂は振幅変調器２０を使用して 、発振器１９によって生成された搬送波周波数ｆ_Tを有する搬送波発振信号に変 調される。こうして振幅変調器２０の出力には、Ｓｉｎｃ形状の包絡線を有する 等距離の搬送波周波数パルスの列ｇ₃が到着する。この実施例においては、振幅 変調器２０の出力に到着するパルス列ｇ₃はディジタル入力信号ｇ₄とは独立であ り、よって何の情報も含まない点が重要である。 次いで、アナログスイッチ２１により、入力信号ｇ₄の情報の付加が実行され る。アナログスイッチ２１は入力信号ｇ₄によって制御され、また振幅変調器２ ０によって生成されたパルス列ｇ₃は、入力信号ｇ₄の振幅に依存して周波数依存 の線形的に減少する遅延時間を有する分散フィルタ２２か、もしくは周波数依存 の線形的に上昇する遅延時間を有する分散フィルタ２３の何れかに方向付けられ る。それらの出力では、分散フィルタ２２，２３が別のアナログスイッチ２４又 は混合器段に接続されており、アナログスイッチ２４は、入力信号ｇ₄の振幅に 依存して２つの分散フィルタ２２，２３のうちの１つの出力信号ｇ₇，ｇ₈を選択 し通過させる。 こうしてアナログスイッチ２４の出力には、図５ｋが示すように、パルス毎に 線形的に周波数変調されたパルスである搬送波周波数パルスの列ｇ₉が到着し、 これにより、入力信号ｇ₄のハイレベルに対して個々のパルスがパルス継続時間 の間、線形的に上昇する周波数を示す一方、入力信号ｇ₄のローレベルに対して パルス継続時間の間、周波数が線形的に低くなる。 アナログスイッチ２４の出力に到着する信号は、次に帯域通過フィルタによっ てろ波され、伝送帯域外に存在する干渉信号が抑圧される。こうして取得された 信号は、次いで送信機増幅器２６によって増幅され、さらに送信機アンテナ２７ によって放射される。 図４ｂは、図４ａが示す送信機によって放射された信号を、アンテナ２８を使 用して受信する関連する受信機を示している。受信機は、前置増幅器２９におい て信号を増幅し、帯域通過フィルタ３０において周波数が伝送帯域外に存在する あらゆる干渉信号を除去する。 次に、受信された信号は、スイッチング素子３１によって２つの分散フィルタ ３２，３３に伝送される。ここでは、受信された信号のスペクトル信号成分が２ つの分散フィルタ３２又は３３のうちの１つの出力で振幅が増大したパルスに加 算される一方、時間的に伸張されたパルスだけが他方の分散フィルタ３３又は３ ２の出力に到着するように、受信機側の２つの分散フィルタ３２，３３の周波数 依存の遅延時間応答が、送信機側の２つの分散フィルタ２２，２３の周波数依存 の遅延時間応答に対で整合される。 図６ａ及び図６ｂが示すように、分散フィルタ３２，３３の出力信号ｇ₁₀又は ｇ₁₁は、Ｓｉｎｃ形状の包絡線を有する搬送波周波数パルスの列で構成されてい る。 ２つの分散フィルタ３２，３３の出力に現れる信号ｇ₁₀又はｇ₁₁は、次に復調 器３４，３５に供給される。復調器３４，３５は、搬送波発振信号から信号ｇ₁₀ 又はｇ₁₁を分離し、図６ｃ又は図６ｄに見られるようなニードル形状のパルスを 生成する。 復調器３４の出力における各ニードルインパルスは、入力信号ｇ₄の１つのハ イレベルに対応し、他方の復調器３５の出力に到着するニードルインパルスは、 入力信号ｇ₄のローレベルを表す。 ２つの信号ｇ₁₂，ｇ₁₃から元の入力信号ｇ₄を回復するため、２つの信号ｇ₁₂ ，ｇ₁₃がタイミング生成器３６に供給されてトリガーが行われ、タイミング生成 器３６が、元の入力信号ｇ₄のタイミングレートを再生するタイミング信号を生 成する。このタイミング信号は、２つの復調器３４，３５の出力信号ｇ₁₂,ｇ₁₃ とともに復号器３７に供給され、復号器３７は、図６ｅに見られるような元の出 力信号ｇ₄，ｇ₁₄を回復する。 図７は、雑音抑圧回路３８を有する図４ｂが示す受信機の変形された実施例を 示す。雑音抑圧回路３８は、そのようなチャープ信号のために他の受信機と組み 合わせることができる。この受信機と図４ｂが示す受信機とは極めて類似してい るため、機能的に等価な構成要素には２つの図面を通じて同じ参照符号が付され ている。 前述の受信機の場合と同様に、送信機側でチャープされた信号は、アンテナ２ ８を介して受信され、まず入力増幅器２９に供給され、次いで帯域通過フィルタ ３０に供給される。