DE899956C

DE899956C - Anlage zur elektrischen Nachrichtenuebertragung

Info

Publication number: DE899956C
Application number: DEI3333D
Authority: DE
Inventors: Paul Francois Marie Gloess; Marc Andre Lalande
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1938-04-23
Filing date: 1939-04-25
Publication date: 1953-12-17
Also published as: FR845402A; GB527104A; NL63048C; US2226728A

Description

Bei Anlagen zur Übertragung von breiten Frequenzbändern, wie z. B. solchen, die zur Übertragung von Fernsehsendungen dienen sollen, haben sich Schwierigkeiten in der Übertragung der niedrigeren Frequenzen ergeben, da gewisse Übertragungseinrichtungen nur die Zeichen oberhalb einer bestimmten Frequenz gut übertragen.

Die Erfindung richtet sich auf derartige Anlagen, bei denen das zu übertragende Frequenzband in zwei Teilbänder A und B unterteilt ist. Das Band A umfaßt die niedrigeren Frequenzen, die normalerweise durch die Übertragungseinrichtungen schlecht übertragen werden, während das Band B die höheren Frequenzen umfaßt. Das Band B wird unverändert übertragen. Das Band A wird mit einer bestimmten Trägerfrequenz moduliert, die so bemessen ist, daß das Band A als Frequenzband übertragen wird, welches höher liegt als das Frequenzband B, welches unverändert übertragen wird.

Auf der Empfangsseite werden die Modulationsprodukte des Bandes A vom Frequenzband B getrennt und demoduliert. Auf diese Weise erhält man das ursprüngliche Frequenzband A, welches dann mit dem direkt und ohne Veränderung übertragenen Band B vermischt wird, so daß das ursprüngliche Frequenzband A -f- B wiederhergestellt wird.

Gemäß der Erfindung wird bei einer derartigen Anlage zur Übertragung von Nachrichten das Band

der höheren Frequenz auf einem Kanal übertragen, in dem das Band der niedrigeren Frequenzen durch einen Strom gleicher Größe und entgegengesetzter Phase kompensiert ist, während das Band der niedrigeren Frequenzen in einem zweiten Kanal zu einem Modulator übertragen wird, der mit einer höheren Frequenz arbeitet als die höchsten Signalfrequenzen. Die Ausgangsspannungen beider Kanäle werden gemeinsam dem Übertragungskanal zugeführt, ίο Die Erfindung soll an Hand der Fig. ι bis 17 näher erläutert werden.

Es soll im folgenden angenommen werden, daß ein Frequenzband von 3 MHz, wie es beim Fernsehen in Frage kommt, übertragen werden soll. Dieses Frequenzband ist in Fig. 1 dargestellt.

Bestimmte der zur Verwendung kommenden Anordnungen gewährleisten nur eine gute Übertragung von Frequenzen, die beispielsweise höher sind als 60 kHz. Infolgedessen ist eine Unterteilung des ursprünglichen Frequenzbandes von 3 MHz aus Gründen, die später erläutert werden, vorgesehen (Fig. 2).

Das Band A, welches die Frequenzen von ο bis 120 kHz umfaßt, wird nach der Trennung mit einer Trägerfrequenz von 3,5 MHz moduliert, so daß kein Modulationsprodukt in den Bereich des Bandes B von 120 kHz bis 3 MHz fällt, welches unverändert übertragen wird.

Die beiden Seitenbänder, die sich bei der Modulation des Bandes A mit 3,5 MHz ergeben, sind in Fig. 3 mit A₁ und A_% bezeichnet.

Dieser theoretische Fall, bei dem eine plötzliche Unterteilung des zu übertragenden Frequenzbandes in zwei Bänder A und B vorhanden ist, läßt sich jedoch nicht durchführen, ohne daß eine beträchtliche Phasenverzerrung hervorgerufen wird. Insbesondere wurden die Hochpaßfilter, die zur Verwendung kommen müßten, für Frequenzen bis zum 5ofachen ihrer Grenzfrequenz eine Phasenverzerrung hervorrufen.

Die Erfindung bezweckt, diese Unterteilung des Frequenzbandes, welches zur Übertragung kommen soll, ohne Einführung einer Phasenverzerrung zu ermöglichen.

