FR2741217A1 - Procede et dispositif permettant d'eliminer les bruits parasites dans un systeme de communication - Google Patents

Abstract

Un système d'élimination des bruits parasites (109) mis en oeuvre dans un système de communication (700) prévoit une décision d'actualisation perfectionnée dans le cas d'une augmentation brusque du niveau de bruit de fond. Le système d'élimination des bruits parasites (109) génère une actualisation, inter alia, en surveillant constamment la déviation de la puissance spectrale et en forçant une actualisation en fonction d'un critère de seuil prédéterminé. La déviation de la puissance spectrale est déterminée en employant un élément qui possède les valeurs précédentes des composantes spectrales de puissance pondérées en fonction exponentielle. La pondération exponentielle est fonction de la puissance d'entrée en cours, c'est-à-dire que plus la puissance de signal d'entrée sera élevée, plus la fenêtre exponentielle sera longue. Inversement, plus la puissance de signal d'entrée sera faible, plus la fenêtre exponentielle sera courte. Par conséquent, le système d'élimination des bruits parasites (109) bloque l'actualisation forcée pendant les périodes de signaux d'entrée non stationnaires, continus (tels que la musique d'attente).

Description

Titre

PROCEDE ET DISPOSITIF PERMETTANT D'ELIMINER LES BRUITS

PARASITES DANS UN SYSTEME DE COMMUNICATION

Domaine de l'invention La présente invention concerne généralement l'élimination des bruits parasites et, plus précisément, l'élimination des bruits parasites dans un système de communication. Arrière-plan technoloqique de l'invention Les techniques d'élimination des bruits parasites dans un système de communication sont bien connues. Le but d'un système d'élimination des bruits parasites est de réduire la quantité de bruit de fond durant le codage du signal vocal de façon à améliorer la

qualité globale du signal vocal codé de l'utilisateur.

Parmi les systèmes de communication mettant en oeuvre le codage de signaux vocaux, on recense notamment les systèmes d'audio-messagerie, les systèmes de radiotéléphonie cellulaire, les systèmes de communication interurbaine, les systèmes de communication aérienne, etc. La soustraction spectrale est une technique d'élimination des bruits parasites mise en oeuvre dans les systèmes de radiotéléphonie cellulaire. Selon cette approche, l'entrée audio est divisée en des bandes spectrales individuelles (canaux) par un diviseur spectral adapté et les canaux spectraux individuels sont ensuite atténués selon la puissance de bruit dans chaque canal. L'approche de soustraction spectrale emploie une estimation de la densité spectrale de la puissance de bruit de fond pour générer un rapport signal/bruit (SNR) du signal vocal dans chaque canal, lequel est employé à son tour pour calculer un facteur de gain pour chaque canal individuel. Le facteur de gain est ensuite employé en tant qu'entrée pour modifier le gain de canal pour chaque canal spectral individuel. Les canaux sont ensuite recombinés pour produire l'onde de sortie exempte de bruits parasites. Un exemple de l'approche de soustraction spectrale mise en oeuvre dans un système de radiotéléphonie cellulaire analogique est décrit dans le brevet américain N 4 811 404 de Vilmur, cédé au

cessionnaire de la présente demande.

Tel que mentionné dans le brevet américain cité ci-

dessus, les techniques antérieures d'élimination des bruits parasites posent des problèmes lors d'une forte et soudaine augmentation du niveau de bruit de fond. Afin d'éliminer les inconvénients de la technique antérieure, le brevet américain de Vilmur cité ci-dessus exécute une actualisation forcée de l'estimation de bruit, quelle que soit la somme des métriques de signaux vocaux, lorsque M trames se sont écoulées sans actualisation de l'estimation de bruit de fond, Vilmur recommandant que la valeur de M soit comprise entre 50 et 300. Du fait qu'une trame selon Vilmur correspond à 10 millisecondes (ms) et que la valeur supposée de M est égalé à 100, une actualisation aurait lieu au moins une fois par seconde quelle que soit la somme des métriques de signaux vocaux (VMSUM) (c'est-à-dire que l'actualisation soit nécessaire

ou pas).

L'actualisation forcée de l'estimation de bruit quelle que soit la somme des métriques de signaux vocaux dg 7 2741217 peut provoquer une atténuation du signal vocal de l'utilisateur malgré le fait qu'aucun bruit de fond supplémentaire n'est ajouté. Ceci provoque à son tour une dégradation de la qualité du signal audio perçu par l'utilisateur final. De plus, les signaux d'entrée autres que le signal vocal d'un utilisateur (musique d'attente, par exemple) peuvent poser des problèmes dans la mesure o l'actualisation forcée de l'estimation de bruit peut avoir lieu sur des intervalles continus. Ceci est dû au fait que la musique peut se prolonger plusieurs secondes (ou minutes) en l'absence d'un nombre suffisant de pauses permettant une actualisation normale de l'estimation de bruit de fond. Par conséquent, la technique antérieure permettrait une actualisation forcée toutes les M trames du fait de l'absence d'un mécanisme pour distinguer le bruit de fond des signaux d'entrée non stationnaires. En plus d'atténuer le signal d'entrée, cette actualisation forcée non valable provoque également une distorsion importante du fait que l'estimation spectrale est actualisée en fonction d'une entrée non stationnaire,

variable dans le temps.

Par conséquent, il existe un besoin pour un système d'élimination des bruits parasites plus précis destiné

aux systèmes de communication.

Brève description des dessins

La figure 1 représente généralement un schéma fonctionnel d'un codeur de signaux vocaux destiné à un

système de communication.

La figure 2 représente généralement un schéma fonctionnel d'un système d'élimination des bruits

parasites selon l'invention.

La figure 3 représente généralement le chevauchement de trames qui se produit dans le système d'élimination

des bruits parasites selon l'invention.

La figure 4 représente généralement le fenêtrage trapézoidal d'échantillons préaccentués qui se produit dans le système d'élimination des bruits parasites selon l'invention. La figure 5 représente généralement un schéma fonctionnel de l'estimateur de déviation spectrale représenté sur la figure 2 et employé dans le système

d'élimination des bruits parasites selon l'invention.

La figure 6 représente généralement un organigramme des étapes exécutées par le module de détermination de décision d'actualisation représenté sur la figure 2 et employé dans le système d'élimination des bruits

parasites selon l'invention.

La figure 7 représente généralement un schéma fonctionnel d'un système de communication pouvant mettre en oeuvre le système d'élimination des bruits parasites

selon l'invention de façon avantageuse.

La figure 8 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal vocal telles que mises en oeuvre par la technique antérieure. La figure 9 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal vocal telles que mises en oeuvre par le système

d'élimination des bruits parasites selon l'invention.

La figure 10 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal musical telles que mises en oeuvre par la technique antérieure. La figure 11 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal musical telles que mises en oeuvre par le système

d'élimination des bruits parasites selon l'invention.

Description détaillée d'un mode de réalisation préféré

Un système d'élimination des bruits parasites mis en oeuvre dans un système de communication prévoit une décision d'actualisation perfectionnée dans le cas d'une augmentation brusque du niveau de bruit de fond. Le système d'élimination des bruits parasites génère une actualisation, inter alia, en surveillant constamment la déviation de la puissance spectrale et en forçant une actualisation selon un critère de seuil prédéterminé. La déviation de la puissance spectrale est déterminée en employant un élément qui possède les valeurs précédentes des composantes de puissance spectrale pondérées en fonction exponentielle. La pondération exponentielle est fonction de la puissance d'entrée en cours, c'est-à-dire que plus la puissance de signal sera élevée, plus la fenêtre exponentielle sera longue. Inversement, plus la puissance de signal d'entrée sera faible, plus la fenêtre exponentielle sera courte. Par conséquent, le système d'élimination des bruits parasites bloque une actualisation forcée pendant les périodes de signaux d'entrée non stationnaires, continus (tel la musique d'attente). De façon générale, un codeur de signaux vocaux met en oeuvre un système d'élimination des bruits parasites dans un système de communication. Le système de communication transfère des échantillons de signaux vocaux par l'intermédiaire de trames d'information dans des canaux, les trames d'information dans lesdits canaux contenant des bruits parasites. Le codeur de signaux vocaux présente en entrée les échantillons de signaux vocaux et un moyen permettant d'éliminer les bruits parasites selon une déviation de la puissance spectrale entre une trame d'échantillons de signaux vocaux en cours et une puissance spectrale moyenne d'une pluralité de trames d'échantillons de signaux vocaux précédentes de façon à produire des échantillons de signaux vocaux exempts de bruits parasites. Un moyen permettant de coder les échantillons de signaux vocaux exempts de bruits parasites code ensuite les échantillons de signaux vocaux exempts de bruits parasites de façon que ceux-ci puissent être transférés par le système de communication. Dans le mode de réalisation préféré, le codeur de signaux vocaux se trouve soit dans un contrôleur de station de base centralisé (CBSC), soit dans une station mobile (MS) d'un système de communication. Cependant, dans d'autres modes de réalisation, le codeur de signaux vocaux peut se trouver soit dans un centre de commutation mobile (MSC),

soit dans une station d'émission-réception de base (BTS).

