Nothing Special   »   [go: up one dir, main page]

EP1872628A1 - Self-exciting step-up converter - Google Patents

Self-exciting step-up converter

Info

Publication number
EP1872628A1
EP1872628A1 EP06722660A EP06722660A EP1872628A1 EP 1872628 A1 EP1872628 A1 EP 1872628A1 EP 06722660 A EP06722660 A EP 06722660A EP 06722660 A EP06722660 A EP 06722660A EP 1872628 A1 EP1872628 A1 EP 1872628A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switching element
potential
electronic ballast
diode
boost converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP06722660A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Klaus Fischer
Josef Kreittmayr
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH filed Critical Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Publication of EP1872628A1 publication Critical patent/EP1872628A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast with a step-up converter for operating a discharge lamp, for example a low-pressure discharge lamp.
  • Electronic ballasts for the operation of discharge lamps are known in many designs. l.d.R. They include a rectifier circuit for rectifying an AC power supply and charging a capacitor often referred to as a DC link capacitor. The DC voltage applied to this capacitor serves to supply an inverter or inverter (hereinafter inverter), which operates the discharge lamp.
  • inverter inverter
  • an inverter generates from a rectified AC voltage supply or a DC voltage supply a supply voltage for the discharge lamp to be operated with high-frequency current.
  • Similar devices are also known for other lamp types, for example in the form of electronic transformers for halogen lamps.
  • the invention is based on the technical problem of providing an improved electronic ballast with a step-up converter.
  • the invention relates to an electronic ballast for a lamp with a step-up converter, which has a storage inductor, a diode, a DC circuit capacitor and a switching element, characterized in that it is designed to
  • the invention is based on the recognition that the value of the current through the storage inductor can be used as an indicator for the switch-on and switch-off of the switching element for the operation.
  • the switching element When switched on, the switching element ensures an increasing current flow in the storage choke up to an adjustable maximum value.
  • the storage choke is magnetized.
  • the electronic ballast according to the invention is designed so that the current through the storage inductor, when the switching element is switched on, for example by means of a measuring (shunt) resistor detected, and when reaching this maximum value, the switching element is turned off. After switching off the switching element, the diode conducts the current impressed in the storage inductor into the intermediate circuit capacitor. This current decreases with time.
  • the storage choke If the storage choke is completely demagnetized, then no current flows through them, and the diode connected in series blocks.
  • the potential between the storage inductor and the diode jumps from the supply potential of the intermediate circuit capacitor to a potential with a significantly smaller amount, which corresponds to the instantaneous potential of the rectified AC voltage supply. This potential jump can serve as an indicator for a switch-on time of the switching element.
  • the invention is designed so that the switching element is now turned on. Current flows again through the switching element and the storage choke. The storage choke is magnetized again.
  • ballast according to the invention is particularly simple in terms of control and circuitry, and it is also particularly robust with respect to tolerances of the storage inductor inductance.
  • the jump of the potential between the storage inductor and the diode is detected after the demagnetization of the storage inductor with at least one decoupling capacitor.
  • This potential jump can serve as an indicator for the switch-on time of the switching element.
  • a resistor may be connected in series with this decoupling capacitor. The time constant of this resistor and the decoupling capacitor is so large that it does not come to a complete charge or discharge of the decoupling capacitor during demagnetization of the storage choke.
  • the demagnetization is detected with a secondary coil to the storage choke.
  • the measuring resistor preferably used for the current measurement for determining the switch-off time of the switching element may be in series with the switching element, advantageously in the connection between the switching element and the reference potential.
  • An embodiment of the invention preferably has a first signal line which connects the control input of the switching element to a control circuit of the boost converter.
  • the signal line can be connected directly to the control input of the switching element, or indirectly via a circuit which switches the switching element, or one or more resistors.
  • the boost converter can be blocked by means of this signal line from the control circuit.
  • a preferred embodiment of the invention has a resistance between the supply potential of the intermediate circuit capacitor and the control input of the switching element. If a sufficient voltage is applied to the DC link capacitor, then the switching element can be switched on via this resistor. This means that the oscillation can oscillate independently and no special control signals are necessary.
  • a preferred embodiment of the invention has a threshold value for controlling the switching element.
  • the control input of this threshold element is preferably connected via the decoupling capacitor and at least one resistor to the potential between the storage choke and the diode. Over this path can jump the potential between the storage choke and the diode following the demagnetization of the storage choke serve as an input signal for the threshold element.
  • the control input of the threshold value element is connected to the potential between the switching element and the measuring resistor via at least one resistor. Via this path, the threshold element can be controlled in dependence on the current through the switching element.
  • the control input of the threshold value element is at a defined potential during the time in which the switching element is switched on, it can be connected to the reference potential via a series connection of a resistor and a diode.
  • the node between this resistor and the diode is connected to the series circuit of the decoupling capacitor and at least one resistor.
  • one cycle of the boost setter proceeds as follows: In a first time interval, the switching element is switched on. The current through the switching element is measured via the measuring resistor connected in series with the switching element. This corresponds in this first period also the current through the storage choke. The tapped on the measuring resistor potential is fed to a control input of the threshold value element, possibly via one or more resistors, as an input signal. If the value of the current exceeds a predetermined maximum, then the threshold value element is switched. The required connection to the reference potential can be established via the series connection of a diode and a resistor presented in the preceding paragraph. The maximum current depends on the selected dimensioning of the components of the circuit and can be specified in this way.
  • these components may be: the measuring resistor, a resistor via which the voltage across the measuring resistor is tapped off and fed to the control input of the threshold element, and the resistor stood, which establishes the connection to the reference potential in series with the diode.
  • the output of the threshold element is connected to the control input of the switching element and switches it off.
  • the potential between the storage choke and the diode jumps with the switching off of the switching element to approximately the supply potential of the DC link capacitor. This marks the end of the first period.
  • the threshold element In a subsequent second period of time, the threshold element remains in its state through the decoupling capacitor, because the potential between the storage choke and the diode only jumps back when the storage choke is demagnetized and the threshold element is held in its state via the decoupling capacitor.
  • the switching element remains switched off. This condition continues as long as the storage choke demagnetizes. If the switching element were not permanently switched off from the threshold value element, the switching element could be prematurely switched on again via the voltage at the intermediate circuit capacitor as soon as the storage inductor is demagnetized.
  • the potential between the storage inductor and the diode jumps from the supply potential of the intermediate circuit capacitor to a potential with a significantly smaller amount, which corresponds to the instantaneous potential of the rectified AC voltage supply.
  • the threshold element is switched via the decoupling capacitor. The switching element is switched on and a new cycle begins.
  • the clock of the boost regulator is determined by the duration of the demagnetization of the storage choke. There are no further timers needed.
  • the driving potential of the threshold element in a time that is significantly longer than the period of the on / off cycles of the boost converter in operation, not the switching threshold happen.
  • the threshold value element can not be switched without further ado until the DC link capacitor is charged to the highest magnitude instantaneous value of the supply voltage. During this time, the boost converter is blocked.
  • an embodiment of the invention preferably has a threshold value element via a second signal line, which is connected to the control input of the threshold value element and to the control circuit.
  • this second signal line can be connected to the control input of the threshold value element via the resistor from the series connection of the diode and the resistor, which connects the control input of the threshold value element to the reference potential.
  • the threshold value element can be switched by the control circuit via the second signal line.
  • transistors as a simple embodiment of a threshold element may have the disadvantage that the maximum current through the storage inductor depends on the possibly not negligible tolerance of the switching threshold of the transistor.
  • the transistor can also have a driver function for the switching element.
  • a comparator is used as the threshold element and this preferably followed by a driver circuit.
  • a driver circuit usually consists of several components and may inter alia also have one or more transistors.
  • the control input of the threshold element can be connected via a resistor and a diode to the reference potential, wherein the resistor to the control input the threshold element is connected.
  • the resistor to the control input the threshold element is connected.
  • the diode can connect the series circuit of coupling capacitor and resistor.
  • a capacitor is connected in parallel with the resistor at the control input. The capacitor acts as a differentiating element, so that the jump of the potential following the demagnetization of the storage inductor is transmitted differentially to the input of the comparator, which can accelerate the drive.
  • At one input of the comparator is a reference signal
  • at the other input are the interesting signals, which are generated by the measuring resistor and the decoupling capacitor.
  • a DC voltage is superimposed on this signal input, which further lifts the potential of this input from the reference potential.
  • the input node of the comparator can be connected, for example via a resistor to the supply potential of the comparator.
  • the reference signal is proportional to the instantaneous value of the supply voltage.
  • the current consumption of the boost converter can be made approximately sinusoidal.
  • the boost converter may have to adapt its operation to a supply with or without phase-control dimmer. This can be the case, for example, if the operation of the boost converter in one of the two cases does not conform to the standard in terms of mains current harmonics or if the boost converter does not work effectively in one of the two cases without a changeover in its operation.
  • the electronic ballast must then be able to detect whether it is operated directly on the mains supply or on a phase control dimmer; it can then correspond set operating parameters, for example, the Abschaltstromschwelle.
  • Phase-control dimmers supply the mains supply to the ballast only after an adjustable time within each mains half-cycle. During phase control there is no input voltage to the ballast. After this time, approximately the original supply voltage is applied. The voltage at the input of the electronic ballast has a steep edge following the phase control; There are jumps in the supply voltage.
  • An embodiment of the invention has a differentiator connected between a power line and the reference potential of the ballast. This differentiator decouples the voltage jumps in the supply voltage. In the event of a voltage jump, relatively large peak voltages occur at its output in terms of magnitude. These peak voltages can be supplied after a possible further processing, for example in the form of a peak detection, a control circuit of the boost converter, which can then adjust the operating parameters of the boost converter accordingly.