Gemäß der Erfindung wird die Unterteilung in der Weise durchgeführt, wie es schematisch in den Fig. 4, 5 und 6 dargestellt ist. In der Nähe der theoretischen Unterteilungsfrequenz, die im vorliegenden Fall 120 kHz betragen soll, befindet sich ein Zwischenbereich, der sich ungefähr von 60 bis 200 kHz erstreckt und in dem die Dämpfung des Bandes A allmählich zunimmt, während die des Bandes B allmählich abnimmt.

Um diese Trennung ohne Einführung einer schädlichen Verzerrung vorzunehmen, ist in Verbindung mit der in Fig. 7 schematisch dargestellten Schaltung ein Tiefpaßfilter vorgesehen. Die das vollständige Band darstellenden Zeichen kommen bei V an. Der Strom teilt sich dann in zwei Pfade, von denen der eine das Band A und der andere das Band B überträgt. Der zur Übertragung des unteren Bandes A dienende Pfad enthält ein Tiefpaßfilter 1, welches praktisch bis zu einer Frequenz von 60 kHz weder eine Phasenverzerrung noch eine Dämpfung verursacht.

Derartige Filter, die praktisch keine merkliche Phasenverzerrung oder Dämpfungsverzerrung bis zum o,5fachen der Grenzfrequenz einführen, sind bereits bekannt. Insbesondere soE auf ein Tiefpaßfilter hingewiesen werden, das beispielsweise aus zwei sogenannten Konstant-k-Gliedern besteht.

Die Ausgangsspannung des Filters 1 wird gleichzeitig einem Modulator 2 und einer Röhre 3 zugeführt, deren Anodenkreis dem Anodenkreis einer Röhre 4 parallel geschaltet ist, welche im anderen Pfad der Schaltung liegt und das höhere Frequenzband B überträgt.

Die Signale von V, welche über den anderen Pfad geleitet werden, durchlaufen eine Röhre 5, eine künstliche Leitung 6, welche eine Phasenverschiebung verursacht, die der des Filters 1 gleich ist, und die Röhre 4.

Infolge des Vorhandenseins der Röhre 5, welche einen Phasenumkehrkreis darstellt, haben die bei der Röhre 4 ankommenden Ströme entgegengesetzte Phasenlage gegenüber denen, die das Filter 1 durchlaufen haben und bei der Röhre 3 ankommen. Durch Einstellung der Verstärkung der Röhren 3, 4 und 5 ist es auf diese Weise möglich, den Zustand zu erreichen, daß für alle Frequenzen, welche das Tiefpaßfilter 1 ohne Phasenverzerrung oder Dämpfungsverzerrung durchlaufen, die Ströme in dem gemeinsamen Anodenkreis der Röhren 3 und 4 gleiche Amplitude und ent- go gegengesetzte Phase haben, so daß sie einander aufheben. Es erfolgt also für Frequenzen unter 60 kHz, welche das Filter 1 ohne Phasen- oder Dämpfungsverzerrung durchlaufen, keine Übertragung.

Für Frequenzen über 200 kHz hindert das Filter 1 die Übertragung zur Röhre 3 vollkommen. Infolgedessen werden die die Röhre 5, die künstliche Leitung 6 und die Röhre 4 durchlaufenden Signale in normaler Weise ohne Veränderung übertragen.

Die Übertragung der Frequenzen, die zwischen den durch das Filter 1 ohne Dämpfung übertragenen Frequenzen liegen (bis zu 60 kHz) sowie zwischen den vollständig gesperrten Frequenzen (über 200 kHz), ist an Hand der Fig. 7 und 8 erläutert.

In Fig. 8 stellt der Vektor OV die ankommende Signalspannung V dar. Der über die Röhre 5, die künstliche Leitung 6 und die Röhre 4 fließende Teilstrom kommt auf dem an den Anodenkreis der Röhre 4 angeschlossenen Leitungskreis an und kann durch den Vektor OB dargestellt werden. Der durch das Tief- no paßfilter 1 fließende Teilstrom wird gedämpft und in seiner Phase verzögert. Er teilt sich am Ausgang des Filters 1 in zwei Teile. Ein durch den Vektor OA dargestellter Teil fließt direkt über den Modulator 2. Ein anderer Teil, der durch den Vektor OA' dargestellt ist, welcher die gleiche Amplitude, jedoch eine Phasenverschiebung von i8o° gegen den Vektor OA hat, was durch die Röhre 3 verursacht wird, kommt am gemeinsamen Ausgangskreis an. Zusammen mit dem direkt übertragenen Teil, der durch den Vektor OB dargestellt ist, ergibt dieser Vektor OA' einen resultierenden Vektor OC, welcher zur Übertragung kommt und dessen Amplitude von der Übertragung durch das Filter 1 abhängt. Der Vektor OA' nimmt proportional der Zunahme der Dämpfung des Tiefpaßfilters 1 zwisehen 60 und 200 kHz ab. Andererseits sind für Fre-