De plus, dans le mode de réalisation préféré, le codeur de signaux vocaux est mis en oeuvre dans un système de communication à accès multiple par répartition en code (CDMA), mais les spécialistes de la technique comprendront que le codeur de signaux vocaux et le système d'élimination des bruits parasites selon l'invention peuvent être appliqués à plusieurs types

différents de systèmes de communication.

Dans le mode de réalisation préféré, le moyen permettant d'éliminer les bruits parasites dans une trame d'échantillons de signaux vocaux comporte un moyen permettant d'estimer la puissance totale de canal dans une trame d'échantillons de signaux vocaux en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal et un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre de la trame d'échantillons de signaux vocaux en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal. Un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames d'échantillons de signaux vocaux précédentes en fonction de l'estimation de la puissance du spectre de la trame en cours est également inclus. Ces informations sont exploitées par un moyen permettant de déterminer une déviation entre l'estimation du spectre de la trame en cours et l'estimation de la puissance du spectre de la pluralité de trames précédentes qui détermine ladite déviation spectrale, et par un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction de l'estimation de la puissance totale de canal et la déviation déterminée. A partir de l'actualisation de l'estimation de bruit, un moyen permettant de modifier le gain du canal modifie le gain du canal de façon à produire les échantillons de

signaux vocaux exempts de bruits parasites.

Dans le mode de réalisation préféré, le moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames d'information précédentes comprend en outre un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames précédentes en fonction d'une pondération exponentielle des trames d'information précédentes, la pondération exponentielle des trames d'information précédentes étant fonction de l'estimation de la puissance totale de canal dans une trame d'information en cours. De plus, dans le mode de réalisation préféré, le moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction de l'estimation de la puissance totale de canal et la déviation déterminée comprend en outre un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction d'une comparaison entre l'estimation de la puissance totale de canal et un premier seuil et une comparaison entre la déviation déterminée et un deuxième seuil. Plus précisément, le moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction d'une comparaison entre l'estimation de la puissance totale de canal et un premier seuil et une comparaison entre la déviation déterminée et un deuxième seuil comprend en outre un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal lorsque l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au premier seuil pour un premier nombre prédéterminé de trames et qu'il n'existe pas un deuxième nombre prédéterminé de trames consécutives pour lesquelles l'estimation de la puissance totale de canal est inférieure ou égale au premier seuil, et lorsque la déviation déterminée est inférieure au deuxième seuil. Dans le mode de réalisation préféré, le premier nombre prédéterminé de trames correspond à 50 trames alors que le deuxième nombre prédéterminé de

trames consécutives correspond à 6 trames.

La figure 1 représente généralement un schéma fonctionnel d'un codeur de signaux vocaux 100 destiné à être employé dans un système de communication. Dans le mode de réalisation préféré, le codeur de signaux vocaux est un codeur de signaux vocaux à débit variable 100 adapté pour éliminer les bruits parasites dans un système de communication à accès multiple par répartition de code

(CDMA) compatible avec la norme IS (Interim Standard) 95.

Pour plus de renseignements concernant la norme IS-95,

reportez-vous au document TIA/EIA/IS-95, Mobile Station-

Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System, (Norme de compatibilité entre poste mobile et poste de base pour système cellulaire à spectre dispersé, large bande, et deux modes de fonctionnement) juillet 1993, cité dans la présente demande à titre de référence. De plus, dans le mode de réalisation préféré, le codeur de signaux vocaux à débit variable 100 supporte trois des quatre débits binaires autorisés par la norme IS-95: Fort débit ("débit 1", 170 bits/trame), 1/2 débit ("débit 1/2", 80

bits/trame), et 1/8 débit ("débit 1/8", 16 bits/trame).

Les spécialistes de la technique comprendront que le mode de réalisation décrit ci-dessous est uniquement un exemple; le codeur de signaux vocaux 100 étant compatible avec plusieurs types différents de systèmes de communication. En référence à la figure 1, le moyen permettant de coder les échantillons de signal vocal exempts de bruits parasites 102 est fondé sur l'algorithme de prédiction linéaire par excitation de code résiduelle (RCELP) tel que connu dans la technique. Pour plus de renseignements sur l'algorithme RCELP, reportez-vous au document "The RCELP Speech-Coding Algorithm" (l'algorithme de codage de signaux vocaux RCELP) de W.B. Kleijn, P. Kroon, et D. Nahumi, European Transactions on Telecommunications, Vol. , No. 5, sept/oct 1994, p. 573-582. Pour plus de renseignements sur un algorithme RCELP adapté pour un fonctionnement à débit variable et supportant parfaitement un environnement CDMA, reportez-vous au document "An Improved 8 kb/s RCELP coder" (Codeur RCELP 8 Ko/s perfectionné), de D. Nahumi et W.B. Kleijn, Proc. ICASSP 1995. L'algorithme RCELP est une généralisation de l'algorithme de prédiction linéaire par excitation de code (CELP). Pour plus de renseignements sur l'algorithme CELP, reportez-vous au document "Stochastic coding of speech at very low bit rates" de Codage stochastique de signaux vocaux à des débits binaires très faibles), de B.S. Atal et M.R. Schroeder, Proc. Int. Conf. Comm., Amsterdam, 1984, p. 1610-1613. Tous les documents référencés ci-dessus sont mentionnés dans la présente

demande à titre de référence.

Bien que les documents référencés ci-dessus permettent d'acquérir une connaissance parfaite des

algorithmes CELP/RCELP, une brève description du

fonctionnement de l'algorithme RCELP est incluse ci-

dessous à titre instructif. Contrairement aux codeurs CELP, l'algorithme RCELP ne cherche pas à adapter

exactement le signal vocal original de l'utilisateur.

L'algorithme RCELP adapte plutôt une version "distortionnée dans le temps" du signal résiduel original conforme à un profil de ton simplifié du signal vocal de l'utilisateur. Le profil de ton du signal vocal de l'utilisateur est obtenu en estimant le retard de ton une seule fois dans chaque trame et en interpolant le ton linéairement d'une trame à l'autre. Un des avantages de l'utilisation de cette représentation de ton simplifiée est que plus de bits sont disponibles dans chaque trame pour l'excitation stochastique et la protection contre la réduction de la qualité du canal que dans le cas o on

utilise une approche de ton fractionnaire traditionnelle.

Ceci permet d'obtenir une performance améliorée par rapport à l'erreur de trame sans affecter la qualité du

signal vocal perçu dans des conditions de canal libre.

En référence à la figure 1, le codeur de signaux vocaux 100 reçoit un vecteur de signal vocal s(n) 103 et un signal de commande de débit externe 106. Le vecteur de signal vocal 103 peut être créé à partir d'une entrée analogique en échantillonnant celle-ci à une vitesse de 8000 échantillons/seconde et en quantifiant linéairement (uniformément) les échantillons de signal vocal obtenus avec au moins 13 bits de gamme dynamique. Selon une autre solution, le vecteur de signal vocal 103 peut être créé à partir d'une entrée glaw 8 bits en convertissant celle-ci en un format du type modulation par impulsions codées (PCM) uniforme selon la Table 2 de la Recommandation G.711 de la norme ITU-T. Le signal de commande de débit externe 106 peut faire en sorte que le codeur produise un

paquet vide ou un paquet d'un type autre que de débit 1.