帯域通過フィルタ３０は搬送波周波数に同調されており、よ って伝送帯域外に存在する雑音信号がろ波により除去される。次に、当該信号は 雑音抑圧回路３８に伝送され、各々互いに逆の関係にある２つの分散フィルタ３ ９，４４又は４０，４３が直列に接続された並行する２つの分岐に分けられる。 論理ローレベル及び論理ハイレベルのアクティブな伝送の間、入力側に設けられ た２つの分散フィルタ３９又は４０のうちの１つは、時間的に圧縮された信号が この分散フィルタ３９又は４０の出力に到着するように同調される。他の分散フ ィルタ３９又は４０の出力には、その元の長さの２倍に時間的に伸張されたパル スが到着する。２つのアナログスイッチ４１，４２は、２つの分岐における信号 の流れを、圧縮されたパルスの中心部付近で対称的に遮断するため、時間的に圧 縮されたパルスが抑圧されて他方の分岐における時間的に伸張されたパルスのみ が残る。ここで、アナログスイッチ４１，４２は同期回路４６を介して制御され る。同期回路４６は、タイミング生成器３６によってトリガーされ、よって出力 信号のタイミング、曳いては送信タイミングを再生する。続く分散フィルタ４３ ，４４は、時間的に伸張されたパルスから、元の幅を有しかつ相応に元の振幅を 有 する元のパルスを生成する。こうしたパルスは、次に減算器４５に供給され、減 算器４５の出力に事実上元のパルスが現れる。 雑音のある伝送経路に起因し、受信機によって有効信号とともに受信される雑 音の場合は、問題が異なる。雑音は、まず、分散フィルタ３９，４０によって異 なる方向にシフトされる。但し、その後に接続された分散フィルタ４３，４４が このシフトを変えるため、入力された雑音は、アナログスイッチ４１，４２によ って除去された非常に短い部分を除いて２つの分岐に再構成される。こうして、 減算器４５による減算が、受信機側で受信される雑音の大幅な抑圧に導く。 次いで、こうして準備された信号の別の処理が、図４ｂに対する説明に記載さ れた通りに行われる。 図８に示された受信機は、特に雑音抑圧回路４７の設計及び制御に関して、上 述及び図７に示された受信機とは異なる。２つの回路は極めて類似しているため 、図７及び図８では機能的に等価な構成要素又は構成要素モジュールに同じ参照 符号が付されている。 図７に示された受信機の場合と同様に、チャープされたパルスがアンテナ２８ によって受信され、まず入力増幅器２９に供給され、次いで帯域通過フィルタ３ ０に供給される。帯域通過フィルタ３０は、搬送波周波数に同調されているため 、伝送帯域外に存在する雑音信号が除去される。 続いて、信号は雑音抑圧回路４７に伝送され、雑音抑圧回路４７は信号を、各 々が互いに逆の関係にあり直列に接続された２つの分散フィルタ４８，５２及び ４９，５３を含む２つの並行する分岐に分割する。２つの分岐は雑音抑圧回路４ ７の出力において減算器５４によって結合され、これにより、受信信号における 雑音が減算によって完全に抑圧される。 これとは対照的に、チャープされた信号は減算器５４における減算によって相 殺されないために、信号対雑音比が大幅に高くなる。これにより、入力側の分散 フィルタ４８，４９は、相応に増大した振幅を有する時間圧縮パルスが分散フィ ルタ４８，４９のうちの１つの出力に現れ、減少した振幅を有する時間的に伸張 されたパルスが他方の分散フィルタ４９，４８の出力に発生するように、送信側 で生成されたチャープ信号に整合される。圧縮パルスが到着すると、２つの分岐 における信号の流れは、詳細後述するように、乗算器５０，５１によって同期し て抑圧されるため、圧縮されたパルスは抑圧され、無視可能な短い切り出し部分 を除去した時間圧縮パルスだけが残存する。次いで、後続の分散フィルタ５２， ５３によって時間的に伸張されたパルスから元のパルスが生成され、事実上、信 号対雑音比が大幅に向上した元の受信信号が減算器５４の出力に到着する。 乗算器５０，５１のトリガーは、送信タイミングレートを有する固定された同 期で発生するために、雑音抑圧回路４７の２つの分岐における信号を正確に時間 圧縮パルスの到着時点で抑圧することができる。この目的のために、受信機は同 期回路５７を含む。同期回路５７は、入力側が同期のためのタイミング生成器３ ６に接続されている。続いて、ゼロに向かうピークを有して反転されて存在する 振幅１のＳｉｎｃパルスがパルス波形整形器５６及び低域通過フィルタ５５によ って生成され、乗算器５０，５１に供給される。