quenzen unter 80 kHz, für die die Verzögerung im Filter ι und in der künstlichen Leitung 6 gleich ist und für die das Filter 1 eine dämpfungsfreie Übertragung ergibt, die Vektoren OA' und OB infolge der Tatsache, daß einer der beiden Pfade eine gerade Anzahl von Röhren und der andere eine ungerade Anzahl von Röhren enthält, gleich und entgegengesetzt. Für diese Frequenzen erfolgt über die beiden Pfade keine wirksame Übertragung. Die genannten Frequenzen werden lediglich über den Pfad übertragen, welcher den Modulator 2 enthält.

Die Verzögerungsleitung 6 (Fig. 7) soll praktisch ohne Dämpfung eine Verzögerung in der Übertragung verursachen, die der durch das Tiefpaßfilter 1 eingeführten Verzögerung gleich ist. Man kann zu diesem Zweck eine Verzögerungsleitung verwenden, die nach Art der Fig. 9 ausgebildet ist. Derartige Leitungen können auch vorteilhaft verwendet werden, wenn eine konstante Verzögerung, d. h. eine der Frequenz proportionale Phasenänderung des übertragenen Stromes erzielt werden soll.

Die bisher verwendeten Verzögerungsleitungen enthalten Serieninduktivitäten und Parallelkondensatoren und stellen ein Tiefpaßfilter, wie es in Fig. 11 gezeigt ist, dar mit der Grenzfrequenz

/C

Vl₀C₀

und der Impedanz

L₀ und C₀ sind die Selbstinduktionen einer Serieninduktivität eines Gliedes und die Parallelkapazitäten eines Gliedes. Bei einer derartigen Leitung ist die Übertragungszeit nicht für alle Frequenzen gleich, sondern sie nimmt kontinuierlich mit der Frequenz zu. Die Differenz der Übertragungszeit errreicht einen Wert von 2,5 °/₀ der mittleren Übertragungszeit für eine Frequenz, die gleich der Hälfte der Grenzfrequenz ist. Für hohe Frequenzen hat es sich als empfehlenswert herausgestellt, Filter zu verwenden, die aus dem in Fig. 11 dargestellten Filter abgeleitet sind. Die Werte für die Elemente dieser Filter sind in Fig. 11 als Funktion eines Koeffizienten m angegeben. Für

einen Koeffizienten, der so bemessen ist, daß ym² —ι in der Nähe von 1 liegt, ergeben sich ziemlich gleichförmige Übertragungszeiten. Ein besonders günstiger Wert für m ist 1,275.
Bei derartigen Filtern hat es sich gezeigt, daß die

Induktivität jL L_n, die in Serie zum Kondensator 4 m ^u

des Parallelzweiges liegt, negativ sein muß. Diese negative Induktivität läßt sich nach einer bekannten Theorie mittels einer Gegeninduktivität zwischen zwei in Serie geschalteten Selbstinduktionen, wie es in Fig. 12 gezeigt ist, darstellen. Die äquivalente Schaltung hierfür ist in Fig. 13 gezeigt. Die Selbstinduktionen müssen so gepolt sein, daß sie sich in Serienschaltung addieren. Unter diesen Umständen ist die äquivalente Selbstinduktion im Serienzweig negativ und gleich dem Kopplungskoeffizienten m.

Dieses Verfahren ermöglicht es bereits, den erforderlichen Raum durch Verringerung der Anzahl von Elementen zu verkleinern.

Fig. 9 zeigt eine künstliche Leitung, bei der im Gegensatz zu den bisher verwendeten Anordnungen eine Kopplung zwischen allen benachbarten Serieninduktivitäten besteht.