Lorsqu'un signal de commande de débit externe 106 est reçu, le signal 106 se substitue au mécanisme de sélection de débit interne du codeur de signaux vocaux 100. Le vecteur de signal vocal d'entrée 103 est présenté à un moyen permettant d'éliminer les bruits parasites 101 qui, dans le mode de réalisation préféré, est le système d'élimination des bruits parasites 109. Le système d'élimination des bruits parasites 109 exécute l'élimination des bruits parasites selon l'invention. Un vecteur de signal vocal exempt de bruits parasites s' (n) 112 est alors présenté à un module de détermination de débit 115 et à un module d'estimation de paramètres modèles 118. Le module de détermination de débit 115 applique un algorithme de détection d'activité vocale (VAD) et une logique de sélection de débit pour déterminer le type de paquet (débit 1/8, 1/2 ou 1) à générer. Le module d'estimation de paramètres modèles 118 execute une analyse de codage à prédiction linéaire (LPC) pour produire les paramètres modèles 121. Parmi les paramètres modèles, on recense notamment un ensemble de coefficients de prédiction linéaire (LPCs) et un retard de ton optimal (t). Le module d'estimation de paramètres modèles 118 convertit également les LPCs en des paires spectrales linéaires (LSPs) et calcule des gains de

prédiction à court et à long terme.

Les paramètres modèles 121 sont introduits dans un module de codage à débit variable 124 qui caractérise le signal d'excitation et quantifie les paramètres modèles 121 de façon adaptée au débit sélectionné. Les informations de débit sont obtenues à partir d'un signal de décision de débit 139 qui est également introduit dans le module de codage à débit variable 124. Si le débit 1/8 est sélectionné, le module de codage à débit variable 124 ne tentera pas de caractériser une périodicité quelconque dans le signal vocal résiduel, mais il tentera plutôt de caractériser uniquement son profil de puissance. Pour les débits 1/2 et 1, le module de codage à débit variable 124 appliquera l'algorithme RCELP pour adapter une version distortionnée dans le temps du signal vocal résiduel original de l'utilisateur. Après le codage, un module de formatage de paquet 133 accepte tous les paramètres calculés et/ou quantifiés dans le module de codage à débit variable 124 et formate un paquet 136 adapté au débit sélectionné. Le paquet formaté 136 est ensuite présenté à une sous-couche de multiplexage pour des traitements supplémentaires, tout comme le signal de décision de débit 139. Pour plus de détails sur le fonctionnement global de codeur de signaux vocaux 100, reportez-vous au document IS-127 "EVRC Draft Standard (IS-127)" (projet de norme EVRC), version 1, numéro d'article TR45.5.1.1/95.10.17.06, 17 octobre 1995, cité

dans la présente demande à titre de référence.

La figure 2 représente généralement un schéma fonctionnel d'un système d'élimination des bruits parasites perfectionné 109 selon l'invention. Dans le mode de réalisation préféré, le système d'élimination des bruits parasites 109 est employé pour améliorer la qualité des signaux présentée au module d'estimation des paramètres modèles 118 et au module de détermination de débit 115 de codeur de signaux vocaux 100. Cependant, le fonctionnement du système d'élimination des bruits parasites 109 est générique dans la mesure o il est capable de fonctionner avec n'importe quel type de codeur de signaux vocaux qu'un ingénieur d'études souhaitera mettre en oeuvre dans un système de communication en particulier. On notera que plusieurs pavés représentés sur la figure 2 de la présente demande ont un fonctionnement similaire à celui des pavés correspondants représentés sur la figure 1 du brevet américain N 4 811 404 de Vilmur. Par conséquent, le brevet américain N 4 811 404 de Vilmur, cédé au cessionnaire de la présente demande, est cité dans celle-ci à titre de référence. Le système d'élimination des bruits parasites 109 comprend un filtre passe-haut (HPF) 200 et les autres circuits d'élimination de bruits parasites restants. La sortie du HPF 200 Shp(n) est employée en tant qu'entrée pour les autres circuits d'élimination de bruits parasites restants. Bien que la taille de trame du codeur de signaux vocaux soit de 20 ms (tel que défini par la norme IS-95), la taille de trame pour les circuits

d'élimination de bruits parasites restants est de 10 ms.

Par conséquent, dans le mode de réalisation préféré, les étapes à réaliser pour l'élimination des bruits parasites selon l'invention sont exécutées deux fois par trame de

signal vocale de 20 ms.

Pour commencer l'élimination des bruits parasites selon l'invention, le signal d'entrée s(n) est filtré par le filtre passe-haut (HPF) 200 pour produire le signal Shp(n). Le HPF 200 est un Chebyshev de quatrième ordre type II avec une fréquence de coupure de 120 Hz tel que connu dans la technique. La fonction de transfert du HPF est définie de la façon suivante Y b(i)z-i ()i=o Hhp(Z)- 4O Y a(i)z-i i=O o les coefficients numérateur et dénominateur sont respectivement: b = {0,898025036, -3,59010601,5,38416243, -3,59010601, 0,898024917},

a = { 1,0, -3,782184979, 5,37379122, -3,39733505, 0,806448996}.

Les spécialistes de la technique comprendront qu'un nombre quelconque de configurations de filtre passe-haut

peut être employé.

Ensuite, au pavé de préaccentuation 203, le signal Shp(n) est fenêtré en employant une fenêtre trapézoïdale lissée dans laquelle les D premiers échantillons d(m) de la trame d'entrée (trame "m") sont chevauchés par rapport

aux D échantillons de la trame précédente (trame "m-1").

Ce chevauchement est clairement représenté sur la figure 3. Sauf indication contraire, toutes les variables possèdent une valeur initiale de zéro, par exemple d(m) = 0; m < 0. Ceci peut être décrit de la façon suivante: d(m,n)=d(m-1,L+n); 0<n<D, o m est la trame en cours, n est un index d'échantillon pour le tampon {d(m)}, L = 80 est la longueur de trame, et D = 24 est le chevauchement (ou retard) des échantillons. Les échantillons restants du tampon d'entrée sont ensuite préaccentués selon l'équation suivante: d(m,D+n)=shp(n)+%pShp(n-l); 0<n<L, o gp = -0,8 est le facteur de préaccentuation. Par conséquent, le tampon d'entrée contient L + D = 104 échantillons parmi lesquels les D premiers échantillons constituent le chevauchement préaccentué issu de la première trame et les L échantillons suivants sont

introduits à partir de la trame en cours.

Ensuite, au pavé de fenêtrage 204 de la figure 2, une fenêtre trapézoïdale lissée 400 (figure 4) est appliquée aux échantillons pour former un signal d'entrée

g(n) pour la Transformation Discrète de Fourier (DFT).

Dans le mode de réalisation préféré, g(n) est défini de la façon suivante: d(m, n)sin2(x(n + 0,5) / 2D); O<n<D, | d(m,n); D<n<L, d(m, n)sin2(n(n-L+D+O,5)/2D); L<n<D+L, 0; D+L<n<M, o M = 128 est la longueur de séquence DFT, tous les

autres termes ayant déjà été définis.

Dans le diviseur de canaux 206 de la figure 2, la transformation de g(n) vers le domaine fréquentiel est réalisée en employant la Transformation Discrète de Fourier (DFT) définie de la façon suivante: 2 M-i G(= M 'g(n)ó-j2'' 0< k<M, o eJiO est un vecteur tournant complexe à amplitude unitaire et position radiale instantanée . Cette définition est atypique, mais elle exploite l'efficacité

de la Transformation Accélérée de Fourier (FFT) complexe.

Le facteur de démultiplication 2/M résulte d'un préconditionnement de la séquence réelle à M points pour former une séquence complexe à M/2 points qui est

transformée en employant une FFT complexe à M/2 points.