  • the electronic ballast detects by means of the differentiator, whether a phase gating dimmer is connected upstream. If the ballast is working directly on the mains supply, the operating parameters of the step-up converter are set so that it can operate in compliance with the standard. This can be done by lowering the Abschaltstromschwelle the boost converter. The boost converter then consumes a lower amplitude current. In order to charge the intermediate circuit capacitor to its maximum value, current is now absorbed by the boost converter over a relatively long period of time within a mains half-wave. The Abschaltstromschwelle can, in order to comply with the standard, be set so that the current consumption of the boost converter extends beyond beyond the 90 ° phase angle.
  • the operating parameters - in particular the Abschaltstromschwelle - the boost converter are set so that the power consumption takes place in the absence of a phase gating dimmer for at least half the duration of a network half-wave.
  • the differentiator comprises a series circuit of a capacitor and a resistor.
  • This series circuit can be connected to one of the power lines in series with the reference potential of the electronic ballast. From the node between the resistance and the capacitor, another capacitor can be switched to the other power line. With appropriate dimensioning of capacitance and resistance, a voltage proportional to the differentiated supply voltage is applied to the resistor.
  • a peak detection circuit is connected in parallel with the resistor of the differentiator circuit described in the preceding paragraph. If the step-up converter is operated on a phase-gating dimmer, the control of the step-up converter can be controlled with the peak value detected above the resistor, for example by means of a switching element connected to the peak value detection.
  • FIG. 1 shows a boost converter circuit. This is to be understood as part of an electronic ballast according to the invention.
  • FIGS. 2 a, b, c show relevant current and voltage characteristics of the circuit arrangement from FIG. 1.
  • FIG. 3 shows a modification of the circuit arrangement
  • FIG. 1 FIGS. 4 a, b, c show relevant current and voltage characteristics of FIG.
  • FIG. 5 shows a circuit arrangement for detecting a
  • FIG. 1 shows a boost converter circuit. This is to be understood as part of an electronic ballast according to the invention.
  • At the circuit arrangement is supplied via an AC voltage input AC and rectified with a rectifier GL voltage between a node V1 and a reference potential GND.
  • a first series circuit of a storage inductor L, a diode D1 and a DC link capacitor C2 is connected.
  • connection between the storage inductor L and the diode D1 represents a node V2.
  • a series circuit of a switching element T1 and a (measuring or shunt) resistor Rsense is connected between the node V2 and the reference potential GND.
  • the switching element T1 can be designed as a MOSFET.
  • the resistor Rsense is connected to the reference potential GND.
  • a node V8 is at the potential of the control input of the switching element T1.
  • a threshold value element T2 is connected between the control input of the switching element T1 and the reference potential GND.
  • the threshold element T2 can be designed as a (bipolar) transistor.
  • a comparator as a threshold value element.
  • a node V7 is at the potential of the control input of the threshold element T2.
  • a resistor R3 connects a node V4 between T1 and Rsense to the node V7.
  • a node V6 is on the connection between the resistor R1 and the diode D3.
  • a node V3 is on the connection between the diode D1 and the capacitor C2.
  • a series circuit of a resistor R4 and a diode D2 is connected between the node V3 and the reference potential GND.
  • the connection node between the diode D2 and the resistor R4 is connected to the control input of the first switching element T1.
  • the diode D2 is designed as a Zener diode.
  • a signal line IS is connected to the node V6. This can be briefly set by a control circuit to the reference potential GND.
  • a second signal line SD is connected to the control input of the switching element T1.
  • the control circuit can block the boost converter with this signal line.
  • Figure 2a shows the potential at node V6 and at node V4 as functions of time.
  • a current IL flows.
  • a voltage proportional to the current IL through the storage inductor L is measured at the node V4.
  • the potential maps the magnetization state of the storage inductor L. This is done by the decoupling capacitor C1. If the storage choke is magnetized, the decoupling capacitor C1 is discharged.
  • the potential at the node V6 corresponds approximately to the reference potential GND 1 because it corresponds to one of the forward voltage from the diode D3 negative value with respect to the reference potential GND is clamped.
  • the decoupling capacitor C1 is charged. At the node V6, a potential is formed that is significantly above the reference potential GND.
  • the decoupling capacitor C1 is dimensioned so that the time constant of the capacitor C1 and the resistor R1 is so large that during the demagnetization of the storage inductor L 1 in the time interval tb, does not come to a complete charging of the decoupling capacitor C1 and the potential the node V6 remains above the switch-on of the threshold value T2.
  • intervals ta and tb and times t1 and t2 are plotted, which correspond to the relevant time intervals.
  • FIG. 2 b shows the current IL through the storage inductor L as a function of time.
  • Figure 2 c shows the potential at node V7 as a function of time.
  • the switching element T1 is turned on and the Schwellwert- element T2 off.
  • the potential applied to node V4 increases in proportion to the current IL through the storage choke.
  • the potential at the node V6 corresponds approximately to the reference potential GND. If the potential at the node V7, which is connected to the node V4 via the resistor R3, exceeds the switch-on threshold voltage of the threshold element T2, then the threshold element T2 is turned on and the switching element T1 is turned off. This also limits the maximum current through the boost converter.
  • the corresponding time t2 defines the end of the time interval ta.
  • the time interval tb follows.
  • the threshold element T2 is switched on at the time t2 indirectly by the potential at the node V4 via the resistor R3.
  • the switching element T1 is turned off by the threshold element T2.
  • the potential jumps at the time t2 to a value which is significantly above the reference potential GND.
  • the storage choke is replaced during the time demagnetized tb.
  • a current flows through C1, R1 and R2 to the control input of the threshold element T2 and keeps it switched on as long as the Abmagnetmaschinesstrom flows.
  • the switching element T1 is switched off because the potential at its control input no longer exceeds the switch-on threshold.
  • the time interval tb ends with the complete demagnetization of the storage inductor L.
  • the potential at the node V2 jumps to the potential at the node V1 at the end of the time interval tb.
  • This jump defines the time t1 and, via the decoupling capacitor C1, the resistor R1 and the diode D3 at the node V6, causes a potential which approximately corresponds to the reference potential GND.
  • the potential is no longer sufficient to keep the threshold element T2 switched on. It locks.
  • the threshold value element T2 is switched off and a sufficient voltage is applied to the intermediate circuit capacitor C2. Then, the switching element T1 is turned on by the voltage across the link capacitor via R4. In the second case, the control circuit via the signal line IS, the voltage at node V6 briefly set to the reference potential GND. As a result, the switching element T1 is turned on via the resistor R4.
  • the second case may occur when the capacitors C1 and C2 are charged in parallel to the potential V1 when the supply voltage AC is applied for the first time.
  • the potential V6 can then not drop below the switch-on threshold voltage of the threshold element T2 during a time that is significantly longer than the period of the boost converter.
  • the Threshold element T2 can not be turned off until the charging of the DC link capacitor C2 is completed to the highest instantaneous value of the supply voltage. In this state, the boost converter is blocked by the threshold element T2.
  • the control circuit can block the operation of the boost setter via the signal line SD at any time. This can happen, for example, when a desired voltage is reached at the DC link capacitor C2.
  • the threshold element T2 has several functions in a circuit arrangement as described above: First, it is a threshold element for detecting signals at the node V7; the second function is to drive or drive the switching element T1. Furthermore, the threshold element also works as an inverter.
  • the resulting maximum current through the storage inductor L is dependent on the tolerance of the switching threshold of the threshold element T2.
  • Figure 3 shows a circuit diagram of a second circuit arrangement according to the invention, which is improved in this regard.
  • the threshold element used is not a transistor but a comparator AMP with a downstream driver circuit TS. Since the comparator AMP alone can not provide the power for driving the switching element T1, the driver circuit TS is connected downstream of it.
  • the comparator AMP receives a separate power supply Vcc.
  • a diode D4 is connected between the node V6 and the positive supply potential Vcc. It is possible to connect a capacitor C3 in parallel to the resistor R2. This accelerates the rise of the potential at the node V7 at a rise of the potential at the node V6 at the time t1 because it differentially transfers the potential jump.
  • the transhipment of C3 occurs much faster than the increase of the voltage at the node V7 by the supply taking the current IL. The effect is already taken into account in FIG. 2 c.
  • the capacitor C3 is shown in FIG. Between the capacitor C3 and the resistor R3, a resistor R5 is connected to the supply voltage Vcc.
  • An input of the comparator AMP is supplied with a switch-off threshold Vref. This corresponds to the switch-off criterion for the switching element Tl It can be set constant, but also made variable, for example, proportional to the curve of the input voltage AC.
  • the input of the comparator should not be loaded with too high voltages.
  • the switching off of the switching element T1 at the time t2 causes a voltage jump at the node V7.
  • a diode V4 is switched from node V6 to the positive supply potential Vcc of the comparator.
  • the voltage at the node V6 is limited to a potential which is higher by the forward voltage of the diode D4 than the supply potential Vcc of the comparator.
  • a so-called pull-up resistor R5 is connected between the node V7 and the positive supply potential Vcc. The potential at node V7 is thereby removed from the reference potential. Although this reduces the signal swing, the measure can still be advantageous because the signal-to-noise ratio can be improved.
  • FIGS. 1 and 3 show a circuit arrangement according to the invention for detecting whether the electronic ballast is operated directly on the supply network or on a phase gating dimmer.
  • a capacitor CD is connected as a differentiating element to one of the power lines N or L.
  • a resistor RD is connected, which connects the capacitor CD to the reference potential GND.
  • the anode of a diode DS is connected, the cathode is also connected in series with another capacitor CS to the reference potential GND.
  • This circuit represents a peak detection circuit of the voltage appearing across the resistor RD.
  • the base of a transistor T is connected through a resistor RS.
  • the emitter is connected to the reference potential GND and the collector TC to elements of the boost converter, which may affect the operation of the boost converter operation.
  • the components of the circuit arrangement in FIG. 5 are designed in such a way that the peak value of the voltage across RD is stored in the capacitor CS via the diode DS and the voltage across the capacitor CS can not switch on the transistor T.
  • the supply voltage shows significant jumps.
  • high peak values occur across the resistor RD, so that the capacitor CS is charged to significantly higher values compared to operation without phase-angle dimmer.
  • the voltage across the capacitor CS can now put the transistor T in a conductive state via the resistor RS, whereby the collector-side output of the transistor TC is approximately at the reference potential GND becomes.
  • the boost converter Via the output TC of the transistor T, the boost converter can be addressed, so that the Abschaltstromschwelle decreases.
  • the Abschaltstromschwelle is determined by the resistors R2 and R3. If a resistor is switched via the switch T from the potential at the node V7 to the reference potential GND, the resulting setpoint becomes larger when the switch T is turned on.
  • the Abschaltstromschwelle is determined by the reference voltage Vref.
  • the voltage Vref can be generated by a voltage divider circuit of resistors. To one of these resistors, a resistor can be connected in parallel via the switch T. Switching the switch T on and off changes the reference voltage Vref.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

