FR2582170A1

FR2582170A1 - Dipole auto-adaptatif

Info

Publication number: FR2582170A1
Application number: FR8507436A
Authority: FR
Inventors: Joel Cotty
Original assignee: Alcatel CIT SA
Current assignee: Alcatel CIT SA
Priority date: 1985-05-15
Filing date: 1985-05-15
Publication date: 1986-11-21
Also published as: FR2582170B1

Abstract

LE DIPOLE COMPREND UN CIRCUIT RESONNANT SERIE ET UN COMPARATEUR DE PHASE CP. LE CIRCUIT RESONNANT SERIE COMPREND ENTRE UNE PREMIEREA ET UNE DEUXIEMEB BORNES, UN CONDENSATEURC, UNE RESISTANCERS ET UNE INDUCTANCE1 AYANT EN COMMUN AVEC LA RESISTANCE UNE TROISIEME BORNED. L'INDUCTANCE EST UN CIRCUIT ELECTRONIQUE COMPORTANT UNE RESISTANCE VARIABLER4 RELIEE A LA DEUXIEME BORNEB. LE COMPARATEUR DE PHASE A UNE PREMIERE ENTREEA RELIEE A LA PREMIERE BORNEA, UNE DEUXIEME ENTREEB RELIEE A LA TROISIEME BORNED ET UNE SORTIEC RELIEE A LA RESISTANCE VARIABLER4, CELLE-CI ETANT CONSTITUEE PAR AU MOINS UNE RESISTANCE FIXE EN SERIE AVEC UN TRANSISTOR DONT LA GRILLE EST RELIEE PAR UN FILTRE A LA SORTIE DU COMPARATEUR DE PHASE.

Description

Dipôle auto-adaptatif
L'invention concerne les dipôles ayant une fréquence d'accord réglable, constitués par un circuit résonnant série.

Un circuit résonnant série est constitué par la mise en série d'une inductance, d'un condensateur et d'une résistance. L'inductance peut être soit une bobine, soit encore un circuit électronique, tel qu'un gyrateur qui permet d'obtenir une inductance avec un coefficient de surtension élevé. La structure utilisée pour le gyrateur est la structure dite d'ANTONIOU. Cette structure représentée figure 1 fait appel à deux amplificateurs opérationnels Al et A2, quatre résistances R1 à R4 et un condensateur Co. La valeur de l'inductance réalisée par cette structure est
L R1.R3.R4
R2 Co
En faisant varier la valeur de la résistance R4, on change la valeur de l'inductance.La variation de la fréquence de résonance f d'un circuit résonnant série comportant une inductance réalisée à l'aide de la structure de la figure 1 est obtenue soit en changeant la valeur de la résistance R4 dans le circuit de la figure 1, ce qui fait varier la valeur de l'inductance, ou encore en changeant la valeur du condensateur en série avec l'inductance.

En fabrication, les divers composants du circuit résonnant série, condensateurs et résistances, ont une valeur proche de la valeur calculée pour une fréquence de résonance f donnée, cette valeur étant comprise dans une certaine plage fonction de la tolérance sur les valeurs des composants ; par exemple un condensateur de valeur calculée C aura une valeur C± 5%, et de même pour tous les composants. Cette dispersion des valeurs des composants entraine une dispersion de la fréquence de résonance des circuits résonnants série, et la nécessité de régler chacun d'eux sur la fréquence f, réglage qui consiste à modifier la valeur de la résistance R4 ; ce réglage est d'autant plus difficile que le coefficient de surtension de l'inductance du circuit résonnant série est plus élevé.

Par ailleurs, la stabilité de la fréquence de résonance f dépend de la variation des caractéristiques des composants en fonction de la température. Lorsque l'inductance a un coefficient de surtension élevé la courbe de résonance du circuit résonnant série est étroite, et pour une variation relativement faible de la fréquence de résonance sous l'effet de la température, le circuit résonnant série ntest plus accordé sur la fréquence désirée.

L'invention a pour but de réaliser un dipôle du type résonnant série ne présentant pas les inconvénients des circuits résonnants série connus.

