DE69530259T2

DE69530259T2 - Verfahren zum empfangen eines code-division-multiplexsignals

Info

Publication number: DE69530259T2
Application number: DE69530259T
Authority: DE
Inventors: Toshirou Kawahara; Tadashi Matsumoto; Yoshinori Miki
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1994-04-22
Filing date: 1995-04-21
Publication date: 2003-12-24
Anticipated expiration: 2015-04-22
Also published as: KR960701523A; EP0707385B1; CN1068163C; KR0150736B1; CN1124546A; EP0707385A1; US5638376A; EP0707385A4; DE69530259D1; WO1995029535A1; CA2157272C; CA2157272A1

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Empfangsverfahren, welches beispielsweise bei der Mobilkommunikation angewendet wird, und bei dem eine Basisstation von L Kommunikatoren Signale empfängt (wobei L eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist), die mit einer Spreizcodefolge kurzer bzw. langer Periode spektrumgespreizt sind, und mindestens eines der empfangenen Signale abtrennt; genauer bezieht sie sich auf ein Empfangsverfahren, das eine Entspreizcodefolge des empfangenen Signals einer Dekorrelation unterzieht, um eine interferenzkompensierte entspreizte Ausgabe zu erhalten.

Stand der Technik

Wegen des exzellenten Interferenzwiderstandes und der Sicherheitsschutzfunktion der Spreizspektrum-Kommunikationstechniken, wird nun ein sogenanntes CDMA (Code Division Multiple Access) Kommunikationssystem, unter Anwendung des Spreizspektrum-Kommunikationssystems, das das Spreizspektrum-Kommunikationssystem verwendet, zunehmend stärker auf die praktische Anwendung in mehreren Kommunikationssystemen hin untersucht. Ein Problem bei dem CDMA System ist ein Nah-Fern Problem, d. h. die Leistung eines Signals, welches von der Gebietszentrale empfangen wird, variiert stark mit dem Ort des Kommunikators. Beim CDMA-System, wo eine Vielzahl von Kommunikatoren denselben Frequenzbereich teilen, wird ein von einer Stelle aus übertragenes Signal zu einer Interferenz- bzw. Störwelle, die die Sprachqualität des von einem anderen Kommunikator übertragenen Signals beeinträchtigt.
Wenn zum Beispiel, ein Kommunikator nahe der Basisstation und ein Kommunikator an einem entfernten Ort gleichzeitig sprechen, wird das Signal vom ersteren von der Basisstation stärker empfangen, wohingegen das Signal des letzteren schwächer empfangen wird. Das bedeutet, dass die Kommunikation zwischen dem Kommunikator, der sich weiter entfernt befindet, und der Basisstation durch die Kommunikation mit dem sich näher befindenden durch Störungen stark beeinträchtigt wird. Als Lösung zu diesem Nah-Fern Problem wurde ein Übertragungsleistungsregelsystem untersucht. Bei diesem Übertragungsleistungsregelsystem wird die Leistung des Signals, das die Empfangsstation erhält, oder das Verhältnis von die Signalleistung zu Störleistung, welches durch die empfangene Leistung bestimmt wird, konstant gehalten ganz gleich, wo sich die Kommunikatoren befinden, wodurch eine gleichmäßige Sprachqualität im Versorgungsbereich gewährleistet werden kann.
Ein typisches Kommunikationssystem, bei dem das Nah-Fern Problem den Hauptfaktor der Beeinträchtigungsmerkmale ausmacht, ist ein Mobilkommunikationssystem. In W.C.Y. Lee, "Overview of Cellular CDMA", IEEE Trans. VT, Band VT-40, 291-302 f., 1991, wird analysiert, wie der Anteil an Bereichen in einem Gebiet, in denen Kommunikationen mit vorausbestimmter Sprachqualität stattfinden können, (dessen Anteil nachstehend mit Lageverhältnis bezeichnet wird) durch die obengenannte Übertragungsleistungsregelung im mobilen Kommunikationssystem verbessert werden kann. Darüber hinaus wurde eine Versuchskalkulation darüber gemeldet, dass der Frequenznutzungsfaktor um ungefähr das 20-fache des Faktors nordamerikanischer AMPS Mobilkommunikationssysteme, unter Anwendung einer Hochgeschwindigkeits-Übertragungsleistungsregelung, die auf Schwund-Schwankungen, die in Bereichen der Radiowellenausstrahlung mobiler Kommunikationen vorkommen, erhöht werden könnte (genauere Informationen hierüber, siehe K. S. Gilhousen, I.M. Jacobs, R. Padovani, A. J. Viterbi, L. A. Weaver, Jr. und C. E. Wheatly III. "On the Capacity of a Cellular CDMA system", IEEE Trans. VT, Band VT-40, 303-312, f. 1992).
Jedoch wird das Lageverhältnis nach der Übertragungsleistungsregelung stark von Regelabweichungen beeinflusst, die durch unterschiedliche Faktoren verursacht werden. Zum Beispiel in E. Kudoh und T. Matsumoto, "Effect of Transmitter Power Control Imperfections on Capacity in DS/CDMA Cellular Mobile Radios," Proc. of IEEE ICC'92, Chicago, 310.1.1-6, 1992f., wird der Einfluß der Regelabweichung auf den relativen Frequenznutzungsfaktor im vorgenannten Mobilkommunikotionssystem erörtert. In diesem Werk wird behauptet, dass eine Regelabweichung von 1 dB den relativen Frequenznutzungsfaktor auf bis zu 29% (Kanal aufwärts) und auf bis zu 31% (Kanal abwärts) reduziert.