Es ist auf diese Weise möglich, zu einer besonders vorteilhaften Konstruktion zu gelangen, bei der ein magnetischer oder unmagnetischer Kern gleichförmig mit Windungen versehen ist, die beispielsweise gleichmäßig verteilte Anzapfungen in regelmäßigen Abständen besitzen, an welche die Parallelkondensatoren angeschlossen werden. Bei einem unmagnetischen Kern bestimmt das Verhältnis der Länge eines Elementes (zwischen zwei Anzapfungen) zum Spulendurchmesser die Kopplung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Elementen und infolgedessen den Wert des obenerwähnten Koeffizienten, der berücksichtigt werden muß.

Es ist im allgemeinen möglich, und dies hat sich durch die Erfahrung bestätigt, daß die Kopplungseffekte zwischen den nichtbenachbarten Elementen vernachlässigt werden können. Für den erwähnten Wert von 1,275 für ^m ^nat ^es sich gezeigt, daß das Verhältnis der Länge eines Elementes zum Spulendurchmesser gleich 1,7 sein muß. Hierbei ergibt sich ein Kopplungskoeffizient von 0,119 zwischen den Elementen.

Die Impedanz und die Grenzfrequenz sind durch den Wert der zur Verwendung kommenden Kondensatoren, den Drahtdurchmesser und den Durchmesser des Kernes bestimmt. Derartige Leitungen können nur mit einem halben Längsglied beginnend ausgeführt werden. In diesem Fall muß die Kopplung zwischen dem letzten ganzen Glied und dem am Ende befindlichen Halbglied gleich dem j/äfachen der Kopplung zwischen den aufeinanderfolgenden Gliedern sein. Sie beträgt bei dem beschriebenen Beispiel 0,168.

Es ist dann notwendig, für das halbe Endglied einen anderen Drahtdurchmesser zu verwenden. Es ist ferner möglich, die Leitung mit einem halben Längsglied abzuschließen, dem ein halbes Glied eines Prototypfilters nachgeschaltet ist. In diesem Fall ist es praktisch möglich, das kombinierte Glied mit der gleichen Wicklung herzustellen wie die darauffolgenden Glieder.

Dieses Verfahren besitzt den Nachteil, daß ein Glied mit einer geringen Verschlechterung der Übertragungszeiten eingeschaltet wird. Es ist jedoch möglich, die geringe auf diese Weise erzeugte Verschiebung durch Verwendung von Gliedern zu kompensieren, die Werte von m haben, welche etwas von dem angegebenen Wert von 1,275 abweichen und beispielsweise etwas höher sind.

Fig. 14 zeigt eine Ausführungsform einer Leitung, die auf einer Seite mit einem halben Längsglied und auf der anderen Seite mit einem halben Parallelglied abgeschlossen ist. Die Werte der verschiedenen EIe-

mente ergeben sich als Funktion der Grenzfrequenz f_c wie folgt:

Serienselbstinduktivität eines Filters:

L -Zl-

-^o — r >

Tc

Parallelkapazität eines Filters:

C₀ —

fc

' C *0

Normalelemente der Leitung:

M =

o>

Hierbei ist der Kopplungskoeffizient A₂₂ zwischen zwei aufeinanderfolgenden Gliedern L₂ M ' m² — ι

«22 — 7-

2 {m²· + i) '

Der linke Abschluß der Anordnung nach Fig. 14 ist ein Beispiel für einen Abschluß mit einem halben Längsglied, dessen Selbstinduktion L₁ folgenden Wert hat:

χ ₌ L· = K + *) ¹ 2

L₀.

Die Kopplung U₁ mit der Selbstinduktion L₂ des benachbarten Gliedes ist

VL₁ ■ L₂

m¹· — ι 2 (m²· + 1)

Der rechte Abschluß der Anordnung nach Fig. 14 ist ein Beispiel für einen Abschluß mit einem halben Parallelglied. Dem benachbarten, halben Längsglied ist ein halbes Glied des Prototypfilters in der Weise zugeschaltet, daß die Selbstinduktivität des Abschlusses gleich X₃ = -———— L₀ und die Parallelkapazität

4»«

des Abschlusses =

ist.'