乗算器５０，５１は、雑音抑圧 回路４７の２つの分岐における信号にゼロ又は１の何れかを乗算し、適宜信号を 抑圧し、又は本質的に無変化のまま通過させる。このように、この場合の乗算器 ５０，５１は、上述の雑音抑圧回路３８の変形例におけるスイッチング素子４１ ，４２と同じ効果を有している。 本発明の範囲は、上述の好適な実施形態に限定されない。基本的に異なる実施 であっても、提起された解法を利用した多数の変形例が可能である。本明細書に 示された実施形態は、解法の幅広い範囲の基本タイプとしてのみ理解されるべき ものである。 図９ａ及び図９ｂは、本発明によって達成可能な信号対雑音比の改善を、異な る伸張係数Ψ＝Ｔ_T／δに関して表したものである。但し、Ｔ_Tは”チャープ”技 術を使用して処理された送信パルスの平均継続時間であり、δは受信機で圧縮さ れたパルスの平均継続時間である。図９ａは、受信機出力における信号対雑音比 （Ｓ＋Ｎ）／Ｎを、受信機入力におけるＳ／Ｎの関数として表し、図９ｂは、Ψ ＝１に正規化された関係（Ｓ＋Ｎ）／Ｎ＝ｆ（Ｓ／Ｎ）の依存性を示し、すなわ ち改善度を元の信号対雑音比の関数として表している。ここでは、１から１６０ までの範囲の値がΨのパラメータとして選択されている。 これらの図は、達成可能な改善が、パルスの”伸張／圧縮”が増大するほど大 きくなり、また元の信号対雑音比が小さい場合に特に顕著であることを表してい る。これは本方法が、強力な干渉環境、及び／又は長い伝送範囲、及び／又は低 送信電力に対して特に効果的に利用可能であることを明示している。

【手続補正書】 【提出日】１９９９年６月２３日（１９９９．６．２３） 【補正内容】 請求の範囲１． 入力された信号が送信機（２乃至８；１６乃至２６）において角度変調され 、伝送チャンネルを介して受信機（１１乃至１５，２９乃至５７）に到達する、 特に移動体通信における情報の無線伝送のための方法であって、 周波数スペクトルを有しかつ情報を伝送する角度変調されたパルスは、放射さ れたパルスに比べて継続時間が短く振幅が増大されたパルスが生成されるように 、周波数に依存しかつ群遅延として参照される差動遅延時間を有するフィルタ（ １３，３２，３３）を使用して上記受信機においてパルスの時問圧縮が可能であ るような方法によって上記送信機において生成され、 上記送信機における情報の少なくとも一部は、角度変調とは独立である付加的 な変調を使用してパルスに付加され、及び／又は上記受信機において測定可能な 角度変調のパラメータを制御するために使用され、 まず、準ディラックパルス列は上記送信機において生成されて低域通過フィル タに供給され、上記低域通過フィルタのフィルタ特性は臨界周波数の少し手前に ピークを有し、上記低域通過フィルタはデルタ−パルス列をＳｉｎｃ関数Ｓｉｎ ｃ（ｘ）＝ｓｉｎ（ｘ）／ｘによって記述される形状であるＳｉｎｃパルスの形 状を有する一連のＳｉｎｃパルスに変換１し、次いで、上記Ｓｉｎｃパルスは搬 送波発振の各パルスにＳｉｎｃ形状の包絡線を付加する振幅変調器に伝送され、 こうして発生された信号は分散フィルタに供給され、上記分散フィルタの出力 において周波数変調されたパルス列が到達する情報の無線伝送のための方法。２． 上記角度変調及び上記付加的な変調方法は、少なくとも近似的に直交する変 調タイプである請求項１記載の方法。３． 上記パルスはデフォルトのフィルタ特性に従ってろ波され、これにより、上 記送信機側の角度変調と上記受信機側の分散フィルタ（１３，３２，３３）の群 遅延応答は、出力信号（ｓ₉，ｇ₁₄）の角度変調されたパルス（ｓ₆）の信号成分 が上記フィルタの周波数依存の可変信号遅延時問により実質的に一致しかつ、重 畳により入力に比較して増大された振幅を有して上記分散フィルタの出力 に到達するように整合される請求項１又は２記載の方法。４． 上記入力信号（ｇ₄）は、上記送信機（１６乃至２６）においてパルス毎に 角度変調される搬送波周波数を有する先行する請求項のうちの１つに記載の方法 。５． 