DE69530167T2

DE69530167T2 - Differentieller Hochgeschwindigkeitsinduktivitätstreiber mit einer bidirektionalen Strombegrenzer-Ausgangsstufe

Info

Publication number: DE69530167T2
Application number: DE69530167T
Authority: DE
Inventors: Scott Warren Cammeron
Original assignee: STMicroelectronics lnc USA
Current assignee: STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1994-12-30
Filing date: 1995-12-22
Publication date: 2003-10-16
Anticipated expiration: 2015-12-23
Also published as: JPH08235507A; EP0720151A3; DE69530167D1; US5696460A; EP0720151A2; EP0720151B1; US5546030A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungen und Verfahren zur Bereitstellung von bidirektionalen Treiber- bzw. Ansteuerungsströmen für einen induktiven Schreibkopf.
Magnetische Festplattenlaufwerke sind fortwährend seit den Fünfziger Jahren verbessert worden, wobei aber die meisten der grundlegenden Funktionsprinzipien nicht geändert worden sind. Ein Kopf, der eine Solenoidspule enthält, ist in Annäherung zu einer drehenden Scheibe bzw. Platte platziert, die mit einem Ferromagnetikum oder einem ferromagnetischen Medium beschichtet ist. Indem der Strom durch die Spule getrieben wird, kann ein Magnetfeld an der Oberfläche des magnetischen Mediums erzeugt werden, das stark genug ist, um einen Übergang der Magnetisierung des Mediums zu induzieren. Indem der Strom in der Spule umgedreht wird, kann die Richtung der Magnetisierung des Mediums geändert werden. Die Domänengrenzen, die so erzeugt werden, können zum Lesen gefühlt werden und sind angemessen stabil und stellen folglich eine nichtflüchtige Speicherung von Daten zur Verfügung. Schreibverstärker für magnetische Festplattenlaufwerksköpfe müssen deshalb schnelle Übergänge des Stromes über dem induktiven Schreibkopf messen bzw. fühlen.
In einem Festplattenlaufwerk war herkömmlicherweise der Kopf eine Spule (oder in jüngerer Zeit ein Dünnschichtkopf mit einem Äquivalent zu einer Spule), die in irgendeiner Form eines Kopfes eingebettet war, der über die Oberseite der Festplattenscheibe rutschte bzw. glitt und angeordnet war, um ein Magnetfeld in einem kleinen Bereich der Oberfläche der Platte zu erzeugen. Indem die Strommenge gesteuert wurde, die zu der Spule fließt, und diese von einer Richtung zu der anderen Richtung geschaltet wird, würde eine Reihe von magnetischen Dipolen in dem ferromagnetischen Medium an der Oberfläche der Festplatte erzeugt werden.
Normalerweise wird eine "1" auf der Festplatte durch einen Übergang in dem Magnetfeld angezeigt. Kein Übergang würde für eine Null sprechen. (Diese Übergänge sind auf Arten synchronisiert, die hier nicht relevant sind.)
Ein Festplattenantrieb enthält normalerweise mehrere Kopfelemente, die jeweils an jeweiligen Armen montiert sind. Die Arme bewegen sich über die Festplatte und folgen der Spur verschiedener Ringe von magnetischen Daten. Falls wir die magnetischen Domänengrenzen in dem magnetischen Medium auf der Platte sehen könnten, würden wir Ketten von überlappenden Kreisen sehen, nahezu wie überlappende Ausstanzungen, wobei der Schreibkopf sein magnetisches Feld änderte und eine neue Fluxdomäne ausstieß. Die geschriebenen Domänen sind dicht genug beabstandet, um zu überlappen (und deshalb sind sehr wenige von ihnen kreisförmig), aber es verbleibt genug Platz bzw. Fläche in jedem von ihnen, um die geschriebenen Daten beizubehalten.
Als Hersteller zu höheren Festplattenrotations-RPMs-Übergängen und/oder zu kleineren physikalischen Abmessungen gingen, an die der Schreibkopf magnetisch gekoppelt ist, stieg die Bandbreite, die für den Schreibkopf gefordert wurde, stetig an. Die Anforderungen an den Schreibverstärker waren sehr weitgehend und haben so mit dem verbesserten Kopf und den verbesserten Magnetfilmtechnologien schnell zugenommen. Die vorliegende Erfindung stellt ein Hochgeschwindigkeitsdesign zur Verfügung, das eine sehr hohe Bandbreite von der herkömmlichen Siliziumtechnologie erhalten kann, und Übergänge in einer Größenordnung von ungefähr 100 Millionen Bits pro Sekunde mit typischen Kopfinduktanzen zur Verfügung stellen kann und potenziell bis zu mehreren hundert MHz für kleine Induktanzen.
Die Fig. 1A zeigt ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm des Anschlusses eines Schreibverstärkers an einen Dünnschichtfestplattenkopf. Der Kopf erscheint dem Verstärker als eine vorherrschende induktive Last mit relativ großem Wert (z. B. 600-800 nH).
Die Fig. 1B zeigt in weiteren Einzelheiten ein Modell der elektrischen Eigenschaften des Dünnschichtfestplattenkopfes, der seine Anschlüsse enthält. Typische Größenordnungen für die gezeigten Reaktanzkomponenten sind:
C(Leiter) 5 pF;
L(Leiter) 700 nH;
R(Kopf) 40 Ω;
L(Kopt) 100 nH, jeweilig.
Seit 1995 liegen die Datenlese- und -schreibgeschwindigkeiten typischerweise in der Nachbarschaft von 180 Megabit pro Sekunde. Da jede Flanke (ansteigende oder abfallende) einem Bit entspricht ist deshalb die Frequenz typischerweise in der Nachbarschaft von 50 MHz. Diese Geschwindigkeit mit der merklichen Induktanz der Kopfspule zu erzielen, ist nicht einfach.