L'invention a pour objet un dipôle auto-adaptatif comportant un circuit résonnant série comprenant, entre une première borne et une deuxième borne, un condensateur, une résistance et une inductance reliée à la deuxième borne et à une troisième borne elle même reliée à ladite résistance, ladite inductance étant constituée par un circuit électronique comportant trois résistances, un condensateur, deux amplificateurs et une quatrième résistance reliée à la deuxième borne du dipôle, caractérisé par le fait que la quatrième résistance est une résistance variable et qu'il comporte un comparateur de phase relié à la deuxième borne et ayant une première entrée reliée à la première borne, une deuxième entrée reliée à la troisième borne et une sortie reliée à la quatrième résistance pour en faire varier la valeur.

L'invention sera mieux comprise par la description qui va suivre d'exemples de réalisation illustrés par les figures annexées dans lesquelles
La figure 1 représente une structure dtANTONIOU relative à une inductance.

La figure 2 représente schématiquement un dipôle auto-adaptatif de l'invention.

La figure 3 représente un dipôle auto-adaptatif de l'invention dans le cas dtune application à la réjection d'une fréquence de télétaxe.

La figure 1 a été décrite précédemment ; elle est relative à une structure connue permettant d'obtenir entre les bornes B et D une impédance inductive à l'aide d'un circuit électronique.

La figure 2 représente un dipôle auto-adaptatif de l'invention comportant un circuit résonnant série et un comparateur de phase CP.

Entre les bornes A et B du dipôle, on trouve un circuit résonnant série constitué par un condensateur C, une résistance Rs et une inductance 1 constituée par la structure d'ANTONIOU représentée dans la figure 1. Le condensateur C et la résistance Rs sont connectés entre les bornes A et
D, l'inductance 1 étant connectée entre les bornes D et B.

Le comparateur de phase CP qui est relié à la borne B du dipôle, c'est-à-dire à la masse dans la figure 2, a une entrée a reliée à la borne A, une autre entrée b reliée à la borne D, et une sortie c reliée à la résistance Ril de l'inductance, cette résistance R4 étant variable et sa valeur variant sous l'action du comparateur de phase CP.

A la résonance, le circuit résonnant satisfait à l'équation
L C #2 2 1 (1) ce qui donne, pour la fréquencé de résonance
1
f2 = = 1/X (2)
4#2.L C
R1.R3.R4.Co avec L = (3)
R2
La dispersion sur la fréquence de résonance f due à la tolérance sur les valeurs des composants est donnée par l'expression
df = 1 dX
T: 2 X
En prenant des condensateurs C et Co de valeur définie à + gg et des résistances R1, R2, R3, R4 de valeur définie à + 1% par rapport à leur valeur théorique, on obtient
df : ± 7% (5) f @ @ @@ (@)
Pour compenser la variation de la fréquence de résonance entrâinée par la tolérance sur les valeurs des composants, il faut faire varier la valeur de l'inductance, donc la valeur de la résistance R4 de celle-ci.

La variation de l'inductance se déduit de l'équation (3) dL d@4
u = (6)
Pour que le circuit résonnant série résonne toujours i la fréquence f, il faut faire varier la valeur de l'inductance d'au moins 14%,
dR4 ce qui impose que soit égal ou supérieur à 14%.

R4
Le rôle du comparateur de phase est de faire varier la résis- tance R4 pour maintenir le circuit résonnant série à la résonance, à la fréquence f. Lorsqu'un signal de fréquence f est appliqué aux bornes A et B du dipôle de l'invention, figure 2, le comparateur de phase CP ovipare la phase d'une tension U1 aux bornes A et B à la phase d'une tension U2 aux bornes D et B. A la résonance, la tension U1 est en phase avec le courant dans le circuit résonnant série, et la tension U2 est en quadrature avec la tension U1.Lorsque le circuit résonnant série n'est pas accordé sur la fréquence f, par exemple suite à la dérive d'un composant ou à cause de la tolérance sur la valeur d'un ou de plusieurs composants dudit circuit résonnant, il se comporte comme un circuit inductif ou capacitif et la tension U1 n'est plus en phase avec le courant ; par conséquent les tensions U1 et U2 ne sont plus en quadrature.

Le comparateur de phase CP détecte cette différence de phase et délivre un signal qui en agissant sur la valeur de la résistance R4 modifie la valeur de I' inductance pour amener le circuit résonnant série à la résonance à la fréquence f.