上記角度変調の変調特性は、各パルスの継続時間の間に位相角度の時間的変 化を決定し、 上記角度変調されたパルスの振幅は特に上記入力信号（ｓ₁）に依存して上記 入力信号（ｓ₁）に含まれる情報の付加のために使用され、 上記受信機（１１乃至１５）における分散フィルタ（１３）の群遅延応答は、 送信パルスの周波数対時間特性に対して相補的であり、 上記分散フィルタ（１３）から圧縮されて到達するパルスの振幅は、特に振幅 復調器である検出器（１４，１５）を使用して上記入力信号（ｓ₁）に含まれる 情報の回復のために評価される請求項４記載の方法。６． 情報を付加する付加的な変調方法は特にパルス位置変調（ＰＰＭ）であり、 又はオプションとしてパルスコード変調（ＰＣＭ）、又は差動パルスコード変調 （ＤＰＣＭ）、又はパルスデルタ変調（ＰＤＭ）、又はこれらの変調方法のうち の１つ又は複数の変形である先行する請求項のうちの１つに記載の方法。７． 上記送信機において角度変調されたパルス列は、上記受信機(２９乃至３７) における１対の分散フィルタ（３２，３３）に供給され、これにより、１対の分 散フィルタ（３２，３３）は、上記パルスの信号成分が分散フィルタ(３２，３ ３)のうちの１つのみの出力に振幅が増大されて到達し、他方の分散フィルタ(３ ２，３３)にはこうした振幅増大が行われず、上記振幅が分散フィルタ（１３； ３２，３３）の出力において検出器（１４，１５；３４，３５）を使用して比較 評価されるように上記変調特性と対で整合された異なる群遅延応答を有する請求 項３乃至６のうちの１つに記載の方法。８． 搬送波周波数の周波数又は位相を含む角度は、パルス変調信号のパルス継続 時間の間に、時間とともに線形的により低い周波数又は位相位置からより高い周 波数又は位相位置へ、又はその逆方向へ単調に変化し、受信機内の分散フィルタ は相補的な線形又は単調な応答を有する請求項７記載の方法。９． 一連のパルスにおける個々のパルスに対する変調特性は、上記差分が情報の 一部を含むように異なって選択される先行する請求項のうちの１つに記載の方法 。１０． 上記送信機（２乃至８，１６乃至２６）と上記受信機（１１乃至１５，２ ９乃至３７）の整合のために、デフォルトのディジタル基準信号は整合処理の間 のアラインメントのための入力信号（ｓ₁，ｇ₄）として送信され、 上記整合処理の間に受信機側の分散フィルタ（１３，３２，３３）の出力信号 （ｓ₇，ｇ₁₀，ｇ₁₁）の振幅又はパルス継続時間が測定され、送信機側で使用さ れる変調特性又は受信機側の分散フィルタ(１３，３２，３３)の群遅延応答は、 パルス継続時間が最小値に達するまで、又は振幅が最大値に到達するまで変化さ れる先行する請求項のうちの１つに記載の方法。１１． 上記受信機内の信号の流れは、各々が群遅延特性を有し互いに逆関係であ る２つの分散フィルタ（３９，４４，４０，４３）を有する２つの並行分岐に分 割され、 ２つの分岐における信号の流れは、各パルスの間の予め決められた時間間隔で 接続又は遮断され、これにより、遮断又は接続が送信タイミングレートと同期し て発生し、 ２つの分岐は減算器（４５）によって出力側で結合される請求項７乃至１０の うちの１つに記載の方法。１２． 先行する請求項のうちの１つの方法を実施するための送信機及び受信機装 置であって、 入力信号（ｓ₁，ｇ₄）の角度変調のための第１の変調器（２乃至６，１６乃至 ２４）を含む、入力信号(ｓ₁，ｇ₄)の受信及び送信のための送信機（２乃至８， １６乃至２６）と、 入力信号（ｓ₁，ｇ₄）の回復のための復調器（１４，１５，３１乃至３７）を 含む受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）とを備え、これによって、 上記送信機は、準ディラックパルス列を生成するための手段と、上記手段の入 力側に接続された低域通過フィルタとを含み、上記低域通過フィルタのフィルタ 特性は臨界周波数の少し手前にピークを有し、上記低域通過フィルタはデルタ− パルス列をＳｉｎｃ関数Ｓｉｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎ（ｘ）／ｘとして記述された形 状である一連のＳｉｎｃパルスに変換し、上記送信機はさらに、上記低域通過フ ィルタの出力に接続されＳｉｎｃ形状の包絡線を搬送波発振に付加する振幅変調 器と、上記振幅変調器の出力に接続された分散フィルタとを含み、 上記第１の変調器（２乃至６，１６乃至２４）は、各パルスの継続時間の間に 角度又は位相位置の時間的な変化を決定する変調特性に従って角度変調されたパ ルスを生成し、 上記第１の変調器（２乃至６，１６乃至２４）は、入力信号（ｓ₁，ｇ₄）を受 