DE69215944T2

DE69215944T2 - Maximalwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung für sich schnell ändernde Mobilfunknachrichtenkanäle

Info

Publication number: DE69215944T2
Application number: DE69215944T
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Kanazawa-Ku Yokohama-Shi Fukawa; Hiroshi Yokosuka-Shi Kanagawa-Ken Suzuki
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1991-04-08
Filing date: 1992-04-08
Publication date: 1997-07-10
Anticipated expiration: 2012-04-09
Also published as: EP0508407A2; CA2065167C; DE69215944D1; CA2065167A1; EP0508407A3; EP0508407B1; US5436928A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Entzerren durch Kompensation einer Signalverzerrung, die durch Intersymbol-Interferenz bei digitaler Kommunikation, wie beispielsweise Mobiltelefonen verursacht wird.
Als eines der adaptiven Entzerrungsverfahren ist eine Maximalwahrscheinlichkeits- Sequenzabschätzung (MLSE) bekannt. Bei diesen Entzerrern (Equalizer) werden Wahrscheinlichkeitsfunktionen entsprechend allen möglichen Signalsequenzen berechnet, und bei der Signalentscheidung wird eine Signalsequenz gewählt, die die Wahrscheinlichkeitsfunktion maximiert. Indessen steigt die Anzahl der möglichen Signalsequenzen mit dem Ansteigen der Länge einer Signalsequenz exponentiell an. Ein Viterbi-Equalizer, der Zustände unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus abschätzt, ist als ein Equalizer bekannt, der die Menge der arithmetischen Verarbeitungsschritte durch Verringerung der Anzahl der Signalsequenzen verringert, wie beispielsweise aus "Maximum-likelihood sequence estimation of digital sequences in the presence of intersymbol interference", IEEE Trans. Inform. Theory, Band IT-18, S. 363-378, Mai 1972 bekannt ist.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild des Aulbaus eines herkömmlichen Viterbi-Equalizer (A. Baier, G. Heinrich und U. Wellens, "Bit Synchronization and Timing Sensitivity in Adaptive Viterbi Equalizers for Narrowband-TDMA Digital Mobile Radio Systems", Proc. IEEE Vehicular Technology Conference '88, S.377-384, Juni 1988).
Bezugnehmend auf Fig. 1 wird ein quasi-kohärentes demoduliertes Signal in eine Abtastschaltung 111 durch einen Eingang 10 gegeben. Die Abtastschaltung 111 gibt ein abgetastetes Signal zu einer Korrelationsschaltung 11 und einer Subtraktionsschaltung 12. Ein abgetastetes Signal y(i) ist ein Abtastwert des quasi-kohärenten demodulierten Signales, wenn ein empfangenes Signal r(t) ausgedruckt wird durch;
r(t) = Re[y(t) exp(j2iπft)] ...(1)
wobei f die Trägerfrequenz und Re[x] der Realanteil von x ist. In diesem Fall sei angenommen, daß das abgetastete Signal y(i) eine Modulationswelle mit einer Symbolrate 1/T enthält und die Abtastfrequenz durch T wiedergegeben wird.
Die Korrelationsschaltung 11, die das abgetastete Signal y(i) aufnimmt, schätzt die Impulsantwort der Hochfrequenzübertragung auf Grundlage eines bekannten Signales ab, das in einem übertragenen Signal enthalten ist. Beispielsweise kann die Impulsantwort der Hochfrequenzübertragung durch Berechnung der Korrelation des abgetasteten Signales mit einem Trainingssignal abgeschätzt werden, das zu dem Startabschnitt eines Burst (wie in Fig. 2 gezeigt) hinzugefügt wird. Die Korrelationsschaltung 11 setzt diesen abgeschätzten Impulsantwortwert als Tap-Koeffizienten eines Transversalfilters 13. Es ist anzumerken, daß der Tap-Koeffizient in einem Datensignalintervall des Bursts nicht erneuert wird.
Die Subtraktionsschaltung 12 subtrahiert ein Transversalfilter-Ausgangssignal von dem abgetasteten Signal y(i) und gibt den sich ergebenden Wert als Abschätzfehler aus. Eine Quadrierschaltung 110 multipliziert das Quadrat des Abschätzfehlers mit -1 und gibt den sich ergebenden Wert als Verzweigungsparameter (branch metric) zu einer Viterbi-Algorithmusschaltung 15 durch eine Umschaltschaltung 14. In der Viterbi- Algorithmusschaltung 15 tritt bei jeder Periode T eine finite Anzahl an Zustandsübergängen auf. In diesem Fall sind als Beispiel vier Arten an Zustandsübergängen genannt. Codesequenzen entsprechend den jeweiligen Zustandsübergängen werden zu einer Signalerzeugungsschaltung 16 gegeben. Die Signalerzeugungsschaltung 16 erzeugt komplexe Symbolsignalsequenzen entsprechend den jeweiligen Eingangs-Codesequenzen. Die Umschaltschaltung 17 wählt sequentiell die Signalsequenzen und gibt sie zu dem Transversalfilter 13. Das Transversalfilter 13 weist einen Tap-Koeffizienten auf, der für alle Zustandsübergänge gleich ist. Das Transversalfilter 13 setzt die Signalsequenzen, die sich voneinander durch die jeweiligen Zustandsübergänge unterscheiden, in abgeschätzte Signale um und gibt sie aus. Es ist anzumerken, daß, wenn eine komplexe Symbolsignalsequenz, die mit einer übertragenen zusammenfällt, zu dem Transversalfilter eingegeben wird, ein abgeschätztes Signal nahezu gleich dem empfangenen Signal ausgegeben wird. Die Umschalt-Steuerschaltung 18 steuert mit der gleichen Taktung eine Umschaltschaltung 14 und die Umschaltschaltung 17.
Das Ausgangssignal der Quadraturschaltung 110 wird als ein Verzweigungsparameter eines Zustandsüberganges identifiziert, der durch die Umschaltschaltung 14 gewählt wird, und wird zu der Viterbi-Algorithmusschaltung 15 gegeben. Die Viterbi- Algorithmusschaltung 15 führt die Signalentscheidung durch, und gibt das sich ergebende Entscheidungssignal an einem Ausgang 19 aus.
Ein Viterbi-Algorithmus zur Zustandsabschätzung wird im folgenden bezugnehmend auf eine BPSK(Binärphasen-Verschiebungsverschlüsselung)-Modulation erläutert. Das abgetastete Signal y(i) kann bei einer Vielfachweg-Ausbreitung wie folgt wiedergegeben werden:
wobei K eine positive ganze Zahl ist, h(i) die Impulsantwort ist, a(k) das komplexe Symbol eines BPSK-Signales ist, das "+1" oder "-1" entsprechend den übertragenen Daten einnimmt, und n(i) ist weißes gaussförmiges Rauschen. In Gleichung (2) gibt h(i) die Impulsantwort eines Zweiweg-Modelles wieder. Wenn die Zeitausbreitung dieser Impulsantwort durch 1T wiedergegeben wird, dann ist
Da eine Intersymbol-Interferenz verursacht wird, wird das abgetastete Signal y(i) durch Gewichten von a(i) und a(i-1) durch h(0) bzw. h(1) und Kombinieren der Gewichtungswerte mit n(i) erhalten. In diesem Fall wird die HF-Ubertragung in zwei Zuständen beschrieben. Es ist anzumerken, daß die HF-Übertragung unter Verwendung von zwei Zuständen wiedergegeben wird, wenn die Zeitausbreitung der Impulsantwort durch lT gegeben ist. Allgemein, wenn die Ausbreitung mit (K-1)T wiedergegeben wird, ist die Beschränkungslänge durch K gegeben und die HF-Übertragung wird in 2K-1- Zuständen beschrieben. Es sei angenommen, daß der s-te Zustand bei einem Zeitpunkt i-1 durch ¹i-1 wiedergegeben wird. In diesem Fall, da 0 ≤ s ≤ 1 ist, treten Zustände &sup0;i-1 und ¹i-1 auf Wenn der Zeitpunkt von (i-1) zu i fortschreitet, treten Zustandsübergänge auf Da ein Übergang von dem Wert eines komplexen Symbolkandidaten α(i) = ±1 abhängt, können zwei Typen an Zustandsübergängen aus einem Zustand auftreten. Da der Übergang für ¹i oder ¹i gedacht ist, wird das in Fig. 3 gezeigte Gitterdiagramm erhalten. Wie in diesem Diagramm gezeigt verzweigt sich ein Zustand in zwei Zustände, und zwei Zustände verschmelzen zu einem Zustand. Das heißt, &sup0;i ist das Ubergangsziel, wenn α(i) = -1 ist, und ¹i ist das Übergangsziel, wenn α(i) = 1 ist. Um einen der beiden Übergänge auszuwählen, die an einem Übergangsziel miteinander verschmelzen, wird ein Übergangsparameter Ji( Si, S'i-1) entsprechend einem Zustand von Si zu S'i-1 verwendet.
Ein Übergangsparameter für den Übergang von dem Zustand Si zu dem Zustand S'i-1 wird unter Verwendung eines Verzweigungsparameter BR( Si, S'i-1) für jeden Zustand entsprechend der folgenden Gleichung erhalten:
Für
wobei Ji-1, ( S'i-1) das Pfadparameter von S'i-1 zu dem Zeitpunkt (i-1) ist, das einer Wahrscheinlichkeitstunktion entspricht. Eine Übergangssignalsequenz bei dem Zustandsübergang von S'i zu S'i-1 wird wiedergegeben durch {α(i-1), α(i)} und seine Elemente α(i-1) und α(i) sind ein komplexer Symbolkandidat von a(j-1) entsprechend dem Zustand zu dem Zeitpunkt (i-1) bzw. ein komplexer Symbolkandidat von a(i) entsprechend jeweils dem Übergang. Bei dem Viterbi-Algorithmus werden die Übergangsparameter Ji( Si, S'i-1) entsprechend den beiden Übergängen, die miteinander verschmelzen, miteinander verglichen, und ein Übergang mit einem größeren Übergangsparameter wird gewählt und das Übergangsparameter des gewählten Überganges wird als ein Pfadparameter Ji( Si,) zu dem Zeitpunkt i gewählt. Da nur Zustandssequenzen (Pfade), die mit gewählten Übergängen verbunden sind, als Maximalwahrscheinlichkeits- Sequenzkandidaten übrig bleiben, überlebt die gleiche Anzahl an Pfaden wie Zustände. Diese Pfade werden überlebende (survior) Pfade genannt. Wenn alle Survivor-Pfade miteinander an einem gegebenen vergangenen Zeitpunkt verschmelzen, wird die Signalentscheidung durchgeflihrt, da der Zustand zu dem Zeitpunkt festgelegt werden kann. Wenn sie indessen nicht miteinander verschmelzen, wird die Signalentscheidung verschoben. Darauf wird der Vorgang wiederholt. Es ist anzumerken, daß, wenn die Sequenzen der Zustände nur bis zu einem vergangenen Zeitpunkt (D-K+1)T auf Grundlage der notwendigen Begrenzungen eines Speichers gespeichert werden und Survivor-Pfade zu dem vergangenen Zeitpunkt (D-K+1)T nicht miteinander verschmelzen, die Signalentscheidung auf Grundlage des Maximalwahrscheinlichkeitspfades zu dem aktuellen Zeitpunkt durchgeflihrt wird, d.h. ein Pfad mit dem maximalen Pfadparameter. Das zu diesem Zeitpunkt entschiedene Signal wird von dem momentanen Zeitpunkt um einen Wert DT verzögert. Dieser Wert DT wird Entscheidungsverzögerung genannt (G. Ungerboeck, "Adaptive maximum-likelihood receiver for carrier-modulated datatransmission systems", IEEE Trans. Commun., Vol. COM-22, S.624-636, Mai 1974). Es ist anzumerken, daß D ≥ K ist.
Bei dieser bekannten Anordnung, da der Tap-Koeffizient des Transversalfilters 13, beispielsweise die Filterleistungen, nicht in einem Datensignalintervall eines Bursts erneuert werden, verschlechtert sich die Leistung des Equalizers bei einer HF-Übertragung, bei der die Impulsantwort der HF-Übertragung sich sehr schnell ändert, wie es beispielsweise bei einer Mobilfunk-Kommunikation der Fall ist.
