DE69935173T2

DE69935173T2 - Im Passband arbeitender, integrierter Mehrmoden-sigma-delta-Empfänger mit Interferenzverringerung und Verfahren zur dessen Anwendung

Info

Publication number: DE69935173T2
Application number: DE69935173T
Authority: DE
Inventors: William J. Fort Lauderdale Martin; William J Schaumburg Turney; Paul H. Prospect Heights Gailus; Edward T Plantation Clark; Joshua E. Chicago Dorevitch; Terry K. Palatine Mansfield
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1998-10-19
Filing date: 1999-10-14
Publication date: 2007-12-20
Anticipated expiration: 2019-10-15
Also published as: CN1359578A; US6160859A; US6356603B1; EP1123609A4; ATE354213T1; WO2000024167A1; EP1445871B1; EP1445871A1; HK1047206A1; US6498819B1; DE69935173D1; EP1123609A1; ES2280901T3; CN1184783C

Description

GEBIET DER TECHNIK
Diese Erfindung betrifft allgemein Funkempfänger und insbesondere integrierte digitale Funkempfänger-Subsysteme.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
In der Technik ist es gut bekannt, dass ein Dual Conversion oder Dualwandler-Funkempfänger eingehende Funkfrequenz(RF)-Signale umwandelt, indem er einen herkömmlichen Überlagerungsprozess mit zwei Mischern verwendet. Das Funkfrequenz- oder RF-Signal wird oftmals erfasst, umgewandelt und in ein akustisches Format verstärkt, indem eine gewisse Art von Wandler wie beispielsweise ein Lautsprecher verwendet wird. Wie es aus 1 des Standes der Technik ersichtlich ist, weisen ein bekannter integrierter Backend-Funkempfänger oder eine zweite Zwischenfrequenzstufe 10 einen IF-Signaleingang 11 auf, welcher durch einen Vorverstärker 13 verstärkt wird und dann einem Mischer 15 zugeführt wird, wo es mit einem Signal von einem lokalen Oszillator-Synthesizer 17, welcher von einem Taktsynthesizer 19 gesteuert wird, gemischt wird. Das resultierende zweite IF-Signal wird dann von einem Bandpass-Sigma-Delta(Σ-Δ)-Wandler 21 verarbeitet, bei welchem es noise-shaped und in ein digitales Format umgewandelt wird. Unerwünschte, band-externe Komponenten des Wandlersignals können dann durch Verwendung eines diskreten Zeitfilters 23 ausgefiltert werden. Anschließend wird das Signal weiterverarbeitet und mit dem Basisband oder der Grundbandbreite gemischt, indem ein Frequenzumsetzer 25 sowie ein lokaler Oszillator, welcher seinen Ursprung in dem Taktsynthesizer 19 hat, verwendet werden. Unerwünschte Komponenten dieses resultierenden Signals werden unter Verwendung eines weiteren diskreten Zeitfilters 29 ausgefiltert, wobei dessen Ausgabe dem Parallel-Seriell-Datenwandler 33 und dem Ausgang 35 zugeführt wird. Zur Begrenzung des Eingangssignals auf den Σ-Δ-Wandler 21 wird ein automatischer Verstärkungsregelungs(AGC)-Schaltkreis eingesetzt, um den Σ-Δ-Wandler "out of clip" zu halten und eine Signalverzerrung zu reduzieren. Die Komplexität der Funkempfänger von heute hat also beträchtlich zugenommen, wie leicht aus 1 ersichtlich ist, wobei diese nicht nur in höchstem Maße integriert sind, sondern auch analoge Signale in ein digitales Format umwandeln, in welchem sie zur Verwendung als entweder akustische Informationen oder Daten beeinflusst und/oder digital verarbeitet werden können.