信するため、かつ入力信号ｓ₁，ｇ₄に依存して変調特性を設定するための制御入 力を含み、 及び／又は、上記送信機（２乃至８，１６乃至２６）は、入力信号（ｓ₁，ｇ₄ ）に依存して角度変調されたパルスの付加的な変調のための第２の変調器（４） を含み、 上記受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）は、デフォルトの変調特性に従っ て上記送信機側で角度変調されたパルスをろ波するためのデフォルトの群遅延応 答を有する特に表面弾性波フィルタである分散フィルタ（１３，３２，３３）を 含み、 上記分散フィルタ（１３，３２，３３）の群遅延応答は、出力信号（ｓ₉，ｇ_{1 4} ）の振幅増大に対して、上記変調特性に従って角度変調されたパルスの信号成 分がフィルタの周波数依存の可変信号遅延時間のために、上記分散フィルタの出 力において時間圧縮され、かつ振幅を拡大されて到達するように送信機側で使用 される変調特性と整合される送信機及び受信機装置。１３． 上記第１の変調器（１６乃至２４）は一連の角度変調されたパルスを生成 し、これにより、制御入力における入力信号（ｇ₄）に依存してデフォルトの第 １の変調特性又は第２のデフォルトの変調特性のいずれかに従って角度変調が実 行され、 上記受信機（２９乃至３７）は、並列に接続された２つの分散フィルタ（３２ ，３３）を含み、これにより、２つの分散フィルタの可変群遅延応答と第１及び 第２の変調特性とが、角度変調されたパルス列の信号成分が２つの分散フィルタ のうちの正確に１つの出力において時間圧縮されかつ振幅を増大されて到達する ように整合される請求項１２記載の装置。１４． 上記送信機側の第１の変調器（１６乃至２４）は、各々が２つの変調特性 に従って角度変調されたパルスを生成する１つの分散フィルタ（２２，２３）を 含み、 上記第１の変調器（１６乃至２４）内に設けられた分散フィルタ（２２，２３ ）は、入力側で制御可能なスイッチング素子（２１）によって本質的にＳｉｎｃ 形状の包絡線を有する高周波信号（ｇ₃）を生成する信号源（１６乃至２０）に 接続され、 上記入力信号（ｇ₄）によってトリガーするためのスイッチング素子（２１） は変調器（１６乃至２４）の制御入力に接続される請求項１２又は１３記載の装 置。１５． 上記第１の変調器（２乃至６）は角度変調されたパルスを生成し、これに より、角度変調は各パルスの継続時間の間に周波数の時間的な変化を決定するデ フォルトの変調特性に従って上記入力信号（ｓ₁）と独立に発生し、 上記入力信号（ｓ₁）に含まれる情報を付加するための送信機側の第２の変調 器（４）は、入力信号（ｓ₁）に依存して角度変調されたパルスの振幅を決定す る振幅変調器（４）であり、 デフォルトの変調特性に従って送信機側で角度変調されたパルスをろ波するた めの受信機（１１乃至１５）は、各角度変調されたパルスの信号成分が分散フィ ルタ（１３）の出力に時間圧縮されかつ振幅を増大されて到達するように、送信 機側で使用される変調特性に整合されたデフォルトの群遅延応答を有する正確に １つの分散フィルタ（１３）を含み、 上記検出器（１４，１５）は入力信号（ｓ₁）に含まれる情報を回復するため に分散フィルタ（１３）の後段に接続されている請求項１２又は１３記載の装 置。１６． 送信及び受信の交互動作を可能にするために、上記送信機（２乃至８，１ ６乃至２６）及び上記受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）は、各々が少なく とも１つの分散フィルタ（６，１３，２２，２３，３２，３３）を含む変調又は 復調のための互いに対応して本質的に同一である構成要素モジュールを含む請求 項１２乃至１５のうちの１つに記載の装置。１７． 上記受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）は、出力側に出力信号（ｓ₉ ，ｇ₁₄）の振幅及び／又はパルス継続時間を測定するためのメータを含み、 上記受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）に分散フィルタ（１３，３２，３ ３）の群遅延応答を設定するための調整構成要素が提供され、上記調整構成要素 は、出力信号の振幅が最大値を仮定し、又は出力信号のパルス継続時間が最小値 を仮定するように上記メータに接続された制御装置によって制御される請求項１ ２乃至１６のうちの１つに記載の装置。