Fig. 16 gibt die Werte von τω₀ für verschiedene

Werte von m an, "wobei τ die Übertragungszeit und ω,, die Grenzfrequenz ist.

Die Herstellung von künstlichen Leitungen mit den obengenannten Eigenschaften läßt sich natürlich auf verschiedene Arten abändern. Insbesondere ist es für die benachbarten Wicklungen nicht notwendig, daß ein Zwischenraum zwischen den Spulen vorhanden ist, sondern die Spulen müssen regelmäßig angeordnet sein. Außerdem ist eine Änderung des optimalen Verhältnisses der Spulenlänge mit Einschluß eines Zwischenraumes zum Spulendurchmesser möglich.

Um den benötigten Raum zu verringern, ist es ferner möglich, die Kondensatoren durch eine regelmäßig verteilte Kapazität zu ersetzen, indem beispielsweise die Wicklung auf einer teilweise leitfähigen Halterung 27 angeordnet wird, wie es in Fig. 15 gezeigt ist. In diesem Fall können die einzelnen Windungen voneinander getrennt sein (Fig. 15 A) oder in Form von Windungsgruppen aufgebracht sein (Fig. 15 B).

In Fig. 7 sind ferner Hilfseinrichtungen dargestellt, wie z. B. der zu dem Modulator 2 gehörige Oszillator 7, dessen Frequenz von 3,5 MHz das Band A (0 bis 200 kHz) moduliert. Die beiden Seitenbänder werden durch das Bandfilter 8 ausgesiebt und über die Mischröhre 9 dem für alle Zweige gemeinsamen Verstärker 10 und von dort dem Kabel oder der Leitung 11 zugeleitet.

Der Verzögerungsleitung 6 kann ein Filter 12 zugeordnet sein, um die Frequenzen über 3 MHz, die in den Bereich der Frequenzen des Bandest, welches mit 3,5 MHz moduliert ist, und der sich ungefähr von 3,3 bis 3,7 MHz erstreckt, fallen können, auszusieben. Fig. 17 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer Empfangsanlage, die zum Empfang der unterteilten Frequenzbänder geeignet ist.

Hinter einem Hauptverstärker 13 werden die empfangenen Ströme zwei Röhren 14 und 15 zugeführt, deren regelbare Verstärkung eine Einstellung des Pegels in den beiden Pfaden der Schaltung ermöglicht.

In dem unteren Pfad, der für den Empfang des Bandes A vorgesehen ist, liegt ein Bandfilter 16, das mit dem Bandfilter 8 der Sendeseite identisch ist und die beiden durch die Modulation des Bandes A mit der Frequenz von 3,5 MHz entstandenen Seitenbänder durchläßt. Ein Verstärker 17 läßt, falls erforderlich, einen Strom von ausreichender Intensität auf eine Duodiode 18 gelangen. Nach der Demodulation fließt der Strom durch ein Tiefpaßfilter 19, dessen Grenzfrequenz höher ist als die der Gleichrichtungsprodukte. Seine Funktion besteht darin, das Durchlaufen von Frequenzen, die höher als 500 kHz sind und die durch einen Teil des Bandes B infolge Modulation des Trägerstromes von 3,5 MHz für das untere Band A erzeugt werden können, zu unterbinden. Eine Röhre 20 stellt die Endstufe dieses Pfades dar.

Im oberen Pfad, der für das Frequenzband B bestimmt ist, liegt ein Filter, beispielsweise .ein Bandsperrfilter 14, welches Frequenzen von 3,3 bis 3,7 MHz, die dem Band A, welches mit 3,5 MHz moduliert ist, entsprechen, sperrt. Ein Bandsperrfilter an Stelle des Tiefpaßfilters hat den Vorteil, daß es für die gleiche untere Grenzfrequenz eine geringere Phasenverzerrung besitzt als das Tiefpaßfilter.

Eine Verzögerungsleitung 22 dient zum Gleichmachen der Übertragungsperioden in den beiden Zwei- 1 ie gen, wobei die durch die Filter 16,19 und 31 hervorgerufene Verzögerung zu berücksichtigen ist. Sie kann nach Art der Verzögerungsleitung 6 (Fig. 7), die bereits näher beschrieben wurde und für die Sendeseite vorgesehen war, ausgebildet sein. Die Röhre 23 dient als Ausgangsröhre und ist mit der Röhre 20 im unteren Zweig, welcher der Übertragung des Bandes A dient, an eine gemeinsame Ausgangsröhre 24 angeschlossen. Mit denselben Mitteln, die für den Sendekreis erläutert wurden, wird das ursprüngliche Frequenzband von iao bis 3 MHz durch Addition der beiden Bänder A und B aus den beiden Pfaden wiederhergestellt.