The invention relates to an electronic ballast comprising a step-up converter, which comprises a storage inductor, a diode, an intermediate circuit condenser and a switch element. According to said invention, a current passing through the storage inductor is used in the form of an indicator of turnon and turnoff times of the step-up converter oscillates in a self-exciting manner.

Description

Selbsterregter HochsetzstellerSelf-excited boost converter
Technisches GebietTechnical area
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät mit einem Hochsetzsteller zum Betrieb einer Entladungslampe, beispielsweise einer Niederdruckentladungslampe.The present invention relates to an electronic ballast with a step-up converter for operating a discharge lamp, for example a low-pressure discharge lamp.
Stand der TechnikState of the art
Elektronische Vorschaltgeräte zum Betrieb von Entladungslampen sind in vielfältigen Ausführungen bekannt. l.d.R. enthalten sie eine Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung einer Wechselspannungsversorgung und Aufladen eines häufig als Zwischenkreiskondensator bezeichneten Kondensators. Die an diesem Kondensator anliegende Gleichspannung dient zur Versor- gung eines Wechselrichters bzw. Inverters (im Folgenden Inverter), der die Entladungslampe betreibt. Grundsätzlich erzeugt ein Inverter aus einer gleichgerichteten Wechselspannungsversorgung oder einer Gleichspannungsversorgung eine Versorgungsspannung für die mit hochfrequentem Strom zu betreibende Entladungslampe. Ähnliche Vorrichtungen sind auch für andere Lampentypen bekannt, beispielsweise in Form von elektronischen Transformatoren für Halogenlampen.Electronic ballasts for the operation of discharge lamps are known in many designs. l.d.R. They include a rectifier circuit for rectifying an AC power supply and charging a capacitor often referred to as a DC link capacitor. The DC voltage applied to this capacitor serves to supply an inverter or inverter (hereinafter inverter), which operates the discharge lamp. In principle, an inverter generates from a rectified AC voltage supply or a DC voltage supply a supply voltage for the discharge lamp to be operated with high-frequency current. Similar devices are also known for other lamp types, for example in the form of electronic transformers for halogen lamps.
Hochsetzstellerschaltungen zur Netzstromoberschwingungsreduzierung von Entladungslampen sind an sich bekannt. Sie weisen eine Speicherdrossel, ein Schaltelement, eine Diode und einen Zwischenkreiskondensator auf. Der Zwischenkreiskondensator versorgt beispielsweise eine Entladungslampe über eine Inverterschaltung.Hochsetzstellerschaltungen Netzstromoberschwingungsreduzierung of discharge lamps are known per se. They have a storage inductor, a switching element, a diode and an intermediate circuit capacitor. Of the DC link capacitor supplies, for example, a discharge lamp via an inverter circuit.
Darstellung der ErfindungPresentation of the invention
Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, ein verbessertes elektronisches Vorschaltgerät mit einem Hochsetzsteller anzugeben.The invention is based on the technical problem of providing an improved electronic ballast with a step-up converter.
Die Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe mit einem Hochsetzsteller, welcher eine Speicherdrossel, eine Diode, einen Zwi- schenkreiskondensator und ein Schaltelement aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass es dazu ausgelegt ist,The invention relates to an electronic ballast for a lamp with a step-up converter, which has a storage inductor, a diode, a DC circuit capacitor and a switching element, characterized in that it is designed to
• das Schaltelement im Hochsetzsteller beim Erreichen eines maximalen Stromwertes des durch das Schaltelement fließenden Stromes auszuschalten, und• Turn off the switching element in the boost converter upon reaching a maximum current value of the current flowing through the switching element, and
• das Schaltelement durch einen Sprung des Potentiales zwischen der Speicherdrossel und der Diode im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel einzuschalten,To turn on the switching element by jumping the potential between the storage choke and the diode following the demagnetization of the storage choke,
so dass der Hochsetzsteller selbsterregt oszilliert.so that the boost converter oscillates self-excited.
Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben und werden im Folgenden näher erläutert. Die Offenbarung bezieht sich dabei stets sowohl auf die Verfahrenskategorie, als auch die Vorrichtungskategorie der Erfindung.Preferred embodiments of the invention are specified in the dependent claims and are explained in more detail below. The disclosure always refers to both the process category and the device category of the invention.
Für die Funktion eines Hochsetzstellers sind die Ein- und Ausschaltzeitpunkte des Schaltelementes von großer Bedeutung. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass sich für den Betrieb der Wert des Stromes durch die Speicherdrossel als Indikator für die Ein- und Ausschaltzeitpunkte des Schaltelementes eignen kann. Das Schaltelement sorgt im eingeschalteten Zustand für einen ansteigenden Stromfluss in der Speicherdrossel bis zu einem einstellbaren maximalen Wert. Dabei wird die Speicherdrossel aufmagnetisiert. Das erfindungsgemäße elektronische Vorschaltgerät ist so ausgelegt, dass der Strom durch die Speicherdrossel, bei eingeschaltetem Schaltelement, etwa mittels eines Mess-(Shunt-)Widerstandes, erfasst und beim Erreichen dieses maximalen Wertes das Schaltelement ausgeschaltet wird. Die Diode leitet nach dem Ausschalten des Schaltelementes den in der Speicherdrossel eingeprägten Strom in den Zwischenkreiskondensator. Dieser Strom nimmt mit der Zeit ab. Ist die Speicherdrossel vollständig abmagnetisiert, so fließt kein Strom mehr durch diese, und die in Serie geschaltete Diode sperrt. Das Potential zwischen der Speicherdrossel und der Diode springt vom Versorgungspotential des Zwischenkreiskondensators zu einem Potential mit deutlich kleinerem Betrag, welches dem momentanen Potential der gleichgerichteten Wechsel- Spannungsversorgung entspricht. Dieser Potentialsprung kann als Indikator für einen Einschaltzeitpunkt des Schaltelementes dienen. Die Erfindung ist so ausgelegt, dass das Schaltelement nun eingeschaltet wird. Es fließt wieder Strom durch das Schaltelement und die Speicherdrossel. Dabei wird die Speicherdrossel erneut aufmagnetisiert.For the function of a boost converter, the on and off times of the switching element of great importance. The invention is based on the recognition that the value of the current through the storage inductor can be used as an indicator for the switch-on and switch-off of the switching element for the operation. When switched on, the switching element ensures an increasing current flow in the storage choke up to an adjustable maximum value. The storage choke is magnetized. The electronic ballast according to the invention is designed so that the current through the storage inductor, when the switching element is switched on, for example by means of a measuring (shunt) resistor detected, and when reaching this maximum value, the switching element is turned off. After switching off the switching element, the diode conducts the current impressed in the storage inductor into the intermediate circuit capacitor. This current decreases with time. If the storage choke is completely demagnetized, then no current flows through them, and the diode connected in series blocks. The potential between the storage inductor and the diode jumps from the supply potential of the intermediate circuit capacitor to a potential with a significantly smaller amount, which corresponds to the instantaneous potential of the rectified AC voltage supply. This potential jump can serve as an indicator for a switch-on time of the switching element. The invention is designed so that the switching element is now turned on. Current flows again through the switching element and the storage choke. The storage choke is magnetized again.
Der geschilderte Ablauf eines solchen Ein- und Ausschaltzyklus kann sich ohne eine Zwangssteuerung des Schaltelementes wiederholen. Man kann von einer „selbsterregten" Oszillation sprechen. Damit ist das erfindungsgemäße Vorschaltgerät steuerungs- und schaltungstechnisch besonders einfach. Weiter ist es auch besonders robust gegenüber Toleranzen der Spei- cherdrosselinduktivität.The described sequence of such an on and off cycle can be repeated without a forced control of the switching element. One can speak of a "self-excited" oscillation, so that the ballast according to the invention is particularly simple in terms of control and circuitry, and it is also particularly robust with respect to tolerances of the storage inductor inductance.
Vorzugsweise wird der Sprung des Potentiales zwischen der Speicherdrossel und der Diode im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel mit mindestens einem Auskoppelkondensator erfasst. Dieser Potentialsprung kann als Indikator für den Einschaltzeitpunkt des Schaltelementes dienen. In Serie zu diesem Auskoppelkondensator kann ein Widerstand geschaltet sein. Die Zeitkonstante aus diesem Widerstand und dem Auskoppelkondensator ist so groß, dass es während der Abmagnetisierung der Speicherdrossel nicht zu einer vollständigen Aufladung bzw. Entladung des Auskoppelkondensators kommt.Preferably, the jump of the potential between the storage inductor and the diode is detected after the demagnetization of the storage inductor with at least one decoupling capacitor. This potential jump can serve as an indicator for the switch-on time of the switching element. In series with this decoupling capacitor, a resistor may be connected. The time constant of this resistor and the decoupling capacitor is so large that it does not come to a complete charge or discharge of the decoupling capacitor during demagnetization of the storage choke.
Bei einer alternativen Ausführungsform wird die Abmagnetisierung mit einer zur Speicherdrossel sekundären Spule detektiert.In an alternative embodiment, the demagnetization is detected with a secondary coil to the storage choke.
Der vorzugsweise für die Strommessung zur Ermittlung des Ausschaltzeitpunktes des Schaltelementes verwendete Messwiderstand kann in Serie zum Schaitelement, vorteilhafterweise in der Verbindung zwischen dem Schaltelement und dem Bezugspotential, liegen.The measuring resistor preferably used for the current measurement for determining the switch-off time of the switching element may be in series with the switching element, advantageously in the connection between the switching element and the reference potential.
Vorzugsweise weist eine Ausführung der Erfindung eine erste Signalleitung auf, welche den Steuereingang des Schaltelementes mit einer Steuerschaltung des Hochsetzstellers verbindet. Dabei kann die Signalleitung direkt mit dem Steuereingang des Schaltelementes verbunden sein, oder aber mittel- bar über eine Schaltung, welche das Schaltelement schaltet, oder einen oder mehrere Widerstände. So kann der Hochsetzsteller mittels dieser Signalleitung von der Steuerschaltung blockiert werden.An embodiment of the invention preferably has a first signal line which connects the control input of the switching element to a control circuit of the boost converter. In this case, the signal line can be connected directly to the control input of the switching element, or indirectly via a circuit which switches the switching element, or one or more resistors. Thus, the boost converter can be blocked by means of this signal line from the control circuit.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung weist einen Widerstand zwischen dem Versorgungspotential des Zwischenkreiskondensators und dem Steuereingang des Schaltelementes auf. Wenn am Zwischenkreiskondensa- tor eine ausreichende Spannung anliegt, so kann das Schaltelement über diesen Widerstand eingeschaltet werden. Das heißt, dass die Oszillation selbständig anschwingen kann und keine besonderen Steuersignale nötig sind.A preferred embodiment of the invention has a resistance between the supply potential of the intermediate circuit capacitor and the control input of the switching element. If a sufficient voltage is applied to the DC link capacitor, then the switching element can be switched on via this resistor. This means that the oscillation can oscillate independently and no special control signals are necessary.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung weist ein Schwellwertelement zur Ansteuerung des Schaltelementes auf. Der Steuereingang dieses Schwellwertelementes ist vorzugsweise über den Auskoppelkondensator und zumindest einen Widerstand an das Potential zwischen Speicherdrossel und Diode angeschlossen. Über diesen Pfad kann der Sprung des Potentiales zwischen Speicherdrossel und Diode im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel als Eingangssignal für das Schwellwertelement dienen. Weiter ist der Steuereingang des Schwellwertelementes mit dem Potential zwischen dem Schaltelement und dem Messwiderstand über zumindest ei- nen Widerstand verbunden. Über diesen Pfad kann das Schwellwertelement in Abhängigkeit vom Strom durch das Schaltelement gesteuert werden. Damit der Steuereingang des Schwellwertelementes in der Zeit, in der das Schaltelement eingeschaltet ist, auf einem definierten Potential liegt, kann er über eine Serienschaltung aus einem Widerstand und einer Diode mit dem Bezugspotential verbunden sein. Der Knoten zwischen diesem Widerstand und der Diode ist dabei mit der Serienschaltung aus dem Auskoppelkondensator und zumindest einem Widerstand verbunden. So kann sichergestellt werden, dass der Anstieg der Spannung über dem Messwiderstand die zeitliche Abhängigkeit des Ansteuerpotentiales des Schwellwertelementes be- stimmt, während das Schaltelement eingeschaltet ist.A preferred embodiment of the invention has a threshold value for controlling the switching element. The control input of this threshold element is preferably connected via the decoupling capacitor and at least one resistor to the potential between the storage choke and the diode. Over this path can jump the potential between the storage choke and the diode following the demagnetization of the storage choke serve as an input signal for the threshold element. Furthermore, the control input of the threshold value element is connected to the potential between the switching element and the measuring resistor via at least one resistor. Via this path, the threshold element can be controlled in dependence on the current through the switching element. So that the control input of the threshold value element is at a defined potential during the time in which the switching element is switched on, it can be connected to the reference potential via a series connection of a resistor and a diode. The node between this resistor and the diode is connected to the series circuit of the decoupling capacitor and at least one resistor. Thus, it can be ensured that the increase in the voltage across the measuring resistor determines the time dependence of the drive potential of the threshold element while the switching element is switched on.