Andererseits haben Ruxandra Lupas und Sergio Verdu von der Princeton University in den Vereinigten Staaten vor kurzem, im Hinblick auf ein binäres asynchrones CDMA-System, welches additivem Gaußschem Rauschen ausgesetzt ist, eröffnet, dass eine Klasse eines linearen Filters die Abschätzung von übertragenen Signalen anhand von Signalen, die von entsprechenden Kommunikatoren empfangen wurden, sogar dann erlaubt, wenn die empfangenen Signale sich in der Leistung unterscheiden. Das Filter dieser Klasse nennt sich inverses Korrelationsfilter. Der Verarbeitungsaufwand oder der Durchsatz dieses inversen Korrelationsfilters erhöht sich nur zum Verhältnis zur Zahl N von gleichzeitigen Kommunikatoren und erhöht sich nicht merklich exponentiell. Dies wird in R. Lupas und S. Verdu, "Near-Far Resistance of Multiuser Detectors in Asynchronous Channels, "IEEE Trans. COM, Band. COM-38, 496-508 f., 1990 beschrieben (nachstehend Literatur 1 genannt), wo ein Verfahren nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 1 offenbart wird.
Ein weiterer Effekt oder Vorteil der Anwendung des CDMA Systems im mobilen Kommunikationssystem, neben der Verbesserung des Frequenznutzungsfaktors, ist es, eine codeverwaltungsfreie Kommunikation zu verwirklichen. Damit die Störleistung von einem anderen Kommunikator, der die gleiche Frequenz oder den gleichen Zeitschlitz (nachstehend mit 'gleichen Kanal' bezeichnet) benutzt, unter einem vorab bestimmten Pegel gehalten werden kann, verwendet das herkömmliche FDMA oder TDMA System denselben Kanal erneut in mehreren Zonen, die ausreichend entfernt sind, um Störungen zu vermeiden. Um das zu erreichen, benötigt das herkömmliche FDMA oder TDMA System eine Kanalverwaltung zur Regelung der gleichen Kanalstörung. Die Kanalverwaltung beinhaltet die Optimierung der Einteilung des Versorgungsgebietes in Zonen, die Anzahl der Kanäle, die jeder Zone zugeteilt werden, und auch hinsichtlich der Zone, in welcher ein jeweiliger Kanal wieder benutzt wird. Deshalb ist es unvermeidbar schwierig, für eine Vielzahl an Benutzern verschiedene Systeme zu gebrauchen, die ein bestimmtes Frequenzband benutzen.
Beim CDMA System entspricht der "Kanal" einem Spreizcode. Demgemäß entspricht das Ausmaß der Störung durch einen anderen Kanal dem Ausmaß der Kreuzkorrelation zwischen den Spreizcodes. Da die Kreuzkorrelation zwischen Spreizcodes, hinsichtlich einer Mehrzahl von Spreizcodes in einer bestimmten Zone und einer daran angrenzenden Zone, nicht ganz Null wird, wird jeder Kanal in diesen Zonen durch andere Kanäle gestört. Beim CDMA System, wo das Spreizspektrum- Kommunikationssystem angewendet wird, ist eine solche Störung auf dem bestimmten Kanal durch alle anderen Kanäle der gleichen und anderen Zonen ein äquivalentes Rauschen, und beim Entspreizen des empfangenen Signals wird vom gemeinsamen Signal ein erwünschtes Signal herausgefiltert. Mit anderen Worten, solange die Störung von anderen Kommunikatoren als äquivalentes Rauschen betrachtet wird, wird zwischen der Störung von innerhalb der Zone und von außerhalb der Zone nicht unterschieden. Das heißt, ein Problem beim Zuordnen von Spreizcodes kommt in einem mobilen Kommunikationssystem nicht auf, das "so konzipiert ist, dass es die Störungen von anderen Kommunikatoren als äquivalentes Rauschen betrachtet".
Um "Störungen von anderen Kommunikatoren als äquivalentes Rauschen zu betrachten", muss die Spreizcodefolge umgeordnet (randomisiert) werden. Das kann man durch Sprektrumspreizen mit einer Spreizcodefolge kurzer Periode realisieren, deren Periode die Länge eines zu übertragenden Informationssymbols ist, sowie einer Spreizcodefolge langer Periode, deren Länge gleich der einer Vielzahl von Informationssymbolen ist. In diesem Fall haben die Spreizcodefolgen kurzer und langer Periode die gleiche Chiprate, und das Spektrumspreizen mit beiden Spreizcodefolgen wird durch Multiplizieren der Spreizcodefolge langer Periode für jeden Chip erreicht, nach dem normalen Spreizen mit der Spreizcodefolge kurzer Periode, oder durch Spreizen mit der Spreizcodefolge kurzer Periode nach Spreizen mit der Spreizcodefolge langer Periode.
Theoretisch ist es auch möglich, den obengenannten Dekorrelator in einem System zu konfigurieren, welches das Spektrumspreizen, wie oben bezeichnet, mit der Spreizcodefolge kurzer bzw. langer Periode durchführt. Bisher wurde hierfür jedoch noch keine konkrete Methode angegeben.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Empfang eines Codemultiplex- Signals, wobei die Basisstation eine Vielzahl an asynchronen CDMA-Signalen empfängt, spektrumgespreizt mit den Spreizcodefolgen kurzer bzw. langer Periode, und das von jedem Kommunikator empfangene Signal durch inverses Korrelationsfiltern erfaßt.