Die induktive Spannung ist häufig als V = LdI/dt bezeichnet worden; aber um die Anstiegszeiteffekte in einer induktiven Last ordentlich zu analysieren, sollte das grundlegende Induktanzverhältnis in einer Weise vorgebracht werden, die eine Kausalität vorbehält:
Das heißt, die korrekte Kausalität (in einem Schreibkopf) ist, dass die Spannung geändert wird und dies eine Änderung des Stromes erzeugt. Folglich, wenn die Eingänge zu einer induktiven Last geschaltet werden, kann die Spannung schnell geändert werden und der Strom wird dann proportional zu dem Zeitintegral der angelegten Spannung hochgefahren.
Die Fig. 2 ist ein Strom-Zeit-Diagramm, das zeigt, wie sich der Strom des Kopfes während zweier Ubergänge in entgegengesetzte Richtungen verhält. Sobald die angelegte Spannung ihren maximalen Wert erreicht, ändert sich der Strom bei einer gleichmäßigen dI/dt.
Die Fig. 3 zeigt eine ideale Spannungswellenform für einen Schreibtreiber. Man nehme an, dass der Spulenstrom über eine relativ lange Zeitdauer konstant geblieben ist: die Eingänge sind in einer Richtung und die Spannung über den Induktor ist gerade ein IR-Abfall. Wenn wird die Eingänge schalten, kann anfangs der Strom in dem Induktor nicht wechseln, so dass der Induktor wie ein unendlicher Widerstand aussieht, und der Treiber wird sich schnell zu seinem vollen Spannungsschwung Vsat aufschwingen. Diese Spannung Vsat verursacht in dem Induktor ein dI/dt und der Strom wird mit einer gleichmäßigen Rate geändert, bis sich der Verstärker seiner Stromgrenze annähert (einem Wert, der durch den externen Widerstand bei der vorliegend bevorzugten Ausführungsform programmiert ist). Wenn nun der Strom beginnt, bei dem neuen Strompegel herunter nivelliert zu werden, fällt die Spannung über den Induktor ab, bis seine Anschlüsse die gleiche IR-Spannungsgrößenordnung erreichen, die ursprünglich vorgestellt wurde. (Jedoch hat diese IR-Spannung das entgegengesetzte Vorzeichen zu dem, das zuvor zu geben war.)
Die Größenordnung der Spitzenspannung Vsat des Verstärkers wird die Rate bzw. Geschwindigkeit bestimmen, mit der wir den Spulenstrom ändern können. Die typischen Werte für TSLEW lagen 1994 in dem Bereich von 4 bis 9 ns.
Die Spannungsanstiegsrate des Schreibverstärkers ist auch signifikant, weil auch dies eine Komponente der Verzögerung ist und die Datenrate begrenzt. Jedoch wird die Zeit bei Vsat, während der sich der Strom an seiner Spitzenrate ändert, üblicherweise die Schaltzeit dominieren.
Die US-A-5,333,081 offenbart eine Treiberschaltung für einen magnetischen Kopf, die sämtliche Merkmale der integrierten Schaltung nach Anspruch 1 (und entsprechend die Schritt des Verfahrens nach Anspruch 12) hat, mit der Ausnahme, dass es keine Herunterregelung bzw. Maßstabsverkleinerung der Basisspannungen gibt, um eine Sättigung des zweiten Paarens von Transistoren zu vermeiden.
Folglich ist es eine wichtige Zielsetzung, eine hinreichend hohe Größenordnung von Vsat zur Verfügung zu stellen. Eine zweite Zielsetzung ist es, eine angemessen hohe Spannungsanstiegsrate an dem Verstärkerausgang zur Verfügung zu stellen. Eine weitere Zielsetzung ist es, einen genau geregelten Spitzenstrom zur Verfügung zu stellen. Die offenbarten Ausführungsformen von Schaltungen stellen neue Schaltungsideen zur Verfügung, die vorteilhaft sind, um sämtliche der Zielsetzungen zu erreichen.
Eine integrierte Schaltung und ein Verfahren gemäß der Erfindung sind in den Ansprüchen 1 bzw. 12 definiert.
Eine Fortpflanzungsverzögerung in dem Pfad in dem Schreibverstärker ist vergleichsweise unwichtig, da sie die Datenrate nicht beeinträchtigt.
Um die Schaltgeschwindigkeit in der bipolaren Technologie zu maximieren, ist es wünschenswert, die bipolaren Transistoren vor der Sättigung zu bewahren. Darüber hinaus stellt die Verwendung eher des bipolaren als des MOS-Transistors einen zusätzlichen Spielraum zur Verfügung, weil der Diodenabfall eines bipolaren Transistors nur ungefähr 0,7 Volt verglichen mit einer MOS-Schwellenspannung von typischerweise 1,0 oder 1,1 Volt beträgt. Die vorliegende Erfindung betreibt die Anlauftransistoren unmittelbar mit einem differenziellen Signal, das durch Standardtechnologien erhalten wird, verwendet aber eine verschobene und skalierte Version der Grundspannung der Anlauftransistoren, um die Ausschalttransistoren zu treiben. Darüber hinaus regelt eine Stromquelle den Strom, der durch die Ausschalttransistoren gezogen werden kann.