Ein Problem, das für gewöhnlich mit einer derartigen Hochpegel-Integration eines digitalen Funkempfängers verbunden ist, liegt in der Bereitstellung der Backend- d.h. der zweiten Zwischenfrequenz(IF)-Komponenten zusätzlich zu dem Digitalmodus-Sigma-Delta-Wandler in einem integrierten Paket. Spezifische Hindernisse wie beispielsweise analoge oder konzentrierte Filter (wie z.B. Induktor/Kondensator(LC)-Filter oder keramische Resonatoren) haben die Vewendung und Implementierung derartiger integrierter Schaltkreise erschwert. Es besteht also ein Bedarf an der Bereitstellung eines hochintegrierten Digital-/Analog-RF-Empfänger-Backend, welches eine integrierte Filterung sowie eine kluge Verstärkungsregelung, welche leicht mit anderen Empfängersystemen einsetzbar ist, einbaut, und bessere Leistungseigenschaften bietet.
Im Stand der Technik ist ein Kommunikationsempfänger gemäß Offenbarung im US-Patent US-5,557,642 bekannt, welcher einen Sigma-Delta-A/D-Wandler, einen digitalen Mischer sowie ein programmierbares Dezimationsnetzwerk bereitstellt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein integriertes Sigma-Delta-Funkfrequenz(RF)-Empfängersubsystem gemäß Anspruch 1 bereitgestellt.
Weitere Einzelheiten, Vorteile und Merkmale ergeben sich aus der nachfolgenden Kurzbeschreibung der Erfindung anhand der Zeichnungen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm, welches ein Betriebsdiagramm eines Backend-Funkempfängers zeigt, welcher im Stand der Technik verwendet wurde, der einen Single Mode oder Einzelmodus-Sigma-Delta-Wandler einsetzt;
2 ein Blockdiagramm, welches die Implementierung eines Superüberlagerungsempfängers zeigt, welcher das Multimode Sigma-Delta-Empfängersubsystem 200 verwendet; und
3 ein Blockdiagramm, welches das Multimode Sigma-Delta-Empfängersubsystem mit Interferenzabschwächung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Mit Bezug auf 2 weist ein allgemeines Blockdiagramm eines digitalen Dual Conversion oder Dualwandler-Funkfrequenz(RF)-Empfängers 50 eine erste Empfänger-Zwischenfrequenzstufe 100, welche auch als der Empfänger-Frontend bekannt ist, sowie eine zweite Empfänger-Zwischenfrequenzstufe 200 auf, welche auch als Empfänger-Backend bekannt ist.
Wie es allgemein in der Technik bekannt ist, weist das Empfänger-Frontend 100 RF-Signale, welche durch eine Antenne 101 empfangen werden, oder eine andere Eingangsvorrichtung auf, welche durch einen Antennenschalter 103 versorgt wird, welcher die Antenne 101 zwischen dem Leistungsverstärker und Empfänger abhängig vom Betriebsmodus der elektronischen Vorrichtung schaltet. Ein Bandpassfilter 105 arbeitet derart, dass es unerwünschte RF-Signale, welche außerhalb eines spezifischen Durchlassbereichs liegen, ausfiltert. Das verbleibende gefilterte Signal wird unter Verwendung eines Vorverstärkers 107 verstärkt und einem weiteren Bandpassfilter 109 unterzogen, wodurch die Selektivität erhöht wird. Auf diese Weise wird nur ein Schmalband an RF-Signalen an den ersten Mischer 111 angelegt.
Der erste Mischer 111 verwendet das RF-Signal von dem Bandpassfilter 109, wo es mit einem stabilen lokalen Oszillatorsignal 113 gemischt wird und zur Vewendung durch das Empfänger-Backend 200 ausgegeben wird. Wie in der Technik zudem gut bekannt ist, erzeugt das erste Zwischenfrequenz(IF)-Signal aus dem ersten Mischer 111 ein Signal an den Summen- und Differenzfrequenzen der Eingangssignale. Da das primäre Signal von Interesse das Differenzsignal ist, wird das Summensignal anschließend in späteren oder nachfolgenden Empfängerstufen ausgefiltert. Zur Kopplung des RF-Signals vom Empfänger-Frontend 100 mit dem Empfänger-Backend 200 kann ein Mehrpol-Filter 115 zur Bereitstellung eines moderaten Grades an Selektivität vom Empfänger 100 mit einem im Wesentlichen geringen Signalverlust verwendet werden. Wie es Fachleuten in der Technik bekannt ist, kann es sich bei dem Mehrpol-Filter 115 um ein Kristallfilter, ein akustisches Oberflächenwellen(SAW)-Filter oder dergleichen handeln. Ein Breitbandkristall- oder SAW-Filter ist aufgrund des breiten dynamischen Bereichs des Bandpass-Sigma-Delta-A/D-Wandlers (ADC) zulässig. Dies weist den Vorteil einer Reduzierung der Größe und Kosten auf.