DARSTELLUNG DER ERFINDUNG

Das Empfangsverfahren vorliegender Erfindung ist ein Codemultiplexsignal-Empfangsverfahren, welches von L (wobei L eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist) Kommunikatoren Signale empfängt, die je mit einer Spreizcodefolge kurzer bzw. langer Periode spektrumgespreizt sind, und mindestens eines der empfangenden Signale abtrennt; das Empfangsverfahren beinhaltet folgende Schritte:
(a) worin die empfangenen Signale mit Spreizcodefolgen für diese L Kommunikatoren jeweils entspreizt werden, um L entspreizte Ausgangsfolgen zu erhalten;
(b) worin Teilkorrelationsmatrizen Rk+h (1), Rk+h (0) und Rk+h (-1) in L · L Dimensionen, die die Kreuzkorrelation der Spreizcodefolgen dieser L Kommunikatoren bei entsprechenden Symbolzeitlagen im Bereich von (k - g)ten bis (k + g)ten von k Symbolzeitlagen darstellen, für h = -g, ..., 0, ..., g, berechnet werden, wobei k eine gegebene ganze Zahl und g eine feste Konstante gleich oder größer als 1 ist; des weiteren eine Korrelationsmatrix Rk im Bereich dieser Symbolzeitlagen, definiert durch die Teilkorrelationsmatrizen, gebildet wird und ihre inverse oder negative Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ berechnet wird;
(c) worin diese inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ mit Vektoren dieser L entspreizten Ausgangsfolgen bei diesen (k - g)ten bis (k + g)ten Symbolzeitlagen aus Schritt (a) multipliziert wird; und
(d) worin über ein Symbol hinsichtlich der Ergebnisse dieser Multiplikation entschieden wird, welches wenigstens einem dieser L Kommunikatoren in Schritt (c) entspricht.
Bei dem oben beschriebenen Empfangsverfahren, beinhaltet der Prozeß der Berechnung der inversen Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ bei jeder Symbolzeitlage k + 1 nach der Symbolzeitlage, zu der die inverse Korrelationsmatrix in Schritt (b) berechnet wurde, folgende Schritte:
(b-1) wobei die Teilkorrelationsmatrizen Rk+g (-1) und Rk+g+1 (0) und die inverse Korrelationsmatrix Rk-1, berechnet zur Symbolzeitlage k, benutzt werden, um von der inversen Korrelationsmatrix eine inverse Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹, erweitert um eine Symbolzeitlage, zu bilden; und
(b-2) wobei die inverse Korrelationsmatrix R&supmin;¹ bei der Symbolzeitlage k + 1 aus der inversen Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ berechnet wird.
Die vorliegende Erfindung berücksichtigt allein den Einfluss des Informationssymbolvektors bei der k-ten Symbolzeitlage auf die entspreizten Ausgangsvektoren davor und danach, d. h., nur eine Zeitspanne für ausreichende Konvergenz der Zwischensymbolstörung und zieht andere Symbolzeitlagen nicht in Betracht, wodurch das Erkennen des Informationssymbols durch Dekorrelation ermöglicht wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Zeitdiagramm, das Übertragungssymbolfolgen von einer Vielzahl von Kommunikatoren zeigt.
Fig. 2 ist ein Diagramm, das eine Determinante zeigt, die die Beziehung zwischen den Übertragungssymbolfolgen einer Vielzahl von Kommunikatoren angibt, wobei die Kreuzkorrelation der Spreizcodefolgen sowie die entspreizten Ausgaben der entsprechenden empfangenen Signale berücksichtigt werden.
Fig. 3 ist ein Diagramm, das eine Determinante zeigt, die die Beziehung zwischen Übertragungssymbolfolgen und entspreizten Ausgaben der empfangenen Signale, auf welchen die vorliegende Erfindung basiert, angibt.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, welches die Konfiguration einer übertragungsseitigen Einrichtung für Spreizspektrum-Kommunikationen unter Verwendung von Spreizcodefolgen kurzer bzw. langer Periode veranschaulicht.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, welches ein Beispiel für die Konfiguration einer empfangsseitigen Einrichtung, die die vorliegende Erfindung verkörpert, veranschaulicht.
Fig. 6 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel für die Ergebnisse von Empfangssimulationen durch das Verfahren der Erfindung sowie durch ein herkömmliches Verfahren zeigt.
Fig. 7 ist ein Diagramm, welches ein anderes Beispiel für die Ergebnisse von Empfangssimulationen durch das Verfahren der Erfindung sowie durch ein herkömmliches Verfahren zeigt.