Dans le mode de réalisation préféré, le signal G(k) comprend 65 canaux individuels. Pour plus de détails sur cette technique, reportez-vous au document Introduction to Digital Signal Processing, (Introduction au traitement de signaux numériques), de Proakis et Manolakis, 2 ème

édition, New York, Macmillan, 1988, p. 721-722.

Le signal G(k) est ensuite introduit dans l'estimateur de puissance de canal 109, dans lequel l'estimation de puissance de canal Ech(m) pour la trame en cours, m, est déterminée en employant l'équation suivante: Ech (m,) = 1,1) fIiG 2k Eh(mi) = max Emnincch(m)Ech(m-li)+((1-,h(m)) iG(k)+ fH) fL (I) + 1 k=fL(i) Oi<NC, o Emin = 0,0625 est la puissance de canal minimale permise, Uch(m) est le facteur de lissage de puissance de canal (défini ci- dessous), Nc = 16 est le nombre de canaux combinés, et fL(i) et fH(i) sont les ième éléments des tables de combinaison de canaux haut et bas respectives, fL et fH- Dans le mode de réalisation préféré, les valeurs définies pour fL et fH sont les suivantes: fL= {2,4,6, 8,10,12,14,17,20,23,27,31,36,42,49,56},

fH= {3,5,7,9,11,13,16,19,22,26,30,35,41,48,55,63}.

Le facteur de lissage de puissance de canal ach(m) peut être défini de la façon suivante: 0; m<1 ach(m)= 0,45; m>1 ce qui veut dire que Och(m) assume une valeur de zéro pour la première trame (m = 1) et une valeur de 0,45 pour toutes les trames ultérieures. Ceci permet d'initialiser l'estimation de puissance de canal par rapport & la puissance de canal non filtrée de la première trame. De plus, l'estimation de puissance de bruit de canal (telle que définie ci- dessous) devrait être initialisée par rapport à la puissance de canal de la première trame, c'est à dire: En(m,i)=max{Emiit,Ech(m,i)}; m=l,0<i<Nc, o Einit = 16 est la puissance d'initialisation de bruit

de canal minimale permise.

L'estimation de puissance de canal Ech(m) pour la trame en cours est ensuite employée pour estimer les

index de rapport signal/bruit (SNR) de canal quantifiés.

Cette estimation est réalisée dans l'estimateur de SNR de canal 218 de la figure 2, et elle est déterminée par l'équation suivante: Caq(i)=max o, min 89, round 10log10--. / 0,375}} O<i<N, o En(m) est l'estimation de puissance de bruit de canal en cours (telle que définie par la suite), et les valeurs

de {oq} doivent être comprises entre 0 et 89 inclus. La somme des métriques de signaux vocaux est déterminée dans le

calculateur de métriques de signaux vocaux 215 en employant l'estimation de SNR de canal {oq} et l'équation suivante: N -1 v(m)= t V((q(i)) i=O o V(k) est la kème valeur de la table de métriques de signaux vocaux à 90 éléments V, dont les valeurs définies sont les suivantes:

V ={2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,3,3,3,3,3, 4,4,4,5,5,5,6,6,7,7,

7,8,8,9,9,10,10,11,12,12,13,13,14,15,15,16,17,17,18,19,20,

20,21,22,23,24,24,25,26,27,28,28,29,30,31,32,33,34,35,36,

*^ 2741217

37,37,38,39,40,41,42,43,44,45,46, 47,48, 49, 50, 50, 50, 50, 50,

,50,50,50,50}.

L'estimation de puissance de canal Ech(m) pour la trame en cours est également employée en tant qu'entrée pour l'estimateur de déviation spectrale 210, lequel estime la déviation spectrale SE(m). En référence à la figure 5, l'estimation de puissance de canal Ech(m) est introduite dans un estimateur de puissance spectrale logarithmique 500, la puissance spectrale logarithmique étant estimée comme étant: Ed(m,i)= 101Og10o((Eh(m,i)); O<i<Nc L'estimation de puissance de canal Ech(m) pour la trame en cours est également introduite dans un estimateur de puissance totale de canal, Etot(m), pour la trame en cours, m, selon l'équation suivante: (Ncl Etot(m) = 101oglo( Ech(m, i)) i=o Ensuite, un facteur de fenêtrage exponentiel a(m) (fonction de la puissance de canal totale Etot(m)) est déterminé dans le module de détermination de facteur de fenêtrage exponentiel 506 en utilisant: a(m) = aH - E EL EH-Etot(m)), ce facteur étant limité entre aH et aL par: e(m) = max{cL, min{cLH,a(m)}}, o EH et EL sont les points limite de puissance (en décibels, ou "dB") pour l'interpolation linéaire de Etot(m), laquelle est transformée en le facteur a(m) possédant les limites cL < a(cm) < aH. Les valeurs définies pour ces constantes sont les suivantes: EH = 50, EL = 30, XH = 0,99, cL = 0,50. Avec ces valeurs, selon le calcul ci-dessus, un signal ayant une puissance relative de 40 dB, par exemple, emploiera un facteur de

fenêtrage exponentiel de a(m) = 0,745.

La déviation spectrale AE(m) est ensuite estimée dans l'estimateur de déviation spectrale 509. La déviation spectrale AE(m) est la différence entre la puissance spectrale en cours et une estimation de puissance spectrale à long terme en moyenne: N -1 AE(m)= EdB(m,i)-Eds(m,i), i=0 o Edb(m) est l'estimation de puissance spectrale à long terme en moyenne, laquelle est déterminée dans l'estimateur de puissance spectrale à long terme 512 en employant l'équation suivante: EdB(m+ 1,i) = (m)EdsB(m,i) +((1 - (m))EdB(m,i); O<i<N o toutes les variables ont été définies précédemment. La valeur initiale de Edb(m) est définie comme étant la puissance spectrale logarithmique estimée de la trame 1, soit:

EdB(m)= EdB(m); m=1.

A ce niveau, la somme des métriques de signaux vocaux v(m), l'estimation de puissance totale de canal Etot(m), et la déviation spectrale AE(m) sont introduites dans un module de détermination de décision d'actualisation 212 pour faciliter l'élimination des bruits parasites selon l'invention. La logique de décision, présentée ci- dessous en pseudo-code et représentée sous forme d'organigramme sur la figure 6, démontre la façon dont la décision d'actualiser l'estimation de bruit est finalement prise. Le processus commence à l'étape 600 et continue jusqu'à l'étape 603, à laquelle le témoin d'actualisation (update_flag) est remis à zéro. Ensuite, à l'étape 604, la logique d'actualisation (uniquement VMSUM) de Vilmur est mise en oeuvre en vérifiant si la somme des métriques de signaux vocaux v(m) est inférieure à un seuil d'actualisation (UPDATE_THLD). Si la somme des métriques de signaux vocaux est inférieure au seuil d'actualisation, le compteur d'actualisation (updatecnt) est remis à zéro à l'étape 605 et le témoin d'actualisation est positionné à l'étape 606. Le pseudo-code des étapes 603-606 est présenté ci-dessous: update_flag = FALSE (faux); si (v(m) < UPDATE_THLD) { update_flag = TRUE (vrai) update_cnt = 0 } Si la somme des métriques de signaux vocaux est supérieure au seuil d'actualisation à l'étape 604, l'élimination des bruits parasites selon l'invention et mise en oeuvre. Premièrement, à l'étape 607, l'estimation de la puissance totale de canal, Etot(m), pour la trame en cours, m, est comparée au plancher de bruit en dB (NOISEFLOOR_DB) alors que la déviation spectrale AE(m) est comparée au seuil de déviation (DEV_THLD). Si l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au plancher de bruit et la déviation spectrale est inférieure au seuil de déviation, le compteur d'actualisation est incrémenté à l'étape 608. Une fois que le compteur d'actualisation a été incrémenté, un test est exécuté à l'étape 609 pour déterminer si le compteur d'actualisation est supérieur ou égal à un seuil de compteur d'actualisation (UPDATE_CNT_THLD). Si le résultat du test exécuté à l'étape 609 est vrai, le témoin d'actualisation est positionné à l'étape 606. Le pseudo-code pour les étapes 607-609 et 606 est présenté ci-dessous: sinon si ((Etot(m) > NOISEFLOORDB) et (AE(m) <

DEV_THLD))

t update_cnt = updatecnt + 1 si (updatecnt > UPDATECNTTHLD) update_flag = TRUE } Comme le montre la figure 6, si l'un des tests exécutés aux étapes 607 et 609 est faux, ou après le positionnement du témoin d'actualisation lors de l'étape 606, une logique destinée à empêcher le "glissement" à long terme du compteur d'actualisation est mise en oeuvre. Cette logique d'hystérésis est mise en oeuvre pour éviter que des déviations spectrales minimales s'accumulent sur de longues périodes et provoquent une actualisation forcée non valable. Le processus commence à l'étape 610, à laquelle un test est exécuté pour déterminer si le compteur d'actualisation a été égal à la dernière valeur de compteur d'actualisation (last_updatecnt) au cours des six dernières trames (HYSTER_CNTTHLD). Dans le mode de réalisation préféré, six trames sont employées en tant que seuil, mais

n'importe quel nombre de trames peut être mis en oeuvre.