Um diese Verschlechterung zu vermeiden wurden Versuche unternommen, um die Spurfolgeleistung bezüglich Änderungen bei der Impulsantwort der Übertragung durch Abschätzen der Impulsantwort der Radioübertragung selbst in einem Datensignalintervll des Bursts zu verbessern (J. G. Proakis, Digital Communication, McGraw-Hill, 1983). Die Anordnung für solch ein Verfahren ist in Fig. 4 gezeigt.
Ein quasi-kohärentes demoduliertes Signal wird durch einen Eingang 40 in eine Abtastschaltung eingegeben. Die Abtastschaltung 41 gibt ein abgetastetes Signal y(i) aus. Es ist anzumerken, daß y(i) ein Modulationssignal mit einer Symbolperiode T enthält und daß diese Abtastperiode durch T wiedergegeben wird.
In einer Viterbi-Mgorithmusschaltung 45 tritt eine finite Anzahl an Zustandsübergängen bei jeder Periode T auf. Fig. 4 zeigt vier Typen der Zustandsübergänge. Codesequenzen entsprechend den jeweiligen Zustandsübergängen werden in eine Signalerzeugungsschaltung 47 gegeben. Die Signalerzeugungsschaltung 47 erzeugt komplexe Symbolsignalsequenzen entsprechend den Eingangs-Codesequenzen. Die erzeugten komplexen Symbolsignalsequenzen werden sequentiell durch eine Umschaltschaltung 48 gewählt, um sie in ein Transversalfilter 410 einzugeben. Die Eingangssignalsequenzen, die sich voneinander in den jeweiligen Zustandsübergängen unterscheiden, werden in abgeschätzte Signale umgesetzt und durch das Transversalfilter 410 ausgegeben, der für alle Zustandsübergänge den gleichen Tap-Koeffizienten aufweist. Es ist anzumerken, daß, wenn eine komplexe Signalsequenz, die mit einer Übertragung zusammenfällt, in das Transversalfilter 410 eingegeben wird, ein abgeschätztes Signal nahe dem abgetasteten Signal ausgegeben wird. Das abgeschätzte Signal wird in eine Subtraktionsschaltung 42 eingegeben, so daß ein Abschätzfehler als Unterschied zwischen dem abgeschätzten Signal und dem abgetasteten Signal y(i) erhalten wird. Eine Quadrierschaltung 43 berechnet das Quadrat des Abschätzfehiers, multipliziert das Quadrat mit -1 und gibt den sich ergebenden Wert aus. Dieser Wert wird als ein Verzweigungsparameter des Zustandsüberganges identifiziert, der durch eine Umschaltschaltung 44 gewählt wird, und wird zu der Viterbi-Algorithmusschaltung 45 gegeben. Die Viterbi-Mgorithmusschaltung 45 führt eine Signalentscheidung aus und gibt die Entscheidung an einem Ausgang 46 aus. Eine Steuerschaltung 412 schätzt den Tap- Koeffizienten des Transversalfilters 410 auf Grundlage eines Ausgangssignales von der Signalerzeugungsschaltung 47, das der Entscheidung entspricht, und einem Ausgangssignal von einer Verzögerungsschaltung 411, die das abgetastete Signal aufnimmt, ab und stellt ihn ein. In diesem Fall entspricht die Steuerschaltung 412 einer Steuereinrichtung zum Einstellen eines zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektors als Tap- Koeffizienten des Transversalfilters 410. Die Verzögerungsschaltung 411 verzögert ein Eingangssignal um eine Entscheidungsverzögerung DT der Viterbi-Mgorithmusschaltung 45. Es ist anzumerken, daß D eine positive ganze Zahl ist. Die Umschalt-Steuerschaltung 49 steuert die Umschaltschaltung 44 und eine Umschaltschaltung 48 mit der gleichen Taktung.
Als nächstes wird ein Betrieb der Steuerschaltung 412 erläutert, bei der ein herkömmlicher RLS-Mgorithmus (später beschrieben) verwendet wird. Fig. 5 zeigt den Autbau der Steuerschaltung 412. Ein abgetastetes Signal, das um die Verzögerungszeit DT verzögert wird, wird durch einen Eingang 50 eingegeben. Eine Subtraktionsschaltung 51 subtrahiert ein zuvor abgeschätztes Signal von dem abgetasteten Signal und gibt den sich ergebenden Wert als A-Priori-Abschätzfehler αd(i) aus. Eine Multiplikationsschaltung 52 multipliziert den Fehler αd(i) mit einem Verstärkungsvektor Kd(i) und gibt das Produkt als Korrekturvektor aus. Eine Additionsschaltung 53 addiert den zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektor und den Korrekturvektor, um einen a-posteriori-abgeschätzten Koeffizientenvektor zu erneuern. Eine Verzögerungsschaltung 54 verzögert den aposteriori-abgeschätzten Koeffizientenvektor um eine Zeit 1T und gibt ihn als den zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektor an einem Ausgang 56 aus, wodurch er als der Tap- Koeffizient des Transversalfilters 410 gesetzt wird. Es ist anzumerken, daß dieser Tap- Koeffizient der Impulsantwort der HF-Übertragung äquivalent ist. Eine Innenproduktschaltung 55 berechnet das innere Produkt der komplexen Symbolsequenz eines Entscheidungseinganges von einem Eingang 57 und einem a-priori-abgeschätzten Koeffizientenvektor und gibt das Innenprodukt als das a-priori-abgeschätzte Signal aus. Es ist anzumerken, daß eine Verstärkungsfaktor-Erzeugungsschaltung 58 einen Kalman- Verstärkungsvektor Kd(i) aus der komplexen Symbolsequenz der Entscheidung erzeugt. Die Verstärkungsfaktor-Erzeugungsschaltung 48 besteht aus einer Inversmatrix- Betriebsschaltung 59 und einer Matrix-Betriebsschaltung 60. Die Inversmatrix Betriebsschaltung 59 erzeugt eine inverse Matrix Pd(i) (wird später beschrieben). Die Matrix-Betriebsschaltung 60 multipliziert die inverse Matrix Pd(i) mit einem Vektor Cd(i), der die Entscheidung als ein Element enthält (wird später beschrieben).
Im folgenden wird der RLS-Algorithmus beschrieben.
Die komplexe Symbolsequenz der Entscheidung von dem Eingang 57 wird durch einen K- dimensionalen Vektor Cd(i) wie folgt wiedergegeben:
wobei ad(i) die Entscheidung von a(i) ist und das hochgestellte H die Hermitische Transposition bezeichnet. Ein a-posteriori-abgeschätzter Koeffizientenvektor Xd(i) zum Zeitpunkt i wird durch einen K-dimensionalen Vektor wie folgt wiedergegeben:
wobei * eine komplexe Konjugation bezeichnet und W(i) der Wert des Tap-Koeffizienten des Transversalfilters 410 ist, beispielsweise die Impulsantwort der HE-Übertragung. Es ist anzumerken, daß ein a-priori-abgeschätzter Koeffizientenvektor zum Zeitpunkt i gleich Xd(i-1) ist.
Bei dem Verfahren des geringsten Quadrats wird der Sektor Xd(i) abgeschätzt, um das gewichtete Quadrat eines A-Posteriori-Abschätzfehlers em(i) zu minimieren, der durch die folgende Gleichung wiedergegeben wird:
Der RLS-Algorithmus ist ein Algorithmus zur rekursiven Durchflihrung dieser Abschätzung. Das folgende ist ein Algorithmus zum Erneuern des Vektors xd(i) (Simon Haykin, "Adaptive Filtering Theory", Prentice-Hall, 1986):
wobei Pd(i) die inverse Matrix der Autokorrelations-Matrix von Cd(i) ist und λ die Vergeßfaktor-Positivkonstante von nicht mehr als 1 ist. Es ist anzumerken, daß der Kalman-Verstärkungsfaktor Kd(i) gleich Pd(i) Cd(i) ist.
Da bei dieser Anordnung die Impulsantwort-Abschätzung auf Grundlage eines abgetasteten Signales durchgeführt wird, das um die Zeit DT verzögert ist, wird die Impulsantwort der HF-Übertragung zu dem Zeitpunkt DT vor dem momentanen Zeitpunkt abgeschätzt. Aus diesem Grund kann die bekannte Vorrichtung schnellen HF- Übertragungsveränderungen nicht folgen, bei denen diese Verzögerung nicht vernachlässigt werden kann, wodurch eine Verschlechterung der Ausgleichsleistung auftritt.
Wenn weiterhin bei der herkömmlichen Anordnung der empfangene Signal-Leistungspegel bei einem Fading stark abnimmt, kann eine Verschlechterung der Ausgleichsleistungen nicht vermieden werden.
Beispielsweise wird bei einer TDMA (Vielfachzugriff auf Zeitbasis) ein Burst mit der in Fig. 2 gezeigten Form übertragen. Dieser Burst besteht aus einem Vorlaufsignal zur Initialisierung eines Equalizers und einem darauffolgenden Datensignal. Wenn die HF Übertragung durch ein Zwei-Pfad-Modell mit einer Verzögerungszeit T wie in Fig. 6 gezeigt wiedergegeben wird, werden zwei Bursts eines vorhergehenden und eines verzögerten Pfades durch Gleichung (3) gewichtet und die gewichteten Werte werden kombiniert. Als Ergebnis werden die empfangenen Signale in der Praxis mit einem Rauschen empfangen. Daher wird ein vorhergehender Pfad an jedem Zeitpunkt einer Intersymbol-Interferenz unterzogen, die durch das letzte Symbol verursacht wird, das um die Zeit T verzögert ist.
Ein Nicht-Minimal-Phasensystem, bei dem der Pegel eines vorhergehenden Pfades niedriger ist als der eines verzögerten Pfades, wird als ein Fall betrachtet, bei dem ein Viterbi-Equalizer nicht ordnungsgemäß betrieben wird. Fig. 7 zeigt ein Gitterdiagramm zu einem letzten Zeitpunkt N, wenn die Burst-Länge durch N wiedergegeben wird, für den Fall, daß
h&sub0; < h&sub1; ...(10)
und
y(i) = h&sub0;a(i) + h&sub1;a(i-1) + n(i) ...(11)
Wenn die Impulsantwort der HF-Übertragung genau abgeschätzt wird, ist ein Verzweigungsparameter BR( SN, SN-1) gleich
In der nicht-minimalen Phase, wenn der Pegel der empfangenen Signalleistung niedrig ist, überschreitet der Rauschpegel off h&sub0; ². Der Unterschied zwischen dem Symbol und den Symbolkandidaten, der durch a(N) - α(N) wiedergegeben wird, tritt bei dem Verzweigungsparameter der beiden Zustandsübergänge nicht wesentlich auf, die von dem gleichen Zustand abzweigen. Das heißt, in Fig. 7 fallen die Verzweigungsparameter der Zustandsübergänge B1 und B2 von einem Zustand &sup0;N-1 zu Zuständen &sup0;N und ¹N nahezu zusammen. In gleicher Weise fallen die Verzweigungsparameter der Zustandsübergänge B3 und B4 von einem Zustand ¹N-1 zu den Zuständen a&sup0;N und a¹N nahezu zusammen. Daher werden die Zustandsübergänge B1 und B2 oder B3 und B4 gewählt. Indessen, da die gewählten Zustandsübergänge von dem gleichen Zustand erscheinen, besteht in jedem Fall nahezu kein Unterschied zwischen den Verzweigungsparametern der Zustandsübergänge B1 und B2 oder B3 und B4. Daher besteht kein wesentlicher Unterschied zwischen Pfadparametern entsprechend den beiden gewählten Zustandsübergängen.
Bei dem bekannten Equalizer wird die Parameterberechnung zu diesem Zeitpunkt beendet, und ein Pfad mit dem maximalen Parameter wird zur Erzeugung eines Entscheidungssignales verwendet. Daher wird ein Entscheidungsfehler mit einer hohen Wahrscheinlichkeit beziiglich des letzten Symbols eines Bursts erzeugt. Auch wenn die bekannte Vorrichtung ein Verfahren zur Einsetzung eines bekannten Signales als das letzte Symbol eines Bursts zur Beseitigung dieses Nachteils verwendet, kann eine Verringerung der Burstübertragungs-Effizienz aufgrund der Übertragung bekannter Signale nicht vermieden werden.