OPTIMALE ART DER AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG

Wichtigster Grund dafür, warum es schwierig ist, einen Dekorrelator für das asynchrone CDMA- System zu konstruieren, das die Spreizcodefolgen kurzer und langer Periode einsetzt, ist, dass die Kreuzkorrelation zwischen beiden Folgen sich mit der Zeit (oder mit jedem Symbol) ändert. Das heißt, in einem CDMA-System, worin nur die Spreizcodefolge kurzer Periode benutzt wird, wird die Kreuzkorrelation zu einem anderen empfangenen Signal in einer Symboldauer für alle Symbole gleich, aber wo das empfangene Signal durch eine Spreizcodefolge langer Periode gespreizt wird, unterscheiden sich und variieren die Kreuzkorrelationen in der jeweiligen Symboldauer in der Zeitspanne der Spreizcodefolge langer Periode. Betrachten wir nun den Fall, in dem eine Basisstation gleichzeitig mit L (wobei L eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist) Kommunikatoren in einem asynchronen CDMA-Umfeld kommuniziert. Nach der obengenannten Literatur 1 versteht sich, dass Vektoren von entspreizten Ausgaben empfangener Signale jeweiliger Kommunikatoren in der Empfangseinrichtung der Basisstation, in der Reihenfolge des Empfangs,
Y = [...y(k - 2), y(k - 1), y(k), y(k + 1), y(k + 2)...]t
durch Gleichung (1), die in Fig. 1. gezeigt ist, gegeben sind. Hier bezeichnet y(k) Vektoren von entspreizten Ausgaben yi(k), die durch Entspreizen der empfangenen Signale der entsprechenden Kommunikatoren bei der k-ten Symbolzeitlage sowohl mit Spreizcodes kurzer als auch langer Periode in jeweiligen Kanälen erhalten wurden und hinsichtlich i = 1 zu L angeordnet; die Vektoren sind durch folgende Gleichung ausgedrückt:
y(k) = [y&sub1;(k), y&sub2;(k), ..., yL]t, k{-∞, ∞},
wobei t eine Transponierung anzeigt. Desweiteren ist folgendes eine Symbolvektoranordnung:
B = [...b(k - 2), b(k - 1), b(k), b(k + 1), b(k + 2)...]t
wobei b(k) = [b&sub1;(k), b&sub2;(k), ..., bL(k)]t ein Informationssymbolvektor in der k-ten Symbolzeitlage ist. In Fig. 2 werden in den Reihen #1 bis #L von den Kommunikatoren #1 bis #L übertragene Informationssymbolfolgen gezeigt. Hier ist die empfangene Signalleistung von jedem einzelnen Kommunikator, ohne Beschränkung der Allgemeinheit, zu 1 normiert.
Es ist offensichtlich, dass, wenn die empfangene Leistung von jedem einzelnen Kommunikator unterschiedlich ist, der Informationssymbolvektor b(k) nur durch einen gewichteten Vektor Wb(k) ersetzt zu werden braucht, wobei der Gewichtungsfaktor W eine L · L orthogonale Matrix ist. n(k) = [n&sub1;(k), n&sub2;(k), ..., nL(k)]t ist ein Rauschvektor. Rk(0), Rk(1), Rk(-1) sind Teilkorrelationsmatrizen der entsprechenden Spreizcodefolgen der Kommunikatoren von #i bis #j (wobei 1 ≤ i, j ≤ L ist), die einen komplexen Raum CL·L in L · L Dimensionen bei der k-ten Symbolzeitlage bilden, und Elemente dieser Matrizen sind durch die folgende Gleichung gegeben:
Rijk(m) = Sik(t - τi)S*jk(t + mT - τi)dt, m = -1, 0, 1 (2)
wobei * konjugiert komplex bedeutet, T die Symbollänge ist und eine Integration über die Zeit t von -∞ bis ∞ bedeutet. τi ist eine relative Verzögerungszeit des i-ten Kommunikators, die ohne Verlust an Allgemeingültigkeit auf 0 = τ&sub1; ≤ τ&sub2; ... ≤ τL < T gesetzt ist. Die Teilkorrelationsmatrizen erfüllen die folgende Gleichung:
Rk(-1) = Rk+1(1)H
Wobei H eine konjugiert komplexe Transponierung bedeutet. Sik(t) ist eine Spreizcodefolge bei der k-ten Symbolzeitlage des i-ten Kommunikators (die Produkte der Spreizcodefolgen langer bzw. kurzer Periode in dieser Symboldauer), und wird auf Null gesetzt, außer in einer Symboldauer, die durch eine Zeitdauer [(k - 1)T, kT] bestimmt wird. Demgemäß braucht die Integration in Gleichung (2) in der Praxis nur über den Zeitraum [(k - 1)t, kT] durchgeführt zu werden. Da die Periode der Spreizcodefolge langer Periode gleich der Zeitspanne einer Vielzahl von Symbolen ist, wie schon angegeben, unterscheidet sich die Spreizcodefolge sik für jedes Symbol in einer Vielzahl von Symbolzeiträumen.
Da die entspreizten Ausgaben Y der Signale von L Kommunikatoren durch die Gleichung (1) ausgedrückt werden können, kann der Vektor B, in welchem Teile der übertragenen Information in der Empfangsreihenfolge angeordnet sind, durch Lösen von Gleichung (1) bestimmt werden, nachdem der Vektor Y bestimmt wurde, in welchem die entspreizten Ausgaben nach der Zeit angeordnet sind. Jedoch ist Gleichung (1) eine lineare Gleichung unbegrenzter Dimension, und kann dadurch nicht direkt gelöst werden.
Durch Herausnehmen lediglich von Teilen, die durch das k-te Symbol beeinflusst werden, von entsprechenden Termen der Gleichung (1), ohne die vorbezeichneten anderen Symbolzeitlagen in Betracht zu ziehen, ergibt sich die Gleichung (3), die in Abb. 3. gezeigt wird. Hier ist 2g + 1 eine Zeitspanne, in der die Zwischensymbolstörung ausreichend konvergiert, und g braucht nur auf einen festen Wert im Bereich von beispielsweise 2 bis 4 gesetzt zu werden; das nennt man eine Abbruchlänge. Indem man den entspreizten Ausgangsvektor auf der linken Seite der Gleichung (3), die Teilkorrelationsmatrix (nachstehend einfach mit Korrelationsmatrix bezeichnet) auf der rechten Seite, den Symbolvektor und den Rauschvektor mit Yk, Rk, Bk bzw. Nk bezeichnet, kann die Gleichung (3) durch Yk = RkBk + Nk ausgedrückt werden. Demgemäß kann der übertragene Symbolvektor Bk, durch folgende Gleichung berechnet werden, wenn man eine inverse Matrix der Korrelationsmatrix Rk mit Rk&supmin;¹ bezeichnet:
Bk = Rk&supmin;¹Yk - Rk&supmin;¹Nk (4)
Im ersten Ausführungsbeispiel dieser Erfindungsmethode, wird die inverse Matrix Rk&supmin;¹ (nachstehend mit inverse Korrelationsmatrix bezeichnet) der Korrelationsmatrix Rk für jede Symbolzeitlage berechnet, und der entspreizte Ausgangsvektor
Yk = [y(k - g), y(k - g + 1), ..., y(k + g - 1), y(k + g)]t
wird mit der inversen Matrix multipliziert, um einen geschätzten Vektor
B'k = [b'(k - g), b'(k - g + 1), ..., b'(k), ..., b'(k + g - 1), b'(k + g)]t
des Informationssymbolvektors
Bk = [b(k - g), b(k - g + 1), ..., b(k + g - 1), b(k + g)]t
zu erhalten.
Aus Gleichung (4) kann man entnehmen, dass, wenn jedes Element des Rauschvektors Nk ausreichend kleiner und die Abbruchlänge ausreichend größer als die entspreizte Ausgabe ist, der geschätzte Vektor B'(k) als passend zu dem Informationssymbolvektor B(k) betrachtet werden kann.
Im Übrigen, da die Gleichung (3) eine abgeänderte Form von Gleichung (1) ist, welche zur Schätzung des Informationssymbolvektors b(k) eingesetzt wird, gibt es keine Garantie bezüglich der Genauigkeit in den geschätzten Werten der Symbolvektoren b(k ± 1), ... bei den anderen Symbolzeitlagen k ± 1, k ± 2, ..., k ± g, die man gleichzeitig durch Multiplizieren des Vektors Yk mit der inversen Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ erhält. Daher muss man zur Schätzung der Symbolvektoren b(k ± 1), ..., die inverse Korrelationsmatrix der Gleichung (3) bei anderen Symbolzeitlagen für jede Symbolzeitlage bestimmen. Jedoch ist die Matrix Rk eine (2g + 1)L mal (2g + 1)L Matrix; die Berechnung der inversen Matrix einer solchen Größe für jede Symbolzeitlage erfordert einen wesentlichen Umfang an Verarbeitung, und ist daher vom praktischen Standpunkt her nicht wünschenswert.
In einem zweiten Ausführungsbeispiel dieser Erfindungsmethode, wird die Berechnung der inversen Matrix (2g + 1)L mal (2g + 1)L nur einmalig durchgeführt, und bei jeder darauf folgenden Zeitlage, wird die inverse Korrelationsmatrix durch das unten beschriebene System aktualisiert, wodurch man den Berechnungsumfang deutlich verkleinert. Dieses System wird Sliding Escalator Algorithm (Gleitalgorithmus) genannt.