Es ist auch bevorzugt, eher NPN- als PNP-Einrichtungen in geschwindigkeitskritischen Pfaden bzw. Leitungspfaden zu verwenden. Einige Bemühungen sind unternommen worden, um PNP-Einrichtungen in bipolaren Treibern zu verwenden, jedoch ist es das Problem, wenn hohe Frequenzen erforderlich sind, dass PNP-Treiber notwendigerweise längere Schaltzeiten auf Grund der geringeren Mobilität von Löchern vorweisen. Während folglich die Größe von PNP-Treibern eingestellt werden kann, um eine Verstärkung zur Verfügung zu stellen, die vernünftig von der von NPN-Treibern ausgeglichen bzw. ausbalanciert ist, können lediglich Größeneinstellungen die Probleme der Schaltzeit nicht lösen.
Bei Anwendungen des magnetischen Schreibens ist es wünschenswert, den maximalen Strom, der zur Verfügung gestellt wird, sorgfältig zu steuern. Jedoch kann dies bei anderen Anwendungen nicht erforderlich sein.

Innovativer Schreibverstärker

Die vorliegende Erfindung offenbart eine neue bzw. innovative Schaltung zum Treiben bzw. Ansteuern des Schreibkopfes. In dieser Schaltung sind sämtliche der Treibertransistoren NPN und sämtliche sind davor bewahrt, in die Sättigung zu gehen. Dies maximiert die Schaltgeschwindigkeit. Dies wird erzielt, indem die differenzielle Ansteuerung, die an die Anlauftransistoren angelegt wird, geschoben und herabskaliert wird, um die Anlauftransistoren mit Pegeln anzutreiben, so dass die Ausschalttransistoren nicht in die Sättigung gehen können. Diese stellt eine sehr einfache Schaltung zur Verfügung, in der sämtliche der vier Treibertransistoren NPN sind, und alle werden außerhalb der Sättigung gehalten. Darüber hinaus ist der Spitzenschreibstrom, der dem Kopf zugeführt wird, genau begrenzt.
Man bemerke, dass die neue Schaltung keine Schalt-Schaltung ist und keine H-Brücke, sondern eher eine vollständig differenzielle doppelseitige Mitnehmerschaltung bzw. doppelseitige Treiberschaltung. Im Gegensatz dazu hat eine H-Brücke vier Eingänge und diese werden durch getrennte Schaltungen angesteuert, die synchronisiert werden müssen. Indem der Pegelverschieber bzw. -umsteller unmittelbar an die direkte Ausgangsstufe angelegt wird und ein differenzielles Signal dekodiert wird, um ihn zu betreiben, haben wir all das umgangen. H-Brücken-Schalt-Schaltungen werden herkömmlicherweise für ein bidirektionales Schalten mit geringer Geschwindigkeit verwendet: jedoch sind solche Schalt- Schaltungen für hochfrequente Fähigkeiten, wie sie für Schreibverstärker erforderlich sind, vollständig ungenügend.
Da die Eigenschaften von magnetischen Medien zwischen Herstellern variieren werden und da Prozesse und Materialien optimiert werden, stellt der Schreibverstärker bei der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform eine genaue Spiegelung eines Stromes zur Verfügung, der von einem externen Anschluss gezogen wird, um den Strom genau zu definieren, der in den Spulen fließen würde. Folglich kann der Treiberhersteller den Schreibstrom genau steuern, indem der Wert eines externen Präzisionswiderstandes zur Erdung geändert wird, oder alternativ durch Anschließen einer programmierbaren Stromsenke an diesen Anschluss. Folglich kann der Treiberhersteller den Strom für verschiedene Kopfmediumcharakteristiken ändern.
Die Notwendigkeit für die Umkehrung der Stromrichtung an einem differenziellen Ausgang erscheint auch bei anderen Anwendungen, einschließlich Treibern für Schwingspulen und andere kleine elektromechanische Betätigungseinrichtungen bzw. Aktoren, Ultraschallwandler zur Abbildung bei VHF und höheren Frequenzen, und dem Schalten oder der Phasenverschiebung bei Mikrowellensignalen. Die offenbarte Schaltung kann vorteilhaft bei diesen und anderen analogen Anwendungen sein.
Die offenbarten Erfindungen werden unter Bezugnahme auf die begleitenden Darstellungen beschrieben, die wichtige Beispiele der Ausführungsformen nach der vorliegenden Erfindung zeigen und die in die Beschreibung hiervon durch Bezugnahme aufgenommen sind, wobei:
Fig. 1A ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm des Anschlusses eines Schreibverstärkers an einem Dünnschichtfestplattenkopf zeigt, und Fig. 1B ein Modell des Dünnschichtfestplattenkopfes in weiteren Einzelheiten zeigt, einschließlich seiner Anschlüsse.
Fig. 2 ist ein Strom-Zeit-Diagramm, das zeigt, wie sich der Kopfstrom während zweier Übergänge in entgegengesetzte Richtungen verhält.
Fig. 3 ein Spannungs-Zeit-Diagramm, das zeigt, wie sich die Spannung über den Kopf während eines einzigen Überganges, wie er durch die Schaltung nach der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird, ändert.
Fig. 4 ist ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm, das allgemein den Schreibverstärker nach der vorliegend bevorzugten Ausführungsform zeigt.
Fig. 5A, 5B und 5C sind drei Teile einer einzigen Darstellung, die die vorliegend bevorzugte Ausführungsform zeigt.
Fig. 6A, 6B, 6C und 6D sind drei Teile einer einzigen Darstellung, die eine Abtasttreiberkopf-Schnittstelle zeigt, die vorteilhafterweise einen Schreibverstärker gemäß den Fig. 3 oder 4 enthält.