Die Beziehung zwischen einem Abtasttakt und der Ausgleichsleistung wird als nächstes beschrieben. Fig. 8 zeigt den Signalverlauf eines empfangenen Signales, das weder eine Signalverzerrung noch Rauschen aufweist. Wenn die Taktverschiebung des Abtasttaktes gleich Null ist, wird die Abtastung zu jedem Zeitpunkt durchgeführt, der durch "Abtastung 1" bezeichnet wird. Um einen Equalizer ordentlich zu betreiben, muß die empfangene Signal-Verlaufsform genau von einer abgetasteten Signalsequenz wiedergegeben werden. Wenn indessen die Abtastung bei jedem Symbolintervall T ausgeführt wird, ergibt sich eine ungenaue Signalverlaufswiedergabe aus einer Taktverschiebung, wie im folgenden beschrieben wird. Der empfangene Signalverlauf, der in Fig. 8 gezeigt ist, wurde einer Nyquist-Abschneidefilterung unterzogen und enthält Anteile mit Nyquist-Frequenzen 1/2T bis 1/T in einem Frequenzbereich, da das Abschneideverhältnis normalerweise von 0 bis 1 reicht. Daher tritt bei einer Nyquist-Frequenz 1/2T bei einer Abtastung bei jedem Intervall T eine Faltungsverzerrung auf Diese Verzerrung variiert abhängig von einer Abtasttaktung. Dieser Zustand kann durch Wiedergabe von Signalverläufen auf Grundlage einer Abtastfünktion mit der Abtastperiode T gezeigt werden. Fig. 9 und 10 zeigen jeweils die Signalverläufe bei "Abtastung 1" und "Abtastung 2". Bei "Abtastung 1" kann der ursprüngliche Signalverlauf wiedergegeben werden. Indessen, wenn bei "Abtastung 2" eine Taktverschiebung 1/2 besteht, kann der ursprüngliche Signalverlauf nicht genau wiedergegeben werden. Zusätzlich wird bei der Taktverschiebung T/2 die durchschnittlich empfangene Signalleistung verringert.
Wie oben beschrieben ist bei dem herkömmlichen Viterbi-Equalizer die Ausgleichsleistung stark durch die Taktverschiebung des Abtasttaktes verringert, da die Abtastperiode mit der Symbolperiode zusammenfällt.
Bei der herkömmlichen oben beschriebenen Anordnung wird die vergangene Impulsantwort abgeschätzt, da die Impulsantwort-Abschätzung auf Grundlage eines verzögerten abgetasteten Signales durchgefürhrt wird. Aus diesem Grund kann die bekannte Vorrichtung keine schnellen Anderungen der Impulsantwort nachvollziehen, bei denen diese Verzögerung nicht vernachlässigt werden kann, wodurch eine Verschlechterung der Ausgleichs[eistung verursacht wird.
Wenn zusätzlich die empfangene Signalleistungsstärke in einer Fading-Umgebung stark abnimmt, kann eine Verschlechterung der Ausgleichsleistung nicht vermieden werden.
Weiterhin wird ein Entscheidungsfehler höchstwahrscheinlich bezüglich des letzten Symbols eines Bursts verursacht. Auch wenn die bekannte Vorrichtung das Verfahren der Einsetzung eines bekannten Signales als das letzte Symbol eines Bursts zur Beseitigung dieses Nachteils verwendet, kann eine Verringerung der Burst-Übertragungs-Effizienz aufgrund der Übertragung bekannter Signale nicht vermieden werden.
Da darüberhinaus die Abtastperiode mit der Symbolperiode zusammenfällt, wird die Ausgleichsleistung durch die Taktverschiebung der Abtasttaktung stark verringert.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Entzerren (equalize) bei einer Impulsantwort bei einer Mobilübertragung zu schaffen, die sich bei der Mobilfünkübertragung schnell ändert, welches Verfahren und Vorrichtung die oben beschriebenen Nachteile des Standes der Technik beseitigen und ausgezeichnete Ausgleichsleistungen gewährleisten, selbst wenn sich die Impulsantwort schnell ändert.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist gemäß der Erfindung ein Verfahren zum Ausgleichen (Entzerren) bei der Impulsantwort einer Mobilübertragung vorgesehen, die sich bei einer Mobilfünkübertragung schnell ändert, aufweisend die folgenden Schritte:
Empfang eines quasi-kohärenten, demodulierten Signales und Ausgabe eines abgetasteten Signales, das bei einer Abtastperiode erhalten wird;
Empfang einer Codesequenz, die einen Übergang bei einer vorbestimmten Periode vollzieht und jedem Zustandsübergang entspricht, sowie einer Codesequenz entsprechend einem Pfad von jedem Zustandsübergang, und Erzeugung und Ausgabe einer Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang sowie einer Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang;
Empfang der Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und Ausgabe eines abgeschätzten Signales für jeden Zustandsübergang unter Verwendung eines adaptiven Filters, das durch ein Transversalfilter mit einem a priori abgeschätzten Koeffizientenvektor als Abzweig-Koeflizienten gebildet wird;
Empfang eines Verzweigungsparameters für jeden Zustandsübergang, der durch Bilden eines Quadrates eines Abschätzfehlers erhalten wird, der durch Subtraktion des abgeschätzten Signales für jeden Zustandsübergang von dem abgetasteten Signal erhalten wird, Ausgabe einer Entscheidung, der Codesequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und der Codesequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus, und Abschätzung von Zuständen; und
Durchführung einer Steuerung zur Erneuerung des zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektors durch Addition eines Berechnungswertes als Korrekturternn zu dem zuvor abgeschätzten Koeffiezientenvektor, wobei der Schritt der Durchführung der Steuerung den Schritt der Mittelung des Korrekturterms als einen Berechnungswert enthält, der durch den Schritt der Ermittlung eines Operationswertes gebildet ist durch Durchführung einer Zwischenprodukt-Operation zwischen der Signalsequenz entsprechend dem Pfad jedes Zustandsüberganges und dem zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektor als Basiswert für das abgeschätzte Signal; und Berechnung eines A-Priori-Abschätzfehlers durch Subtraktion des Operationswertes von dem abgetasteten Signal, das einer vorbestimmten Verzögerungs-Operation unterzogen wurde, sowie den Schritt der Berechnung eines Kalman-Verstärkungsfaktors durch Durchführung einer inversen Matrixoperation auf Grundlage der Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang, und Multiplikation des A-Priori-Abschätzfehlers mit dem Kalman- Verstärkungsfaktor umfaßt.
Zusätzlich wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung zum Ausgleichen (Entzerren) bei der Impulsantwort einer Mobilübertragung geschaffen, die sich bei einer Mobilfünkübertragung schnell ändert, aufweisend:
eine Empfangseinrichtung, die durch eine Abtastschaltung zum Empfang änes quasikohärenten demodulierten Signales und zur Ausgabe eines abgetasteten Signales gebildet wird, das bei einer Abtastperiode erhalten wird;
eine Signal-Erzeugungseinrichtung zum Empfang einer Codesequenz, die bei einer vorbestimmten Periode einen Übergang vollzieht und dem Zustandsübergang entspricht, sowie einer Codesequenz entsprechend einem Pfad von jedem Zustandsübergang, und Ausgabe einer Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und einer Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang;
eine adaptive Filtereinrichtung, die durch ein Transversalfilter mit einem Abzweig- Koeffizienten gebildet wird, und das mit der Signal-Erzeugungseinrichtung verbunden ist, um die Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang zu empfangen und ein abgeschätztes Signal für jeden Zustandsübergang auszugeben;
eine Zustands-Abschätzeinrichtung zum Empfang eines Verzweigungsparameters für jeden Zustandsübergang, der durch eine Verzweigungsparameter-Betriebsschaltung unter Verwendung eines Quadrates eines Abschätzfehlers erhalten wird, der durch Subtraktion des abgeschätzten Signales für jeden Zustandsübergang aus dem abgetasteten Signal, Ausgabe einer Entscheidung, der Codesequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und der Codesequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustand sübergang unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus erhalten wird; und
eine Steuereinrichtung zur Durchführung eines rekursiven Fehlerquadrat-Algorithmus zum Erhalten eines A-Priori-Abschätzfehlers durch Subtraktion eines Zwischenprodukt- Operationswertes, der durch Durchführung einer Zwischenprodukt-Operation zwischen der Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang und dem Abzweig-Koeffizienten erhalten wird, von dem abgetasteten Signal, das einer vorbestimmten Verzögerung unterzogen wurde, und zum Erneuern des Abzweig- Koeffizienten durch Addition eines Produktes, das durch Multiplikation des A-Priori- Abschätzsfehlers mit einem Kalman-Verstärkungsfaktor erhalten wird, der durch Durchführung einer Matrixoperation der Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang erhalten wird, als ein Korrekturterm zu dem Abzweig-Koeffizienten.
Bei der oben beschriebenen Anordnung ist gemäß der vorliegenden Erfindung bei dem Verfahren und der Vorrichtung zum Ausgleichen in der Impulsantwort von Mobilfünk, die sich bei einer Mobilftinkkommunikation schnell ändert, ein Transversalfilter für jeden Zustandsübergang angeordnet, und eine Koeffizienten-Steuerung wird unter Verwendung des RLS-Algorithmus zur Minimierung des Abschätzfehlers für jeden Zustandsübergang durchgeführt, so daß außergewöhnlich gute Ausgleichsleistungen erhalten werden können, selbst wenn die Impulsantwort sich bei Mobilfunk schnell ändert.
Die Erfindung wird aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung genommen mit den begleitenden Zeichnungen besser ersichtlich. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Anordnung eines bekannten Viterbi-Mgorithmus- Equalizer;
Fig. 2 eine Ansicht eines Formats eines Burst;
Fig. 3 ein Gitterdiagramm eines Zwei-Pfad-Modells in dem BPSK-Schema;
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung des bekannten Viterbi-Algorithmus- Equalizer;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Anordnung einer bekannten Steuerschaltung in Fig. 4;
Fig. 6 eine Ansicht einer Radioübertragung, die durch ein Zwei-Pfad-Modell mit einer Verzögerungszeit T wiedergegeben wird;
Fig. 7 ein Gitterdiagramm eines Zwei-Pfad-Modells des BPSK-Schemas bei dem letzten Symbol eines Bursts;
Fig. 8 eine graphische Darstellung eines Zustandes, bei dem ein empfangenes Signal bei einer Symbolperiode abgetastet wird;
Fig. 9 eine graphische Darstellung des empfangenen Signalverlaufs, der bei "Abtastung 1" in Fig. 8 wiedergegeben wird;
Fig. 10 eine graphische Darstellung eines empfangenen Signalverlaufs, der bei "Abtastung 2" in Fig. 8 wiedergegeben wird;
Fig. 11 ein Blockschaltbild der Gesarntanordnung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung;
Fig. 12 ein Blockschaltbild der detaillierten Anordnung einer Abschätzfehler- Betriebsschaltung in Fig. 11;
Fig. 13 ein Gitterdiagramm eines Zwei-Pfad-Modells des BPSK-Schemas in Codesequenzen entsprechend den Pfaden der Zustandsübergänge;