Wenn erforderlich, kann zur Wiederherstellung der gewünschten Phasenbeziehungen eine Hüfsröhre 25 in dnen Zweig der Schaltung eingeschaltet sein, um eine Phasenverschiebung um i8o° hervorzurufen.

Natürlich kann die Erfindung, die an Hand eines speziellen Ausführungsbeispieles beschrieben wurde, auf viele Arten abgeändert werden.

Claims

PATENTANSPRÜCHE:

1. Anlage zur elektrischen Übertragung von Nachrichten, die sich über ein breites Frequenzband erstrecken, bei der ein Teilband, welches die

ίο unteren Frequenzen des zu übertragenden Bandes umfaßt, im Frequenzspektrum über die obere Grenze des ursprünglichen Bandes verschoben wird, dadurch gekennzeichnet, daß das obere Teilband durch Kompensation des unteren Frequenzbandes mittels eines Stromes von gleicher Größe und entgegengesetzter Phase in einem ersten Kanal erzielt wird, während das untere Frequenzband in einem zweiten Kanal zu einem Modulator übertragen wird, dessen Eigenfrequenz höher als die höchste Signalfrequenz ist, worauf die Ausgangsspannungen beider Kanäle auf einen gemeinsamen Ubertragungskanal geleitet werden.

2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kanal ein Tiefpaßfilter enthält und daß ein Teil der Ausgangsspannung dieses Filters verstärkt und über einen Hilfskanal in entgegengesetzter Phase zu den Strömen, die im ersten Kanal fließen, dem ersten Kanal zugeleitet wird.

3. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Kanal und der Hilfskanal eine ungerade Anzahl von Röhrenstufen enthalten und daß im ersten Kanal eine Anordnung liegt, die eine Phasenverschiebung verursacht, welche der im Tiefpaßfilter hervorgerufenen Phasenverschiebung gleich ist.

4. Anlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zur Erzeugung der Phasenverschiebung aus einer Verzögerungsleitung besteht, die aus einer Reihe von T-förmigen Gliedern zusammengesetzt ist, von denen jedes Selbstinduktivitäten in den Längszweigen und eine negative Induktivität und eine Kapazität in Serienschaltung im Parallelzweig enthält.

5. Anlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die negative Induktivität durch die Gegeninduktivität zwischen den Serieninduktivitäten der beiden Zweige gebildet wird, deren Selbstinduktionen sich addieren.

6. Anlage nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivitäten aus einer auf einen Kern gewickelten Spule bestehen, die mit den Parallelkondensatoren verbundene Anzapfungen besitzt, wobei das Verhältnis des Durchmessers zur Länge der Wicklung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Anzapfungen so gewählt ist, daß die Gegeninduktivität zwischen zwei benachbarten Spulenelementen einen geeigneten Wert hat und wobei die Induktivität jedes Abschnittes und die Kapazität der Parallelkondensatoren so bemessen ist, daß die Impedanz der Leitung den gewünschten Wert hat und die Grenzfrequenz ungefähr gleich dem i,5fachen der höchsten zu übertragenden Frequenz ist.

7. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule aus regelmäßig verteilten Windungen besteht.

8. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis des Windungsdurchmessers zur Windungslänge 1,7 beträgt.

9. Anlage nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Parallelkapazitäten durch die Kapazität zwischen den Wicklungen oder zwischen Teilen der Wicklungen und einer Metallelektrode gebildet werden.

10. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger für die beiden übertragenen Frequenzbänder zwei Kanäle besitzt, von denen der eine das höhere Frequenzband durchläßt und einen Detektor sowie ein Tiefpaßfilter enthält, während der andere Kanal ein Bandsperrfilter zur Sperrung des höheren Frequenzbandes und eine Verzögerungsleitung enthält, und daß die Ausgänge der beiden Kanäle parallel geschaltet sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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