Die zahlreichen neuen Lehren nach der vorliegenden Erfindung werden unter besonderer Bezugnahme auf die vorliegend bevorzugte Ausführungsform (im Wege eines Beispieles und nicht zur Beschränkung) beschrieben, wobei:
Die Fig. 4 ist ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm, das allgemein den Schreibverstärker nach der vorliegend bevorzugten Ausführungsform zeigt. Bei diesem Schaltungsdiagramm kann gesehen werden, dass zwei Verschiebungs- und Skalierungsblöcke SSA/SSB die Grundtreiberströme der zwei Anlauftransistoren QN3/QN4 übersetzen, um angemessene Grundtreiberströme bzw. Grundansteuerungsströme für die zwei Ausschalttransistoren QN8/QN7 zur Verfügung zu stellen. Dies stellt einen schnellen Betrieb ohne Sättigung, wie oben beschrieben, bereit.
Das Ziel dieser Schaltung ist es, die induktive Last in einer Weise zu schalten, dass während des Nulldurchganges wie auch während der gleichmäßigen Stufe es keinem der NPN- Transistoren ermöglicht wird, in Sättigung zu gehen. Dies vermeidet irgendeine Notwendigkeit, die Grundkapazitanzen zu laden, und deshalb arbeitet die Schaltung relativ schnell.
Die Fig. 5A, 5B und 5C sind drei Teile einer einzigen Darstellung, die Einzelheiten der vorliegend bevorzugten Ausführungsform des Schreibverstärkers zeigen. In dieser Darstellung wird der Leistungspfad durch verdreifachte Linien aufgezeichnet.
Der neue Schreibverstärker, der hierin beschrieben ist, empfängt als Eingang ein differenzielles Signals, das ECL-kompatibel ist. (Diese Signale sind "PECL", das heißt positive ECL, in der vorliegend bevorzugten Ausführungsform. In Systemen mit einer Zufuhr von 5 V verwenden solche Signale typischerweise Spannungspegel von 3,95 ± 0,25 V, das heißt die Zufuhrspannung minus 1,3 V und die Zufuhrspannung -0,8 V. Dies ist ein digitales Signal, das die zu schreibenden Daten darstellt.
Transistoren QN15/QN16 stellen eine differenzielle Eingangsstufe zur Verfügung, die durch differenzielle Eingänge VwP/VwN angesteuert wird. (Dies ist eine Emitterfolgerschaltung, die durch eine Stromquelle vorgespannt bzw. vormagnetisiert ist, nämlich QN26, die auf das Erdpotenzial absenkt.) Eine Pegelverschiebung wird durch Dioden QN17-20 zur Verfügung gestellt und der differenzielle Ausgang steuert ein zweites (und größeres) differenzielles Paar QN13/QN14 an. Der Grund für diese Pegelverschiebung ist, dass es ein differenzielles Paar gibt, das durch QN13 und QN14 erzeugt wird, was dazu führt, um einen Vormagnetisierungsstrom (erzeugt durch QN24) an den zwei Widerständen R1/R2 an dem Kopf abgeschwächt bzw. abgetragen zu werden. Wenn der Eingang zu der Differenzialstufe QN13/QN14 im Gleichschwung ist, kann der Spannungsabfall über einen der Widerstände R1/R2 relativ groß werden (ungefähr 2,9 V bei dem Widerstandswert von 1,5 KΩ der vorliegend bevorzugten Ausführungsform). Falls wir deshalb keine Pegelverschiebung mit den zwei Dioden auf der Emitterfolgerstufe gemacht haben, könnten die Emitter von QN13 und QN14 zu hoch ansteigen, so dass, falls der ganze Strom, der durch einen Widerstand geflossen ist, es die Kollektorspannung von einem der Treiber QN13/QN14 herunterziehen würde, auf den Punkt, wo die Einrichtung gesättigt ist, was nicht erwünscht ist. Die Pegelverschiebung hindert QN13 und QN14 auch an der Sättigung, selbst wenn das Gleichtaktsignal an VwP und VwN auf die positive Zufuhr hoch geht.
Das Differenzialpaar QN13/QN14 (geladen durch Widerstände R1/R2) ist angeschlossen, um die NPN-Anlauftransistoren QN3 und QN4 anzusteuern, die jeweils angeschlossen sind, um die Schreibkopfanschlüsse TFHP/TFHN anzusteuern. (Die gezeigte Schaltung ist bevorzugt nahe an den Bondanschlüssen angeordnet, um die Induktanz der Verdrahtung auf dem Chip zu verringern. Gleichermaßen können abhängig von Platzbeschränkungen der Packungs- bzw. Verkapselungsgröße und des Layouts breite Verdrahtungen optional zur Leitung der Signale zu den Bondanschlüssen verwendet werden und/oder mehrere Bondanschlüsse und/oder Bonddrähte können zum externen Anschluss an diese Signale verwendet werden, um die parasitäre Induktanz zu verringern.)
Die Spannung der Basis von QN3 wird durch QN1 übersetzt und durch die Widerstandsleiter R3 + R4 + R5 skaliert, um einen reduzierten Bruchteil der Grenze bzw. des Spielraumes oberhalb QN9 (das heißt auf einen reduzierten Bruchteil einer Spannung, die zwei VBEs oberhalb des Erdpotenzials ist).
Der Transistor QN5 empfängt diese Spannung an seiner Basis und legt einen entsprechenden Basisstrom an den Abschalt- bzw. Pulldown-Transistor QN8 an.
Wenn folglich QN3 eingeschaltet wird (der Anschluss TFHP wird auf ein hohes Potenzial gebracht), wird auch der Transistor QN8 automatisch eingeschaltet (der Anschluss TFHN wird auf ein niedriges Potenzial bezogen und folglich wird Strom durch den Schreibkopf von THFP zu TFHN gezogen).