In 3 weist ein Multimode Bandpass-Sigma-Delta(Σ-Δ)-Empfängersubsystem mit Interferenzabschwächung 200 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung einen ersten IF-Signaleingang 201 auf, welcher einem ersten IF-Verstärker 203 zugeführt wird, dessen Verstärkung mit Hilfe einer automatischen Verstärkungsregelungs(AGC)-Eingabe geregelt werden kann. Der erste IF-Signaleingang in den ersten IF-Verstärker liegt für gewöhnlich zwischen 10 MHz und 400 MHz. Aufgrund der großen Bandbreite zweiter IF-Frequenzen, welche verwendet werden können, arbeitet dies als Hilfe zur Abschwächung jeder beliebigen potentiellen Interferenz bei bordinternen Oszillatoren oder Synthesizern, da das Eingangssignal in den Σ-Δ-Wandler 215 geregelt werden kann. Das verstärkte erste IF-Signal wird dann mit der Eingabe des programmierbaren zweiten lokalen Oszillator(LO)-Synthesizers 207 und eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) sowie eines Schleifenfilters 209 gemischt.
Es ist beabsichtigt, dass die Ausgabe des zweiten Mischers eine niedrigere Frequenz für die Eingabe in den nachfolgend erörterten Σ-Δ-Wandler 215 erzeugt. Das zweite IF-Signal wird durch Verwendung eines zweiten IF-Verstärkers 213 verstärkt, dessen Verstärkung zudem durch Verwendung eines AGC-Signals, welches nachfolgend noch erörtert wird, geregelt wird. Der zweite IF-Verstärker 213 liefert zudem eine Anti-Aliasing-Filterung (AAF). Wie es in der Technik gut bekannt ist, treten falsche oder Aliassignale dann auf, wenn eine Signalwellenform basierend auf Nyquist-Kriterien abgetastet wird. Aliassignale können in einem Band erzeugt oder ins Band "zurückgefaltet" werden, welche später wirken können, um die Leistung nachfolgender Empfängerstufen und eine Bearbeitung zu stören oder zu verringern. Zur Beseitigung dieser Aliassignale werden am häufigsten kontinuierliche Zeitfilterungsverfahren eingesetzt.
Die Ausgabe des zweiten IF-Verstärkers 213 wird dann einem Multimode Bandpass Σ-Δ-A/D-Wandler (ADC) 215 zugeführt. Die Verwendung des Σ-Δ-Wandlers 215 und einer Spannungsreferenz 219 er zeugt ein digitales Signal aus seinem analogen Eingangssignal. Fachleute in der Technik werden erkennen, dass der Σ-Δ-Wandler viele Vorteile bietet. Diese schließen einen breiten dynamischen Bereich innerhalb der betreffenden Bandbreite aufgrund der innerhalb des Wandlers bereitgestellten Rückkopplung ein. Das IF-Frequenzband wird durch die integrierten Switched Capacitor-Filternetzwerke (Filternetzwerke mit geschalteten Kondensatoren) und durch Zuführ-/Rückkopplungsparameter (Feed Forward/Feed Back-Parameter) des Σ-Δ-Wandlers bestimmt. Dieses Band ist für gewöhlich an der zweiten IF-Eingangsfrequenz zentriert. Auf diese Weise wird jegliches Fremdgeräusch, welches außerhalb dieses Bandes von dem A/D-Wandler erzeugt wird, durch anschließende digitale Filterung beseitigt. Darüber hinaus ist der Σ-Δ-Wandler 215 bei einer Vielzahl von IF-Eingangsfrequenzen betriebsbereit, welche durch Verändern der Frequenz des Takterzeugers 217 leicht programmierbar sind. Schließlich bietet der Σ-Δ-Wandler 215 mehrere Bandbreitenoptionen und stellt zudem einen geringeren Energieverbrauch bereit, wenn ein oder mehrere niedrigere Bandbreiten-Modi gewählt werden. Insbesondere benötigen Breitbandsignale höhere Abtastraten, während höhere Abtastraten einen höheren Strombedarf erfordern. Die Multimode-Architektur ermöglicht erhebliche Einsparungen des Stromverbrauchs durch Wechselschaltung zwischen Schmalband- und Breitbandmodi je nach Notwendigkeit.