Si le test exécuté à l'étape 610 est vrai, le compteur d'actualisation est remis à zéro à l'étape 611 et le processus passe à la trame suivante à l'étape 612. Si le test exécuté lors de l'étape 610 est faux, le processus passe directement à la trame suivante à l'étape 612. Le pseudo-code pour les étapes 610-612 est présenté ci- dessous: si (update_cnt == last_update_cnt) hyster_cnt (compteur d'hystérésis) = hyster_cnt + 1 sinon hyster_cnt = 0 last_update_cnt = update_cnt si (hystercnt > HYSTERCNT_THLD)

update_cnt = 0.

Dans le mode de réalisation préféré, les valeurs des constantes employées ci-dessus sont les suivantes:

UPDATETHLD = 35,

NOISEFLOOR_DB = 101og10(1),

DEVTHLD = 28,

UPDATECNTTHLD = 50, et

HYSTERCNTTHLD =6.

Chaque fois que le témoin d'actualisation est positionné à l'étape 606 pour une trame en particulier, l'estimation de bruit de canal pour la trame suivante est actualisée selon l'invention. L'estimation de bruit de canal est actualisée dans le filtre de lissage 224 en employant: E.(m+1,i)= max{Emm,anEn(m,i)+(1-cn)Ech(m,i)}; 0 <i<Nc o Emin = 0,0625 est la puissance de canal minimale permise, et an = 0,9 est le facteur de lissage de bruit de canal mémorisé localement dans le filtre de lissage 224. L'estimation de bruit de canal actualisée est mémorisée dans la mémoire d'estimation de puissance 225, et la sortie de la mémoire d'estimation de puissance 225 constitue l'estimation de bruit de canal actualisée En(m). L'estimation de bruit de canal actualisée En(m) est employée en tant qu'entrée pour l'estimateur de SNR de canal 218, tel que décrit ci-dessus, ainsi que pour le

calculateur de gain 233, tel que décrit ci-dessous.

Ensuite, le système d'élimination des bruits parasites 109 détermine si une modification de SNR de canal doit avoir lieu. Cette détermination est effectuée dans le modificateur de SNR de canal 227, lequel compte le nombre de canaux possédant des valeurs d'index de SNR de canal dépassant un seuil d'index. Au cours du processus de modification lui-même, le modificateur de SNR de canal 227 réduit soit le SNR des canaux en particulier possédant un index de SNR inférieur à un seuil de réduction (SETBACKTHLD), soit le SNR de tous les canaux si la somme des métriques de signaux vocaux est inférieure à un seuil de métriques (METRIC_THLD). Le processus de modification de SNR de canal exécuté dans le modificateur de SNR de canal 227 est présenté ci- dessous en pseudo-code: index_cnt (compteur d'index) = 0 pour (i = NM à Nc - 1, étape 1) { si (Oq(i) > INDEX_THLD (seuil d'index)) indexcnt = index_cnt + 1 } si (indexcnt < INDEX_CNT_THLD (seuil de compteur d'index)) modify_flag (témoin de modification) = TRUE sinon modify_flag = FALSE si (modify_flag == TRUE) pour (i = 0 à Nc - 1, étape 1) { si ((v(m) < METRIC_THLD) ou (Oq(i) < SETBACK_THLD)) G'q(i) = 1 sinon q (i) = Cq(i) sinon A ce niveau, les index de SNR de canal {O'q} sont limités à un seuil de SNR du pavé de seuil de SNR 230. La constante cth est nécessaire localement dans le pavé de seuil de SNR 230. Le processus exécuté dans le pavé de seuil de SNR 230 est présenté ci- dessous en pseudo-code: pour (i = 0 à Nc - 1, étape 1) si (a'q(i) < Gth q (i) = ath sinon a(i) = o'q(i) Dans le mode de réalisation préféré, les constantes et seuils ci-dessus ont les valeurs suivantes:

NM = 5,

INDEXTHLD = 12,

INDEXCNTTHLD = 5,

METRICTHLD = 45,

SETBACKTHLD = 12, et

Cth = 6.

A ce niveau, les index de SNR limités {a} sont introduits dans le calculateur de gain 233, dans lequel les gains de canal sont déterminés. Premièrement, le facteur de gain global est déterminé en employant: y. = maxy{ j-llogb N E-i Eni)' nm mmOgliEfloor i=O_ O Ymin = -13 est le gain global minimal, Efloor = 1 est le seuil inférieur de puissance de bruit, et En(m) est l'estimation de spectre de bruit calculée au cours de la trame précédente. Dans le mode de réalisation préféré, les constantes Ymin et Efloor sont mémorisées localement dans le calculateur de gain 233. Les gains de canal (en dB) sont ensuite calculés en employant: YdB(i) = 9g(6q (i)--ah)+n,; 0 Si <Nc, o gg = 0,39 est la pente de gain (également mémorisée localement dans le calculateur de gain 233). Les gains de canal linéaires sont ensuite convertis en employant: Ych(i) = min OYdB(')'20; 0 < c < A ce niveau, les gains de canal déterminés ci-dessus sont appliqués au signal d'entrée transformé G(k) avec les critères suivants pour produire le signal de sortie H(k) du modificateur de gain de canal 239: {=ych(i)G(k); fL(i)< k<fH(i), 0i<Nc

G(k); otherwise.

La condition otherwise (autrement) dans l'équation ci-

dessus suppose que l'intervalle de k est 0 < k < M/2. De plus, on suppose que H(k) est uniformément symétrique, de sorte que la condition suivante est également imposée: H(M-k)=H(k); 0<k<M/2 Le signal H(k) est ensuite (re)converti vers le domaine temporel dans le multiplexeur de canaux 242 en employant la DFT inverse: M-I h(m, n) =- H(k)ej2'k M; 0<n<M, 2k=O et le processus de filtrage du domaine fréquentiel est arrêté pour produire le signal de sortie h'(n) en appliquant le principe de chevauchement/ajout avec les critères suivants: n<M-L, _ =h(m,n)+ h(m- 1, n+L); O<n<M-L, h(m,n); M-L, n<L, Une désaccentuation de signal est appliquée au signal h'(n) par le pavé de désaccentuation 245 pour produire le signal s'(n) exempt de bruits parasites selon l'invention: s'(n) =h'(n) +4ds'(n- 1); O<n<L, o Cd = 0,8 est le facteur de désaccentuation mémorisé

localement dans le pavé de désaccentuation 245.

La figure 7 représente généralement un schéma fonctionnel d'un système de communication 700 pouvant mettre en oeuvre le système d'élimination des bruits parasites selon l'invention de façon avantageuse. Dans le mode de réalisation préféré, le système de communication est un système de radiotéléphonie cellulaire à accès multiple par répartition en code (CDMA). Cependant, les spécialistes de la technique comprendront que le système d'élimination des bruits parasites selon l'invention peut être mis en oeuvre dans n'importe quel système de

communication susceptible de bénéficier de celui-ci.