Der andere Anlauftransistor QN4 ist an eine identische Verschiebungs- und Skalierungsschaltung angeschlossen: die Spannung der Basis von QN4 wird durch QN2 übersetzt und durch die Widerstandsleiter R6 + R7 + R8 auf einen reduzierten Bruchteil der Grenze oberhalb von QN11 skaliert (das heißt auf einen reduzierten Bruchteil einer Spannung, die zwei VBEs oberhalb des Erdpotenzials ist). Der Transistor QN6 empfängt diese Spannung an seiner Basis und legt einen entsprechenden Basisstrom an den Abschalt- bzw. Pulldown-Transistor QN7 an. Wenn folglich QN4 eingeschaltet wird (der Anschluss TFHN wird auf ein hohes Potenzial gezogen), wird der Transistor QN7 automatisch auch eingeschaltet (der Anschluss (TFHP wird auf ein niedriges Potenzial gezogen und folglich wird Strom durch den Schreibkopf von TFHN nach TFHP gezogen).
Man bemerke, dass die verschiedenen Stufen durch Emitterstromquellen zweier Arten angesteuert werden: der Ausgangsstufenstrom wird durch Eingabe von Ihead gesteuert, der den erlaubten Kopfstrom definiert, und die Ströme der anderen Stufen werden durch einen Vormagnetisierungsstromeingang IbiasW bestimmt. In einem Schreibverstärker ist auch die Strommenge zu steuern, um den maximalen Strom in dem Kopf zu begrenzen.
Die MOS-Transistoren MN2/MN3 unten rechts sperren den Schreibverstärker (indem die Stromquellen gesperrt werden), wenn der Schreibmodus inaktiv ist, wie durch das aktive Signal mit niedrigem Potenzial W/ angezeigt wird.
Bei der vorliegend bevorzugten Ausführungsform sind die Eingänge VwP und VwN nicht nur PECL-Signale (und demgemäß auf die positive Zufuhr bezogen), sondern sind auch definiert, um einen speziellen Betriebsmodus zu haben, in dem die Gleichtaktspannung zu der positiven Spannungszufuhr (+5 V in diesem Beispiel) hochgehen kann.
Die Stromquelle, die den speist, wird im Hinblick auf zwei parallele Transistoren QN28 und QN29 gezogen, um ein Layout-Merkmal anzuzeigen: von der Stromquelle. Jene zwei Transistoren sind tatsächlich wie zwei getrennte Einrichtungen ausgelegt. Sie werden durch den Strom in QN30 und QN31 herausgespiegelt, die auch als zwei getrennte Einrichtungen (aber viel kleiner) ausgelegt sind. Deshalb würde das Verhältnis des Stromes, der in QN30 + QN31 fließt, zu dem Strom, der in QN28 + QN29 fließt, sehr genau 1 : 20 betragen. Die zwei Paare von Transistoren sind in einem sich überschneidenden Muster ausgelegt, so dass die Paare den gleichen Schwerpunkt haben. Dies wird getan, um eine genaue Passung zu erzielen.
QN21 mit den Widerständen R9 und R10 bilden einen VBE-Mess- bzw. Vor-Widerstand. Man bemerke, dass eine Basisstromkompensation in der Stromspiegelarchitektur verwendet wird, Ihead 50 genau wie möglich zu spiegeln, um genau 20-mal Ihead in den Kollektoren von QN28 und 29 zur Verfügung zu stellen.
Die Genauigkeit in dem Schreibverstärker wird nicht für den Schreibbetrieb selbst benötigt, sondern um es dem Treiberhersteller zu ermöglichen, den Strom an dem Schreibkopf genau zu steuern. Der Treiberhersteller wird den Schreibkopfstrom genau mit einem externen Programmwiderstand bzw. programmierbaren Widerstand spezifizieren. Der Treiberhersteller will so viel Kontrolle wie möglich über den Wert haben. Der Treiberhersteller will dazu in der Lage sein, jenen Widerstand zu messen und seinen Wert in eine Formel zu packen und den Kopfstrom genau zu berechnen. Für verschiedene Kopfcharakteristiken von Medien können verschiedene Ströme in dem Kopf fließen. Darüber hinaus kann der Kopf mit einem Fehler bzw. einer Abweichung hergestellt sein, oder kann Anteile eines Mikrons höher als normal gleiten, oder das Medium kann so beschichtet sein, dass seine Dicke etwas zu hoch oder zu niedrig ist. Abhängig von diesen Herstellungsabweichungen kann es der Treiberhersteller wünschen, den Kopfstrom zu erhöhen oder zu verringern. Man bemerke auch, dass der Hersteller nicht notwendigerweise einen externen Widerstand zu verwenden hat, um den Strom einzustellen: alternativ können ein D/A-Konverter und ein Spannungs-zu-Strom- Konverter verwendet werden. Diese Anordnung erlaubt es dem Treiberhersteller, lediglich ein binäres Wort zu verwenden, um den Strom zur Erde zu programmieren; durch Anschließen dieses Stromes an den Anschluss Ihead kann der Hersteller den Kopfstrom steuern, um genau 20-mal Ihead zu sein. Folglich kann der Treiberhersteller den Kopfstrom programmierbar im Fluge verändern, um seine Schreibcharakteristiken zu optimieren.