Fig. 14 eine graphische Darstellung des Vergleichs zwischen der Durchschnitts- Bitfehlerratenleistung einer bekannten Vorrichtung und der einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, um die Wirkung der vorliegenden Erfindung zu erläutern;
Fig. 15 ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung der erfindungsgemäßen Vorrichtung;
Fig. 16 ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung der Abschätzfehler- Betriebsschaltung in Fig. 11;
Fig. 17 ein Gitterdiagramm zur Erläuterung des Betriebs der Vorrichtung des in Fig. 11 gezeigten Ausführungsbeispieles;
Fig. 18 ein Gitterdiagramm zur Erläuterung einer weiteren Operation der Vorrichtung des in Fig. 11 gezeigten Ausführungsbeispieles;
Fig. 19 eine graphische Darstellung der Durchschnitts-Bitfehlerleistung, die erhalten wird, wenn eine Begrenzung auf eine Signalerzeugungseinrichtung bei der Vorrichtung des in Fig. 11 gezeigten Ausführungsbeispieles auferlegt wird;
Fig. 20 ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung der Abschätzfehler- Betriebsschaltung in der Vorrichtung des Ausfuhrungsbeispieles in Fig. 11;
Fig. 21 ein Blockschaltbild einer Anordnung eines fraktionalen Tap-beabstandeten Transversalfilters in Fig. 20;
Fig. 22 eine Graphik der Abtastung eines empfangenen Signales bei einer Periode T/2 zur Erläuterung der Beziehung zwischen der fraktionalen Tap-beabstandeten Abtastung und der Ausgleichsleistungen;
Fig. 23 eine graphische Darstellung eines empfangenen Signalverlaufs, der bei "Abtastung 1" in Fig. 22 empfangen wird;
Fig. 24 eine graphische Darstellung eines empfangenen Signalverlaufs, der bei "Abtastung 2" in Fig. 22 empfangen wird;
Fig. 25 eine graphische Darstellung einer Durchschnitts-Bitfehlerleistung, die erhalten wird, wenn eine weitere Begrenzung auf die Signalerzeugungseinrichtung in der Vorrichtung des in Fig. 11 gezeigten Ausfuhrungsbeispieles auferlegt wird;
Fig. 26 ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung der Abschätzfehler- Betriebsschaltung in der Vorrichtung des Ausfiihrungsbeispieles von Fig. 11;
Fig. 27 ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung einer Steuerschaltung 12-4, die in Fig. 12 gezeigt ist, in einer Abschätzfehler-Betriebsschaltung 11-2 in der Vorrichtung des in Fig. 11 gezeigten Ausführungsbeispieles;
Fig. 28 ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung der Steuerschaltung 12-4 in Fig. 12;
Fig. 29 eine graphische Darstellung zur Erläuterung eines Algorithmus, der für eine Steuerschaltung 28-0 in Fig. 28 verwendet wird;
Fig. 30 eine weitere graphische Darstel!ung zur Erläuterung des für die Steuerschaltung 28-0 in Fig. 28 verwendeten Algorithmus; und
Fig. 31 eine graphische Darstellung der Durchschnitts-Bitfehlerleistung der in Fig. 11 gezeigten Vorrichtung, die die Abschätzfehler-Betriebsschaltung 11-2 aufweist, die die Steuerschaltung 28-0 verwendet, die in Fig. 28 gezeigt ist.
Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird im folgenden bezugnehmend auf die begleitenden Zeichnungen erläutert.
Fig. 11 zeigt die Gesamtansicht eines Ausführungsbeispieles. Fig. 12 zeigt die Anordnung einer Abschätzfehler-Betriebsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel.
Bezugnehmend auf Fig. 11 wird ein quasi-kohärentes demoduliertes Signal in eine Abtastschaltung 11-1 durch einen Eingang 11-0 eingegeben. Die Abtastschaltung 11-1 gibt ein abgetastetes Signal 1 aus. Es ist anzumerken, daß die Abtastperiode durch T wiedergegeben wird. Das abgetastete Signal 1 wird in Abschätzfehler-Betriebsschaltungen 11-2&sub1; bis 11-2&sub4; zur Berechnung von Abschätzfehlern entsprechend den jeweiligen Zustandsübergängen eingegeben. Die Anzahl dieser Abschätzfehler-Betriebsschaltungen ist gleich der Anzahl der Zustandsübergänge. In diesem Fall sind als Beispiel vier Typen von Zustandsübergängen dargestellt. Jede der Abschätzfehler-Betriebsschaltungen 11-2&sub1; bis 11-2&sub4; nimmt eine Codesequenz S entsprechend einem der Zustandsübergänge und eine Codesequenz P entsprechend dem Pfad von einem der Zustandsübergänge auf, die von einer Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3 ausgegeben werden, und gibt einen Wert O aus, der durch Multiplikation des Quadrats des erhaltenen Abschätzfehlers mit -1 erhalten wird, als ein Verzweigungsparameter entsprechend einem der Zustandsübergänge zu der Viterbi- Algorithmusschaltung 11-3 aus. Die Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3 führt eine Signalentscheidung aus und gibt die Entscheidung an einem Ausgang 11-4 aus.
Bezugnehmend auf Fig. 12 subtrahiert eine Subtraktionsschaltung 12-0 ein abgeschätztes Signal, das von einem Transversalfilter 12-1 ausgegeben wird, von dem abgetasteten Signal I und gibt den sich ergebenden Wert als einen Abschätzfehler aus. Eine Quadrierschaltung 12-2 gibt den Wert O, der durch Multiplikation des Quadrates des Abschätzfehlers mit -1 erhalten wird, zu der Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3. Eine Signalerzeugungsschaltung 12-3 empfängt die Codesequenz S entsprechend einem Zustandsübergang von der Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3 und erzeügt eine Symbolsequenz. Das Transversalfilter 12-1 ist ein Filter zum Umsetzen der Symbolsequenz entsprechend dem Zustandsübergang in ein abgeschätztes Signal durch Durchführung von Faltungsoperationen. Dieses abgeschätzte Signal wird der Subtraktionsschaltung 12-0 gegeben. Eine Signalerzeugungsschaltung 12-5 empfängt die Codesequenz P entsprechend dem Pfad des Zustandsübergangs von der Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3 und erzeugt eine Symbolsequenz. Eine Verzögerungsschaltung 12-6 verzögert das abgetastete Signal I um einen vorbestimmten Wert und gibt das verzögerte Signal aus. Indessen gibt die Verzögerungsschaltung 12-6 bei einem Nachlauf-Signalintervall den Wert I ohne Verzögerung aus. Eine Steuerschaltung 12-4 führt eine Anfangs-Abschätzung des Tap- Koeffizienten des Transversalfilters 12-1 unter Verwendung des Nachlaufsignales und dem Ausgangssignal von der Verzögerungsschaltung 12-6 aus. In gleicher Weise erneuert in einem Datensignal-Intervall die Steuerschaltung 12-4 den Tap-Koeffizienten des Transversalfilters 12-1 auf Grundlage der Symbolsequenz entsprechend dem Pfad des Zustandsüberganges und dem Ausgangssignal von der Verzögerungsschaltung 12-6 in Echtzeit. In diesem Fall wird ein RLS-Algorithmus auf die Steuerschaltung 12-4 angewendet. Diese Schaltung verwendet in Fig. 5 gezeigte bekannte Schaltungsanordnungen.
Die Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3 stellt eine Zustandsabschätzeinrichtung dar. Ein adaptives Filter entspricht dem Transversalfilter 12-1 und eine Steuereinrichtung entspricht der Steuerschaltung 12-4. Eine Empfangseinrichtung entspricht der Abtastschaltung 11-1, eine Signalerzeugungseinrichtung, die Signalerzeugungsschaltungen 12-3 und 12-5, und eine Verzweigungsparameter-Berechnungseinrichtung der Subtraktionsschaltung 12-0 und der Quadraturschaltung 12-2. Zusätzlich, wenn eine arithmetische Verarbeitung auf Zeitbasis bezüglich jedem Zustandsübergang ausgeführt werden soll, können die Abschätzfehler-Operationsschaltungen 12-2&sub1; bis 12-2&sub4; in einer Schaltung integriert werden.
Codesequenzen entsprechend den Pfaden von Zustandsübergängen werden als nächstes bezugnehmend auf Fig. 13 beschrieben. Fig. 13 zeigt den gleichen Fall wie der in Fig. 3 gezeigte, bei dem das BPSK-Schema als ein Modulationsschema gesetzt ist und die Anzahl der Zustände 2 ist. Es gibt zwei Wege zur Auswahl einer Codesequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang, d.h. (i) Auswahl einer Codesequenz entsprechend jedem überlebenden Pfad, der mit einem Zustand verbunden ist, von dem eine Abzweigung auftritt, und (ii) Auswahl einer Codesequenz einschließlich eines Zustandsübergangs und eines überlebenden Pfads. Entsprechend dem Weg (i), wenn Zustandsübergänge B1 und B2 von einem Zustand i&sup0; betrachtet werden, werden Codesequenzen entsprechend den überlebenden Pfaden, die mit dem Zustand i¹, d.h. ein Pfad 0 als Codesequenzen entsprechend den Pfaden der Zustandsübergänge gewählt. In gleicher Weise, wenn Zustandsübergänge B3 und B4 betrachtet werden, die von einem Zustand i¹ abzweigen, werden Codesequenzen entsprechend den überlebenden Pfaden ausgewählt, die mit dem Zustand i¹, d.h. ein Pfad 1 verbunden sind. In diesem Fall muß die Verzögerungsschaltung 12-6 das abgetastete Signal I um eine Zeit 1T verzögern. Im Gegensatz dazu ist gemäß dem Weg (ii) eine Codesequenz entsprechend dem Pfad des Zustandsübergangs B1 eine Codesequenz einschließlich des Zustandsübergangs B1 und des Pfads 0. Es ist daher ersichtlich, daß die Codesequenzen sich abhängig von den Zustandsübergängen unterscheiden. In diesem Fall muß die Verzögerungsschaltung 12-6 das abgetastete Signal I ohne Verzögerung ausgeben.
Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, wenn Codesequenzen entsprechend zu überlebenden Pfaden, die mit einem Zustand verbunden sind, von dem eine Abzweigung auftritt, als Codesequenzen entsprechend den Pfaden von Zustandsübergängen ausgewählt werden, muß die Impulsantwort-Abschätzung nur mit einer Anzahl entsprechend der Anzahl von Zuständen ausgeführt werden, wodurch die Operationsanzahl verringert wird.
Fig. 14 ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkung der vorliegenden Erfindung, die durch die Vorrichtung des Ausfbhrungsbeispieles erhalten werden kann, das in Fig. 11 und 12 dargestellt ist. Genauer gesagt zeigt Fig. 14 Durchschnitts- Bitfehler(BER)-Leistungen bezüglich eines Durchschnitts Eb/N&sub0;, die durch Computersimulationen erhalten wurden. Die Simulationsbedingungen wurden wie folgt eingestellt: Ein Modulationsschema war das QPSK(quaternäre Phasenverschiebungs- Verschlüsselung)-Schema; eine Übertragungsrate war 40 kb/s; eine Maximal-Doppler- Frequenz 160 Hz; und eine Radioübertragung ein Zwei-Pfad-Rayleigh-Fading-Modell mit einer Zwei-Pfad-Verzögerungszeitdifferenz 1T. Bezugnehmend auf Fig. 14 zeigen Rechtecke die Leistung an, die durch die Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung erhalten wird, wohingegen Punkte die Leistung anzeigen, die bei einer bekannten Anordnung erhalten wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung, da die Impulsantwort einer Radioübertragung zu dem momentanen Zeitpunkt abgeschätzt wird, kann das Verfahren gut auf Änderungen bei der Funkübertragung reagieren. Es ist daher aus der Graphik ersichtlich, daß das erfindungsgemäße Verfahren die Ausgleichsleistungen im Vergleich zu dem bekannten Verfahren verbessern.