Parmi ces systèmes, on recense notamment les systèmes d'audio- messagerie, les systèmes de radiotéléphonie cellulaire, les systèmes de communication interurbaine, les systèmes de communication aérienne, etc. Il est important de noter que le système d'élimination des bruits parasites selon l'invention peut être mis en oeuvre de façon avantageuse dans des systèmes de communication qui ne comportent pas de codage de signaux vocaux, tels que les systèmes de radiotéléphonie

cellulaire analogiques, par exemple.

En référence à la figure 7, des acronymes sont utilisés par commodité. La liste suivante donne les définitions des acronymes utilisés sur la figure 7: BTS Station d'émission-réception de base CBSC Contrôleur de station de base centralisé EC Eliminateur d'écho VLR Registre d'implantation externe HLR Registre d'implantation interne ISDN Réseau numérique à intégration de services MS Station mobile MSC Centre de commutation mobile MM Gestionnaire de mobilité OMCR Centre d'exploitation et de maintenance Radio OMCS Centre d'exploitation et de maintenance Commutateur PSTN Réseau téléphonique public commuté TC Transcodeur Comme le montre la figure 7, une BTS 701-703 est couplée à un CBSC 704. Chaque BTS 701-703 fournit une

communication à haute fréquence (HF) une MS 705-706.

Dans le mode de réalisation préféré, le matériel émetteur-récepteur mis en oeuvre dans les BTS 701-703 et les MS 705-706 pour supporter la communication H.F. est défini dans le document TIA/EIA/IS-95, Mobile Station- Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System, (Norme de compatibilité entre poste mobile et poste de base pour système cellulaire à spectre dispersé, large bande, et deux modes de fonctionnement), juillet 1993, distribué par Telecommunication Industry Association (TIA). Le CBSC 704 est chargé, inter alia, du traitement d'appels, par l'intermédiaire du TC 710, et de la gestion de mobilité, par l'intermédiaire du MM 709. Dans le mode de réalisation préféré, les fonctionnalités du codeur de signaux vocaux 100 de la figure 2 résident dans le TC 704. Parmi les autres tâches du CBSC 704, on recense notamment le contrôle de fonctions et l'interface de transmission/mise en réseau. Pour plus de renseignements sur les fonctionnalités du CBSC 704, reportez-vous à la demande de brevet américain N de série 07/997 997 de Bach et al., cédée au cessionnaire de la présente demande

et citée dans la présente demande à titre de référence.

La figure 7 montre également un OMCR 712 couplé au MM 709 du CBSC 704. Le OMCR 712 est chargé de l'exploitation et de la maintenance générale de la partie radio (combinaison CBSC 704 et BTS 701-703) du système de communication 700. Le CBSC 704 est couplé à un MSC 715 qui permet la commutation entre le PSTN 720/ISDN 722 et le CBSC 704. Le OMCS 724 est chargé de l'exploitation et de la maintenance générale de la partie commutation (MSC 715) du système de communication 700. Le HLR 716 et le VLR 717 fournissent au système de communication 700 des informations d'utilisateur destinées principalement aux opérations de facturation. Les EC 711 et 719 sont mis en oeuvre pour améliorer la qualité des signaux vocaux

transférés à travers le système de communication 700.

Bien que les fonctionnalités des éléments CBSC 704, MSC 715, HLR 716 et VLR 717 soient représentées sur la figure 7 telles qu'elles sont réparties, les spécialistes de la technique comprendront que ces fonctionnalités

peuvent également être centralisées en un seul élément.

En outre, selon la configuration, le TC 710 pourrait également être installé soit sur le MSC 715, soit sur la BTS 701-703. Puisque les fonctionnalités du système d'élimination des bruits parasites 109 sont génériques, la présente invention envisage l'exécution de l'élimination des bruits parasites selon l'invention dans un seul élément (la MSC 715, par exemple) tout en assurant la fonction de codage des signaux vocaux dans un élément différent (le CBSC 704, par exemple). Dans ce mode de réalisation, le signal exempt de bruits parasites s'(n) (ou données représentant le signal exempt de bruits parasites s'(n)) serait transféré du MSC 715 au CBSC 704

à travers la liaison 726.

Dans le mode de réalisation préféré, le TC 710 exécute l'élimination des bruits parasites selon l'invention en employant le système d'élimination des bruits parasites 109 représenté sur la figure 2. La liaison 726 couplant le MSC 715 au CBSC 704 est une liaison T1/E1 du type connu dans la technique. En disposant le TC 710 au niveau du CBSC 704, on divise le coût de liaison par 4 du fait de la compression du signal d'entrée (introduit à partir de la liaison T1/E1 726) par le TC 710. Le signal comprimé est transféré à une BTS 701- 703 particulière en vue de sa transmission vers une MS 705-706 particulière. Il est important de noter que le signal comprimé transféré à une BTS 701-703 particulière subit des traitements supplémentaires avant d'être transmis. Autrement dit, le signal final transmis vers la MS 705-706 diffère du signal comprimé issu du TC 710 par la forme mais pas par la substance. Quoi qu'il en soit, le signal comprimé issu du TC 710 aura préalablement fait l'objet d'une élimination des bruits parasites selon l'invention en employant le système d'élimination des bruits parasites 109 (tel que représenté sur la figure 2). Lorsque la MS 705-706 reçoit le signal transmit par une BTS 701-703, la MS 705-706 "supprime" (ou "décode", selon la terminologie typiquement employée) essentiellement tous les traitements effectués au niveau de la BTS 701-703, ainsi que le codage du signal vocal exécuté par le TC 710. Lorsque la MS 705-706 retransmet un signal vers une BTS 701-703, la MS 705-706 met également en oeuvre le codage du signal vocal. Par conséquent, le codeur de signaux vocaux 100 de la figure 1 est également situé dans le MS 705-706 et l'élimination des bruits parasites selon l'invention est donc également exécutée par le MS 705-706. A la suite de la transmission par la MS 705-706 d'un signal ayant fait l'objet de l'élimination des bruits parasites (la MS applique également des traitements supplémentaires au signal pour changer sa forme, mais pas sa substance) vers une BTS 701-703, la BTS 701-703 "supprimera" les traitements appliqués au signal et transférera le signal obtenu au TC 710, lequel exécutera le décodage du signal vocal. A la suite du décodage du signal vocal par le TC 710, le signal est transféré à un utilisateur final par l'intermédiaire de la liaison T1/El 726. Puisque l'utilisateur final et l'utilisateur dans le MS 705-706 reçoivent tous les deux un signal résultant ayant fait l'objet de l'élimination des bruits parasites selon l'invention, chaque utilisateur pourra mesurer les avantages proportionnés par le système d'élimination des

bruits parasites 109 du codeur de signaux vocaux 100.

La figure 8 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal vocal telles que mises en oeuvre par la technique antérieure, alors que la figure 9 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal vocal telles que mises en oeuvre par le système d'élimination des bruits parasites selon l'invention. Les différents graphiques représentés sur ces figures montrent les valeurs de différentes variables en fonction du numéro de trame, m, tel qu'indiqué sur l'axe horizontal. Le premier graphique (Graphique 1) de chacune des figures 8 et 9 montre la puissance totale de canal Etot(m), suivie de la somme des métriques de signaux vocaux v(m), le compteur d'actualisation (update_cnt ou TIMER, compteur de temps, selon Vilmur), le témoin d'actualisation (updateflag), la somme des estimations de bruit de canal (YEú(m,i)), et l'estimation d'atténuation de signal, 10log1O(Eentrée/Esortie), o

l'entrée est Shp(n) et la sortie est s'(n).