Der Grund ist, dass sie manipulieren wollen und sie wollen nicht nur manipulieren, sondern sie wollen wissen, was der Wert ist, und sie wollen, dass er so genau wie möglich ist. Die Spezifikation gibt 8% an, was sehr grob ist, und wir mögen dies aus dem Wege räumen, um sicherzustellen, dass wir besser als unser Wettbewerb sind. Wir steuern auf sogar 1%. Und dieser Stromspiegel ist ein Beispiel von dieser Art der Genauigkeit. Der MOSFET MN4 (W/L 50 u/1,2 u) speist die Basis der Stromspiegel QN30, QN31, QN28 und QN29. Dies vermeidet irgendeinen Basisstromfehler bei der Stromspiegelung. Darüber hinaus würde das Gate der NMOS-Einrichtung ungefähr 1 Volt um den Basisanschluss schweben, da die NMOS- Einrichtung einen Schwellenwert von ungefähr 1 Volt hat, was 0,7 Volt oberhalb des Emitters ist, was bedeutet, dass die Vce an QN30 und QN31 1,7 Volt betragen wird und die Vce an QN28 und QN29 typischerweise ungefähr 0,91 Volt betragen wird, was der Grund ist, weshalb der Vbe-Mess- bzw. Vor-Widerstand bei der vorliegend bevorzugten Ausführungsform verwendet wird. Das heißt, der Stromspiegel würde durch sich selbst unter einem Effekt einer frühen Spannung leiden, da die Vce an QN30 + QN31 größer sein würde als die Vce an QN28 + QN29. Jedoch lässt der Vbe-Mess- bzw. Vor-Widerstand die Vce- Spannung von QN30 + QN31 abfallen, um sie genauer zu der Vce von QN29 passen zu lassen.
Man bemerke, dass die Anschlüsse des über den Emitter gekoppelten differenziellen Paares QN7/QN8 durch die Anlauf-Emitterfolger QN3 und QN4 angesteuert werden. Die Kombination von diesen stellt eine bipolare Ausgangstreiberstufe mit begrenztem Strom dar. Die Strombegrenzung ist durch die Stromquelle QN28/QN29 zur Verfügung gestellt. Vier große Transistoren stellen den bipolaren Ausgang zur Verfügung: QN3, QN4 sind die erzeugenden Transistoren und QN7 und QN8 sind die verbrauchenden Transistoren. Die maximale Menge des Stromes, den man dazu bringen kann über die Anschlüsse TFHP und TFHN zu fließen, wird durch die Stromquelle QN28/QN29 bestimmt. Um Strom aus dem TFHP-Anschluss zu schicken, wollen wir die Basis von QN3 hoch auf die Schiene bzw. die Führung ansteuern. Wir möchten dann, dass TFHN Strom verschwinden lässt bzw. verbraucht, wobei wir in diesem Fall wollen, dass QN4 einen Weg abwärts angesteuert wird, so dass der Emitter-Basis-Kontakt eventuell umgekehrt vorgespannt bzw. vormagnetisiert wird und aus dem Bild bzw. der Darstellung fällt. QN8 lässt sämtlichen erzeugten Strom durch den Stromspiegel QN28/QN29 verschwinden bzw. versenkt den Strom. Dies würde einem Strom entsprechen, der in einer Richtung in TFHP und aus TFHN fließt. Wenn Strom in die andere Richtung fließt, ist das Bild genau umgekehrt und QN4 würde Strom an den Anschluss TFHN abgeben und QN7 würde Strom von dem Anschluss TFHP verschwinden lassen bzw. versenken.
Man betrachte nun, was während des Einschwingschaltens passiert und warum all diese Transistoren niemals in Sättigung getrieben werden. (Klarerweise können QN3 und QN4 niemals in die Sättigung gehen, weil die Basen nicht über die Zufuhr gehen können.) Man ziehe nun den Fall in Betracht, in dem QN3 in die positive Zufuhr getrieben wird: keiner der Vormagnetisierungsströme QN24 wird durch R1 gesteuert, so dass R1 im Wesentlichen keinen Spannungsabfall hat. (Eventuell wird R1 einen winzigen Spannungsabfall erfahren, auf Grund des Basisstroms, der durch QN3 mal R1 gezogen wird; jedoch ist dies im Allgemeinen gleichmäßig, weil es auch in der anderen Schiene vorkommt.) Wenn QN3 auf die positive Zufuhr gezogen wird, wirkt QN1 als ein Emitterfolger, wobei aber der Ausgang von QN1 bezüglich des Pegels durch die Widerstandsleiter R3 + R4 + R5 verschoben ist. Diese Widerstände (und die zwei Dioden QN9/QN10) stellen eine Pegelverschiebung in einer proportionalen Weise bereit. Die Funktion dieser Elemente ist nicht lediglich eine Verschiebung, sondern eine Verschiebung und Skalierung bzw. maßstabsgerechte Veränderung. QN9 und QN10 ergeben zwei Dioden, so dass der Kollektor von QN9 bis 1,4 Volt (2 Vbe) ist. Die 1 : 3-Skalierung bzw. maßstabsgetreue Veränderung, die durch die Widerstandsleiter zur Verfügung gestellt wird, bedeutet, dass die Basis von QN5 ein Drittel der Spannungsdifferenz zwischen dem Emitter von QN1 und dem Kollektor von QN9 betragen wird, so dass, wenn die Emitterspannung von QN1 hoch und runter geht, wir nicht nur eine Pegelverschiebung erhalten, sondern auch einen Spannungsteilungseffekt.
Das Ergebnis dieser Verschiebung und Skalierung ist, dass, wenn die Basis von QN3 auf eine positive Zufuhr gezogen ist, die Basis von QN5 auf eine höhere Spannung als die Basis von QN6 gezogen wird (die gerade wie QN5 angeschlossen ist, ausgenommen, dass QN6 durch die Emitterfolgerstufe von QN2 angesteuert wird).
Wenn R1 ausgeschaltet war, geht der Spannungsabfall über R2 zu 2,9 Volt hinunter, weil der gesamte Vormagnetisierungsstrom von QN24 durch R2 gesteuert wird. Deshalb geht die Basis des Emitterfolgers QN2 auf 2,9 Volt hinab, was bedeutet, dass die Spannung an QN6 niedriger sein wird als die Spannung an QN5. In der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform sind QN5 und QN6 direkte Emitterfolger, die von QN22 und QN23 vorgespannt werden.