Mit einer solchen Verschaltung der Bauelemente läuft ein Zyklus des Hoch- setzstellers wie folgt ab: In einem ersten Zeitabschnitt ist das Schaltelement eingeschaltet. Über den in Serie zum Schaltelement geschalteten Messwiderstand wird der Strom durch das Schaltelement gemessen. Dieser ent- spricht in diesem ersten Zeitabschnitt auch dem Strom durch die Speicherdrossel. Das am Messwiderstand abgegriffene Potential wird einem Steuereingang des Schwellwertelementes, eventuell über einen oder mehrere Widerstände, als Eingangssignal zugeführt. Übersteigt der Wert des Stromes ein vorgegebenes Maximum, so wird das Schwellwertelement geschaltet. Die erforderliche Verbindung zum Bezugspotential kann über die im vorangehenden Absatz vorgestellte Serienschaltung aus einer Diode und einem Widerstand hergestellt werden. Der maximale Strom hängt von der gewählten Dimensionierung der Bauteile der Schaltung ab und ist insofern vorgebbar. Insbesondere können diese Bauteile sein: Der Messwiderstand, ein Wider- stand, über den die Spannung über dem Messwiderstand abgegriffen und dem Steuereingang des Schwellwertelementes zuführt wird, und der Wider- stand, welcher in Serie zu der Diode die Verbindung zum Bezugspotential herstellt. Der Ausgang des Schwellwertelementes ist mit dem Steuereingang des Schaltelementes verbunden und schaltet dieses aus. Das Potential zwischen der Speicherdrossel und der Diode springt mit dem Ausschalten des Schaltelementes auf etwa das Versorgungspotential des Zwischenkreiskon- densators. Dies markiert das Ende des ersten Zeitabschnittes.With such an interconnection of the components, one cycle of the boost setter proceeds as follows: In a first time interval, the switching element is switched on. The current through the switching element is measured via the measuring resistor connected in series with the switching element. This corresponds in this first period also the current through the storage choke. The tapped on the measuring resistor potential is fed to a control input of the threshold value element, possibly via one or more resistors, as an input signal. If the value of the current exceeds a predetermined maximum, then the threshold value element is switched. The required connection to the reference potential can be established via the series connection of a diode and a resistor presented in the preceding paragraph. The maximum current depends on the selected dimensioning of the components of the circuit and can be specified in this way. In particular, these components may be: the measuring resistor, a resistor via which the voltage across the measuring resistor is tapped off and fed to the control input of the threshold element, and the resistor stood, which establishes the connection to the reference potential in series with the diode. The output of the threshold element is connected to the control input of the switching element and switches it off. The potential between the storage choke and the diode jumps with the switching off of the switching element to approximately the supply potential of the DC link capacitor. This marks the end of the first period.
In einem folgenden zweiten Zeitabschnitt bleibt das Schwellwertelement durch den Auskoppelkondensator in seinem Zustand, weil das Potential zwischen der Speicherdrossel und der Diode erst wieder zurückspringt, wenn die Speicherdrossel abmagnetisiert ist und das Schwellwertelement über den Auskoppelkondensator in seinem Zustand gehalten wird. Das Schaltelement bleibt dabei ausgeschaltet. Dieser Zustand hält an, solange die Speicherdrossel abmagnetisiert. Wenn das Schaltelement nicht dauerhaft von dem Schwellwertelement ausgeschaltet wäre, könnte das Schaltelement über die Spannung am Zwischenkreiskondensator vorzeitig wieder eingeschaltet werden, sobald die Speicherdrossel abmagnetisiert ist. Das Potential zwischen der Speicherdrossel und der Diode springt vom Versorgungspotential des Zwischenkreiskondensators zu einem Potential mit deutlich kleinerem Betrag, welches dem momentanen Potential der gleichgerichteten Wechsel- Spannungsversorgung entspricht. Das Schwellwertelement wird über den Auskoppelkondensator geschaltet. Das Schaltelement wird eingeschaltet und ein neuer Zyklus beginnt.In a subsequent second period of time, the threshold element remains in its state through the decoupling capacitor, because the potential between the storage choke and the diode only jumps back when the storage choke is demagnetized and the threshold element is held in its state via the decoupling capacitor. The switching element remains switched off. This condition continues as long as the storage choke demagnetizes. If the switching element were not permanently switched off from the threshold value element, the switching element could be prematurely switched on again via the voltage at the intermediate circuit capacitor as soon as the storage inductor is demagnetized. The potential between the storage inductor and the diode jumps from the supply potential of the intermediate circuit capacitor to a potential with a significantly smaller amount, which corresponds to the instantaneous potential of the rectified AC voltage supply. The threshold element is switched via the decoupling capacitor. The switching element is switched on and a new cycle begins.
Der obigen Beschreibung kann man entnehmen, dass der Takt des Hoch- setzstellers durch die Dauer der Abmagnetisierung der Speicherdrossel be- stimmt wird. Es werden keine weiteren Zeitglieder gebraucht.It can be seen from the above description that the clock of the boost regulator is determined by the duration of the demagnetization of the storage choke. There are no further timers needed.
Da beim erstmaligen Anlegen einer Versorgungsspannung der Auskoppelkondensator und der Zwischenkreiskondensator direkt von der Versorgungsspannung aufgeladen werden, kann das Ansteuerpotential des Schwellwertelementes in einer Zeit, die deutlich länger ist als die Periodendauer der Ein-/ Ausschaltzyklen des Hochsetzstellers im Betrieb, nicht die Schaltschwelle passieren. Das Schwellwertelement kann ohne weiteres nicht geschaltet werden, bis der Zwischenkreiskondensator auf den betragsmäßig höchsten Momentanwert der Versorgungsspannung geladen ist. Während dieser Zeit ist der Hochsetzsteller blockiert.Since the first time a supply voltage of the decoupling capacitor and the DC link capacitor are charged directly from the supply voltage, the driving potential of the threshold element in a time that is significantly longer than the period of the on / off cycles of the boost converter in operation, not the switching threshold happen. The threshold value element can not be switched without further ado until the DC link capacitor is charged to the highest magnitude instantaneous value of the supply voltage. During this time, the boost converter is blocked.
Vorzugsweise verfügt daher eine Ausführungsform der Erfindung mit einem Schwellwertelement über eine zweite Signalleitung, welche mit dem Steuereingang des Schwellwertelementes und mit der Steuerschaltung verbunden ist. Dabei kann diese zweite Signalleitung über den Widerstand aus der Serienschaltung aus der Diode und dem Widerstand, welche den Steuerein- gang des Schwellwertelementes mit dem Bezugspotential verbindet, mit dem Steuereingang des Schwellwertelementes verbunden sein. Über die zweite Signalleitung kann das Schwellwertelement von der Steuerschaltung geschaltet werden. Damit ist der Hochsetzsteller während des erstmaligen Aufladens des Zwischenkreiskondensators nicht mehr blockiert.Therefore, an embodiment of the invention preferably has a threshold value element via a second signal line, which is connected to the control input of the threshold value element and to the control circuit. In this case, this second signal line can be connected to the control input of the threshold value element via the resistor from the series connection of the diode and the resistor, which connects the control input of the threshold value element to the reference potential. The threshold value element can be switched by the control circuit via the second signal line. Thus, the boost converter is no longer blocked during the initial charging of the DC link capacitor.
Die Verwendung von Transistoren als einfache Ausführungsform eines Schwellwertelementes kann den Nachteil haben, dass der maximale Strom durch die Speicherdrossel von der eventuell nicht zu vernachlässigenden Toleranz der Schaltschwelle des Transistors abhängt. Der Transistor kann dabei auch eine Treiberfunktion für das Schaltelement haben.The use of transistors as a simple embodiment of a threshold element may have the disadvantage that the maximum current through the storage inductor depends on the possibly not negligible tolerance of the switching threshold of the transistor. The transistor can also have a driver function for the switching element.
Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird daher ein Komparator als Schwellwertelement eingesetzt und diesem vorzugsweise eine Treiberschaltung nachgeschaltet. So kann die Abhängigkeit der Einschaltstromschwelle des Schwellwertelementes von Bauteiltoleranzen und Temperaturabhängigkeiten verringert werden. Eine Treiberschaltung besteht üblicherweise aus mehreren Bauteilen und kann unter anderem auch einen oder mehrere Transistoren aufweisen.In a further preferred embodiment of the invention, therefore, a comparator is used as the threshold element and this preferably followed by a driver circuit. Thus, the dependence of the inrush current threshold of the threshold element of component tolerances and temperature dependencies can be reduced. A driver circuit usually consists of several components and may inter alia also have one or more transistors.
Wie weiter oben schon einmal beschrieben kann der Steuereingang des Schwellwertelementes über einen Widerstand und eine Diode mit dem Bezugspotential verbunden sein, wobei der Widerstand an den Steuereingang des Schwellwertelementes angeschlossen ist. An dem Knoten zwischen diesem Widerstand und der Diode kann die Serienschaltung aus Auskoppelkondensator und Widerstand anknüpfen. Vorzugsweise wird bei einer Ausführungsform der Erfindung zu dem Widerstand am Steuereingang ein Kon- densator parallel geschaltet. Der Kondensator wirkt als differenzierendes Element, so dass der Sprung des Potentiales im Anschluss an die Abmagne- tisierung der Speicherdrossel differentiell auf den Eingang des Komparators übertragen wird, was die Ansteuerung beschleunigen kann.As already described above, the control input of the threshold element can be connected via a resistor and a diode to the reference potential, wherein the resistor to the control input the threshold element is connected. At the node between this resistor and the diode can connect the series circuit of coupling capacitor and resistor. Preferably, in one embodiment of the invention, a capacitor is connected in parallel with the resistor at the control input. The capacitor acts as a differentiating element, so that the jump of the potential following the demagnetization of the storage inductor is transmitted differentially to the input of the comparator, which can accelerate the drive.