Der Takterzeuger 217 wird von dem programmierbaren Takterzeuger-Synthesizer 211 und dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO sowie dem Schleifenfilter 212 gesteuert und arbeitet, um den Betrieb von sowohl dem Σ-Δ-Wandler 215 als auch dem digialen Mischer-/Dezimationsnetzwerk 221 zu synchronisieren. Der Takterzeuger 217 kann auf einfache Art und Weise verändert oder abgestuft werden, um sich auf eine Vielzahl von zweiten Eingangs-IF-Frequenzen in den Σ-Δ-Wandler 215 einzustellen.
Ein digitales Signal vom Σ-Δ-Wandler 215 wird dann in einem seriellen Bitstrom an ein digitales Mischer-/Dezimationsnetzwerk 221 angelegt. Der digitale Mischer wandelt den digitalen Datenstrom aus dem Σ-Δ-Wandler in zwei digitale Signale um, in ein gleichphasiges Signal und in ein gegenphasiges Signal. Das Dezimationsnetzwerk 221 wird zur Dezimation, d.h. zur Reduzierung der Taktfrequenz und der Datenrate der eingehenden digitalen Signale (I und Q) zur nachfolgenden digitalen Signalverarbeitung verwendet. Folglich wird die Abtastrate der digitalen Signale reduziert. Die Nyguist-Kriterien müssen nun erfüllt werden, um das Vorhandensein von falschen Signalen zu verhindern und/oder zu beseitigen. Daher ist es notwendig, dass jegliche falsche Signale, welche als Ergebnis dieses Vorgangs erzeugt werden, durch Dezimation oder Filterung entfernt werden, bevor eine weitere Verarbeitung stattfinden kann. Für Fachleute in der Technik ist es offensichtlich, dass die digitale Filterung dazu dienen soll, jegliche band-externe Signale und Rauschsignale zu beseitigen. Diese programmierbare Fähigkeit stellt ein Mittel zur sorgfältigen Plazierung von verfälschten Antworten bereit, damit die Empfängerleistung nicht verschlechtert wird.