Fig. 15 ist ein Blockschaltbild der Anordnung eines weiteren Ausüihrungsbeispieles der vorliegenden Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel sind zwei Verzweigungs Diversitätsverzweigungen und vier Zustandsübergänge als Beispiel dargestellt. Bezugnehmend auf Fig. 15 werden quasi-kohärente demodulierte Signale für die jeweiligen Diversitäts-Verzweigungen durch die Eingänge 15-0 und 15-2 eingegeben. Abtastschaltungen 15-1 und 15-2 tasten jeweils die quasi-kohärenten demodulierten Signale für die jeweiligen Diversitäts-Verzweigungen mit einer Abtastperiode T ab und geben abgetastete Signale I&sub1; und I&sub2; für die jeweiligen Diversitäts-Verzweigungen aus. Die abgetasteten Signale I&sub1; und I&sub2; werden jeweils zu Abschätzfehler-Betriebsschaltung 15-4&sub1; bis 15-4&sub4; und 15-4&sub5; bis 15-4&sub8; zur Berechnung von Abschätzfehlern entsprechend den Zustandsübergängen in Einheiten der Diversitäts-Verzweigungen eingegeben. In jeder Diversitäts-Veriweigung ist die Anzahl dieser Abschätzfehler-Betriebsschaltungen gleich der Anzahl der Zustandsübergänge. Jede der Abschätzfehler-Betriebsscbaltungen 15-4&sub1; bis 15-4&sub8; nimmt eine Codesequenz S entsprechend einem der Zustandsübergänge und eine Codesequenz P entsprechend dem Pfad von einem der Zustandsübergänge auf, die von einer Viterbi-Algorithmusschaltung 15-6 ausgegeben werden und gibt einen Wert 0, der durch Multiplikation des Quadrats des erhaltenen Abschätzfehlers mit -1 erhalten wird, zu einer entsprechenden der Additionsschaltungen 15-5&sub1; bis 15-5&sub4; aus. Die Additionsschaltungen 15-5&sub1; bis 15-5&sub4; geben Werte, die durch Aufaddieren der Werte 0 in den jeweiligen Diversitäts-Verzweigungen erhalten werden, als Verzweigungsparameter entsprechend den Zustandsübergängen zu der Viterbi-Algorithmusschaltung 15-6. Die Viterbi-Algorithmusschaltung 15-6 ftihrt eine Signalentscheidung aus und gibt das sich ergebende Entscheidungssignal an einem Ausgang 15-7 aus. Jede der Abschätzfehler- Betriebsschaltungen 15-4&sub1; bis 15-4&sub8; weist die gleiche Schaltungsanordnung wie die auf, die in Fig. 12 gezeigt und oben beschrieben ist.
Da das Empfangsschema in dieser Weise auf das Diversitäts-Empfangsschema erweitert wird, kann eine außergewöhnlich gute Ausgleichs[eistung erhalten werden, selbst wenn sich die Impulsantwort der Funkübertragung schnell verändert und der Empfang des Signalleistungs-Pegels sich in einer Fading-Umgebung stark verringert.
Die Anordnung von diesem Ausiuhrungsbeispiel ist die gleiche wie von dem in Fig. 11 gezeigten Ausführungsbeispiel, mit der Ausnahme, daß die Anordnung der Abschätzfehler- Betriebsschaltung 11-2 verändert wird. Fig. 16 zeigt eine Anordnung einer Abschätzfehler- Betriebsschaltung 16-0, die anstelle der Schaltung 11-2 verwendet wird.
Die Abschätzfehler-Betriebsschaltung 16-0 unterscheidet sich von der Abschätzfehler- Betriebsschaltung 11-2 dadurch, daß Signal-Umsetzschaltungen 16-7 und 16-8 jeweils zwischen einer Signal-Erzeugungsschaltung 16-10 und einem Transversalfilter 16-5 und zwischen einer Signal-Erzeugungsschaltung 16-9 und einer Steuerschaltung 16-4 eingefügt sind.
Die Signal-Umsetzschaltungen 16-7 und 16-8 werden im folgenden im Detail beschrieben.
Es sei angenommen, daß dieses Ausführnngsbeispiel einer nicht minimalen Phase und einer Beschränkungslänge K gleich 2 zugeordnet ist, eine Funkübertragung durch ein Zwei- Pfad-Modell mit einer Verzögerungszeit T wiedergegeben wird und der Leistungspegel eines vorherigen Pfades niedrig ist. Wenn daher in diesem Fall eine Parameter-Berechnung zu einem letzten Zeitpunkt N eines Bursts beendet wird, erhöht sich die Wahrscheinlichkeit der Verursachung eines Bntscheidungsfehlers bei dem letzten Symbol eines Bursts. Um dies zu verhindern, wird gemäß diesem Ausftihrungsbeispiel eine Signalentscheidung durch Verlängerung der Ausgleichsverarbeitung durch die Zeit T unter Verwendung von Symbolsequenzen ausgeführt, die von den Signal-Umsetzschaltungen 16-7 und 16-8 ausgegeben werden. Diese Signalentscheidung wird entweder in einem ersten Fall ausgeführt, bei dem kein Signal nach einem Burst vorliegt, oder in einem zweiten Fall, bei dem der nächste Burst unmittelbar nach einem Burst folgt, und ein bekanntes Signal wird an die Startposition des nächsten Burst gesetzt. Diese Fälle werden im folgenden separat beschrieben.
Zuerst wird der Fall beschrieben, bei dem kein Signal nach einem Burst vorliegt.
Da kein Ubertragungssignal an einem erweiterten Zeitpunkt N+1 übertragen wird, kann kein korrekter Wert erhalten werden, wenn ein Verzweigungsparameter durch Erzeugung einer Signalsequenz entsprechend einem Übertragungszustand auf Grundlage eines Übertragungszustandsgitters wie bei einem bekannten Equalizer berechnet wird.
In diesem Ausffihrungsbeispiel wird daher zu einem Zeitpunkt N+1 ein abgeschätztes Signal α(N+1) = 0 durch die Signal-Umsetzschaltungen 16-7 und 16-8 erzeugt. Die entsprechende Symbolsequenz wird durch {α(N), 0} gegeben, und ein Verzweigungsparameter wird berechnet. Zusätzlich sei angenommen, daß die Viterbi- Algorithmusschaltung 11-3 einen neuen Zustand ²N+1 setzt und die entsprechenden Zustände zu dem Zeitpunkt N+1 in dem neuen Zustand verschmelzen. Diese Operation ist in Fig. 17 gezeigt.
Verzweigungsparameter BR( ²N+1, SN) entsprechend einem Zustandsübergang B5 von einem Zustand &sup0;N zu dem Zustand ²N+1 und ein Zustandsübergang B6 von einem Zustand ¹N zu dem Zustand ¹N+1 werden wiedergegeben durch:
Da eine Differenz a(N) - α(N) zwischen einem tatsächlichen Symbol a(N) zu einem Zeitpunkt N und einem Kandidatensymbol α(N) in diesen Verzweigungsparametern ersichtlicher ist als in BR( SN, tN-1) in Gleichung (13), gibt der sich ergebende Pfadparameter die Differenz zwischen a(N) und α(N) wieder. Wenn daher eine Signalentscheidung durch Wahl von einem der Zustandsübergänge B5 und B6 ausgeführt wird, der einen größeren Übergangsparameter JN+1( ²N+1, SN) aulweist, können Fehler bei den letzten Symbolen von Bursts verringert werden.
Der Fall, bei dem der nächste Burst unmittelbar auf einen Burst folgt, und ein bekanntes Signal an die Startposition des nächsten Bursts gesetzt wird, wird nun beschrieben.
Ein bekanntes Signal wird für α(N+1) unter der Annahme verwendet, daß die entsprechenden Zustände in einem Zustand entsprechend dem bekannten Signal verschmelzen. Ein Verzweigungsparameter entsprechend jedem Zustandsübergang wird durch Verwendung einer Sequenz {α(N), α(N+1)} berechnet, die durch die Signal- Umsetzschaltungen 16-7 und 16-8 erzeugt wird. Diese Operation ist in Fig. 18 gezeigt. Es ist anzumerken, daß Fig. 18 einen Fall zeigt, bei dem α(N+1)=-1. Ein Zustandsübergang B7 ist ein Übergang von einem Zustand &sup0;N zu einem Zustand &sup0;N+1, wohingegen ein Zustandsübergang B8 ein Übergang von einem Zustand ¹N zu einem Zustand α&sup0;N+1 ist. Wenn eine Signalentscheidung durch Wahl von einem der Zustandsübergänger B7 und B8 ausgeführt wird, der den größeren Übergangsparameter aufiveist, können Fehler bei den letzten Symbolen von Bursts verringert werden.
In diesem Fall werden Verzweigungsparameter berücksichtigt, die sich von dem letzten Symbol des Bursts um einen Wert entsprechend einem Symbol erstrecken. Wenn indessen die Impulsantwort der Funkübertragung eine Zeitverteilung (K-1)T aufweist, muß eine Zustandsabschätzung durch eine Erweiterung der Verzweigungsparameter um einen Wert entsprechend (K-1) Symbolen durchgeführt werden.
Die obigen Ausführungsbeispiele sind der BPSK-Modulation zugeordnet. Indessen kann die vorliegende Erfindung in gleicher Weise auf eine PSK(Phasenverschiebungsverschlüsselung)-Modulation und eine QAM (Quadratur- Amplitudenmodulation) angewendet werden.
Fig. 19 ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkung der vorliegenden Erfindung. Genauer gesagt zeigt Fig. 19 eine Bitfehlerratenleistung bezüglich einem Eb/N&sub0;, die durch Computersimulationen erhalten wurden. Die Simulationsbedingungen waren wie folgt: ein Modulationsschema war das QPSK-Schema; eine Übertragungsrate war 40 kb/s, der Vergeßfaktor λ des RLS-Algorithmus für die Impulsantwort-Abschätzung war 0,9 und ein Funktübertragungsmodell war ein statisches Zwei-Pfad-Modell, bei dem die komplexen Amplituden von vorherigen und verzögerten Pfaden auf 0,5 bzw. 1,0 gesetzt waren. Zusätzlich sei angenommen, daß nach einem Burst kein Signal vorliegt. Bezugnehmend auf Fig. 19 zeigen Rechtecke einen Fall (Stand der Technik) an, bei dem kein bekanntes Signal als letztes Symbol von jedem Burst eingesetzt wird, und Kreuze zeigen einen Fall (Stand der Technik), bei dem ein bekanntes Signal als das letzte Symbol von jedem Burst eingesetzt wird. Zusätzlich zeigen Pfeile die Leistung des Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
Wie in Fig. 19 gezeigt kann mit der Anordnung dieses Ausführungsbeispiels die Ausgleichsleistung im Vergleich zu der bekannten Anordnung verbessert werden, bei der kein Signal als letztes Symbol von jedem Burst eingesetzt wird, und eine Ausgleichsleistung gleich der kann erhalten werden, die erhalten wird, wenn ein bekanntes Signal als letztes Symbol von jedem Burst eingesetzt wird. Da das letzte Symbol für jeden Burst zur Übertragung von Information verwendet werden kann, kann entsprechend der Burstübertragungs-Wirkungsgrad verbessert werden.