An einem Eingang des Komparators liegt ein Referenzsignal, an dem ande- ren Eingang liegen die interessierenden Signale an, welche von dem Messwiderstand und dem Auskoppelkondensator erzeugt werden. Vorzugsweise ist diesem Signaleingang eine Gleichspannung überlagert, die das Potential dieses Eingangs weiter vom Bezugspotential abhebt. Dazu kann der Eingangsknoten des Komparators beispielsweise über einen Widerstand an das Versorgungspotential des Komparators angeschlossen werden.At one input of the comparator is a reference signal, at the other input are the interesting signals, which are generated by the measuring resistor and the decoupling capacitor. Preferably, a DC voltage is superimposed on this signal input, which further lifts the potential of this input from the reference potential. For this purpose, the input node of the comparator can be connected, for example via a resistor to the supply potential of the comparator.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist das Referenzsignal proportional zum Momentanwert der Versorgungsspannung. Damit kann die Stromaufnahme des Hochsetzstellers annähernd sinusförmig gestaltet werden.In a preferred embodiment of the invention, the reference signal is proportional to the instantaneous value of the supply voltage. Thus, the current consumption of the boost converter can be made approximately sinusoidal.
Es ist oft wünschenswert, Hochsetzsteller wahlweise direkt an der Netzversorgung oder an einem Phasenanschnittdimmer zu betreiben. Dabei muss der Hochsetzsteller eventuell seinen Betrieb an eine Versorgung mit oder ohne Phasenanschnittdimmer anpassen. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn der Betrieb des Hochsetzstellers in einem der beiden Fälle nicht normenkonform bzgl. Netzstromoberschwingungen verläuft oder der Hochsetzsteller in einem der beiden Fälle ohne eine Umstellung seines Betriebes nicht effektiv arbeitet. Dem elektronischen Vorschaltgerät muss es dann möglich sein, zu erkennen, ob es direkt an der Netzversorgung oder an einem Phasenanschnittdimmer betrieben wird; es können sich dann entspre- chende Betriebsparameter einstellen, beispielsweise die Abschaltstromschwelle.It is often desirable to operate step-up converter either directly on the mains supply or on a phase gating dimmer. The boost converter may have to adapt its operation to a supply with or without phase-control dimmer. This can be the case, for example, if the operation of the boost converter in one of the two cases does not conform to the standard in terms of mains current harmonics or if the boost converter does not work effectively in one of the two cases without a changeover in its operation. The electronic ballast must then be able to detect whether it is operated directly on the mains supply or on a phase control dimmer; it can then correspond set operating parameters, for example, the Abschaltstromschwelle.
Der Betrieb an einem Phasenanschnittdimmer verändert die an dem elektronischen Vorschaltgerät anliegende Versorgungsspannung in charakteristi- scher Weise. Dies wird von der Erfindung ausgenutzt. Phasenanschnittdimmer liefern die Netzversorgung erst nach einer einstellbaren Zeit innerhalb einer jeden Netzhalbwelle an das Vorschaltgerät. Während des Phasenanschnittes liegt keine Eingangsspannung an dem Vorschaltgerät an. Nach diesem Zeitpunkt liegt in etwa die ursprüngliche Versorgungsspannung an. Die Spannung am Eingang des elektronischen Vorschaltgerätes weist im An- schluss an den Phasenanschnitt eine steile Flanke auf; es treten Sprünge in der Versorgungsspannung auf.Operation on a phase-angle dimmer characteristically changes the supply voltage applied to the electronic ballast. This is exploited by the invention. Phase-control dimmers supply the mains supply to the ballast only after an adjustable time within each mains half-cycle. During phase control there is no input voltage to the ballast. After this time, approximately the original supply voltage is applied. The voltage at the input of the electronic ballast has a steep edge following the phase control; There are jumps in the supply voltage.
Eine Ausführungsform der Erfindung weist einen zwischen eine Netzleitung und das Bezugspotential des Vorschaltgerätes angeschlossenen Differenzie- rer auf. Dieser Differenzierer koppelt die Spannungssprünge in der Versorgungsspannung aus. An seinem Ausgang treten im Falle eines Spannungssprunges betragsmäßig relativ große Spitzenspannungen auf. Diese Spitzenspannungen können nach einer eventuellen Weiterverarbeitung, beispielsweise in Form einer Spitzenwerterkennung, einer Steuerschaltung des Hochsetzstellers zugeführt werden, welche dann die Betriebsparameter des Hochsetzstellers entsprechend einstellen kann.An embodiment of the invention has a differentiator connected between a power line and the reference potential of the ballast. This differentiator decouples the voltage jumps in the supply voltage. In the event of a voltage jump, relatively large peak voltages occur at its output in terms of magnitude. These peak voltages can be supplied after a possible further processing, for example in the form of a peak detection, a control circuit of the boost converter, which can then adjust the operating parameters of the boost converter accordingly.
Beim wahlweisen Betrieb von Hochsetzstellem an einem Phasenanschnittdimmer oder direkt an der Netzversorgung ergeben sich besondere Probleme. Ist beispielsweise der Hochsetzsteller ausschließlich auf den Betrieb an einem Phasenanschnittdimmer, wie der aus der EP 1 465 330 A2, ausgelegt, so kann hier bei fehlendem Phasenanschnittdimmer folgendes Problem auftreten: Ab dem Zeitpunkt innerhalb einer Netzhalbwelle des Versorgungsnetzes, zu dem der Zwischenkreiskondensator ausreichend aufgeladen ist, wird üblicherweise die Stromzufuhr der Entladungslampe während der verblei- benden Zeit dieser Halbwelle unterbrochen. Da ein Phasenanschnitt beim direkten Betrieb am Versorgungsnetz fehlt, ist es möglich, dass schon relativ früh innerhalb einer Netzhalbwelle der Hochsetzsteller keinen weiteren Strom aufnimmt. Der Leistungsfaktor als Quotient aus Wirkleistung und Scheinleis- tung ist klein. Weiter muss unter anderem nach der Norm IEC 61000-3-2 eine Stromaufnahme über 90° Phasenlage hinaus sichergestellt sein.The selective operation of Hochsetzstellem on a phase gating dimmer or directly to the power supply, special problems arise. If, for example, the step-up converter is designed exclusively for operation on a phase-angle dimmer such as that disclosed in EP 1 465 330 A2, the following problem may arise in the absence of phase-angle dimmer: From the time within a system half-cycle of the supply network to which the intermediate circuit capacitor is sufficiently charged , is usually the power supply of the discharge lamp during the remaining benden time of this half-wave interrupted. Since a phase control is missing in direct operation on the supply network, it is possible that relatively early in a network half-wave of the boost converter does not receive any further power. The power factor as a quotient of active power and apparent power is small. Furthermore, according to the IEC 61000-3-2 standard, a current consumption above 90 ° phase angle must be ensured.
Vorzugsweise detektiert das elektronische Vorschaltgerät mittels des Differenzierers, ob ein Phasenanschnittdimmer vorgeschaltet ist. Arbeitet das Vorschaltgerät direkt an der Netzversorgung, werden die Betriebsparameter des Hochsetzsteller so eingestellt, dass dieser normenkonform arbeiten kann. Dies kann durch eine Absenkung der Abschaltstromschwelle des Hochsetzstellers geschehen. Der Hochsetzsteller nimmt dann einen Strom niedrigerer Amplitude auf. Um den Zwischenkreiskondensator auf seinen Maximalwert aufzuladen, wird nun über einen längeren Zeitraum innerhalb einer Netzhalbwelle Strom von dem Hochsetzsteller aufgenommen. Die Abschaltstromschwelle kann, um der Norm zu entsprechen, so eingestellt werden, dass die Stromaufnahme des Hochsetzstellers sich bis jenseits der 90° Phasenlage erstreckt.Preferably, the electronic ballast detects by means of the differentiator, whether a phase gating dimmer is connected upstream. If the ballast is working directly on the mains supply, the operating parameters of the step-up converter are set so that it can operate in compliance with the standard. This can be done by lowering the Abschaltstromschwelle the boost converter. The boost converter then consumes a lower amplitude current. In order to charge the intermediate circuit capacitor to its maximum value, current is now absorbed by the boost converter over a relatively long period of time within a mains half-wave. The Abschaltstromschwelle can, in order to comply with the standard, be set so that the current consumption of the boost converter extends beyond beyond the 90 ° phase angle.
Je länger das Zeitintervall der Stromaufnahme innerhalb einer Netzhalbwelle ist, desto größer ist auch der Leistungsfaktor des Vorschaltgerätes. Vorzugsweise sind die Betriebsparameter - insbesondere die Abschaltstromschwelle - des Hochsetzstellers so eingestellt, dass die Stromaufnahme in Abwesenheit eines Phasenanschnittdimmers mindestens während der halben Dauer einer Netzhalbwelle erfolgt.The longer the time interval of the power consumption within a system half-wave, the greater the power factor of the ballast. Preferably, the operating parameters - in particular the Abschaltstromschwelle - the boost converter are set so that the power consumption takes place in the absence of a phase gating dimmer for at least half the duration of a network half-wave.
Bei einer besonders einfachen und daher bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist der Differenzierer eine Serienschaltung aus einem Kondensator und einem Widerstand auf. Diese Serienschaltung kann an eine der Netzleitungen in Serie zum Bezugspotential des elektronischen Vorschaltgerätes geschaltet werden. Von dem Knoten zwischen dem Widerstand und dem Kondensator kann ein weiterer Kondensator zu der anderen Netzleitung geschaltet werden. An dem Widerstand liegt bei geeigneter Dimensionierung von Kapazität und Widerstand eine zur differenzierten Versorgungsspannung proportionale Spannung an. Ein Vorteil dieser einfachen Implementierung ist die geringe Anzahl an benötigten Bauteilen.In a particularly simple and therefore preferred embodiment of the invention, the differentiator comprises a series circuit of a capacitor and a resistor. This series circuit can be connected to one of the power lines in series with the reference potential of the electronic ballast. From the node between the resistance and the capacitor, another capacitor can be switched to the other power line. With appropriate dimensioning of capacitance and resistance, a voltage proportional to the differentiated supply voltage is applied to the resistor. An advantage of this simple implementation is the low number of components required.
Vorzugsweise ist zu dem Widerstand aus der im vorstehenden Absatz beschriebenen Differenziererschaltung eine Spitzenwerterfassungsschaltung parallel geschaltet. Wird der Hochsetzsteller an einem Phasenanschnittdim- mer betrieben, so kann mit dem über dem Widerstand erfassten Spitzenwert die Steuerung des Hochsetzstellers angesteuert werden, beispielsweise mittels eines an die Spitzenwerterfassung angeschlossenen Schaltelementes.Preferably, a peak detection circuit is connected in parallel with the resistor of the differentiator circuit described in the preceding paragraph. If the step-up converter is operated on a phase-gating dimmer, the control of the step-up converter can be controlled with the peak value detected above the resistor, for example by means of a switching element connected to the peak value detection.
Kurze Beschreibung der ZeichnungenBrief description of the drawings
Im Folgenden soll die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. Die dabei offenbarten Einzelmerkmale können auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein. Die vorstehende und die folgende Beschreibung beziehen sich auf die Vorrichtungskategorie und die Verfahrenskategorie der Erfindung, ohne dass dies im Einzelnen noch explizit erwähnt wird.In the following, the invention will be explained in more detail with reference to exemplary embodiments. The individual features disclosed may also be essential to the invention in other combinations. The above and following description refers to the device category and the method category of the invention, although not explicitly mentioned in detail.
Figur 1 zeigt eine Hochsetzstellerschaltung. Diese ist als Bestandteil eines erfindungsgemäßen elektronischen Vor- schaltgerätes aufzufassen.FIG. 1 shows a boost converter circuit. This is to be understood as part of an electronic ballast according to the invention.
Figuren 2 a, b, c zeigen relevante Strom- und Spannungsverläufe der Schaltungsanordnung aus Figur 1.FIGS. 2 a, b, c show relevant current and voltage characteristics of the circuit arrangement from FIG. 1.
Figur 3 zeigt ein eine Modifikation der Schaltungsanordnung ausFIG. 3 shows a modification of the circuit arrangement
Figur 1. Figuren 4 a, b, c zeigen relevante Strom- und Spannungsverläufe derFIG. 1 FIGS. 4 a, b, c show relevant current and voltage characteristics of FIG
Schaltungsanordnung aus Figur 3.Circuit arrangement from FIG. 3.
Figur 5 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Detektion einesFIG. 5 shows a circuit arrangement for detecting a