Am Ausgang des Dezimationsnetzwerks 221 werden sowohl gleichphasige (I) als auch gegenphasige (Q) Bitströme an ein Formatierungsnetzwerk 223 angelegt. Das Formatierungsnetzwerk 223 weist Ausgänge auf, welche über die Programmierung der seriellen Peripherieschnittstelle (wird nachfolgend erörtert) konfiguriert werden kann, um ein charakteristisches oder differentielles Strommodus-Ausgangssignal oder differentielles Spannungsmodus-Ausgangssignal zusätzlich zu dem herkömmlichen am Ende einzigen Spannungsmodus-Ausgangssignal zu ermöglichen. Das Formatierungsnetzwerk arbeitet, um Daten von sowohl den seriellen I- und Q-Bitströmen zu organisieren oder zu formatieren, damit diese von einem digitalen Signalprozessor (DSP) (nicht gezeigt), welcher mit dem digitalen Ausgang 233 verbunden ist, zugeordnet oder interpretiert werden. Zur Vereinfachung der Datensynchronisation weist der Formatierungsblock 223 eine eingebaute Arbeits-Synchronisationsfunktionalität auf. Für gewöhnlich wird ein 16-Bit-Wort aus den gleichphasigen Informationen erzeugt, und ein 16-Bit-Wort wird aus den gegenphasigen Informationen erzeugt, und ein 16-Bit-Wort wird zur Vewendung als automatische Verstärkungsregelungs(AGC)-Information erzeugt. Die synchrone serielle Schnittstelle arbeitet zur Einbringung synchroner Informationen, um die Start- und Stoppabschnitte für jedes dieser Wörter zur anschließenden Verwendung durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) zu bestimmen. Ein serieller Peripherieschnittstellen(SPI)-Anschluss oder -Port 225 und die damit verbundene oder zugehörige Steuerlogik 227 werden des Weiteren bereitgestellt, um den Clip Level oder Abschneidepegel des digitalen Signals in dem Mulimode Σ-Δ-Wandler 215 programmierbar zu steuern. Somit wird der Eingangsspannungswert innerhalb einer zulässigen Grenze gesteuert, um das Eingangssignal innerhalb eines vorher festgelegten dynamischen Bereichs zu halten. Da das digitale Signal an die DSP-Schaltkreisanordnung (nicht gezeigt), welche off-chip angeordnet ist, geliefert wird, stellt der digitale Signalprozessor DSP eine zusätzliche Steuerung der AGC-Pegel für jede der Vielzahl von AGC-gesteuerten Komponenten mit Hilfe des SPI-Anschlusses 225 bereit. Dieser arbeitet, indem er die Steuerlogik 227 verwendet, in welche Konfigurationsdaten durch den SPI-Port 225 eingegeben werden. Die Steuerlogik 227 arbeitet mit einem programmierbaren AGC-Schaltkreis 229, dessen digitales Ausgangssignal durch die Verwendung eines Digital-/Analog-Wandlers 231 in ein analoges Signal umgewandelt wird. Das AGC-Ausgangssignal wird dann zur Steuerung des zweiten IF-Verstärkers 213, des zweiten Mischers 205, des ersten IF-Verstärkers 203 und des Mulimode Σ-Δ-A/D-Wandlers 215 verwendet.
Für Fachleute in der Technik ist es offensichtlich, dass der Interferenz-Abschwächungsabschnitt des Multimode-Bandpass-Sigma-Delta(Σ-Δ-Empfängersubsystems 200 ein intern gesteuertes (m dB) kontinuierlich anpassbares Verstärkungsbauelement sowie ein abgestuftes (n dB-Stufe) Verstärkungsbauelement aufweist, welche in dem ersten IF-Verstärker/Mischerblock bereitgestellt sind. Das Empfänger-Subsystem ist mit Hilfe des SPI-Anschlusses programmierbar, so dass AGC-Schwellen, welche das Eingangssignal auf den Σ-Δ-Wandler begrenzen, auf "x" dB unter dem Abschneidpunkt gehalten werden. Die zweiten IF-Frequenzen sind über eine Veränderung der Taktrate des Wandlers programmierbar. Darüber hinaus werden programmierbare Dezimationsverhältnisse verwendet, um die Auswahl der endgültigen seriellen Datenraten in dem digitalen Signalprozessor (DSP) zu ermöglichen. Das Subsystem ist in der Lage, programmierbare Basisband- (d.h. ungefähr Gleichstrom(DC)) Bandbreiten in sowohl den Breitband- (ungefähr eine 150 kHz-Bandbreite) als auch den Schmalband- (eine geringere Bandbreite als 3 kHz) Modi bereitzustellen. Das Schalten von Schmalband-Betrieb in Breitband-Betrieb liefert einen deutlichen Vorteil gegenüber anderen Empfängersystemen in der Technik insofern, dass das Subsystem 200 zu einem Multimode-Betrieb fähig ist.