Grundsätzlich ist die hochgezogene Seite bzw. die Anlaufseite der Brücke vollkommen normal. Wir haben einen Differenzialverstärker bekommen, wir kommen in ihn hinein und steuern ihn in einer Weise an, die durch die bestimmte Anwendung vorgegeben ist, wobei aber die Art, auf die wir die Ausschalt- bzw. Auslaufseite der H-Brücke (Pulldown-Seite) ansteuern, die ist, wo wir das Problem haben, sicherzustellen, dass wir nicht sättigen. Wie können wir das tun? Wird spiegeln Strom aus jedem unserer Pullup-Transistoren bzw. Anlauftransistoren, wir verschieben und skalieren diesen Strom und verwenden ihn, um das Gate der jeweiligen Pulldown-Einrichtung bzw. Ausschalteinrichtung mit jeweiligen Ausschalt- bzw. Pulldown-Transistoren anzusteuern. Und dies und die begrenzte Stromquelle in jeder Haltebrücke gibt uns dieses Verhältnis, indem die vorläufigen Treiberstufen uns die Sättigung an den Anlaufeinrichtungen bzw. Pullups meiden und diese Verbindung vermeidet die Sättigung der Ausschalteinrichtung bzw. der Pulldown-Einrichtung.
Wie oben erörtert, wird, wenn wir anfänglich versuchen, den Strom an dem Induktor bzw. diese(r) Induktionsspule zu schalten, dieser Induktor bzw. diese(r) Induktorspule sofort aussehen wie ein unendlicher Widerstand. Folglich müssen wir einen Strompfad innerhalb der Verstärkerstufe zur Verfügung stellen, so dass, obwohl kein Strom durch den Induktor fließt, der programmierte Strom durch die Innenseite der Stufe fließen wird. Man betrachte den Fall, in dem ein programmierter Strom stetig in einem Zustand von TFHP zu TFHN fließt, und dann wird die Basis von QN3 hochgezogen und die Basis von QN4 wird abgesenkt bzw. heruntergezogen. Die Basis von QN4 würde um 2,9 Volt heruntergezogen bzw. abgesenkt werden und die Basis von QN3 wird beinahe bei der positiven Zufuhr minus einem IR-Abfall über die 1,5 K auf Grund des Basisstroms von QN3 wein. Der programmierte Strom wird typischerweise 10 bis 20 Milliampere an der Ausgangsstufe betragen, so dass, wenn dieser durch ein typisches Beta von 100 geteilt wird, dieser typischerweise 100 bis 200 Mikroampere des Basisstroms zeigt. Dieser Basisstrom, der durch Widerstände mit 1,5 KΩ fließt, wird einen IR-Abfall von ungefähr 150-300 mV Spannung ergeben. Jedoch ist der TFHP-Anschluss notwendigerweise 0,7 Volt unterhalb von der Basis von QN3 plus einem kleinen IR-Abfall.
Weil ein typischer Kopf 10 Ohm Einschaltwiderstand hat, führt ein programmierter Strom von typischerweise 10 Milliampere zu einem Abfall von 0,1 Volt über die Anschlüsse TFHP und TFHN. Dies ist 0,1 Volt in dem gleichmäßigen Zustand bzw. eingeschwungenen Zustand, nicht bei dem Einschwingen. Falls TFHP ungefähr 0,8 Volt unterhalb der positiven Zufuhr ist (auf Grund des QN3 und dem IR-Abfall über R1), dann ist TFHN ungefähr 0,9 Volt von der positiven Zufuhr. Da die Basen von QN4 und QN2 durch R2 auf 2,9 Volt plus der positiven Zufuhr geschaltet worden sind, ist der Basis-Emitter-Kontakt von QN4 umgekehrt vorgespannt bzw. vormagnetisiert und aus dem Bild bzw. aus dem Rahmen. Zusätzlich ist Vce an QN4 groß genug, um QN4 aus der Sättigung zu halten.
Man betrachte nun die Pegelverschiebung, die durch QN1 und QN2 getan ist, den Emitterfolgern, die die Widerstandsteiler speisen, die ein anderes Paar von Emitterfolgern abgreifen, das durch QN5 und QN6 erzeugt wird, um die unteren bzw. niedrigeren Transistoren anzusteuern. Wenn die Basis von QN3 bei einer Plus-Zufuhr ist, veranlasst dies auch die Basis von QN1 zu der Plus-Zufuhr zu gehen, was die Basis von QN5 veranlasst, höher zu sein, als die Basis von QN3, was die Basis von QN8 veranlasst, höher als die Basis von QN7 zu sein, und deshalb wird der ganze Programmierstrom durch QN8 gesteuert und wird aus dem TFHN-Knoten gezogen. Dies ist der gleichmäßige Zustand für den Strom, der aus TFHP in den TFHN fließt.
Wenn wir die Eingänge sofort schalten, versuchen wir, das ganze Bild umzudrehen, wobei aber die Spule anfänglich wie ein unendlicher Widerstand wirken wird. Sobald wird eine Spannung über die Spule anlegen, erhalten wir ein dI/dt, das zu der Treiberspannung korrespondiert, und der Strom wird in der entgegengesetzten Richtung geneigt sein, bis er den programmierten Wert erreicht. Wenn er den programmierten Wert erreicht, wird er in den gleichmäßigen Zustand gleiten und die Spannung über dem Kopf wird wieder auf den IR- Abfall reduziert. So ist dieser Einschwingvorgang konstruiert, um eine Spannung, die so groß wie möglich ist, über die Induktanz zu pumpen, um den Strom so schnell wie möglich in die entgegengesetzte Richtung zu neigen, und dann den programmierten Strom hereinkommen zu lassen und den Spannungsabfall über die Induktionsspule zu begrenzen.