Slidina Escalator Algorithm (Gleitalgorithmus)

Nun nehmen wir an, die inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ sei bereits bekannt. Betrachten wir die Bestimmung einer inversen Korrelationsmatrix Rk+1&supmin;¹ eine Symbolzeitlage nach der Rk&supmin;¹. Mit Bezug auf Fig. 3, stimmen Matrizen, außer der Teilmatrix 2gL mal 2gL oben links (im gestrichelten Block 3k, k+1) der Korrelationsmatrix Rk+1, das heißt, eine Spalte der sich ganz rechts befindenden Teilkorrelationsmatrix und eine Zeile der sich ganz unten befindenden Teilkorrelationsmatrix, mit der sich unten rechts befindenden 2gL mal 2gL Teilkorrelationsmatrix in der Korrelationsmatrix Rk überein. Dann ist eine (2g + 2)L mal (2g + 2)L, formuliert mit Teilen der überlappten Korrelationsmatrizen Rk und Rk+1, das heißt, eine von der Korrelationsmatrix Rk durch eine Symbolzeitlage erweiterte Korrelationsmatrix Rk,k+1, durch folgende Gleichung gegeben:
Hier wird mathematisch leicht veranschaulicht, dass, wenn die inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ eingesetzt wird, die erweiterte inverse Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ von der rechten Seite des ersten Gleichheitszeichens in Gleichung (5) herkommen könnte, wie in der folgenden Gleichung dargestellt:
wobei
Desweiteren,
sk = [Rk+g+1(0) - rkHRk&supmin;¹rk]&supmin;¹ (8)
In ähnlicher Weise kann die erweiterte inverse Korrelationsmatrix Rk,k + 1 von der rechten Seite des zweiten Gleichheitszeichens in Gleichung (5) entnommen werden, wie in der folgenden Gleichung dargestellt:
wobei
Desweiteren,
uk+1 = [Rk-g(0) - rk+1HRk+1&supmin;¹rk+1]&supmin;¹ (11)
Diese Gleichung (9) wird wie folgt neu definiert:
Beim Vergleichen der Gleichungen (9) und (12),
Qk+1 = Rk+1&supmin;¹ + Rk+1&supmin;¹rk+1uk+1rk+1HRk+1&supmin;¹
qk+1 = -Rk+1&supmin;¹rk+1uk+1
qk+1,k+1 = uk+1 (13)
Daraus,
Qk+1 = Rk+1&supmin;¹ + qk+1qk+1,k+1&supmin;¹,qk+1H (14)
Deshalb,
Rk+1&supmin;¹ = Qk+1 - qk+1qk+1&supmin;¹qk+1H (15)
Die inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ ist, wie oben erwähnt, bereits bekannt. Einen ersten Schritt bildet die Berechnung der Teilkorrelationsfunktionen Rk+g(-1) und Rk+g+1(0) in den Gleichungen (7) und (8) unter Benutzung von Gleichung (2). Von den Ergebnissen dieser Berechnungen ausgehend, berechnet man Gleichung (6) von Gleichungen (7) und (8), um eine erweiterte inverse (2g + 2)L mal (2g + 2)L Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ zu erhalten, und deren (2g + 1)L mal (2g + 1)L Teilmatrix rechts unten wird als Qk+1 in Gleichung (12) erhalten. Desweiteren werden Teilmatrizen, die qk+1H, qk+1, qk+1,k+1 in Gleichung (12) entsprechen, von einer L mal (2g + 1)L Teilmatrix über der obenerwähnten Teilmatrix erhalten, eine (2g + 2)L mal L Teilmatrix links und eine L mal L Teilmatrix oben links. Diese Teilmatrizen werden dazu benutzt, die Gleichung (15) zu berechnen, um die inverse Korrelationsmatrix Rk+1&supmin;¹ zu erhalten. Diese wird benutzt, um Rk+1&supmin;¹Yk+1 als einen geschätzten Wert des Symbolvektors b(k + 1) bei der Symbolzeitlage k + 1 zu berechnen. Während die obige Beschreibung gegeben wurde zum Erhalt der inversen Korrelationsmatrix Rk+1&supmin;¹ bei der Symbolzeitlage k + 1 basierend auf der Annahme, dass die inverse Korrelationsmatrix Rk+1&supmin;¹ bei der Symbolzeitlage k bereits vorliegt, ist dies genau äquivalent zum Erhalten der inversen Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ bei der aktuellen Symbolzeitlage k, basierend auf der Annahme, dass die inverse Korrelationsmatrix Rk-1&supmin;¹ bei der unmittelbar vorhergehenden Symbolzeitlage k-1 erhalten wurde, indem man k mit k-1 ersetzt.
Daher braucht, sobald die Korrelationsmatrix Rk-1 in Gleichung (3), Fig. 3 berechnet ist, die inverse Korrelationsmatrix Rk-1 nicht direkt von der Korrelationsmatrix Rk danach berechnet zu werden, und sie kann bei jeder Symbolzeitlage durch den Gebrauch der inversen Korrelationsmatrix Rk-1&supmin;¹ und der Teilkorrelationsmatrizen Rk+h(0) und Rk+g-1(-1) bei der unmittelbar vorhergehenden Symbolzeitlage, durch Berechnung von Gleichungen (6) und (15) aktualisiert werden. Die Berechnung von Gleichung (8) für sk beinhaltet die Berechnung einer L mal L inversen Matrix und die Berechnung einer L mal L inversen Matrix zum Erhalt von qk+1,k+1&supmin;¹ in Gleichung (15); da jedoch der Umfang der Berechnung der inversen Matrix mit der 3. Potenz der Matrizengröße zunimmt, ist die Verarbeitungsaufwand erheblich geringer als der für die inverse Matrizenberechnung der Korrelationsmatrix Rk, die eine (2g + 1)L mal (2g + 1)L ist.