Die vorliegende Erfindung ist also auf ein "integriertes Sigma-Delta-Funkfrequenz-Empfängersubsystem" gerichtet, welches einen Multimode Sigma-Delta-A/D-Wandler einschließt, welcher ein Ein- und Mehrbit-Ausgangssignal liefert. Ein digitaler Mischer wird zur Erzeugung gleichphasiger und gegenphasiger digitaler Basisbandsignale mit einem programmierbaren Dezimationsnetzwerk verwendet, um die Frequenz der gleichphasigen und gegenphasigen Bitströme zu reduzieren. Schließlich wird ein programmierbares Formatierungsnetzwerk zur Organisation der gleichphasigen und gegenphasigen Komponenten aus dem Dezimationsnetzwer zur anschließenden Signalverarbeitung verwendet.

Claims

Integriertes Sigma-Delta-Funkfrequenz(RF)-Empfängersubsystem (200), welches Folgendes aufweist: einen Multimode Sigma-Delta-Analog-/Digital(A/D)-Wandler (215) zur Bereitstellung eines Ein- und Mehrbit-Ausgangssignals; einen digitalen Mischer (221) zur Erzeugung von gleichphasigen (I) und gegenphasigen (Q) digitalen Basisbandsignalen; ein programmierbares Dezimationsnetzwerk (221) zur Verringerung der Frequenz der gleichphasigen und der gegenphasigen Basisbandsignale; und ein programmierbares Formatierungsnetzwerk (223) zur Organisation der gleichphasigen und der gegenphasigen Komponenten aus dem Dezimationsnetzwerk (221) für eine nachfolgende Signalverarbeitung, dadurch gekennzeichnet, dass das programmierbare Formatierungsnetzwerk (223) eine Vorrichtung zur Erzeugung eines ersten 16-Bit-Worts aus dem gleichphasigen Signal und eines zweiten 16-Bit-Worts aus dem gegenphasigen Signal sowie eines dritten 16-Bit-Worts zur Verwendung als automatische Verstärkungsregelungsinformation aufweist, wobei das programmierbare Formatierungsnetzwerk (223) des Weiteren eine synchrone serielle Schnittstelle zur Einfügung von Synchroninformationen aufweist, um die Start- und Stoppabschnitte für jedes der Wörter zur anschließenden Verwendung bei der Signalverarbeitung zu bestimmen.
Integriertes Sigma-Delta-RF-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Multimode Sigma-Delta-A/D-Wandler ein integriertes geschaltetes Kondensatorfilter aufweist.
Integriertes Sigma-Delta-RF-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Multimode Sigma-Delta-A/D- Wandler durch Einsatz eines automatischen Verstärkungsregelungs(AGC)-Signals geregelt wird.
Integriertes Sigma-Delta-RF-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das AGC-Signal intern und durch digitale Signalverarbeitung geregelt wird.
Integriertes Sigma-Delta-RF-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, welches weiter Folgendes aufweist: mindestens einen Mischer; einen Mischverstärker zur Verstärkung eines Ausgangssignals, welches von dem mindestens einen Mischer geregelt wird; und dadurch gekennzeichnet ist, dass der Mischverstärker durch Einsatz eines automatischen Verstärkungsregelungs(AGC)-Signals geregelt wird.
Integriertes Sigma-Delta-RF-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das AGC-Signal intern und durch digitale Signalverarbeitung bereitgestellt wird.
Integriertes Sigma-Delta-Funkfrequenz(RF)-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, welches des Weiteren Folgendes aufweist: einen programmierbaren Takterzeuger zur Regelung der Eingangs-Durchlassfrequenz des Multimode Sigma-Delta-A/D-Wandlers.
Integriertes Sigma-Delta-Funkfrequenz(RF)-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, welches des Weiteren Folgendes aufweist: mindestens eine Schnittstelle zur Bereitstellung von Programmierinformationen von einem digitalen Signalprozessor zur Lieferung eines automatischen Verstärkungsregelungs(AGC)-Signals.
Integriertes Sigma-Delta-Funkfrequenz(RF)-Empfängersubsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Dezimationsnetzwerk mindestens ein Digitalfilter zur Beseitigung von verfälschten Signalen aufweist.
Integrierter Sigma-Delta-RF-Empfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das mindestens eine Digitalfilter programmierbar ist.