Pour la fréquence f, la plage de variation de la résistance R4 doit être au moins égale à + 14% par rapport à la valeur calculée afin de permettre une variation de la valeur de l'inductance d'au moins t 14% par rapport à sa valeur théorique, puisque les dispersions sur les composants du circuit entraînent une variation de la fréquence de résonance comme indiquée précédemment (voir équation 5). En désignant par R4 (f) la valeur de la résistance n4 calculée pour la fréquence f, la valeur de la résistance R4 variera donc entre les valeurs
1,14 R4 (f) et 0,86 R4 (f)
Le dipôle de l'invention peut également être utilisé dans une plage de fréquences f1 à f2, avec f1 < f2. Pour cela on calcule les valeurs de la résistance R4 aux fréquences f1 et f2, ce qui donne deux valeurs R4 (f1) et R4 (f2), avec R4 (f1)7 R11 (f2), les valeurs des autres composants du circuit résonnant série ne changeant pas.

Pour tenir compte de la tolérance sur les valeurs des composants du circuit résonnant série par rapport à la valeur calculée, tolérance qui entratne une dispersion sur la fréquence de + 7% (équation 5), les valeurs de R4 (fol) et de R4 (f2) seront corrigées de 14%, ce qui donne
R4 (f1) + 0,14 R4 (f1) à la fréquence P1 et R4 (f2) - 0,14 R4 (f2) à la fréquence f2.

ces valeurs définissant la plage de variation maximale de la résistance R4.

Il est également possible de tenir compte des variations de la valeur des composants en fonction de la température. L'équation (4) est également valable lorsque la valeur des composants varie en fonction de la température, et permet, connaissant les coefficients de variation de chaque composant en fonction de la température de calculer la variation de la fréquence de résonance. On calcule alors, à l'aide de l'équa- tion (4) la variation de l'inductance, donc de la résistance nil.

Dans le cas d'un dipôle calculé pour fonctionner à la fréquence f, la variation de la résistance nil pour tenir compte de l'effet de la température, s'ajoutera, algébriquement, aux valeurs 1,14 nil (f) et 0,86 R4 (f) déterminées comme indiqué ci-dessus.

Dans le cas d'un dipôle fonctionnant dans une plage de frequen- ces fl à f2, cette variation de la résistance R4 s'ajoutera, algébriquement, aux valeurs
R4 (fl) + 0,14 nil (f1) et R4 (f2) - 0,14 R4 (f2) déterminées ci-dessus.

La figure 3 représente un exemple d'application du dipôle de l'invention à la réjection d'une fréquence télétaxe en téléphonie.

Le dipôle de l'invention est relié, par sa borne A, à une résistance R et reçoit à travers cette résistance un signal comportant de la parole et un signal de télétaxe dont la fréquence est supérieure aux fréquences de la bande téléphonique s le rôle du dipôle est de réjecter cette fréquence, l'atténuation devant, , à titre d'exemple, être supe- rieure à 26 dB ; par ailleurs l'atténuation du dipôle dans la bande téléphonique ne doit pas perturber la bande téléphonique (300 Hz, 3400 Hz) de plus de 0,1 dB.

Le comparateur de phase CP comporte un aiplificateur 2, deux oclarateurs 3 et 4, et une bascule 5, de type D
L'amplificateur 2 a une entrée négative reliée à la lasse et une entrée positive reliée par une première cellule de déphasage 6 A l'entrée a du comparateur de phase CP ; cette première cellule est constituée d'un condensateur 8 et d'une résistance 9 en série ; la sortie de l'amplificateur 2 est reliée par une deuxième cellule de déphasage 7 à une entrée positive du comparateur 3 dont l'entrée négative est relise à la masse.La deuxième e cellule de déphasage 7 est constituée par un condensateur 10 et une résistance 11, le condensateur étant connecté entre la sortie de l'amplificateur 2 et l'entrée positive du co parateur, et la résistance étant connectée entre l'entrée positive du co comparateur 3 et la masse. La sortie du comparateur 3 est reliée à une entrée signal de la bascule 5 alimentée entre +5V et -5V.

Le deuxièms comparateur 4 a une entrée positive reliée à l'entrée b du comparateur de phase CP, et une entrée négative reliée à la lasse , la sortie du comparateur 4 est reliée à l'entrée horloge H de la bascule 5.

Dans l'inductance 1, la résistance 14 est constitues par une première résistance 25, une deux1 e résistance R6 et un transistor T, de type MOS ; la résistance R5 et le transistor T sont en série, la résistance R6 étant en parallèle sur le transistor, dont la grille est reliée par un filtre 12 à la sortie c du comparateur de phase CP, ladite sortie c étant elle-même reliée à la sortie inverse de la bascule 5. Le filtre 12 est constitué par une résistance 13 et un condensateur 14 ; la résistance 13 et est connectée entre la sortie c du comparateur de phase CP et la grille du transestor T, le condensateur 14 étant connecté entre la grille et la borne B du dipôle.