Phasenanschnittes in der Versorgungsspannung.Phase cut in the supply voltage.
Bevorzugte Ausführung der ErfindungPreferred embodiment of the invention
Figur 1 zeigt eine Hochsetzstellerschaltung. Diese ist als Bestandteil eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerätes aufzufassen.FIG. 1 shows a boost converter circuit. This is to be understood as part of an electronic ballast according to the invention.
An der Schaltungsanordnung liegt eine über einen Wechselspannungseingang AC zugeführte und mit einem Gleichrichter GL gleichgerichtete Spannung zwischen einem Knoten V1 und einem Bezugspotential GND an.At the circuit arrangement is supplied via an AC voltage input AC and rectified with a rectifier GL voltage between a node V1 and a reference potential GND.
An den Ausgang des Gleichrichters ist eine erste Serienschaltung aus einer Speicherdrossel L, einer Diode D1 und einem Zwischenkreiskondensator C2 geschaltet.To the output of the rectifier, a first series circuit of a storage inductor L, a diode D1 and a DC link capacitor C2 is connected.
Die Verbindung zwischen der Speicherdrossel L und der Diode D1 stellt einen Knoten V2 dar. Zwischen dem Knoten V2 und dem Bezugspotential GND ist eine Serienschaltung aus einem Schaltelement T1 und einem (Mess- oder Shunt-) Widerstand Rsense geschaltet. Das Schaltelement T1 kann als MOSFET ausgeführt sein. Der Widerstand Rsense ist mit dem Bezugspotential GND verbunden. Ein Knoten V8 liegt auf dem Potential des Steuereingangs des Schaltelementes T1.The connection between the storage inductor L and the diode D1 represents a node V2. Between the node V2 and the reference potential GND, a series circuit of a switching element T1 and a (measuring or shunt) resistor Rsense is connected. The switching element T1 can be designed as a MOSFET. The resistor Rsense is connected to the reference potential GND. A node V8 is at the potential of the control input of the switching element T1.
Zwischen den Steuereingang des Schaltelements T1 und das Bezugspotential GND ist ein Schwellwertelement T2 geschaltet. Das Schwellwertelement T2 kann als (Bipolar-)Transistor ausgeführt sein. Weiter unten folgt ein Ausführungsbeispiel mit einem Komparator als Schwellwertelement. Ein Knoten V7 liegt auf dem Potential des Steuereinganges des Schwellwertelementes T2. Ein Widerstand R3 verbindet einen Knoten V4 zwischen T1 und Rsense mit dem Knoten V7.Between the control input of the switching element T1 and the reference potential GND, a threshold value element T2 is connected. The threshold element T2 can be designed as a (bipolar) transistor. Below follows an embodiment with a comparator as a threshold value element. A node V7 is at the potential of the control input of the threshold element T2. A resistor R3 connects a node V4 between T1 and Rsense to the node V7.
Zwischen dem Knoten V2 und dem Bezugspotentail GND liegt eine Serienschaltung aus einem Auskoppelkondensator C1 , einem Widerstand R1 und einer Diode D3. Ein Knoten V6 liegt auf der Verbindung zwischen dem Widerstand R1 und der Diode D3.Between the node V2 and the reference spot GND is a series circuit of a decoupling capacitor C1, a resistor R1 and a diode D3. A node V6 is on the connection between the resistor R1 and the diode D3.
Zwischen dem Knoten V6 und dem Knoten V7 liegt ein Widerstand R2. Ein Knoten V3 liegt auf der Verbindung zwischen der Diode D1 und dem Kondensator C2.Between the node V6 and the node V7 is a resistor R2. A node V3 is on the connection between the diode D1 and the capacitor C2.
Zwischen den Knoten V3 und das Bezugspotential GND ist eine Serienschaltung aus einem Widerstand R4 und einer Diode D2 geschaltet. Der Verbindungsknoten zwischen der Diode D2 und dem Widerstand R4 ist mit dem Steuereingang des ersten Schaltelements T1 verbunden. Die Diode D2 ist als Zener-Diode ausgeführt.Between the node V3 and the reference potential GND, a series circuit of a resistor R4 and a diode D2 is connected. The connection node between the diode D2 and the resistor R4 is connected to the control input of the first switching element T1. The diode D2 is designed as a Zener diode.
Eine Signalleitung IS ist mit dem Knoten V6 verbunden. Diese kann kurzzeitig von einer Steuerschaltung auf das Bezugspotential GND gesetzt werden.A signal line IS is connected to the node V6. This can be briefly set by a control circuit to the reference potential GND.
Eine zweite Signalleitung SD ist mit dem Steuereingang des Schaltelementes T1 verbunden. Mit dieser Signalleitung kann die Steuerschaltung den Hoch- setzsteller blockieren.A second signal line SD is connected to the control input of the switching element T1. The control circuit can block the boost converter with this signal line.
Figur 2 a zeigt das Potential am Knoten V6 und am Knoten V4 als Funktionen der Zeit. Durch die Speicherdrossel L fließt ein Strom IL. Mittels des Widerstandes Rsense wird am Knoten V4 eine zu dem Strom IL durch die Speicherdrossel L proportionale Spannung gemessen. An dem Knoten V6 bildet das Potential den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel L ab. Dies wird durch den Auskoppelkondensator C1 geleistet. Wird die Speicherdrossel aufmagnetisiert, so wird der Auskoppelkondensator C1 entladen. Das Potential an dem Knoten V6 entspricht dabei in etwa dem Bezugspotential GND1 weil es von der Diode D3 auf eine der Durchlassspannung entsprechenden negativen Wert bzgl. des Bezugspotentiales GND geklemmt wird. Wird dann die Speicherdrossel L abmagnetisiert, so wird der Auskoppelkondensator C1 geladen. An dem Knoten V6 bildet sich ein Potential aus, dass deutlich über dem Bezugspotential GND liegt. Der Auskoppelkondensator C1 ist so dimen- sioniert, dass die Zeitkonstante aus der Kapazität C1 und dem Widerstand R1 so groß ist, dass es während der Abmagnetisierung der Speicherdrossel L1 im Zeitintervall tb, nicht zu einer vollständigen Aufladung des Auskoppelkondensators C1 kommt und das Potential an dem Knoten V6 oberhalb der Einschaltschwelle des Schwellwertelementes T2 bleibt.Figure 2a shows the potential at node V6 and at node V4 as functions of time. Through the storage inductor L, a current IL flows. By means of the resistor Rsense, a voltage proportional to the current IL through the storage inductor L is measured at the node V4. At the node V6, the potential maps the magnetization state of the storage inductor L. This is done by the decoupling capacitor C1. If the storage choke is magnetized, the decoupling capacitor C1 is discharged. The potential at the node V6 corresponds approximately to the reference potential GND 1 because it corresponds to one of the forward voltage from the diode D3 negative value with respect to the reference potential GND is clamped. If the storage inductor L is then demagnetized, then the decoupling capacitor C1 is charged. At the node V6, a potential is formed that is significantly above the reference potential GND. The decoupling capacitor C1 is dimensioned so that the time constant of the capacitor C1 and the resistor R1 is so large that during the demagnetization of the storage inductor L 1 in the time interval tb, does not come to a complete charging of the decoupling capacitor C1 and the potential the node V6 remains above the switch-on of the threshold value T2.
In den Figuren 2 a, b, c sind Intervalle ta und tb und Zeitpunkte t1 und t2 eingezeichnet, welche den relevanten Zeitabschnitten entsprechen.In FIGS. 2 a, b, c, intervals ta and tb and times t1 and t2 are plotted, which correspond to the relevant time intervals.
Figur 2 b zeigt den Strom IL durch die Speicherdrossel L als Funktion der Zeit. Figur 2 c zeigt das Potential an dem Knoten V7 als Funktion der Zeit.FIG. 2 b shows the current IL through the storage inductor L as a function of time. Figure 2 c shows the potential at node V7 as a function of time.
In der Phase ta ist das Schaltelement T1 eingeschaltet und das Schwellwert- element T2 ausgeschaltet. Das am Knoten V4 anliegende Potential wächst proportional zu dem Strom IL durch die Speicherdrossel. Das Potential an dem Knoten V6 entspricht dabei in etwa dem Bezugspotential GND. Wenn das Potential am Knoten V7, welcher über den Widerstand R3 mit dem Knoten V4 verbunden ist, die Einschaltschwellenspannung des Schwellwertele- mentes T2 überschreitet, so wird das Schwellwertelement T2 eingeschaltet und das Schaltelement T1 ausgeschaltet. Damit ist auch der maximale Strom durch den Hochsetzsteller begrenzt. Der entsprechende Zeitpunkt t2 definiert das Ende des Zeitintervalls ta.In the phase ta, the switching element T1 is turned on and the Schwellwert- element T2 off. The potential applied to node V4 increases in proportion to the current IL through the storage choke. The potential at the node V6 corresponds approximately to the reference potential GND. If the potential at the node V7, which is connected to the node V4 via the resistor R3, exceeds the switch-on threshold voltage of the threshold element T2, then the threshold element T2 is turned on and the switching element T1 is turned off. This also limits the maximum current through the boost converter. The corresponding time t2 defines the end of the time interval ta.
Im Anschluss an den Zeitpunkt t2 folgt das Zeitintervall tb. Das Schwellwert- element T2 wird zu dem Zeitpunkt t2 mittelbar durch das Potential an dem Knoten V4 über den Widerstand R3 eingeschaltet. Dabei wird das Schaltelement T1 von dem Schwellwertelement T2 ausgeschaltet. An dem Knoten V6 springt das Potential zum Zeitpunkt t2 auf einen Wert, der deutlich über dem Bezugspotential GND liegt. Die Speicherdrossel wird während des Zeit- intervalls tb abmagnetisiert. Es fließt ein Strom durch C1 , R1 und R2 zum Steuereingang des Schwellwertelementes T2 und hält diesen eingeschaltet solange der Abmagnetisierungsstrom fließt. Das Schaltelement T1 ist ausgeschaltet, da an seinem Steuereingang das Potential nicht mehr die Einschalt- schwelle überschreitet.Subsequent to the time t2, the time interval tb follows. The threshold element T2 is switched on at the time t2 indirectly by the potential at the node V4 via the resistor R3. In this case, the switching element T1 is turned off by the threshold element T2. At the node V6, the potential jumps at the time t2 to a value which is significantly above the reference potential GND. The storage choke is replaced during the time demagnetized tb. A current flows through C1, R1 and R2 to the control input of the threshold element T2 and keeps it switched on as long as the Abmagnetisierungsstrom flows. The switching element T1 is switched off because the potential at its control input no longer exceeds the switch-on threshold.
Das Zeitintervall tb endet mit der vollständigen Abmagnetisierung der Speicherdrossel L. Damit springt das Potential am Knoten V2 auf das Potential am Knoten V1 am Ende des Zeitintervalls tb. Dieser Sprung definiert den Zeitpunkt t1 und bedingt über den Auskoppelkondensator C1 , den Wider- stand R1 und die Diode D3 an dem Knoten V6 ein Potential, das in etwa dem Bezugspotential GND entspricht. Am Steuereingang des Schwellwertelementes T2 reicht das Potential nicht mehr aus, um das Schwellwertelement T2 eingeschaltet zu halten. Es sperrt.The time interval tb ends with the complete demagnetization of the storage inductor L. Thus, the potential at the node V2 jumps to the potential at the node V1 at the end of the time interval tb. This jump defines the time t1 and, via the decoupling capacitor C1, the resistor R1 and the diode D3 at the node V6, causes a potential which approximately corresponds to the reference potential GND. At the control input of the threshold element T2, the potential is no longer sufficient to keep the threshold element T2 switched on. It locks.
Die Spannung über dem Zwischenkreiskondensator C2 schaltet nun das Schaltelement T1 über den Widerstand R4 ein. Es beginnt wieder eine neue Phase ta. Die hochfrequente Oszillation des Hochsetzstellers läuft selbstständig weiter.The voltage across the DC link capacitor C2 now turns on the switching element T1 via the resistor R4. It starts again a new phase ta. The high-frequency oscillation of the boost converter continues to run independently.
Zum Start der Oszillation kann man zwei Fälle unterscheiden. Im ersten Fall ist das Schwellwertelement T2 ausgeschaltet und am Zwischenkreiskonden- sator C2 liegt eine ausreichende Spannung an. Dann wird das Schaltelement T1 von der Spannung über dem Zwischenkreiskondensator über R4 eingeschaltet. Im zweiten Fall kann die Steuerschaltung über die Signalleitung IS die Spannung am Knoten V6 kurzzeitig auf das Bezugspotential GND setzen. Dadurch wird das Schaltelement T1 über den Widerstand R4 eingeschaltet.To start the oscillation, one can distinguish two cases. In the first case, the threshold value element T2 is switched off and a sufficient voltage is applied to the intermediate circuit capacitor C2. Then, the switching element T1 is turned on by the voltage across the link capacitor via R4. In the second case, the control circuit via the signal line IS, the voltage at node V6 briefly set to the reference potential GND. As a result, the switching element T1 is turned on via the resistor R4.