En référence aux figures 8 et 9, l'augmentation du bruit de fond peut être observée sur le graphique 1, juste avant la trame 600. Avant la trame 600, l'entrée était un signal vocal "propre" (bruit de fond réduit) 801. Lors d'une brusque augmentation du bruit de fond 803, la somme des métriques de signaux vocaux v(m) représentée sur le graphique 2 augmente proportionnellement et le procédé d'élimination des bruits parasites selon la technique antérieure est peu performant. La capacité de récupération est représentée sur le graphique 3, sur lequel le compteur d'actualisation (update_cnt) peut augmenter librement en l'absence de l'exécution d'une actualisation. Cet exemple montre que le compteur d'actualisation atteint le seuil d'actualisation (UPDATECNTTHLD) de 300 (selon Vilmur) au cours d'un signal vocal actif environ au niveau de la trame 900. Au niveau de la trame 900, environ, le témoin d'actualisation (update_flag) est positionné, tel que représenté sur le graphique 4, ce qui provoque une actualisation de l'estimation de bruit de fond par l'intermédiaire du signal vocal actif, tel que représenté sur le graphique 5. Ceci se traduit par une atténuation du signal vocal actif, tel que représenté sur le graphique 6. Il est important de noter que l'actualisation de l'estimation de bruit de fond a lieu pendant le signal vocal (la trame 900 du graphique 1 coïncide avec le signal vocal), ayant comme effet le "matraquage" du signal vocal alors qu'une actualisation n'est pas nécessaire. En outre, puisque le seuil du compteur d'actualisation risque d'expirer au cours d'un signal vocal normal, un seuil relativement élevé (300) est nécessaire pour essayer d'empêcher une telle actualisation. En référence à la figure 9, le compteur d'actualisation est uniquement incrémenté pendant l'augmentation du bruit de fond, mais avant le début du signal vocal. De cette façon, il est possible de réduire le seuil d'actualisation à une valeur de 50, tout en permettant des actualisations fiables. En effet, le compteur d'actualisation atteint le seuil de compteur d'actualisation (UPDATECNTTHLD) de 50 dès la trame 650, ce qui laisse au système d'élimination des bruits parasites 109 le temps de converger vers la nouvelle condition de bruit avant le retour du signal vocal au niveau de la trame 800. Pendant ce temps, on remarquera que l'atténuation survient uniquement lors de trames sans signal vocal, le "matraquage" du signal vocal n'ayant donc pas lieu. Le résultat est un signal vocal amélioré

tel que perçu par l'utilisateur final.

Le signal vocal amélioré résulte du fait que la décision d'actualisation est prise en fonction de la déviation spectrale entre la puissance de trame en cours et la moyenne des puissances de trames précédentes, au lieu de permettre tout simplement à un compteur de temps d'expirer en l'absence d'actualisations de métriques de signaux vocaux normaux. Dans ce deuxième cas (selon Vilmur), le système interprète l'augmentation brusque du bruit comme un signal vocal en soit, et il est donc incapable de distinguer l'augmentation du niveau de bruit de fond d'un signal vocal réel. En employant la déviation spectrale, il est possible de distinguer le bruit de fond d'un signal vocal réel et, par conséquent, de prendre une

décision d'actualisation mieux adaptée.

La figure 10 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal musical telles que mises en oeuvre par la technique antérieure, alors que la figure 11 représente généralement les variables liées à l'élimination des bruits parasites dans un signal musical telle que mises en oeuvre par le système d'élimination des bruits parasites selon l'invention. Pour cet exemple, le signal qui va jusqu'à la trame 600 sur les figures 10 et 11 est le même signal propre 800 que celui représenté sur les figures 8 et 9. En référence à la figure 10, le comportement du procédé de la technique antérieure est très similaire à celui décrit dans l'exemple du bruit de fond représenté sur la figure 8. Au niveau de la trame 600, le signal musical 805 génère une somme des métriques de signaux vocaux v(m) pratiquement continue, tel que représenté dans le graphique 2, cette somme étant finalement annulée par le compteur d'actualisation (tel que représenté dans le graphique 3) au niveau de la trame 900. Puisque les caractéristiques du signal musical 805 changent avec le temps, l'atténuation représentée sur le graphique 6 est réduite, mais le compteur d'actualisation annule constamment le métrique de signaux vocaux, tel que représenté au niveau de la trame 1800. En revanche en référence à la figure 11, le compteur d'actualisation (tel que représenté sur le graphique 3) n'atteint jamais un seuil (UPDATE_CNT_THLD) de 50 et, par conséquent, aucune actualisation n'a lieu. Le fait qu'aucune actualisation n'ait lieu est clairement illustré par le graphique 6 de la figure 11, sur lequel l'atténuation du signal musical 805 demeure à 0 dB (c'est-à-dire qu'aucune atténuation n'a lieu). Par conséquent, un utilisateur écoutant de la musique (musique d'attente, par exemple) faisant l'objet de l'élimination des bruits parasites selon la technique antérieure entendra un changement indésirable du volume de la musique, tandis qu'un utilisateur écoutant de la musique faisant l'objet de l'élimination des bruits parasites selon l'invention

entendra la musique à un volume constant, comme prévu.

Bien que l'invention ait été représentée et décrite en référence à un mode de réalisation particulier, les spécialistes de la technique comprendront que plusieurs modifications dans la forme et les détails peuvent être apportées tout en demeurant dans le cadre et l'esprit de l'invention. Les structures, matériels, et actions correspondants, ainsi que tous les équivalents des moyens, étapes, ou éléments de fonctions décrits dans les

revendications ci-dessous sont destinés à regrouper toute

structure, tout matériel, ou toute action pour réaliser les fonctions revendiquées en association avec d'autres

éléments revendiqués.

Claims (31)

REVENDICATIONS

1. Procédé permettant d'éliminer les bruits parasites dans un système de communication, le système de communication mettant en oeuvre un transfert d'informations en employant des trames d'informations dans des canaux, les trames d'informations dans les canaux présentant des bruits parasites ayant comme résultat une estimation de bruit de canal, le procédé étant caractérisé par les étapes consistant à: estimer la puissance de canal dans une trame d'informations en cours; estimer la puissance totale de canal dans une trame d'informations en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal; estimer la puissance spectrale de la trame d'informations en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal; estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames d'informations précédentes en fonction de l'estimation de la puissance du spectre de la trame en cours; déterminer la déviation entre l'estimation du spectre de la trame en cours et l'estimation de la puissance du spectre de la pluralité de trames précédentes; et actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction de l'estimation de la puissance totale de canal

et la déviation déterminée.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en outre par l'étape consistant à modifier le gain du canal en fonction de l'actualisation de l'estimation de bruit

de façon à produire un signal exempt de bruits parasites.

3. Procédé selon la revendication 1, dans lequel l'étape consistant à estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames d'informations précédentes est caractérisée en outre par l'étape consistant à estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames précédentes en fonction de une pondération exponentielle

des trames d'informations précédentes.

4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel la pondération exponentielle des trames d'informations précédentes est fonction de l'estimation de la puissance

totale de canal dans une trame d'informations en cours.

5. Procédé selon la revendication 1, dans lequel l'étape consistant à actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction de l'estimation de la puissance totale de canal et la déviation déterminée est caractérisée en outre par une étape consistant à actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction d'une comparaison entre l'estimation de la puissance totale de canal et un premier seuil et une comparaison entre la déviation

déterminée et un deuxième seuil.

6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel l'étape consistant à actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction d'une comparaison entre l'estimation de la puissance totale de canal et un premier seuil et une comparaison entre la déviation déterminée et un deuxième seuil est caractérisée en outre par l'étape consistant à actualiser l'estimation de bruit de canal lorsque l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au premier seuil et lorsque la déviation

déterminée est inférieure au deuxième seuil.

7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel l'étape consistant à actualiser l'estimation de bruit de canal lorsque l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au premier seuil et lorsque la déviation déterminée est inférieure au deuxième seuil est caractérisée en outre par l'étape consistant à actualiser l'estimation de bruit de canal lorsque l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au premier seuil pour un premier nombre prédéterminé de trames et qu'il n'existe pas un deuxième nombre prédéterminé de trames consécutives pour lesquelles l'estimation de la puissance

totale de canal est inférieure ou égale au premier seuil.

8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le premier nombre prédéterminé de trames correspond en outre

à 50 trames.

9. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le deuxième nombre prédéterminé de trames correspond en

outre à 6 trames.

10. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le procédé est exécuté dans un centre de commutation mobile (MSC), un contrôleur de station de base centralisé (CBSC), une station d'émission-réception de base (BTS)

ou une station mobile (MS).