Oben wird beschrieben, dass die erhaltene Leistung von jedem Kommunikator auf 1 normiert wird; wenn die erhaltene Leistung von Kommunikator zu Kommunikator verschieden ist, braucht man nur eine diagonale Matrix W einzusetzen, die die erhaltene Leistung vom jeweiligen Kommunikator als diagonale Elemente und Wb(k) an Stelle des Informationssymbolvektors b(k) benutzt.
In Fig. 4 und 5 sieht man jeweils eine Übertragungseinrichtung bzw. eine Empfangseinrichtung für den Gebrauch im Codemultiplex-Kommunikationssystem, das das Empfangsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung beinhaltet. In der Übertragungseinrichtung eines jeden Kommunikators #i, wird; wie in Fig. 4 gezeigt, die Übertragungssymbolinformation über einen Eingangsanschluss 11 zu einem Verteiler 12 geführt, wo sie durch Multiplikation mit einer Spreizcodefolge kurzer Periode SSCi, die über einen Anschluß 13 zugeführt wird, spektrumgespreizt wird, dann wird die gespreizte Ausgabe an einen Multiplizierer 14 weitergeführt, wo sie weiter durch Multiplikation mit einer, von einem Anschluss 15 gespeisten Spreizcodefolge langer Periode LSCi spektrumgespreizt wird, und die gespreizte Ausgabe wird in Form von Funkwellen über einen Sender 16 übertragen. Die Periode der Spreizcodefolge kurzer Periode SSCi ist gleich der Symboldauer T der Übertragungsinformation, und die Periode der Spreizcodefolge langer Periode LSCi ist gleich der Dauer einer Vielzahl von Übertragungssymbolen. Die Chips beider Spreizcodefolgen werden miteinander synchronisiert. Die Übertragungsinformation kann auch erst von einer Spreizcodefolge langer Periode LSCi und dann durch eine Spreizcodefolge kurzer Periode SSCi spektrumgespreizt werden. Die Konfiguration der Übertragungsseite bleibt wie bisher.
In der Empfangseinrichtung, welche die vorliegende Erfindung beinhaltet, werden, wie in Fig. 5 gezeigt, Signale mit gespreiztem Spektrum von L Kommunikatoren von einem Empfänger 21 empfangen, und die Empfängerausgabe wird einem Entspreizer 22 zugeführt, wo sie von angepassten Filtern oder Gleitkorrelatoren 22&sub1; bis 22L mit Spreizcodefolgen SSC&sub1;, LSC&sub1; bis SSCL, LSCL entspreizt werden, die von einem Spreizcodegenerator 23 entsprechend den Kommunikatoren #1 bis #L, bei Zeitlagen t&sub1; bis tL, bei denen die Korrelation maximiert wird, bereitgestellt werden. Der Entspreizausgangsvektor aus diesen L Folgen entspreizter Ausgaben wird für jede Symbolzeitlage ausgegeben. Der Entspreizausgangsvektor bei der k-ten Symbolzeitlage ist y(k) = [y&sub1;(k), y&sub2;(k), ..., yL(k)]t. Dieser entspreizte Ausgangsvektor y(k) wird in ein First-in-First-out Register mit (2g + 1) Stufen eingeführt, das heißt, ein Schieberegister 24, und entspreizte Ausgangsvektoren y(k - g), ..., y(k + g) bleiben in dessen jeweiligen Schiebestufen 23-g bis 23g und werden dann an einen Multiplizierer 25 geliefert. Der Multiplizierer 25 bildet zusammen mit einem Rechenteil 26 für eine Teilkorrelationsmatrix und einem Rechenteil 27 für eine inverse Korrelationsmatrix einen Dekorrelator 30.
Andererseits generiert der Spreizcodegenerator 23 Produkte LSC&sub1;·SSC&sub1;, LSC&sub2;·SSC&sub2;, ...,LSC&sub1;·SSCL von Paaren von Spreizcodefolgen langer bzw. kurzer Periode, die den Kommunikatoren #1 bis #L entsprechen und liefert sie als Spreizcodes s&sub1; bis sL an den Rechenteil 26 für die Teilkorrelationsmatrix. Der Rechenteil 26 für die Teilkorrelationsmatrix berechnet relative Verzögerungszeiten τ&sub1; bis τL aller Kommunikatoren #i = 1, ..., L auf der Basis der Zeitsignale t&sub1; bis tL, die vom Korrelator 22 kommen, und errechnet, durch Gleichung (2), eine Teilkorrelationsmatrix von jeder Kombination (i,j) an Kommunikatoren auf der Basis der Spreizcodefolgen s&sub1; bis sL, die vom Spreizcodegenerator 23 kommen. Hierbei werden, gemäß der vorgenannten Empfangsmethode der vorliegenden Erfindung, alle Teilkorrelationsmatrizen Rg+h(1), Rg+h(0) und Rgg+h(-0) bei den Symbolzeitlagen k + h, h = - ..., g durch Gleichung (2) berechnet und an den Rechenteil 27 für die inverse Korrelationsmatrix geliefert. Der Rechenteil 27 für die inverse Korrelation erzeugt eine Korrelationsmatrix Rk, die aus allen Teilkorrelationsmatrizen zusammengesetzt ist, und errechnet dann eine inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹, die das Inverse der Korrelationsmatrix ist, und liefert diese an den Multiplizierer 25. Der Multiplizierer 25 ermittelt das Produkt der inversen Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ und des entspreizten Ausgangsvektors Yk als geschätzte Symbolvektorinformation b'(k - g), ..., b'(k + g); jeweilige Komponenten b&sub1;'(k), ..., bL'(k) des Vektors b'(k) bei der Symbolzeitlage k werden von einem Entscheidungsmodul 28 pegel-entschieden, und die Ergebnisse der Entscheidung werden als decodierte Symbole der von den Kommunikatoren #1 bis #L empfangenen Symbole ausgegeben.