１８． 上記受信機は本質的に２つの並行する分岐で構成される雑音抑圧回路（３ ８，４７）を含み、上記２つの分岐は出力側で減算器（４５，５４）の入力に接 続され、上記減算器の各々において群遅延特性を有し互いに逆関係である２つの 分散フィルタ（３９，４４，４０，４３，４８，５２，４９，５３）が直列に接 続され、これにより、２つの分岐の各々において、２つの分散フイルタ（３９， ４４，４０，４３，４８，５２，４９，５３）の間に信号の流れを制御するため の制御構成要素が設けられ、上記制御構成要素は信号の流れの制御を送信タイミ ングレートに同期させるための同期回路（４６，５５乃至５７）に接続されてい る請求項１２乃至１７のうちの１つに記載の装置。 １９．上記制御構成要素は乗算器（５０，５１）であり、上記乗算器（５０，５ １）の入力側において前置の分散フィルタ（４８，４９）に接続され、信号の流 れの同期化された遮断又は切断のために同期回路（５５乃至５７）を備えた請求 項１８記載の装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＵ，ＢＡ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＣＡ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＥＥ， ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＰ，ＫＲ，ＬＣ，Ｌ Ｋ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＶ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＸ，ＮＯ ，ＮＺ，ＰＬ，ＲＯ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＲ，ＴＴ， ＵＡ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力信号が送信機（２乃至８；１６乃至２６）において角度変調され、伝送 チャンネルを介して受信機（１１乃至１５；２９乃至５７）に到達する、特に移 動体通信における無線情報伝送のための方法であって、 周波数スペクトルを処理し情報を伝送する角度変調されたパルスは、放射され たパルスに比べて継続時間が短く振幅が増加されたパルスが生成されるように、 周波数に依存し、群遅延としても周知の差動遅延時間を有するフィルタ（１３， ３２，３３）を使用して受信機においてパルスの時間圧縮が可能であるような方 法によって送信機において生成され、 送信機における情報の少なくとも一部は、角度変調とは独立である付加的な変 調を使用してパルスに付加され、及び／又は受信機において測定可能な角度変調 のパラメータを制御するために使用される情報の無線伝送のための方法。 ２．上記角度変調及び上記付加的な変調方法は、少なくとも近似的に直交するタ イプの変調である請求項１記載の方法。 ３．パルスはデフォルトのフィルタ特性に従ってろ波され、これにより、送信機 側の角度変調と受信機側の分散フィルタ（１３；３２，３３）の群遅延応答は、 出力信号（Ｓ₉，ｇ₁₄）の角度変調されたパルス（ｓ₆）の信号成分が上記フィル タの周波数依存の可変信号遅延時間により実質的に一致しかつ、重畳により入力 に比較して増大された振幅を有して上記分散フィルタの出力に到着するように整 合される請求項１又は２記載の方法。 ４．入力信号（ｇ₄）は、送信機（１６乃至２６）においてパルス毎に角度変調 される搬送波周波数を有する先行する請求項の１つに記載の方法。 ５．上記角度変調の変調特性は各パルスの継続時間の間に位相角度の時間的変化 を決定し、 角度変調パルスの振幅は、入力信号（ｓ₁）に依存して入力信号（ｓ₁）に含ま れる情報の付加のために使用され、 受信機（１１乃至１５）における分散フィルタ（１３）の群遅延応答は送信パ ルスの周波数対時間特性に対して相補的であり、 上記分散フィルタ（１３）から圧縮されて到着するパルスの振幅は、特に振幅 復調器である検出器（１４，１５）を使用して入力信号（ｓ₁）に含まれる情報 の回復のために評価される請求項４記載の方法。 ６．情報を付加する付加的な変調方法は特にパルス位置変調（ＰＰＭ）であり、 又はオプションとしてパルスコード変調（ＰＣＭ）、又は差動パルスコード変調 （ＤＰＣＭ）、又はパルスデルタ変調（ＰＤＭ）、又はこれらの変調方法の１つ 又は複数の変形である先行する請求項の1つに記載の方法。 ７．上記送信機において角度変調されたパルス列は、上記受信機（２９乃至３７ ）における１対の分散フィルタ（３２，３３）に供給され、これにより、１対の 分散フィルタ（３２，３３）は、上記パルスの信号成分が分散フィルタ（３２， ３３）のうちの１つのみの出力に振幅が増大されて到着し、他方の分散フィルタ （３２，３３）にはこうした振幅増大が行われず、上記振幅が分散フィルタ（１ ３；３２，３３）の出力において検出器（１４，１５；３４，３５）を使用して 比較評価されるように、上記変調特性と対で整合された異なる群遅延応答を有す る請求項３乃至６のうちの１つに記載の方法。 ８．搬送波周波数の周波数又は位相を含む角度は、パルス変調信号のパルス継続 時間の間に、時間とともに線形的により低い周波数又は位相位置からより高い周 波数又は位相位置へ、又はその逆方向へ単調に変化し、受信機内の分散フィルタ は相補的な線形応答を有する請求項７記載の方法。 ９．一連のパルスにおける個々のパルスに対する変調特性は、上記差分が情報の 一部を含むように異なって選択される先行する請求項の１つに記載の方法。 １０．送信機（２乃至８，１６乃至２６）と受信機（１１乃至１５，２９乃至３ ７）の整合のために、デフォルトのディジタル基準信号は整合処理の間のアライ ンメントのための入力信号（ｓ₁，ｇ₄）として送信され、 上記整合処理の間に受信機側の分散フィルタ（１３，３２，３３）の出力信号 （ｓ₇，ｇ₁₀，ｇ₁₁）の振幅又はパルス継続時間が測定され、送信機側で使用さ れる変調特性又は受信機側の分散フィルタ（１３，３２，３３）の群遅延応答が 、パルス継続時間が最小値に達するまで、又は振幅が最大値に到達するまで変化 される先行する請求項の１つに記載の方法。 １１．受信機内の信号の流れは、各々が群遅延特性を有し互いに逆関係である２ つの分散フィルタ（３９，４４，４０、４３）を有する２つの並行分岐に分割さ れ、 ２つの分岐における信号の流れは、各パルスの間の予め決められた時間間隔で 接続又は遮断され、これにより、遮断又は接続が送信タイミングレートと同期し て発生し、 ２つの分岐は減算器（４５）によって出力側で結合される請求項７乃至１０の うちの１つに記載の方法。 １２．先行する請求項のうちの１つの方法を実施するための送信機及び受信機装 置であって、 入力信号（ｓ₁，ｇ₄）の受信及び送信のための送信機（２乃至８，１６乃至２ ６）を備え、上記送信機は入力信号（ｓ₁，ｇ₄）の角度変調のための第１の変調 器（２乃至６，１６乃至２４）を含み、 入力信号（ｓ₁，ｇ₄）の回復のための復調器（１４，１５，３１乃至３７）を 含む受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）を備え、これによって、 第１の変調器（２乃至６，１６乃至２４）は、各パルスの継続時間の間に角度 又は位相位置の時間的な変化を決定する変調特性に従って角度変調パルスを生成 し、 第１の変調器（２乃至６，１６乃至２４）は、入力信号（ｓ₁，ｇ₄）を受信す るために、かつ入力信号（ｓ₁，ｇ₄）に依存して変調特性を設定するための制御 入力を含み、 及び／又は、送信機（２乃至８，１６乃至２６）は入力信号（ｓ₁，ｇ₄）に依 存して角度変調パルスの付加的な変調のための第２の変調器（４）を含み、 受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）は、デフォルトの変調特性に従って送 信機側で角度変調されたパルスをろ波するためのデフォルトの群遅延応答を有す る分散フィルタ（１３，３２，３３）である特に弾性表面波フィルタを含み、 上記分散フィルタ（１３，３２，３３）の群遅延応答は、出力信号（ｓ₉，ｇ_{1 4} ）の振幅増大に対して、上記変調特性に従って角度変調されたパルスの信号成 分がフィルタの周波数依存の可変信号遅延時間のために、上記分散フィルタの出 力において時間圧縮され、かつ振幅が増大されて到着するように送信機側で使 用される変調特性と整合される送信機及び受信機装置。 １３．上記第１の変調器（１６乃至２４）は一連の角度変調パルスを生成し、こ れにより、制御入力における入力信号（ｇ₄）に依存してデフォルトの第１の変 調特性又は第２のデフォルトの変調特性の何れかに従って角度変調が実行され、 上記受信機（２９乃至３７）は、並列に接続された２つの分散フィルタ（３２ ，３３）を含み、これにより、２つの分散フィルタの可変群遅延応答と第１及び 第２の変調特性とが、角度変調パルス列の信号成分が２つの分散フィルタのうち の正確に１つの出力において時間圧縮されかつ振幅を増大されて到着するように 整合される請求項１２記載の装置。 １４．送信機側の第１の変調器（１６乃至２４）は、各々が２つの変調特性に従 って角度変調パルスを生成する１つの分散フィルタ（２２，２３）を含み、 第１の変調器（１６乃至２４）内に設けられた分散フィルタ（２２，２３）は 、入力側で制御可能なスイッチング素子（２１）によって本質的にＳｉｎｃ形状 の包絡線を有する高周波信号（ｇ₃）を生成する信号源（１６乃至２０）に接続 され、 入力信号（ｇ₄）によってトリガーするためのスイッチング素子（２１）は変 調器（１６乃至２４）の制御入力に接続される請求項１２又は１３記載の装置。 １５．第１の変調器（２乃至６）は角度変調パルスを生成し、これにより、角度 変調が各パルスの継続時間の間に周波数の時間的な変化を決定するデフォルトの 変調特性に従って入力信号（ｓ₁）と独立に発生し、 入力信号（ｓ₁）に含まれる情報を付加するための送信機側の第２の変調器 （４）は、入力信号（ｓ₁）に依存しで角度変調パルスの振幅を決定する振幅変 調器（４）であり、 デフォルトの変調特性に従って送信機側で角度変調されたパルスをろ波するた めの受信機（１１乃至１５）は、各角度変調パルスの信号成分が分散フィルタ （１３）の出力に時間圧縮されかつ振幅を増大されて到着するように、送信機側 で使用される変調特性に整合されたデフォルトの群遅延応答を有する正確に１つ の分散フィルタ（１３）を含み、 上記検出器（１４，１５）は入力信号（ｓ₁）に含まれる情報を回復するため に分散フィルタ（１３）の後段に接続されている請求項１２又は１３記載の装置 。 １６．送信及び受信の交互動作を可能にするために、送信機（２から８，１６か ら２６）及び受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）は、各々が少なくとも１つ の分散フィルタ（６，１３，２２，２３，３２，３３）を含む変調又は復調のた めの互いに対応して本質的に同一である構成要素モジュールを含む請求項１２乃 至１５のうちの１つ記載の装置。 １７．受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）は、出力側に出力信号（ｓ₉，ｇ_{1 4} ）の振幅及び／又はパルス継続時間を測定するためのメータを含み、 受信機（１１乃至１５，２９乃至３７）に分散フィルタ（１３，３２，３３） の群遅延応答を設定するための調整構成要素が提供され、上記調整構成要素は、 出力信号の振幅が最大値を仮定し、又は出力信号のパルス継続時間が最小値を仮 定するように上記メータに接続された制御装置によって制御される請求項１２乃 至１６のうちの１つ記載の装置。 １８．受信機は本質的に２つの並行する分岐で構成される雑音抑圧回路（３８， ４７）を含み、上記２つの分岐は出力側で減算器（４５，５４）の入力に接続さ れ、上記減算器の各々において群遅延特性を有し互いに逆関係である２つの分散 フィルタ（３９，４４，４０，４３，４８，５２，４９，５３）が直列に接続さ れ、これにより、２つの分岐の各々において、２つの分散フィルタ（３９，４４ ，４０，４３，４８，５２，４９，５３）の間に信号の流れを制御するための制 御構成要素が設けられ、上記制御構成要素は信号の流れの制御を送信タイミング レートに同期させるための同期回路（４６，５５乃至５７）に接続されている請 求項１２乃至１７のうちの１つに記載の装置。 １９．上記制御構成要素は乗算器（５Ｏ，５１）であり、上記乗算器（５０，５ １）の入力側において前置の分散フィルタ（４８，４９）に接続され、信号の流 れの同期化された遮断又は切断のために同期回路（５５乃至５７）を備えた請求 項１８記載の装置。