Der zweite Fall kann auftreten, wenn beim erstmaligen Anlegen der Versorgungsspannung AC die Kondensatoren C1 und C2 parallel auf das Potential V1 aufgeladen werden. Das Potential V6 kann dann während einer Zeit, die deutlich länger ist als die Periodendauer des Hochsetzstellers, nicht unter die Einschaltschwellenspannung des Schwellwertelementes T2 sinken. Das Schwellwertelement T2 kann nicht ausgeschaltet werden, bis die Aufladung des Zwischenkreiskondensators C2 auf den höchsten Momentanwert der Versorgungsspannung abgeschlossen ist. In diesem Zustand ist der Hoch- setzsteller durch das Schwellwertelement T2 blockiert.The second case may occur when the capacitors C1 and C2 are charged in parallel to the potential V1 when the supply voltage AC is applied for the first time. The potential V6 can then not drop below the switch-on threshold voltage of the threshold element T2 during a time that is significantly longer than the period of the boost converter. The Threshold element T2 can not be turned off until the charging of the DC link capacitor C2 is completed to the highest instantaneous value of the supply voltage. In this state, the boost converter is blocked by the threshold element T2.
Die Steuerschaltung kann über die Signalleitung SD den Betrieb des Hoch- setzstellers jederzeit blockieren. Dies kann beispielsweise beim Erreichen einer gewünschten Spannung an dem Zwischenkreiskondensator C2 geschehen.The control circuit can block the operation of the boost setter via the signal line SD at any time. This can happen, for example, when a desired voltage is reached at the DC link capacitor C2.
Das Schwellwertelement T2 hat in einer wie oben beschriebenen Schal- tungsanordnung mehrere Funktionen: Einmal ist es ein Schwellwertelement zur Detektion von Signalen an dem Knoten V7; die zweite Funktion ist, das Schaltelement T1 anzusteuern oder zu treiben. Weiter arbeitet das Schwellwertelement auch als ein Inverter.The threshold element T2 has several functions in a circuit arrangement as described above: First, it is a threshold element for detecting signals at the node V7; the second function is to drive or drive the switching element T1. Furthermore, the threshold element also works as an inverter.
Bei der Schaltungsanordnung nach Figur 1 ist der sich ergebende maximale Strom durch die Speicherdrossel L von der Toleranz der Schaltschwelle des Schwellwertelementes T2 abhängig.In the circuit arrangement according to FIG. 1, the resulting maximum current through the storage inductor L is dependent on the tolerance of the switching threshold of the threshold element T2.
Figur 3 zeigt ein Schaltdiagramm zu einer zweiten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die diesbezüglich verbessert ist.Figure 3 shows a circuit diagram of a second circuit arrangement according to the invention, which is improved in this regard.
Als Schwellwertelement wird kein Transistor, sondern ein Komparator AMP mit nachgeschalteter Treiberschaltung TS eingesetzt. Da der Komparator AMP nicht alleine die Leistung zur Ansteuerung des Schaltelementes T1 zur Verfügung stellen kann, ist ihm die Treiberschaltung TS nachgeschaltet. Der Komparator AMP erhält eine separate Spannungsversorgung Vcc. Eine Diode D4 ist zwischen den Knoten V6 und das positive Versorgungspotential Vcc geschaltet. Man kann parallel zum Widerstand R2 einen Kondensator C3 schalten. Dies beschleunigt das Ansteigen des Potentials am Knoten V7 bei einem Ansteigen des Potentials am Knoten V6 zum Zeitpunkt t1 , weil er den Potentialsprung differentiell überträgt. Die Umladung von C3 erfolgt deutlich schneller als das Ansteigen der Spannung an dem Knoten V7 durch die Zu- nahme des Stromes IL. Der Effekt ist in Figur 2 c bereits berücksichtigt. Der Kondensator C3 ist in Figur 3 eingezeichnet. Zwischen den Kondensator C3 und den Widerstand R3 ist ein Widerstand R5 zur Versorgungsspannung Vcc geschaltet.The threshold element used is not a transistor but a comparator AMP with a downstream driver circuit TS. Since the comparator AMP alone can not provide the power for driving the switching element T1, the driver circuit TS is connected downstream of it. The comparator AMP receives a separate power supply Vcc. A diode D4 is connected between the node V6 and the positive supply potential Vcc. It is possible to connect a capacitor C3 in parallel to the resistor R2. This accelerates the rise of the potential at the node V7 at a rise of the potential at the node V6 at the time t1 because it differentially transfers the potential jump. The transhipment of C3 occurs much faster than the increase of the voltage at the node V7 by the supply taking the current IL. The effect is already taken into account in FIG. 2 c. The capacitor C3 is shown in FIG. Between the capacitor C3 and the resistor R3, a resistor R5 is connected to the supply voltage Vcc.
Einem Eingang des Komparators AMP wird eine Abschaltschwelle Vref zugeführt. Diese entspricht dem Ausschaltkriterium für das Schaltelement Tl Sie kann konstant festgesetzt, aber auch variabel gestaltet werden, beispielsweise proportional zum Verlauf der Eingangsspannung AC.An input of the comparator AMP is supplied with a switch-off threshold Vref. This corresponds to the switch-off criterion for the switching element Tl It can be set constant, but also made variable, for example, proportional to the curve of the input voltage AC.
Der Eingang des Komparators sollte nicht mit zu hohen Spannungen belastet werden. Das Abschalten des Schaltelements T1 zum Zeitpunkt t2 verursacht einen Spannungssprung am Knoten V7. Um diesen Sprung zu begrenzen wird eine Diode V4 vom Knoten V6 zum positiven Versorgungspotential Vcc des Komparators geschaltet. Dadurch wird die Spannung am Knoten V6 auf ein Potential begrenzt, das um die Durchlassspannung der Diode D4 höher ist als das Versorgungspotential Vcc des Komparators.The input of the comparator should not be loaded with too high voltages. The switching off of the switching element T1 at the time t2 causes a voltage jump at the node V7. To limit this jump, a diode V4 is switched from node V6 to the positive supply potential Vcc of the comparator. Thereby, the voltage at the node V6 is limited to a potential which is higher by the forward voltage of the diode D4 than the supply potential Vcc of the comparator.
Um die Störempfindlichkeit des Komparators zu senken ist ein so genannter Pull-up-Widerstand R5 zwischen den Knoten V7 und die positive Versorgungspotential Vcc geschaltet. Das Potential am Knoten V7 wird dadurch vom Bezugspotential abgehoben. Dadurch wird zwar der Signalhub verrin- gert, die Maßnahme kann aber trotzdem vorteilhaft sein, weil das Signal-zuRausch-Verhältnis verbessert werden kann.In order to reduce the noise sensitivity of the comparator, a so-called pull-up resistor R5 is connected between the node V7 and the positive supply potential Vcc. The potential at node V7 is thereby removed from the reference potential. Although this reduces the signal swing, the measure can still be advantageous because the signal-to-noise ratio can be improved.
In der Beschreibungseinleitung ist beschrieben, dass es wünschenswert sein kann, die Parameter des Hochsetzstellers in Abhängigkeit davon einzustellen, ob das elektronische Vorschaltgerät an einem Phasenanschnittdimmer betrieben wird oder nicht. Zunächst wird eine Schaltungsanordnung zur Erkennung, ob das Vorschaltgerät an einem Phasenanschnittdimmer betrieben wird oder nicht, vorgestellt. Anschließend wird beschrieben wie diese Schaltungsanordnung mit den Schaltungen aus den Figuren 1 und 3 verknüpft werden kann. Figur 5 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erkennung, ob das elektronische Vorschaltgerät direkt am Versorgungsnetz oder an einem Phasenanschnittdimmer betrieben wird. Ein Kondensator CD wird als differenzierendes Element an eine der Netzuleitungen N oder L geschaltet. In Serie zu diesem Kondensator CD wird ein Widerstand RD geschaltet, der den Kondensator CD mit dem Bezugspotential GND verbindet. An den Knoten zwischen dem Kondensator CD und dem Widerstand RD wird die Anode einer Diode DS geschaltet, deren Kathode wird in Serie mit einem weiteren Kondensator CS ebenfalls an das Bezugspotential GND geschaltet. Diese Schaltung stellt eine Spitzenwerterfassungsschaltung der über dem Widerstand RD auftretenden Spannung dar. An dem Knoten zwischen dem Kondensator CS und der Diode DS ist über einen Widerstand RS die Basis eines Transistors T angeschlossen. Der Emitter ist mit dem Bezugspotential GND und der Kollektor TC mit Elementen des Hochsetzstellers verbunden, welche den Ablauf des Hochsetzstellerbetriebes beeinflussen können. Weiter unten werden konkrete Verschaltungen angegeben.In the introduction to the description it is described that it may be desirable to set the parameters of the boost converter depending on whether the electronic ballast is operated on a phase gating dimmer or not. First, a circuit arrangement for detecting whether or not the ballast is operated on a phase gating dimmer is presented. Subsequently, it will be described how this circuit arrangement can be linked to the circuits of FIGS. 1 and 3. Figure 5 shows a circuit arrangement according to the invention for detecting whether the electronic ballast is operated directly on the supply network or on a phase gating dimmer. A capacitor CD is connected as a differentiating element to one of the power lines N or L. In series with this capacitor CD, a resistor RD is connected, which connects the capacitor CD to the reference potential GND. At the node between the capacitor CD and the resistor RD, the anode of a diode DS is connected, the cathode is also connected in series with another capacitor CS to the reference potential GND. This circuit represents a peak detection circuit of the voltage appearing across the resistor RD. At the node between the capacitor CS and the diode DS, the base of a transistor T is connected through a resistor RS. The emitter is connected to the reference potential GND and the collector TC to elements of the boost converter, which may affect the operation of the boost converter operation. Below, concrete interconnections are specified.
Wenn das elektronische Vorschaltgerät direkt an die Netzversorgung angeschlossen wird, treten keine wesentlichen Sprünge in der Versorgungsspannung auf. Die Bauteile der Schaltungsanordnung in Figur 5 sind so ausge- legt, dass der Spitzenwert der Spannung über RD über die Diode DS in dem Kondensator CS gespeichert wird und die Spannung über dem Kondensator CS den Transistor T nicht einschalten kann.If the electronic ballast is connected directly to the mains supply, there will be no significant jumps in the supply voltage. The components of the circuit arrangement in FIG. 5 are designed in such a way that the peak value of the voltage across RD is stored in the capacitor CS via the diode DS and the voltage across the capacitor CS can not switch on the transistor T.
Wenn das elektronische Vorschaltgerät über einen Phasenanschnittdimmer an das Versorgungsnetz angeschlossen wird, zeigt die Versorgungsspan- nung deutliche Sprünge. In diesem Fall treten über dem Widerstand RD hohe Spitzenwerte auf, so dass der Kondensator CS im Vergleich zum Betrieb ohne Phasenanschnittdimmer auf deutlich höhere Werte aufgeladen wird. Die Spannung über dem Kondensator CS kann nun über den Widerstand RS den Transistor T in einen leitenden Zustand versetzen, womit der kollektorseitige Ausgang des Transistors TC ungefähr auf das Bezugspotential GND gelegt wird. Über den Ausgang TC des Transistors T kann der Hochsetzsteller angesprochen werden, so dass die Abschaltstromschwelle sinkt.If the electronic ballast is connected to the supply network via a phase gating dimmer, the supply voltage shows significant jumps. In this case, high peak values occur across the resistor RD, so that the capacitor CS is charged to significantly higher values compared to operation without phase-angle dimmer. The voltage across the capacitor CS can now put the transistor T in a conductive state via the resistor RS, whereby the collector-side output of the transistor TC is approximately at the reference potential GND becomes. Via the output TC of the transistor T, the boost converter can be addressed, so that the Abschaltstromschwelle decreases.
In Figur 1 wird die Abschaltstromschwelle durch die Widerstände R2 und R3 bestimmt. Wird ein Widerstand über den Schalter T von dem Potential am Knoten V7 auf das Bezugspotential GND geschaltet, so wird der resultierende Sollwert größer, wenn der Schalter T eingeschaltet ist.In Figure 1, the Abschaltstromschwelle is determined by the resistors R2 and R3. If a resistor is switched via the switch T from the potential at the node V7 to the reference potential GND, the resulting setpoint becomes larger when the switch T is turned on.
In Figur 3 wird die Abschaltstromschwelle durch die Referenzspannung Vref bestimmt. Die Spannung Vref kann durch eine Spannungsteilerschaltung aus Widerständen erzeugt werden. Zu einem dieser Widerstände kann ein Wi- derstand über den Schalter T parallel geschaltet werden. Durch Ein- und Ausschalten des Schalters T ändert sich damit die Referenzspannung Vref. In Figure 3, the Abschaltstromschwelle is determined by the reference voltage Vref. The voltage Vref can be generated by a voltage divider circuit of resistors. To one of these resistors, a resistor can be connected in parallel via the switch T. Switching the switch T on and off changes the reference voltage Vref.