Bei Einsatz des vorgenannten Gleitalgorithmus, der eine zweite Empfangsmethode der vorliegenden Erfindung darstellt, errechnet der Rechenteil 26 für die Teilkorrelationsmatrix mit Gleichung (2) Teilkorrelationsfunktionen Rk+g+1(-1) und Rk+g(0) in Gleichungen (7) und (8) (k in den Gleichungen wird nachstehend als durch k-1 ersetzt angesehen) im Hinblick auf Kombinationen aller Kommunikatoren auf der Basis der Spreizcodefolgen s&sub1; bis sL; die so erhaltenen Teilkorrelationsfunktionen werden an den Rechenteil 27 für die inverse Korrelationsmatrix geliefert. Der Rechenteil für die inverse Korrelationsmatrix berechnet Gleichungen (7) und (8) durch Benutzung dieser Teilkorrelationsmatrizen und der inversen Korrelationsmatrix Rk-1&supmin;¹, die bezüglich der vorhergehenden Symbolzeitlage k-1 erhalten wurde. Desweiteren berechnet der Rechenteil 27 die Gleichung (6) unter Benutzung der Ergebnisse der Berechnungen, um eine (2g + 2)L mal (2g + 2)L erweiterte inverse Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ zu erhalten; deren (2g + 1)L mal (2g + 1)L Teilkorrelationsmatrix unten rechts wird auf Qk gesetzt, darauf erhält man qkH, qk und qk,k von der L mal (2g + 1)L Teilmatrix oben rechts, der (2g + 1)L mal L Teilmatrix unten links und der L mal L Teilmatrix oben links, und diese werden zur Berechnung von Gleichung (15) benutzt, um die inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ zu erhalten. Die so erhaltene inverse Korrelationsmatrix wird an den Multiplizierer 25 gegeben, wo sie mit den (2g + 1) entspreizten Ausgangsvektoren, die wie bei der ersten Empfangsmethode eingegeben wurden, multipliziert wird. Darauf werden jeweilige Elemente eines geschätzten Vektors b(k)' = [b&sub1;(k)', b&sub2;(k)', ..., bL(k)']t in den multiplizierten Ausgaben vom Entscheidungsmodul 28 entschieden, um Ausgaben von den L Kommunikatoren bei der k-ten Symbolzeitlage zu erhalten.
Wie oben beschrieben, können gemäß der vorliegenden Erfindung, durch Spreizcodefolgen kurzer bzw. langer Perioden spektrumgespreizte Signale auch durch Dekorrelation empfangen werden.
Als nächstes wird eine Beschreibung der Ergebnisse von Computersimulationen zur Demonstration der Effektivität der vorliegenden Erfindung gegeben. In den Simulationen war die Hauptmodulation BPSK. Eine Gold-Folge (Prozessgewinn = 31) einer Chiplänge von 31 wurde als Spreizcodefolge kurzer Periode benutzt, und eine Gold-Folge einer Chiplänge von 511 als Spreizcodefolge langer Periode. g = 4 und die Zahl L von gleichzeitigen Kommunikatoren war fünf; es wurde vorgesehen, das von allen Kommunikatoren Signale gleicher Amplitude empfangen wurden. Die Kommunikation fand in einer asynchronen CDMA Umgebung statt.
Fig. 6 zeigt die Ergebnisse der Simulationen, wobei die Abszisse die Signalleistung im Verhältnis zur Rauschleistung (SNR) nach Entspreizen und die Ordinate die Fehlerrate veranschaulicht. Die schwarzen Kreise zeigen die Empfangscharakteristiken von dem herkömmlichen angepassten Filter, und die weißen Kreise stellen die Empfangscharakteristiken der vorliegenden Erfindung dar. Die unterbrochene Linie gibt den theoretischen Wert im Falle eines einzigen Kommunikators an. Die Fehlerrate des Empfangs mit dem herkömmlichen angepassten Filter, das von Störungen beeinträchtigt wird, nimmt im Vergleich zur Fehlerrate bei nur einem Kommunikator merklich ab, während die Charakteristik der Empfangsmethode der vorliegenden Erfindung mit dem theoretischen Wert bei nur einem Kommunikator im wesentlichen übereinstimmt.
Fig. 7 zeigt in gleicher Weise die Ergebnisse von Simulationen. Hierbei ist die Zahl L gleichzeitiger Kommunikatoren zwei, und die empfangene Leistung eines zweiten Kommunikators ist um 10 dB höher gesetzt als die des ersten Kommunikators. Diese Situation kann man als das Umfeld eines typischen Nah-Fern-Problems ansehen. Die Abszisse stellt die Signalleistung gegenüber der Rauschleistung (SNR) nach Entspreizen für den ersten Kommunikator dar, und die Ordinate zeigt die Fehlerrate des ersten Kommunikators. Die schwarzen Kreise zeigen die Empfangscharakteristik durch das herkömmliche angepasste Filter, und der weiße Kreis die Empfangscharakteristik der vorliegenden Erfindung. Wie man der Fig. 7 entnehmen kann, geht die Fehlerratecharakteristik des angepassten Filters im Vergleich zu der bei nur einem Kommunikator unter Einfluss des Nah-Fern- Problems deutlich zurück, während die Charakteristik der Empfangsmethode der vorliegenden Erfindung frei von Einflüssen des Nah-Fern-Problems ist.