La résistance R4 ainsi constituée est une résistance variable ; en effet en désignant par RT la résistance du transistor T, la résistance 14 est égale à :
R4=R5 + RT.R6 RT+R6 (7)
Lorsque le transistor T est bloqué, la résistance RT est très grande et l'on a pratiquement
R4 = R5 + R6
Lorsque l'on applique un signal à l'ensemble résistance R et dipôle, l'atténuation apportée par le dipôle à la fréquence f, qui est la fréquence de résonance, est égale à
R+Rs
A : 20 log Rs (8) avec R = 1000 ohms et Rs = 33 ohms on a A = 30 dB valeur qui est plus grande que celle désirée, 26 dB.

Pour une fréquence de télétaxe de 12 kHz, et avec C = 3,9 nanofarads, la valeur de l'inductance 1 du circuit résonnant série est de 4 5,1 millihenrys.

L'atténuation du dipôle à la fréquence de 3,4 kHz est égale à R + z
20 log en désignant par z l'impédance du dipôle à la fréquence de 3,4 kHz, cette impédance étant égale à : 33 - 11037 j avec C = 3,9 nF et L = 45,1 m H.

On a alors 20 log Z + 1 = 0,04 dB
z valeur très inférieure à la valeur de 0,1 db désirée.

Lorsque le circuit résonnant série, figure 3, est à la résonance sur la fréquence f du signal appliqué à la borne A, les tensions U1 et U2 sont en quadrature, la tension U2 étant en avance de phase de 900 sur la tension U1. Le rôle des première et deuxième cellules de déphasage 6 et 7 est de fournir chacune un déphasage de 45 pour ramener la tension U1 en phase avec la tension U2.

Dans le cas d'un signal de télétaxation, la tension de ce signal appliqué à la résistance R est de l'ordre de 200 m v eff. Avec une résistance R de 1000 ohms et une résistance Rs de 33 ohms, la tension à la borne A est de 9 mv crête. La tension d'offset du comparateur 3 étant de l'ordre de 10 mv, il est nécessaire d'amplifier cette tension de 9 mv ; ctest le rôle de l'amplificateur 2. Par contre la tension à la borne D, LWI, est de tordre de 900 mv crête avec la valeur de l'inductance déterminée précédemment, il5,1 ni H, et pour une fréquence de 12 kHz ; il n'est donc pas nécessaire d'amplifier cette tension.Les comparateurs 3 et 4 délivrent des signaux rectangulaires qui sont en phase, ces signaux ayant une période égale à celle du signal de télétaxe, de fréquence f. La sortie inverse de la bascule 5 délivre alternativement un signal de valeur + 5V et de valeur - 5V qui est filtré par le filtre 12 ayant une constante de temps de l'ordre de 10 ms, avec C = 10 nF et R = 1 mégohm. Le signal filtré est appliqué à la grille du transistor T ; le transistor T étant plus ou moins passant, en fonction de la tension de grille se comporte comme une résistance variable.

La résistance Ril varie donc lorsque le transistor T est passant.

Si les signaux délivrés par les deux comparateurs 3 et 4 étaient rigoureusement en phase, la tension en sortie du filtre 12 serait nulle ; le transistor T serait bloqué et la résistance R4 serait très grande. Les signaux délivrés par les comparateurs ne sont donc pas rigoureusement en phase, et leur déphasage varie, le déphasage passant d'une valeur positive à une valeur négative et réciproquement de sorte que la tension en sortie du filtre 12 prend une valeur positive pour laquelle le circuit résonnant série est accordé à une fréquence fo très proche de la fréquence f.

En supposant que le comparateur de phase CP a une plage d'incertitude maximum de ± 200 on a, pour le circuit résonnant série, la relation
LW--1
tg#= @@@
Rs soit pour un déphasage de + = 200
tg6 = 0,364
Lorsque le circuit résonnant série n1 est pas accordé sur la fréquence du signal, la dissonance x est égale à #-#o
(9)
#
Wet #o étant les pulsations correspondant aux fréquences f et fo.