Claims

Patentansprüche claims
1. Elektronisches Vorschaltgerät für eine Entladungslampe mit einem Hoch- setzsteller (L, D1 , T1 , C2), welcher eine Speicherdrossel (L), eine Diode (D1), einen Zwischenkreiskondensator (C2) und ein Schaltelement (T1) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass es dazu ausgelegt ist,1. Electronic ballast for a discharge lamp with a boost converter (L, D1, T1, C2), which has a storage inductor (L), a diode (D1), an intermediate circuit capacitor (C2) and a switching element (T1), characterized that it is designed to
• das Schaltelement (T1) im Hochsetzsteller (L, D1 , T1 , C2) beim Erreichen eines maximalen Stromwertes des durch das Schaltelement (T1) fließenden Stromes auszuschalten, und• Turn off the switching element (T1) in the boost converter (L, D1, T1, C2) when a maximum current value of the current flowing through the switching element (T1) is reached, and
• das Schaltelement (T1) durch einen Sprung des Potentiales (V2) zwischen der Speicherdrossel (L) und der Diode (D1) im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel (L) einzuschalten,To turn on the switching element (T1) by jumping the potential (V2) between the storage choke (L) and the diode (D1) following the demagnetization of the storage choke (L),
• so dass der Hochsetzsteller (L, D1 , T1 , C2) selbsterregt oszilliert.• so that the boost converter (L, D1, T1, C2) oscillates self-excited.
2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 mit einem an das Potential (V2) zwischen der Speicherdrossel (L) und der Diode (D1) des Hoch- setzstellers (L, D1 , T1 , C2) angeschlossenen Kondensator (C1) zur Aus- kopplung des Potentialssprunges zwischen der Speicherdrossel (L) und der Diode (D1) im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel (L).2. Electronic ballast according to claim 1 with a to the potential (V2) between the storage inductor (L) and the diode (D1) of the boost (L, D1, T1, C2) connected capacitor (C1) for coupling the Potential jump between the storage choke (L) and the diode (D1) following the demagnetization of the storage choke (L).
3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 mit einer zur Speicherdrossel (L) des Hochsetzstellers (L, D1 , T1 , C2) sekundären Spule zur Detektion der Abmagnetisierung der Speicherdrossel (L).3. Electronic ballast according to claim 1 with a storage choke (L) of the boost converter (L, D1, T1, C2) secondary coil for detecting the demagnetization of the storage choke (L).
4. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einer ersten Signalleitung (SD), welche mit dem Steuereingang (V8) des Schaltelementes (T1 ) verbunden ist, so dass das Schaltelement (T1) von einer Steuerschaltung über die Signalleitung (SD) blockiert werden kann. 4. Electronic ballast according to one of the preceding claims with a first signal line (SD) which is connected to the control input (V8) of the switching element (T1), so that the switching element (T1) are blocked by a control circuit via the signal line (SD) can.
5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einem zwischen das Versorgungspotential (V3) des Zwischenkreis- kondensators (C2) und den Steuereingang (V8) des Schaltelementes (T1) geschalteten Widerstand (R4), über den zum selbstständigen Anschwin- gen der Oszillation die Spannung über dem Zwischenkreiskondensator5. Electronic ballast according to one of the preceding claims with a between the supply potential (V3) of the DC link capacitor (C2) and the control input (V8) of the switching element (T1) connected resistor (R4), via the independent oscillation of the oscillation the voltage across the DC link capacitor
(C2) das Schaltelement (T1) einschaltet.(C2) turns on the switching element (T1).
6. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 2, auch in Kombination mit Anspruch 4 oder 5, bei dem ein Steuereingang (V7) eines Schwellwertelementes (12, AMP) des Hochsetzstellers (L1 D1 , T1 , C2) zur Ansteue- rung des Schaltelementes (T1) sowohl über einen Kondensator (C1) und zumindest einen Widerstand (R1) mit dem Potential (V2) zwischen der Speicherdrossel (L) und der Diode (D1), als auch über zumindest einen Widerstand (R3) mit dem Potential (V4) zwischen dem Schaltelement (T1 ) und einem Messwiderstand (Rsense) verbunden ist.6. Electronic ballast according to claim 2, also in combination with claim 4 or 5, wherein a control input (V7) of a threshold value (12, AMP) of the boost converter (L 1 D1, T1, C2) for driving the switching element (T1 ) via a capacitor (C1) and at least one resistor (R1) with the potential (V2) between the storage inductor (L) and the diode (D1), as well as via at least one resistor (R3) with the potential (V4) between the switching element (T1) and a measuring resistor (Rsense) is connected.
7. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einer zweiten Signalleitung (IS)1 welche einen Steuereingang (V7) eines Schwellwertelementes (12, AMP) und eine Steuerschaltung zur Ansteuerung des Hochsetzstellers (L, D1 , T1 , C2) verbindet und mit der das Schwellwertelement (12, AMP) von der Steuerschaltung geschaltet wer- den kann, so dass die selbsterregte Oszillation des Schaltelementes (T1) anlaufen kann.7. Electronic ballast according to one of the preceding claims with a second signal line (IS) 1 which connects a control input (V7) of a threshold value element (12, AMP) and a control circuit for controlling the boost converter (L, D1, T1, C2) and with the the threshold value element (12, AMP) can be switched by the control circuit, so that the self-excited oscillation of the switching element (T1) can start.
8. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit einem Komparator (AMP) und einer dem Komparator (AMP) nachgeschalteten Treiberschaltung (TS) zur Ansteuerung des Schaltele- ments (T1 ) im Hochsetzsteller (L, D1 , T1 , C2).8. Electronic ballast according to one of the preceding claims, comprising a comparator (AMP) and a comparator (AMP) downstream driver circuit (TS) for controlling the Schaltele- element (T1) in the boost converter (L, D1, T1, C2).
9. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 8, bei dem ein Eingang (V7) des Komparators (AMP) mit dem Potential (V2) zwischen der Speicherdrossel (L) und der Diode (D1) über zumindest einen Widerstand (R2) und einen Kondensator (C1) verbunden ist, wobei diesem Widerstand (R2) ein Kondensator (C3) parallel geschaltet ist, so dass der Potentialsprung des Potentiales (V2) zwischen Speicherdrossel (L) und Diode (D1) im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel (L) differentiell auf den Eingang (V7) des Komparators (AMP) übertragen wird.9. Electronic ballast according to claim 8, wherein an input (V7) of the comparator (AMP) with the potential (V2) between the storage inductor (L) and the diode (D1) via at least one resistor (R2) and a capacitor (C1), wherein this resistor (R2), a capacitor (C3) is connected in parallel, so that the potential jump of the potential (V2) between the storage choke (L) and diode (D1) following the Demagnetization of the storage inductor (L) is differentially transmitted to the input (V7) of the comparator (AMP).
10. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 8 oder 9, bei dem einem Eingangssignal (V7) des Komparators (AMP) eine Gleichspannung überlagert ist, so dass der Störabstand zwischen Bezugspotential (GND) und diesem Eingangssignal (V7) vergrößert ist.10. An electronic ballast according to claim 8 or 9, wherein an input signal (V7) of the comparator (AMP) is superimposed on a DC voltage, so that the signal-to-noise ratio between the reference potential (GND) and this input signal (V7) is increased.
11. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 8 bis 10, bei dem dem Komparator (AMP) eine zum Momentanwert der Spannung der Versorgung (AC) proportionale Referenzspannung (Vref) zugeführt ist.11. Electronic ballast according to one of claims 8 to 10, wherein the comparator (AMP) is supplied to a current value of the voltage of the supply (AC) proportional reference voltage (Vref).
12. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche zum wahlweisen Betrieb einer Entladungslampe direkt an einer Netzversorgung oder an einem Phasenanschnittdimmer, wobei12. Electronic ballast according to one of the preceding claims for selectively operating a discharge lamp directly to a mains supply or to a phase gating dimmer, wherein
Sprünge in der Versorgungsspannung durch einen zwischen eine der Netzleitungen und das Bezugspotential des Vorschaltgerätes angeschlossenen Differenzierer (CD1 RD) ausgekoppelt und an eine Steue- rung (R2, R3, Vref) des Vorschaltgerätes gegeben werden, so dass dieJumps in the supply voltage are decoupled by a differentiator (CD 1 RD) connected between one of the power lines and the reference potential of the ballast and given to a control (R2, R3, Vref) of the ballast, so that the
Steuerung (R2, R3, Vref) zwischen dem Betrieb am Phasenanschnittdimmer und an der Netzversorgung unterscheiden kann.Control (R2, R3, Vref) can distinguish between the operation on the phase gating dimmer and on the mains supply.
13. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 12, bei dem die Steuerung (R2, R3, Vref) den Hochsetzsteller so steuert, dass dieser beim Betrieb an der Netzversorgung eine geringere Abschaltstromschwelle aufweist, so dass der Hochsetzsteller einen Strom niedrigerer Amplitude aus der Netzversorgung aufnimmt als beim Betrieb an dem Phasenanschnittdimmer. 13. Electronic ballast according to claim 12, wherein the controller (R2, R3, Vref) controls the boost converter so that it has a lower Abschaltstromschwelle when operating on the mains supply, so that the boost converter receives a lower amplitude current from the mains supply than when Operation on the phase control dimmer.
14. Entladungslampe mit integriertem elektronischem Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche.14. Discharge lamp with integrated electronic ballast according to one of the preceding claims.
15. Verfahren zum Betrieb eines elektronischen Vorschaltgerätes für eine Lampe mit einem Hochsetzsteller(L, D1 , T1 , C2), welcher eine Speicher- drossel (L)1 eine Diode (D1), einen Zwischenkreiskondensator (C2) und ein Schaltelement (T1) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass15. Method for operating an electronic ballast for a lamp with a step-up converter (L, D1, T1, C2), which has a storage inductor (L) 1, a diode (D1), an intermediate circuit capacitor (C2) and a switching element (T1) characterized in that
• das Schaltelement (T1) im Hochsetzsteller (L1 D1 , T1, C2) beim Erreichen eines maximalen Stromwertes des durch das Schaltelement (T1) fließenden Stromes ausgeschaltet wird, und• the switching element (T1) in the boost converter (L 1 D1, T1, C2) is switched off when a maximum current value of the current flowing through the switching element (T1) is reached, and
• das Schaltelement (T1) durch einen Sprung des Potentiales (V2) zwischen der Speicherdrossel (L) und der Diode (D1) im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel (L) eingeschaltet wird,The switching element (T1) is switched on by a jump of the potential (V2) between the storage choke (L) and the diode (D1) following the demagnetization of the storage choke (L),
• so dass der Hochsetzsteller (L, D1 , T1 , C2) selbsterregt oszilliert.• so that the boost converter (L, D1, T1, C2) oscillates self-excited.
16. Verfahren nach Anspruch 15 unter Verwendung eines Vorschaltgerätes nach einem der Ansprüche 1 bis 13. 16. The method according to claim 15 using a ballast according to one of claims 1 to 13.
EP06722660A 2005-04-22 2006-03-22 Self-exciting step-up converter Withdrawn EP1872628A1 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005018794A DE102005018794A1 (en) 2005-04-22 2005-04-22 Self-excited high-set dishes
PCT/DE2006/000507 WO2006111121A1 (en) 2005-04-22 2006-03-22 Self-exciting step-up converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1872628A1 true EP1872628A1 (en) 2008-01-02

Family

ID=36695048

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP06722660A Withdrawn EP1872628A1 (en) 2005-04-22 2006-03-22 Self-exciting step-up converter

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7804253B2 (en)
EP (1) EP1872628A1 (en)
CN (1) CN101164384B (en)
CA (1) CA2605172A1 (en)
DE (1) DE102005018794A1 (en)
WO (1) WO2006111121A1 (en)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE202006004296U1 (en) * 2006-03-17 2006-06-14 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Ausschaltzeitregelung
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
CN102769383B (en) 2011-05-05 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 System and method for constant-current control via primary side sensing and regulating
CN103108435B (en) * 2011-11-14 2017-05-24 欧司朗股份有限公司 Damping circuit, light-emitting diode (LED) driver and LED lighting system
CN105246194B (en) 2011-11-15 2018-07-03 昂宝电子（上海）有限公司 For the LED illumination System and method of the current constant control in various operation modes
CN102403896B (en) * 2011-11-22 2014-03-26 浙江工业大学 Self excited Boost converter based on MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)
CN103368400B (en) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 System and method for constant voltage control and constant current control
CN104429166A (en) * 2012-07-17 2015-03-18 通用电气公司 Relamping circuit
CN102790531B (en) 2012-07-24 2015-05-27 昂宝电子（上海）有限公司 System for electric current control of power supply alternation system
CN105896975B (en) 2014-04-23 2019-04-26 广州昂宝电子有限公司 System and method for the output current regulation in power converting system
CN104092370B (en) * 2014-06-30 2016-06-01 北京控制工程研究所 A kind of self-excited type Boost circuit
DE202014106015U1 (en) * 2014-12-12 2016-03-15 Tridonic Gmbh & Co Kg Circuit for power factor correction with zero-crossing detection
DE102019124212A1 (en) * 2019-09-10 2021-03-11 Audi Ag Demagnetization of the rotor of a separately excited synchronous machine
EP4344040A1 (en) * 2022-09-21 2024-03-27 Tridonic GmbH & Co. KG Power converter for at least one led, and led driver

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061188B1 (en) * 2002-03-29 2006-06-13 Technical Consumer Products, Inc. Instant start electronic ballast with universal AC input voltage
JP4202862B2 (en) * 2003-08-13 2008-12-24 株式会社小糸製作所 Discharge lamp lighting circuit

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FALIN J: "The TPS61042 as a Standard Boost Converter", TEXAS INSTRUMENTS APPLICATION REPORT, XX, XX, 1 January 2004 (2004-01-01), pages 1 - 6, XP002393186 *

Also Published As

Publication number Publication date
US7804253B2 (en) 2010-09-28
WO2006111121A1 (en) 2006-10-26
DE102005018794A1 (en) 2006-10-26
US20090295301A1 (en) 2009-12-03
CN101164384A (en) 2008-04-16
CN101164384B (en) 2011-07-06
CA2605172A1 (en) 2006-10-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1872628A1 (en) Self-exciting step-up converter
EP2420107B1 (en) Power regulation of led by means of an average value the led current and bidirectional counter
EP1872634B1 (en) Electronic reactive current oscillation-reducing ballast
DE102005015989A1 (en) LED counter controller control IC
DE2936088A1 (en) RECTANGLE DIMMER SWITCH WITH FIXED FREQUENCY AND VARIABLE IMPULSE FACTOR FOR HIGH-PERFORMANCE GAS DISCHARGE LAMPS
EP2837263A2 (en) Method for controlling a power factor correction circuit, power factor correction circuit and operating device for an illuminant
EP1465330B1 (en) Method and circuit for varying the power consumption of capacitive loads
EP2160823A1 (en) Power factor corrector circuit for an electronic fluorescent lamp ballast
DE10106438A1 (en) Ballast for operating electric lamps
DE102010029244A1 (en) System and method for transient suppression in a switched-mode power supply
EP2859652B1 (en) Power factor correction circuit, control unit for an illuminant and method for controlling a power factor correction circuit
DE69911493T2 (en) Discharge lamp lighting system with overcurrent protection for the switches of an inverter
EP0439240A2 (en) Electronic ballast
DE102004037388A1 (en) Method for detecting a non-zero voltage switching operation of a ballast for fluorescent lamps and ballast
AT14074U1 (en) Operating circuit for LED
DE102009042419A1 (en) Circuit arrangement for operating at least one LED
DE102014221511A1 (en) PFC circuit with voltage-dependent signal feed
EP1987704B1 (en) Step-up driver with minimal switching frequency
EP1696713A2 (en) Electronic ballast with current measuring means for high-pressure discharge lamps
EP1872633B1 (en) Electronic reactive current oscillation-reducing ballast
EP2266374A1 (en) Power regulation of gas discharge lamps in half bridge and full bridge circuits
EP1872632B1 (en) Electronic ballast with phase dimmer detection
WO2009062554A1 (en) Switchable current supply for auxiliary current circuits in a current converter
DE102015214631B3 (en) Dimming device and method for power control of a lighting device
EP3487055B1 (en) Auxiliary power supply

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20070926

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): DE FR GB HU IT

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RBV Designated contracting states (corrected)

Designated state(s): DE FR GB HU IT

17Q First examination report despatched

Effective date: 20101026

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

RIC1 Information provided on ipc code assigned before grant

Ipc: H02M 3/156 20060101AFI20170601BHEP

Ipc: H05B 41/282 20060101ALI20170601BHEP

INTG Intention to grant announced

Effective date: 20170626

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20171107