11. Dispositif permettant d'éliminer les bruits parasites dans un système de communication, le système de communication mettant en oeuvre un transfert d'informations en employant des trames d'informations dans des canaux, les trames d'informations dans les canaux présentant des bruits parasites ayant comme résultat une estimation de bruit de canal, le dispositif étant caractérisé par: un moyen permettant d'estimer la puissance de canal dans une trame d'informations en cours; un moyen permettant d'estimer la puissance totale de canal dans une trame d'informations en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal; un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre de la trame d'informations en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal; un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames d'informations précédentes en fonction de l'estimation de la puissance du spectre de la trame en cours; un moyen permettant de déterminer une déviation entre l'estimation du spectre de la trame en cours et l'estimation de la puissance du spectre de la pluralité de trames précédentes; et un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction de l'estimation de la

puissance totale de canal et la déviation déterminée.

12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en outre par un moyen permettant de modifier un gain du canal en fonction de l'actualisation de l'estimation de bruit de façon à produire un signal

exempt de bruits parasites.

13. Dispositif selon la revendication 11, dans lequel l'appareil est couplé à un codeur de signaux vocaux recevant le signal exempt de bruits parasites en entrée.

14. Appareil selon la revendication 11, dans lequel l'appareil se trouve dans un centre de commutation mobile (MSC), un contrôleur de station de base centralisé (CBSC), une station d'émission-réception de base (BTS),

ou une station mobile (MS) d'un système de communication.

15. Appareil selon la revendication 14, dans lequel le système de communication est caractérisé en outre par un système de communication à accès multiple par

répartition en code (CDMA).

16. Appareil selon la revendication 11, dans lequel le moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames d'informations précédentes est caractérisé en outre par un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames précédentes en fonction d'une pondération exponentielle des trames d'informations précédentes.

17. Appareil selon la revendication 16, dans lequel la pondération exponentielle des trames d'informations précédentes est fonction de l'estimation de la puissance

totale de canal dans une trame d'informations en cours.

18. Appareil selon la revendication 11, dans lequel le moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction de l'estimation de la puissance totale de canal et la déviation déterminée est caractérisé en outre par un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction d'une comparaison entre l'estimation de la puissance totale de canal et un premier seuil et une comparaison entre la déviation

déterminée et un deuxième seuil.

19. Dispositif selon la revendication 18, dans lequel le moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction d'une comparaison entre l'estimation de la puissance totale de canal et un premier seuil et une comparaison entre la déviation déterminée et un deuxième seuil est caractérisé en outre par un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal lorsque l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au premier seuil et lorsque la déviation déterminée est inférieure au

deuxième seuil.

20. Appareil selon la revendication 19, dans lequel le moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal lorsque l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au premier seuil et lorsque la déviation déterminée est inférieure au deuxième seuil est caractérisé en outre par un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal lorsque l'estimation de la puissance totale de canal est supérieure au premier seuil pour un premier nombre prédéterminé de trames et qu'il n'existe pas un deuxième nombre prédéterminé de trames consécutives pour lesquelles l'estimation de la puissance

totale de canal est inférieure ou égale au premier seuil.

21. Appareil selon la revendication 20, dans lequel le premier nombre prédéterminé de trames correspond en

outre à 50 trames.

22. Appareil selon la revendication 20, dans lequel le deuxième nombre prédéterminé de trames correspond en

outre à 6 trames.

23. Codeur de signaux vocaux permettant de coder les signaux vocaux dans un système de communication, le système de communication transférant des échantillons de signaux vocaux en utilisant des trames d'informations dans des canaux, les trames d'informations dans les canaux contenant des bruits parasites, le codeur de signaux vocaux recevant les échantillons de signaux vocaux en entrée, le codeur de signaux vocaux étant caractérisé par: un moyen permettant d'éliminer les bruits parasites dans une trame d'échantillons de signaux vocaux en fonction d'une déviation de la puissance spectrale entre une trame d'échantillons de signaux vocaux en cours et une puissance spectrale moyenne d'une pluralité de trames d'échantillons de signaux vocaux précédentes de façon à produire des échantillons de signaux vocaux exempts de bruits parasites; et un moyen permettant de coder les échantillons de signaux vocaux exempts de bruits parasites de façon qu'ils puissent être transférés par le système de communication.

24. Codeur de signaux vocaux selon la revendication 23, dans lequel le codeur de signaux vocaux se trouve dans un centre de commutation mobile (MSC), un contrôleur de station de base centralisé (CBSC), une station d'émission-réception de base (BTS), ou une station mobile

(MS) d'un système de communication.

25. Codeur de signaux vocaux selon la revendication 24, dans lequel le système de communication est caractérisé en outre par un système de communication à

accès multiple par répartition en code (CDMA).

26. Codeur de signaux vocaux selon la revendication 23, dans lequel le moyen permettant d'éliminer les bruits parasites dans une trame d'échantillons de signaux vocaux est caractérisé en outre par: un moyen permettant d'estimer la puissance totale de canal dans la trame d'échantillons de signaux vocaux en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal; un moyen permettant d'estimer la puissance spectrale de la trame d'échantillons de signaux vocaux en cours en fonction de l'estimation de la puissance de canal; un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames d'échantillons de signaux vocaux précédentes en fonction de l'estimation de la puissance du spectre de la trame en cours; un moyen permettant de déterminer la déviation entre l'estimation du spectre de la trame en cours et l'estimation de la puissance d'un spectre de la pluralité de trames précédentes; un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal en fonction de l'estimation de la puissance totale de canal et la déviation déterminée; et un moyen permettant de modifier le gain du canal selon l'actualisation de l'estimation de bruit de façon à produire les échantillons de signaux vocaux exempts de

bruits parasites.

27. Codeur de signaux vocaux permettant de coder les signaux vocaux dans un système de communication, le système de communication transférant des signaux vocaux en utilisant des trames d'informations dans des canaux, les trames d'informations dans les canaux contenant des bruits parasites, le codeur de signaux vocaux recevant un signal vocal en entrée, le codeur de signaux vocaux étant caractérisé par: un moyen permettant d'éliminer les bruits parasites dans une trame comportant le signal vocal en fonction d'une déviation de la puissance spectrale entre une trame en cours comportant le signal vocal et une puissance spectrale moyenne d'une pluralité de trames précédentes comportant des signaux vocaux de façon à produire un signal vocal exempt de bruits parasites; et un moyen permettant de coder le signal vocal exempt de bruits parasites de façon qu'il puisse être transféré

par le système de communication.

28. Codeur de signaux vocaux selon la revendication 27, caractérisé en ce que le codeur de signaux vocaux réside dans un centre de commutation mobile (MSC), un contrôleur de station de base centralisé (CBSC), une station d'émission-réception de base (BTS), ou une

station mobile (MS) d'un système de communication.

29. Codeur de signaux vocaux selon la revendication 28, dans lequel le système de communication est caractérisé en outre par un système de communication à

accès multiple par répartition en code (CDMA).

30. Codeur de signaux vocaux selon la revendication 27, dans lequel le moyen permettant d'éliminer les bruits parasites dans une trame comportant le signal vocal est caractérisé en outre par: un moyen permettant d'estimer la puissance totale de canal dans la trame en cours comportant le signal vocal en fonction de l'estimation de la puissance de canal; un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre de la trame en cours comportant le signal vocal en fonction de l'estimation de la puissance de canal; un moyen permettant d'estimer la puissance d'un spectre d'une pluralité de trames précédentes comportant des signaux vocaux en fonction de l'estimation de la puissance du spectre de la trame en cours; un moyen permettant de déterminer la déviation entre l'estimation du spectre de la trame en cours et l'estimation de la puissance du spectre de la pluralité de trames précédentes; un moyen permettant d'actualiser l'estimation de bruit de canal selon l'estimation de la puissance totale de canal et la déviation déterminée; et un moyen permettant de modifier le gain du canal en fonction de l'actualisation de l'estimation de bruit de façon à produire le signal vocal exempt de bruits parasites.

31. Codeur de signaux vocaux selon la revendication 30, dans lequel le signal vocal est soit un signal vocal

analogique, soit un signal vocal numérique.