Fig. 20 zeigt eine Anordnung, bei der die Abtastperiode der Abtastschaltung 11-1 in Fig. 11 auf eine fraktionale Symbol-Beabstandung eingestellt ist, um die Abschätzfehler- Betriebsschaltung 11-2 durch eine Schaltung mit einer unterschiedlichen Anordnung zu ersetzen. In dieser Anordnung wird ein abgetastetes Signal durch einen Eingang 20-1 eingegeben. Als Beispiel ist ein Fall dargestellt, bei dem eine Abtastperiode T/2 eingestellt ist. Eine Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3 entsprechend einer Zustands- Abschätzeinrichtung gibt eine Codesequenz 5 entsprechend jedem Zustandsübergang sowie eine Codesequenz P entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang zu den Signal-Erzeugungsschaltungen 20-5 und 20-6. Die Signal-Erzeugungsschaltungen 20-5 und 20-6 erzeugen jeweils Symbolsequenzen entsprechend den Eingangs-Codesequenzen. Modulationssignal-Wiedergabeschaltungen 20-7 und 20-8 filtern die Ausgangssignale von den Signal-Erzeugungsschaltungen 20-5 und 20-6, um bei jeder Abtastperiode Modulationswellen zu erzeugen. In diesem Fall entsprechen die Signal- Erzeugungsschaltungen 20-5 und 20-6 Lind die Modulationswellen-Wiedergabeschaltungen 20-7 und 20-8 einer Signal-Erzeugungseinrichtung. Die wiedergegebene Modulationswelle, die bei jeder Abtastperiode erhalten wird, wird in ein fraktionales Tapbeabstandetes Transversalfilter 20-13 gegeben. Das fraktionale Tap-beabstandete Transversalfilter 20-13 führt eine Faltung eines Tap-Koeffizienten und der wiedergegebenen Modulationswelle aus, um ein abgeschätztes Signal auszugeben. Es ist anzumerken, daß, wenn eine wiedergegebene Modulationswelle, die mit einem Ubertragungssignal zusammenfällt, in das fraktionale Tap-beabstandete Transversalfilter 20-13 eingegeben wird, ein abgeschätztes Signal nahezu gleich dem abgetasteten Signal ausgegeben wird. Das abgeschätzte Signal wird in eine Subtraktionsschaltung 20-9 eingegeben. Als Ergebnis wird ein Abschätzfehlersignal α(if) bei jeder Abtastperiode auf Grundlage des Unterschiedes zwischen dem abgeschätzten Signal und dem abgetasteten Signal erhalten. Es ist anzumerken, daß if = 0, 1/2, 1, 3/2, ... ist. Eine Quadraturschaltung 20-10 berechnet das Quadrat des Abschätzfehlersignales, multipliziert das Quadrat mit -1 und gibt das Produkt aus. Eine Parametefschaltung 20-11 setzt die Quadrate der beiden Abschätzfehlersignale, die pro Symbol ausgegeben werden, in einen Verzweigungsparameter pro Symbol um. Als ein solches Umsetzverfahren können verschiedene Verfahren in Betracht gezogen werden, beispielsweise ein Verfahren zum geeigneten Gewichten α(i) und α(i-1/2) und Kombination der sich ergebenden Werte. In diesem Fall wird als ein Verzweigungsparameter zum Zeitpunkt i beispielsweise -{ α(i) ² + α(i-1/2) ²} berechnet und ausgegeben. Das Ausgangssignal von der Parameterschaltung 20-11 wird zu der Viterbi-Algorithmusschaltung 11-3 gegeben, die in Fig. 11 gezeigt ist.
Eine Steuerschaltung 20-12 führt die Impulsantwortabschätzung durch den RLS- Algorithmus unter Verwendung des Ausgangssignals von der Modulationswellen- Wiedergabeschaltung 20-8 und des abgetasteten Signales aus, das durch eine Verzögerungsschaltung 20-14 um einen vorbestimmten Wert verzögert wurde, um den Betrag des Abschätzfehlersignals zu minimieren, wodurch der sich ergebende a-prioriabgeschätzte Koeffizientenvektor als ein Tap-Koeffizient in dem fraktionalen Tapbeabstandeten Transversalfilter 20-13 gesetzt wird. In diesem Fall entspricht die Steuerschaltung 20-12 einer Steuereinrichtung.
Fig. 21 zeigt die Anordnung des fraktionalen Tap-beabstandeten Transversalfilters 20-13. Fig. 21 zeigt einen Fall, bei dem die Abtastperiode T12 ist, die Verzögerungszeit einer verzögerten Welle ist 1T oder weniger als 1T, und die Anzahl von Taps ist 3. Ein Ausgangssignal von der Modulationswellen-Wiedergabeschaltung 20-7 wird durch b(if) wiedergegeben. Das Ausgangssignal b(if) wird durch einen Eingang 21-0 eingegeben. Jede der Verzögerungsschaltungen 21-1 und 21-2 verzögert das Eingangssignal um T/2. Der Wert b(if) wird in einer Multiplikationsschaltung 21-3 eingestellt, ein Wert b(if-1/2) in einer Multiplikationsschaltung 21-4 und ein Wert b(i-1) in einer Multiplikationsschaltung 21-5. Zusätzlich werden zuvor abgeschätzte Koeffizientenvektoren als Tap-Koeffizienten w0, w1 und w2 in der entsprechenden Multiplikationsschaltung 21-3, 21-4 und 21-5 eingestellt. Die Produkte von den jeweiligen Multiplikationsschaltungen werden durch einen Addierer 21-6 aufaddiert und die Summe wird an einem Ausgang 21-7 ausgegeben.
Im folgenden werden Operationen der Modulationswellen-Wiedergabeschaltungen 20-7 und 20-8 beispielsweise bei einem Fall beschrieben, bei dem Wurzel-Abschneidefilter als Ubertragungs- und Empfangsfilter verwendet werden. In diesem Fall dient jede der Modulationswellen-Wiedergabeschaltungen 20-7 und 20-8 als ein Abschneidefilter, und ihr Ausgangssignal b(if) wird durch Abtasten eines Abschneidefilter-Ausgangssignales mit der Abtastperiode T/2 erhalten. Das Ausgangssignal b(if) wird wiedergegeben durch:
wobei hR(t) die Impulsantwort eines Kosinus-Abschneidefilters ist. Der Wert hR(t) genügt der Nyquist-Bedingung und wird gegeben durch:
Wenn daher if eine ganze Zahl ist, wird b(if) zu am(i). Wenn indessen if keine ganze Zahl ist, muß b(if) unter Verwendung von Gleichung (14) berechnet werden. Da der Wert b(if) Von infiniten vergangenen und zukünifigen Wert am(i) abhängt, kann der Wert nicht genau erhalten werden. Indessen unter Berücksichtigung der Tatsache, daß der Wert hR(t) mit zunehmendem Abstand von seinem Ursprung abgeschwächt wird, wird der Wert b(if) wie folgt unter Verwendung nur von angrenzenden komplexen Amplituden zur Verringerung der Operationsanzahl angenähert:
Die Beziehung zwischen der fraktionalen symbolbeabstandeten Abtastung und Ausgleichsleistungen wird im folgenden bei einem Beispiel eines empfangenen Signalverlaufs mit der Abtastperiode T/2 und ohne Signalverlaufsverzerrung und Rauschen bezugnehmend auf Fig. 22 bis 24 beschrieben. Wenn die Taktverschiebung bei einer Taktung gleich 0 ist, wird die Abtastung bei jedem Zeitpunkt ausgeftihrt, der durch "Abtastung 1" in Fig. 22 bezeichnet ist. Wenn die Taktverschiebung T/4 ist wird die Abtastung bei jedem Zeitpunkt durchgelührt, der mit "Abtastung 2" in Fig. 22 bezeichnet ist. Fig. 23 und 24 zeigen jeweils Signalverläufe, die durch eine Abtastlunktion mit der Abtastperiode T/2 bei "Abtastung 1" und "Abtastung 2" wiedergegeben werden. Es ist ersichtlich, daß ohne Taktverschiebung die ursprungliche Signalforrn genau wiedergegeben werden kann. Solch eine genaue Wiedergabe kann aus dem folgenden Grund erhalten werden. Da die Abtastperiode T/2 eingestellt ist, enthält eine abgetastete Welle keine Frequenzanteile mit der Frequenz 1/T oder mehr, selbst wenn bei der Nyquist-Frequenz 1/T eine Faltung verursacht wird, und es tritt keine Faltungsverzerrung auf. Wie oben beschrieben, verschlechtert sich ein abgetasteter Wert, der durch fraktionale symbolbeabstandete Abtastung erhalten wird, nicht, selbst wenn es eine Taktverschiebung gibt. Daher wird bei der Anordnung des oben beschriebenen Ausführungsbeispiels, bei dem ein abgetastetes Signal durch fraktionale symbolbeabstandete Abtastung erhalten wird, eine wiedergegebene Modulationswelle bei jeder fraktionalen Symbol-Beabstandung erzeugt wird und das abgetastete Signal und die Modulationswelle miteinander bei jeder fraktionalen Tap-Beabstandung verglichen werden können, außergewöhnlich gute Ausgleichsleistungen erhalten werden, selbst wenn es eine Taktverschiebung gibt.
Um die Wirkung der vorliegenden Erfindung zu bestätigen, wurden Computersimulationen ausgeflihrt. Fig. 25 zeigt die Ergebnisse. Bei den Simulationen wurde eine QPSK- Modulation mit einem Abschneideverhältnis von 0,5 als Modulationsschema verwendet, ein statisches Einfach-Pfad-Modell wurde als Funkübertragungsmodell verwendet und EbN&sub0; betrug 8 dB. Der RLS-Algorithmus wurde zur Durchführung der Impulsantwort- Abschätzung verwendet, während Vergeß faktoren von 0,8 und 0,9 jeweils beim Stand der Technik bzw. der vorliegenden Erfindung eingestellt waren. Bezugnehmend auf Fig. 25 bezeichnen Punkte und Kreise jeweils die Ergebnisse, die bei dem Ausführungsbeispiel bzw. dem Stand der Technik erhalten wurden.
Wie aus diesen Ergebnissen ersichtlich ist, kann das Ausführungsbeispiel im Vergleich zum Stand der Technik eine Verschlechterung vermeiden, die durch eine Taktverschiebung verursacht wird.
Eine in Fig. 26 dargestellte Abschätzfehler-Betriebsschaltung 26-0 stellt beispielsweise eine weitere Anordnung der Abschätzfehler-Betriebsschaltung 11-2 in der Anordnung der in Fig. 11 gezeigten Vorrichtung dar.
Diese Abschätzfehler-Betriebsschaltung 26-0 unterscheidet sich von der Abschätzfehler- Betriebsschaltung 20-0, die in Fig. 2 gezeigt ist, dadurch, daß Signal-Umsetzschaltungen 26-10 und 26-11 jeweils zwischen einer Signal-Erzeugungsschaltung 26-8 und einer Modulationswellen-Wiedergabeschaltung 26-12 und zwischen einer Signal- Erzeugungsschaltung 26-9 und einer Modulationswellen-Wiedergabeschaltung 26-13 eingefügt. Diese Signal-Umsetzschaltungen 26-10 und 26-11 sind identisch zu den Signal- Umsetzschaltungen 16-7 und 16-8 in Fig. 16. Daher können Fehler bei den letzten Symbolen von Bursts verringert werden.
Eine in Fig. 27 dargestellte Steuerschaltung stellt beispielsweise eine Schaltungsanordnung der Steuerschaltung 12-4 dar, die in Fig. 12 als Teil der Abschätzfehler-Betriebsschaltung 11-2 in der in Fig. 11 gezeigten Vorrichtung gezeigt ist. Es ist anzumerken, daß die gleichen Bezugszeichen in Fig. 27, die die Steuerschaltung 27-0 zeigt, die gleichen Bauteile wie in Fig. 5 zeigt, die die Steuerschaltung 412 zeigt. Die Steuerschaltung 27-0, die in Fig. 27 gezeigt ist, führt eine Impulsantwort-Abschätzung unter Verwendung des oben beschriebenen RLS-Algorithmus aus.
In diesem Fall wird eine Symbolsequenz entsprechend einem Zustandsübergang, der durch einen Eingang 57 eingegeben wird, durch einen K-dimensionalen Vektor Cm(i) wie folgt wiedergegeben:
wobei am(i) ein komplexer Symbolkandidat entsprechend jedem Zustandsübergang ist. Es ist anzumerken, daß der Index "m" anstelle des Index "d" in Gleichung (9-a) bis (9-d) in diesem Fall verwendet wird.
Da der durch Gleichungen (9-a) bis (9-d) wiedergegebene RLS-Algorithmus einen Matrixvorgang enthält, erhöht sich die wesentliche numerische Operationszahl nahezu proportional zu dem Quadrat einer Anzahl von Taps M.
Da indessen ein Signalvektor Cm(i), der durch den Eingang 57 eingegeben wird, das Ausgangssignal von einer Signal-Erzeugungsschaltung 15-2 als Elemente aufiweist, hängt seine Autokorrelations-Matrix Pm(i) nicht von einem abgetasteten Signal y(i) ab und wird nach einer ausreichenden Zeitdauer zu einem konstanten Wert.
Daher kann durch Setzen von Pm(i) = P&sub0; anstelle der Durchführung eines Erneuerungsvorgangs der inversen Matrix Pm(i) entsprechend der Gleichung (9-d) und unter Verwendung von Km(i) = Pm(i) Cm(i) aus Gleichungen (9-a) und (9-d) die folgende Gleichung anstelle von Gleichung (9-a) verwendet werden:
Km(i) = P&sub0; Cm(i) ...(19)
wobei Km(i) ein Kalman-Verstärkungsvektor ist und P&sub0; eine feste Matrix ist, die logischerweise im Voraus aus einer Gesamtmittelung bezüglich eines empfangenen Signais erhalten werden kann. Zusätzlich kann der Wert von P(i) an dem Ende des Nachlaufs als P&sub0; gesetzt werden.
Die in Fig. 27 gezeigt Schaltungsanordnung verwendet eine feste Matrixoperation anstelle einer inversen Matrixoperation in der oben beschriebenen Weise. In der Steuerschaltung 27-0 ist eine Inversmatrix-Operationsschaltung 59 der Steuerschaltung 412 in Fig. 5 durch die feste Matrix P&sub0; ersetzt.
Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, kann eine Verringerung der Operationszahl erreicht werden.
Eine in Fig. 28 gezeigte Steuerschaltung 28-0 stellt beispielsweise eine weitere Anordnung der Steuerschaltung 12-4, die in Fig. 12 gezeigt ist, als ein Bestandteil der Abschätzfehler- Betriebsschaltung 11-2 in der Vorrichtung des in Fig. 11 gezeigten Ausführungsbeispiels dar. Die gleichen Bezugszeichen in Fig. 28, die die Steuerschaltung 28-0 zeigt, bezeichnen die gleichen Bauteile wie in Fig. 5, die die Steuerschaltung 412 zeigt.
Die in Fig. 28 gezeigte Steuerschaltung 28-0 unterscheidet sich von der in Fig. 27 gezeigten Steuerschaltung 27-0 dadurch, daß eine Matrix-Operationsschaltung 28-1 zwischen einer Verzögerungsschaltung 54 und einer Innenprodukt-Operationsschaltung 55 angeordnet ist, und ein Wert, der durch Multiplikation eines zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektors mit einer Übergangsrnatrix erhalten wird, wird an einem Ausgang 56 anstelle der Ausgabe eines zuvor abgeschätzten Koeftizientenvektors ausgegeben.
Das Prinzip eines Impulsantwort-Abschätzalgorithmus in der Steuerschaltung 28-0 wird im folgenden tür ein Signal z(t) beschrieben, das dargestellt werden kann durch:
z(t) = s(t) + n&sub2;(t) ...(20)
wobei s(t) ein Signal ist, bevor eine Verschlechterung durch Rauschen verursacht wird, und n&sub2;(t) ist Rauschen.
Der Unterschied zwischen dem bekannten geringsten Quadrat-Verfahren und dem Algorithmus gemäß der vorliegenden Erfindung wird im folgenden bezugnehmend auf einen Fall beschrieben, bei dem ein Wert s(kT) auf Grundlage eines abgetasteten Werts z(i) abgeschätzt wird, der durch Abtasten des Signais z(t) mit einer Abtastperiode T erhalten wird. Es sei angenommen, daß Daten, die durch den Algorithmus gespeichert werden, im wesentlichen von Daten von dem momentanen Zeitpunkt bis Daten zu einem Zeitpunkt eine Zeit ξ nach dem momentanen Zeitpunkt erreichen, und Daten vor diesem Zeitbereich werden nicht berücksichtigt. Diese Zeit ξ wird eine Zeitkonstante genannt.
Bei dem bekannten geringsten Quadrat-Verfahren wird angenommen, daß das Signal s(t) während der Zeitkonstanten ξ konstant ist, und der Wert s(kT) wird durch Mittelung von {z(i)} in einem Intervall von kT - ξ ≤ t ≤ kT abgeschätzt. Fig. 29 zeigt ein Abschätzverfahren, das mit dem geringsten Quadrat-Verfahren ξ = 5T durchgeffihrt wird. Bezugnehmend auf Fig. 29 zeigt eine unterbrochene Linie den Verlauf von s(t) an, und jeder Kreis zeigt den Wert von z(i) an. In diesem Fall zeigt eine strichpunktierte Linie parallel zu der Abszisse einen abgeschätzten Wert Se'(kT) von s(kT) an. Wie aus Fig. 29 ersichtlich ist, ist der Wert Se'(kT) der Mittelwert von z(i) in einem Intervall von kT - ξ ≤ t ≤ kT. Wenn s{(k+1)T} abgeschätzt werden soll, wird {z(i)} in einem Intervall von (k+1)T - ξ ≤ t ( (k+1)T gemittelt. Darauf wird dieser Vorgang wiederholt, um s(hT) abzuschätzen, wobei h = k + 2, ... ist Aus Fig. 29 ist ersichtlich, daß, wenn die Zeitkonstante ξ abnimmt, der Algorithmus Anderungen von s(t) während der Zeit folgen kann. Wenn indessen die Zeitkonstante ξ zu stark abnimmt, tritt eine numerische Divergenz auf, und gewisse Beschränkungen erfolgen bei der Nachfolgeleistung.
Bei dem erfindungsgemäßen Algorithmus wird s(kT) durch Durchführung einer linearen Approximation in einem Intervall kT - ξ ≤ t ≤ kT abgeschätzt, wobei angenommen ist, daß s(t) sich als eine lineare Funktion während der Zeitkonstanten ξ verändert. Fig. 30 zeigt einen Abschätzvorgang, der durch den Algorithmus mit ξ = 5T durchgeführt wird. Bezugnehmend auf Fig. 30 zeigt eine unterbrochene Linie den Verlauf von s(t) an, und jeder Kreis zeigt den Wert von z(i) an. In diesem Fall ist eine abgeschätzte Kurve durch eine strichpunktierte Linie angezeigt. Der Wert dieser Kurve bei t = kT ist ein geschätzter Wert se'(kT) von s(kT). Wenn s{(k+1)T} abgeschätzt werden soll, wird eine lineare Approximation in einem Intervall von (k+1)T - ≤ t ≤ (k+1)T ausgeführt, und der Wert der Kurve bei t = (k+1)T wird als ein abgeschätzter Wert gesetzt. Darauf wird dieser Vorgang wiederholt, um s(hT) abzuschätzen, wobei h = k + 2, ... ist. Wenn Fig. 29 und 30 miteinander verglichen werden, ist ersichtlich, daß der Algorithmus der vorliegenden Erfindung besser als das bekannte geringste Quadrat-Verfahren ist, da er eine genaue Abschätzung ermöglicht, wenn Veränderungen mit hoher Geschwindigkeit aultreten, und eine äußerst gute Nachfolgeleistung gewährleistet.
Weiterhin kann bei dem Algorithrnus durch Extrapolation einer abgeschätzten Kurve ein Signal bei einem zukünftigen Zeitpunkt vorausgesagt werden. Genauer gesagt, wenn der momentane Zeitpunkt durch kT wiedergegeben wird, und ein abgeschätzter Wert bei dem momentanen Zeitpunkt kT und ein Ansteigen (die Neigungen der Kurve) pro Zeit T jeweils durch se(kT) und se(1)(kT) wiedergegeben werden, kann ein Signal zu einer Zeit 1T nach dem momentanen Zeitpunkt kT als se(kT) + se(1)(kT) vorausgesagt werden. Es ist indessen angenommen, daß die Steigung der Kurve sich nicht ändert. Dieser Vorgang wird im folgenden unter Verwendung einer Matrix ausgedrückt. Wenn ein zweidimensionaler Vektor s(k) als
gesetzt wird, dann ist die Vorhersage für s(k) für einen Zeitpunkt 1T nach vorne von dem momentanen Zeitpunkt, d.h. eine Vorhersage von s(k+1) äquivalent der Multiplikation von s(k) durch die folgende 2 x 2 Matrix φs:
Bei dieser Verarbeitung wird nur der abgeschätzte Wert des Signales um se(1)(kT) ohne Anderung der Steigung erhöht. In gleicher Weise kann ein Signal zu einem Zeitpunkt LT von dem momentanen Zeitpunkt durch Multiplikation von φsL vorausgesagt werden.
Dieser Algorithmus wird für die Impulsantwort-Abschätzung verwendet. Genauer gesagt wird die Abschätzung unter der Annahme ausgeführt, daß die Impulsantwort der Funkübertragung sich als lineare Funktion abhängig von der Zeit verändert. Bei einer Entwicklung der Gleichung (21) wird ein nachträglich abgeschätzter Koeffizientenvektor Xext(i) durch einen 2K-dimensionalen Vektor wie folgt ausgedrückt:
wobei wm(1)(i) die erste Ableitung nach der Zeit des Tap-Koeffizienten des Transversalfilters 12-1 ist, d.h. die erste Ableitung nach der Zeit der Impulsantwort der Funkübertragung. Zur Berechnung eines abgeschätzten Signals durch Durchführung einer Innenprodukt-Operation des nachträglich abgeschätzten Koefrizientenvektors Xext(i) wird eine Symbolsequenz entsprechend einem Zustandsübergang, der durch den Eingang 57 eingegeben wird, durch einen 2K-dimensionalen Vektor Cext(i) wie folgt ausgedrückt:
Weiterhin wird Gleichung (22) erweitert, und eine 2K x 2K-Übergangsmatrix 4) wird ausgedruckt durch:
wobei φkp ein Matrixelement der k-ten Zeile und p-ten Spalte von 4) darstellt.
- Bei dem RLS-Algorithmus entspricht Xm(i-1) einem a-priori-abgeschätzten Koeffizientenvektor. Bei dem erfindungsgemäßen Algorithmus entspricht φXext(i-1) einem zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektor. Durch diese Anderung kann ein Mgorithmus zur Erneuerung eines zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektors Xext(i) durch Ersetzen des RLS-Algorithmus, der durch die Gleichungen (9-a) bis (9-d) dargestellt ist, wie folgt erhalten werden:
Xd(i) T Xext(i)
Xd(i-1) T Xext(i-1)
Cd(i) T Cext(i)
Pd(i) T Pext(i)
Pd(i-1) T Pext(i-1)φH ...(26)
wobei Pext(i) die inverse Matrix der Autokorrelationsmatrix von Cext(i) ist.
Als nächstes wird eine Vereinfachung des Algorithmus zur Erneuerung des a-prioriabgeschätzten Koeffizientenvektors Xext(i) beschrieben. Der Wert Pext(i) hängt nicht von dem abgetasteten Signal y(i) ab und wird nach einer ausreichenden Zeitdauer ein konstanter Wert. Daher wird durch Setzen von
Pext(i) = P&sub0;
anstelle der Erneuerung von Pext(i) und Verwendung, daß
Kext(i) = Pext(i)Cext(i)
eine Annäherung wie folgt ausgeführt:
Kcext(i) P&sub0;Cext(i) ...(27)
wobei P&sub0; eine feste Matrix ist, die theoretisch von einer Gesamtmittelung bezüglich eines Symbolsignals erhalten werden kann. Zusätzlich kann der Wert von Pext(i) an dem Ende des Nachlaufs als P&sub0; gesetzt werden.
Bei solch einer Schaltungsanordnung, da die Impulsantwort-Abschätzung auf Grundlage des abgetasteten Signals y(i) ausgeführt wird, das im Gegensatz zum Stand der Technik nicht verzögert wird, kann die Impulsantwort einer Funkübertragung zu dem momentanen Zeitpunkt abgeschätzt werden. Da zusätzlich die Impulsantwort-Abschätzung durch den adaptiven Algorithmus mit ausgezeichneten Nachführungsleistungen ausgeftihrt wird, wird die Nachführleistung verbessert, um eine große Verbesserung bei der Ausgleichsleistung zu erreichen.
Es ist anzumerken, daß der Algorithmus oben unter der Annahme beschrieben wurde, daß die Impulsantwort einer Funkübertragung sich linear mit der Zeit verändert. Indessen, selbst wenn angenommen wird, daß die Impulsantwort sich als quadratische oder höherwertige Funktion verändert, kann der Algorithmus leicht solchen Änderungen folgen, indem Xext(i), Cext(i) und die Übergangsmatrix 4) verändert werden.
Fig. 31 ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkung der in Fig. 11 gezeigten Vorrichtung, die die Abschätzfehler-Betriebsschaltung 11-2 aufweist, die die in Fig. 28 gezeigte Steuerschaltung 28-0 verwendet. Genauer gesagt zeigt Fig. 31 die Durchschnitts-Bitfehlerratenleistungen (BER) bezüglich einem Durchschnitt Eb/N&sub0;, die durch Computersimulation erhalten wurden. Die Simulationsbedingungen wurden wie folgt eingestellt: ein Modulationsschema war das QPSK-Schema; eine Übertragungsrate betrug 40 kb/s; eine maximale Dopplerfrequenz betrug 160 Hz und ein Funkübertragungsmodell war ein Zwei-Pfad-Rayleigh-Fading-Modell mit einem Zwei-Pfad-Verzögerungszeitunterschied 1T. Bezugnehmend auf Fig. 31 zeigen Rechtecke die Leistung, die durch die erfindungsgemäße Anordnung erhalten wird, und Punkte zeigen die Leistung an, die bei der bekannten Anordnung erhalten wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung, da die Impulsantwort einer Funkübertragung zu dem momentanen Zeitpunkt abgeschätzt wird, und die Impulsantwort-Abschätzung durch den adaptiven Algorithmus mit ausgezeichneter Nachführleistung ausgeftihrt wird, kann die Vorrichtung Verlaufsveränderungen bei der Impulsantwort mit hoher Geschwindigkeit nachführen, und die Ausgleichsleistungen werden im Vergleich zum Stand der Technik stark verbessert, wie aus der Graphik ersichtlich ist.