Pour les dissonances faibles, on a la relation :
tg# = 2 Qx (10)
Q étant le coefficient de surtension.

Pour un déphasage de 6 = # 200, on a tg # = = 0,364 = 2 Q x d'où, avec Q = 100
x = 0,17% ce qui, à la fréquence de 12 kHz, donne une variation de fréquence de 20 Hz.

Pour une telle variation de fréquence, le coefficient de sélectivité est :

Io, I et Z étant les courants aux fréquences fo et f et l'impédance du circuit résonnant série à la fréquence f.

L'atténuation du circuit résonnant série à la fréquence f est @@ - 20 @@@ R + Z
z avec Z = 1,06il Rs il vient
A1 = 20 log R + 1,064 R1
1,064 Rs
Avec R = 1000 ohms et R1 = 33 ohms on a :
A1 = 20 log 1035 = 29,4 db
35
Ainsi le déphasage de 200 entre les signaux délivrés par les comparateurs n'entraîne qu'ane réduction faible de l'att@ouation.

Lorsque les composante du circuit résonnant sérle n'ont pas la valeur calcalée, à cause de la tolérance sur cha@mm d'aux, cela se traduit par une variation de la fréquence de résonnanct ; la t du signal appliqué au circuit résonnant est donc décalée par rapport à la fréquence de résonnance fo, et le circuit résonnant série préseate une 1 impédance Z = Rs + j (L # ),ce qui entraîne un dêphasage entre la
C # tension aux bornes du circuit résonnant série et le courast dans celui-ci.

D'après l'équation (4) et pour une valeur de = 1@
df on a = 0,5%
f donc une faible variation relative de la fréquence de
L'équation (10) est valable pour des di*fi- x x faibles, et comme la dissonance X = df, on déduit de l'équation (10) tg = 2 Qx = 2 Q df 1 avec Q = 100, ce qui donne un déphasage de 45 , bien supérieur à la valeur de 200 prise pour la plane d'incertidue du comparateur de phase oe.

Ainsi le comparateur de phase CP agira sur le transistor T pour ramener le circuit résonnant série à résonner pratig@@@ent a la fré- quence f du signal qui lui est appliqué ; lorsque sous i'effet de la température les valeurs des composants du circuit résonnant série dx varient, cela se traduit par une variation du terme , donc de la fréquence de résonnance, et le comparateur de phase CP agit également sur le transistor T pour ramener le circuit résonnant série à résonner pratiquement à la fréquence f du signal.

Claims

REVENDICATIONS

1/ Dlpôle auto-adaptatif comportant un circuit résonnant série comprenant entre une première borne (A) et une deuxième borne (B) un condensateur (C), une résistance (Rs) et une inductance (1) reliée à la deuxième borne (B) et à une troisième borne (D) elle même reliée à ladite résistance (Rs), ladite inductance étant constituée par un circuit électronique comportant trois résistances (R1, R2, R3), un condensateur (CO), deux amplificateurs (Al, A2) et une quatrième résistance (R4) reliée à la deuxième borne (B) du dipôle, caractérisé par le fait que la quatrième résistance (R4) est une résistance variable et qu'il comporte un comparateur de phase (CP) relié à la deuxième borne (B) et ayant une première entrée (a) reliée à la première borne (A), une deuxième entrée (b) reliée à la troisième borne (D) et une sortie (c) reliée à la quatrième résistance (riz) pour en faire varier la valeur.

2/ Dipôle auto-adaptatif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la quatrième résistance (R4) de l'inductance (1) est constituée par au moins une résistance (R5) en série avec un transistor (T), que le comparateur de phase (CP) comprend un premier comparateur (3), un deuxième comparateur (4) et une bascule (5), lesdits comparateurs ayant une entrée négative reliée à la deuxième borne (B), que la première entrée (a) du comparateur de phase est reliée à une entrée positive du premier comparateur (3) par une première cellule de déphasage (C), un amplificateur (2) et une deuxième cellule de déphasage (7), que la deuxième borne d'entrée (b) du comparateur de phase est reliée à une entrée positive du deuxième comparateur (4), que le premier comparateur (3) est relié en sortie à une entrée de la bascule (5), que le deuxième comparateur (4) est relié en sortie à une entrée horloge de la bascule, et que la sortie inverse (C) de la bascule est reliée à la borne de sortie du comparateur, elle-même reliée par l'intermédiaire d'un filtre (12) ) une grille du transistor (T).