Claims

1. Verfahren zum Empfang eines Code-Multiplexsignals, welches von L Kommunikatoren, wobei L eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist, Signale empfängt, die jeweils mit einer Spreizcodefolge kurzer Periode und einer solchen langer Periode spektrumgespreizt sind, und welches wenigstens eines der empfangenen Signale durch Entspreizen der empfangenen Signale mit jeweiligen Spreizcodefolgen für die L Kommunikatoren zum Erhalt von L entspreizten Ausgangsfolgen abtrennt, gekennzeichnet durch die Schritte:

(a) wobei Teilkorrelationsmatrizen Rk+h(1), Rk+h(0) and Rk+h(-1) der Dimension L · L, die die Kreuzkorrelation der Spreizcodefolgen der L Kommunikatoren zu jeweiligen Symbolzeitlagen im Bereich von der (k - g)-ten bis zur (k + g)-ten darstellen, für h = -g, ..., 0, ..., g berechnet werden, wobei k eins gegebene ganze Zahl ist und g eine feste Konstante gleich oder größer als 1 ist, dann eine Korrelationsmatrix Rk zur k-ten Symbolzeitlage, die sich aus den Teilkorrelationsmatrizen in dem genannten Bereich von Symbolzeitlagen zusammensetzt, nach folgender Gleichung erzeugt wird

und deren inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ berechnet wird;

(b) wobei die inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ mit Vektoren der L entspreizten Ausgangsfolgen zu den (k - g)-ten bis (k + g)-ten Symbolzeitlagen multipliziert wird; und

(c) wobei ein Symbol bezüglich den Ergebnissen der Multiplikation entsprechend wenigstens eines der L Kommunikatoren im Schritt (b) entschieden wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Prozeß der Berechnung der inversen Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ zu jeder Symbolzeitlage k + 1 nach der Symbolzeitlage, zu der die inverse Korrelationsmatrix in Schritt (a) berechnet wurde, die Schritte umfaßt:

(a-1) wobei Teilkorrelationsmatrizen Rk+g(-1) und Rk+g+1(0) und die inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹, die zur Symbolzeitlage k berechnet wurden, dazu verwendet werden, aus der inversen Korrelationsmatrix eine dieser gegenüber um eine Symbolzeitlage erweiterte inverse Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ zu erzeugen; und

(a-2) wobei die inverse Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ zur Symbolzeitlage k + 1 aus der erweiterten inversen Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ berechnet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Prozeß der Erzeugung der erweiterten inversen Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ in Schritt (a-1) ein Prozeß der Berechnung der folgenden Gleichung ist:

wobei

Sk = [Rk+g+1(0) - rkHRk&supmin;¹rk]&supmin;¹

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Prozeß der Berechnung der inversen Korrelationsmatrix Rk&supmin;¹ zur Symbolzeitlage k + 1 aus der erweiterten inversen Korrelationsmatrix Rk,k+1&supmin;¹ im Schritt (a-2) ein Prozeß ist, bei dem die inverse Korrelationsmatrix aus folgender Gleichung berechnet wird:

Rk+1&supmin;¹ = Qk+1 - qk+1qk+1,k+1&supmin;¹qk+1H

wobei eine die erweiterte inverse Korrelationsmatrix repräsentierende Gleichung durch folgende Gleichung gegeben ist:

und die untere rechte (2g + 1)L mal (2g + 1)L Teilmatrix, die obere rechte L mal (2g + 1)L Teilmatrix, die untere linke (2g + 1)L mal L Teilmatrix und die obere linke L mal L Teilmatrix in der- erweiterten inversen Korrelationsmatrix, die im Schritt (b - 1) berechnet wurde, Qk+1, qk+1H, qk+1 bzw. qk+1,k+1 gesetzt werden.

5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Teilkorrelationsmatrix zur Symbolzeitlage k durch folgende Gleichung gegeben ist:

Rijk(m) = sik(t - τi)s*jk(t + mT - τi)dt, m = -1,0,1

wobei eine Integration über die Zeit t von -∞ bis ∞ bedeutet, sik(t) eine Spreizcodefolge des i-ten Kommunikators zur k-ten Symbolzeitlage ist und mit Ausnahme einer Symboldauer, die durch die Zeitdauer [(k-1)T, kT] definiert ist, 0 ist, T die Symbollänge ist, τi eine relative Zeitverzögerung des von dem i-ten Kommunikator empfangenen Signals ist und * konjugiert komplex bedeutet.