Claims

1. Verfahren zum Entzerren in einer Impulsantwort einer Mobilfünkübertragung, die sich bei einer Mobilfunkübertragung schnell ändert, aufivei send die folgenden Schritte: Empfang eines quasi-kohärenten, demodulierten Signales und Ausgabe eines abgetasteten Signales, das bei einer Abtastperiode erhalten wird;

Empfang einer Codesequenz, die einen Übergang bei einer vorbestimmten Periode vollzieht und jedem Zustandsübergang entspricht, sowie einer Codesequenz entsprechend einem Pfad von jedem Zustandsübergang, und Erzeugung und Ausgabe einer Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang sowie einer Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang;

Empfang der Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und Ausgabe eines abgeschätzten Signales fur jeden Zustandsübergang unter Verwendung eines adaptiven Filters, das durch ein Transversalfilter mit einem a priori abgeschätzten Koeffizientenvektor als Abzweig-Koeffizienten gebildet wird;

Empfang eines Verzweigungsparameters fur jeden Zustandsübergang, der durch Bilden eines Quadrates eines Abschätzfehlers erhalten wird, der durch Subtraktion des abgeschätzten Signales für jeden Zustandsübergang von dem abgetasteten Signal erhalten wird, Ausgabe einer Entscheidung, der Codesequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und der Codesequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus, und Abschätzung von Zuständen; und

Durchführung einer Steuerung zur Erneuerung des zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektors durch Addition eines Berechnungswertes als Korrekturterm zu dem zuvor abgeschätzten Koefflezientenvektor, wobei der Schritt der Durchführung der Steuerung den Schritt der Mittelung des Korrekturterms als einen Berechnungswert enthält, der durch den Schritt der Ermittlung eines Operationswertes gebildet ist durch Durchführung einer Zwischenprodukt-Operation zwischen der Signalsequenz entsprechend dem Pfad jedes Zustandsüberganges und dem zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektor als Basiswert fur das abgeschätzte Signal; und Berechnung eines A-Priori-Abschätzfehlers durch Subtraktion des Operationswertes von dem abgetasteten Signal, das einer vorbestimmten Verzögerungs-Operation unterzogen wurde, sowie den Schritt der Berechnung eines Kalman-Verstärkungsfaktors durch Durchführung einer inversen Matrixoperation auf Grundlage der Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang, und Multiplikation des A-Priori-Abschätzfehlers mit dem Kalman- Verstärkungsfaktor umfaßt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfangsschritt das Abtasten eines quasi-kohärenten demodulierten Signales und die Ausgabe eines abgetasteten Signales umfaßt, das bei einer Abtastperiode für jede Diversitäts-Verzweigung erhalten wird, und daß der Verzweigungsparameter durch Verwendung eines Quadrates eines Abschätzfehlers erhalten wird, der durch Subtraktion eines abgeschätzten Signales für jeden Zustandsübergang von einem abgetasteten Signal für jede Diversity-Verzweigung erhalten wird.

3. Vorrichtung zum Entzerren bei der Impulsantwort einer Mobilifinkübertragung, die sich bei einer Mobillunkübertragung schnell ändert, aufweisend:

eine Empfangseinrichtung (11-1), die durch eine Abtastschaltung zum Empfang eines quasi-kohärenten Signales und zur Ausgabe eines abgetasteten Signales gebildet wird, das bei einer Abtastperiode erhalten wird;

eine Signal-Erzeugungseinrichtung (12-3, 12-5) zum Empfang einer Codesequenz, die bei einer vorbestimmten Periode einen Übergang vollzieht und dem Zustandsübergang entspricht, sowie einer Codesequenz entsprechend einem Pfad von jedem Zustandsübergang, und Ausgabe einer Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und einer Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang;

eine adaptive Filtereinrichtung (12-1, Fig. 12), die durch ein Transversalfilter mit einem Abzweig-Koeffizienten gebildet wird, und das mit der Signal-Erzeugungseinrichtung verbunden ist, um die Signalsequenz entsprechend jedem Zustandsübergang zu empfangen und ein abgeschätztes Signal für jeden Zustandsübergang auszugeben;

eine Zustands-Abschätzeinrichtung (11-3, Fig. 11) zum Empfang eines Verzweigungsparameters für jeden Zustandsübergang, der durch eine Verzweigungsparameter-Betriebsschaltung unter Verwendung eines Quadrates eines Abschätzfehlers erhalten wird, der durch Subtraktion des abgeschätzten Signales für jeden Zustandsübergang aus dem abgetasteten Signal, Ausgabe einer Entscheidung, der Codesequenz entsprechend jedem Zustandsübergang und der Codesequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus erhalten wird; und

eine Steuereinrichtung (12-4, Fig. 12) zur Durchführung eines rekursiven Fehlerquadrat- Algorithmus zum Erhalten eines A-Priori-Abschätzfehlers durch Subtraktion eines Zwischenprodukt-Operationswertes, der durch Durchflihrung einer Zwischenprodukt- Operation zwischen der Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang und dem Abzweig-Koeffizienten erhalten wird, von dem abgetasteten Signal, das einer vorbestimmten Verzögerung unterzogen wurde, und zum Erneuern des Abzweig-Koeffizienten durch Addition eines Produktes, das durch Multiplikation des A- Priori-Abschätzsfehlers mit einem Kalman-Verstärkungsfäktor erhalten wird, der durch Durchführung einer Matrixoperation der Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang erhalten wird, als ein Korrekturterm zu dem Abzweig-Koeffizienten.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangseinrichtung durch eine Abtastschaltung mit einer Abtastperiode für jede Diversity-Verzweigung gebildet wird, wobei die Verzweigtingsparameter-Schaltung einen Verzweigungsparameter für jeden Zustandsübergang unter Verwendung eines Quadrates eines Abschätzfehlers berechnet und ausgibt, der durch Subtraktion eines abgeschätzten Signales für jeden Zustandsübergang von einem abgetasteten Signal für jede Diversity- Verzweigung erhalten wird.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Signal-Erzeugungseinrichtung bis zu einem letzten Zeitpunkt eines Bursts eine Symbolsequenz entsprechend einem Zustandsübergang ausgibt, der von der Zustands- Abschätzeinrichtung ausgegeben wird, und eine abgeschätzte Symbolsequenz von einem Zeitpunkt entsprechend einem letzten Symbol eines Bursts bis zu einem Zeitpunkt ausgibt, der sich um den Wert (K-1) multipliziert mit einer Symbolperiode T wegerstreckt, wobei K eine Beschränkungslänge darstellt, die den Zustandsübergang festlegt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Signal-Erzeugungseinriclltung eine Symbolsequenz entsprechend einem Zustandsübergang-Ausgangssignal von der Zustands-Abschätzeinrichtung bis zu einem letzten Zeitpunkt eines Bursts ausgibt, und eine abgeschätzte Symbolsequenz von einem Zeitpunkt entsprechend einem letzten Symbol eines Bursts bis zu einem Zeitpunkt ausgibt, der sich um einen Wert von (K-1)-mal einer Symbolperiode T nach vorne erstreckt, wobei K eine Einschränkungslänge darstellt, die den Zustandsübergang festlegt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangseinrichtung eine Abtastschaltung mit einer Abtastperiode ist, die kürzer ist als eine Symbolperiode;

die Signal-Erzeugungseinrichtung eine Schaltung zur Umsetzung der Codesequenz in eine Modulationswellensequenz ist;

die adaptive Filtereinrichtung ein fractionally-spaced-Abzweigtransversalfilter ist und die Verzweigungsparamter-Operationsschaltung eine Schaltung ist, die die Quadrate der Abschätzfehler pro Abtastung in den Verzweigungsparameter pro Symbol umsetzt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangseinrichtung eine Abtastschaltung mit einer Abtastperiode ist, die kürzer ist als eine Symbolperiode für jede Diversity-Verzweigung, wobei die Erzeugungseinrichtung eine Schaltung zum Umsetzen der Codesequenz in eine Modulationswellensequenz ist, die adaptive Filtereinrichtung ein fractionally-spaced- Abzweigtransversalfilter ist, und die Verzweigungsparameter-Operationsschaltung eine Schaltung ist, die die Quadrate der Abschätzfehler pro Abtastung in den Verzweigungsparameter pro Symbol umsetzt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Signal-Erzeugungseinrichtung eine Modulationswellensequenz entsprechend einem Zustandsübergangs-Ausgangssignal von der Zustands-Abschätzeinrichtung bis zu dem letzten Zeitpunkt eines Bursts ausgibt, und eine Abschätzmodulationswellen- Symbolsequenz von einem Zeitpunkt entsprechend einem letzten Symbol eines Bursts bis zu einem Zeitpunkt, der sich um einen Wert (K-1) multipliziert mit einer Symbolperiode T erstreckt, wobei K eine Einschränkungslänge darstellt, die den Zustandsübergang definiert.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Signal-Erzeugungseinrichtung eine Modulationswellensequenz entsprechend einem Zustandsübergangs-Ausgangssignal von der Zustands-Abschätzeinrichtung bis zu einem letzten Zeitpunkt eines Bursts ausgibt, und eine Abschätz- Modulationswellensymbolsequenz von einem Zeitpunkt entsprechend einem letzten Symbol eines Bursts bis zu einem Zeitpunkt ausgibt, der sich um einen Wert (K-1) multipliziert mit einer Symbolperiode T erstreckt, wobei K eine Einschränkungslänge darstellt, die den Zustandsübergang definiert.

11. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kalman-Verstärkungsvektor der Steuereinrichtung durch Duchführen einer inversen Matrixoperation der Signalsequenz entsprechend dem Weg von jedem Zustandsübergang erhalten wird.

12. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kalman-Verstärkungsvektor der Steuereinrichtung durch Durchführen einer festen Matrixoperation der Signalsequenz entsprechend dem Pfad von jedem Zustandsübergang erhalten wird.

13. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abzweig-Koeffizient des Transversalfilters der adaptiven Filtereinrichtung ein zuvor abgeschätzter Koeffizientenvektor ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abzweig-Koeffizient des Transversalfilters der adaptiven Filtereinrichtung ein Produkt eines zuvor abgeschätzten Koeffizientenvektors mit einer Übergangsmatrix ist.