Die Stufe ist konstruiert, um eine Spannung über die Spule so hoch zu schalten wie möglich, um dI/dt zu maximieren. (Um so größer V, um so größer dI/dt.) Die groß zugeführte Spannung wird bleiben, bis der Strom an der Induktionsspule sich in die entgegengesetzte Richtung nach oben neigt, um gleich dem programmierten Wert zu sein. Wenn er sich dem programmierten Wert angleicht, wird die Schaltung schieben bzw. verschieben und es dem IR-Abfall über die Spulen erlauben, in den gleichmäßigen Zustandwert zu gehen. Man betrachte nun den Übergang zwischen diesen zwei Punkten: man betrachte zuerst, dass sämtliche der Transistoren in dem aktiven Bereich verbleiben, und wir stellen einen Pfad für den programmierten Wert des Stromes zur Verfügung, um durch den internen Teil der Schaltung zu fließen, während er in der Spule ansteigt.
Man nehme an, dass QN3, nachdem er bei der Plus-Zufuhr ist, geschaltet wird, und die Basis von QN3 nach unten geht. Instantan bzw. sofort sieht der Anschluss zwischen TFHP und TFHN wie ein unendlicher Widerstand aus und mit dem heruntergehenden QN3 wird QN7 den ganzen Strom leiten wollen.
Die Basis von QN4 wird auf die positive Zufuhrschiene gehen und wird Strom fließen lassen. Jedoch wird TFHN nicht den ganzen programmierten Strom fließen lassen, weil sofort die Induktanz wie ein großer Widerstand wirken wird. Die Induktanz kann als eine Stromquelle während der Verzögerung, bis der Strom verschwindet, angesehen werden und geht dann in die entgegengesetzte Richtung. Wenn folglich QN3 heruntergefahren wird, wird er keinen Strom durchlassen, wobei aber auch kein Strom in QN7 fließen wird. Statt dessen wird Strom aus QN4 fließen, weil QN4 nun zu der Plus-Zufuhr geschaltet wird und die Spule wie ein unendlicher Widerstand aussieht. Folglich geht der Strom durch QN8 und fließt tatsächlich geradewegs nach unten durch den vertikal Pfad.
Folglich trägt die Schaltung, anders als irgendeine Brückenschaltung, unter dieser Einschwingbedingung einen Brechstangenstrom (Crowbar-Strom). Diese Führung des Brechstangenstromes während der Zeit des Anstiegs der Induktionsspule hält die Schaltgeschwindigkeit hoch. Wenn QN4 hoch geht, will der Strom aus der Induktionsspule in den Knoten TFHP fließen lassen; und QN2 geht notwendigerweise auch hoch und will QN7 einschalten. QN7 wird Strom in TFHP verschwinden lassen wollen.
QN2 steuert die Widerstandsleiter an und steuert QN6 an, um QN7 einzuschalten. Man bemerke, dass es einen alternativen Pfad gibt. Wieder sei angenommen, wir seien anfangs in dem eingeschwungenen bzw. gleichmäßigen Zustand, in dem TFHP Strom abgegeben hat bzw. fließen ließ, und dann schalten wird (das heißt die Basis von QN4 geht in die positive Zufuhr und QN4 versucht Strom fließen zu lassen bzw. zu erzeugen). QN3 ist auf ein niedriges Potenzial geschaltet und die Basis von QN3 wird einen Spannungsabfall von 2,9 Volt sehen. Die Spule wird wie ein unendlicher Widerstand wirken, wobei aber QN7 Strom verschwinden bzw. abfallen lassen will. Der Grund dafür, dass QN7 den Strom verschwinden lassen will, liegt darin, dass die Basis von QN6 durch QN2 auf eine positive Zufuhr geschaltet war, so dass wir Strom aus TFHN über QN4 fließen lassen und Strom mit QN7 verschwinden lassen. Aber der sofortig unendliche Widerstand der Spule wird den Emitter von QN3 dazu veranlassen, als die Last für QN7 zu wirken. Nun wird der Anschluss TFHP um 0,7 Volt abfallen bzw. heruntergezogen werden, und QN3 wird schließlich all den Strom für QN7 abgeben und den ganzen Programmstrom bzw. programmierten Strom verbrauchen bzw. auffressen. Nichts von dem Strom wird durch QN4 fließen - stattdessen werden wir mit einem Diodenabfall über QN4 landen - so dass der TFHN-Anschluss auf ungefähr 0,8 Volt unter die positive Zufuhr gehen wird. Der TFHP-Anschluss wird 2,9 + eine Vbe unter den TFHN- Anschluss gehen. Der IR-Abfall über R1 endet damit, die instantane Spannung zu sein, die über die Spule geschaltet wird. Nun fließt Strom durch QN3 in QN7 und wir haben die 2,9 angelegte Spannung über der Spule.
Nun beginnt der Strom, sich aufwärts in der Spule zu neigen bzw. anzusteigen, und wenn der Strom in der Spule ansteigt, beginnt der Strom, der durch QN3 fließt, nach unten zu gehen, aber so lange wie Strom in QN3 fließt wird es einen Vbe-Abfall geben, und TFHP wird 2,9 Volt unter TFHN sein. Wenn der Strom in der Spule ansteigt, wird der ganze programmierte Strom beginnen, durch QN7 absorbiert zu werden. Urplötzlich geht die Vbe an QN3 weg, weil der ganze Strom nun durch die Spule fließt und die Spannung der Spule beginnt anzusteigen, wobei der Kontakt auf QN3 umgekehrt vormagnetisiert bzw. vorgespannt wird. Was man also sieht, ist sofort, dass TFHP 2,9 Volt unter TFHN geht und der ganze Strom fließt durch QN3 und QN7 zu der programmierenden Stromquelle und dann, wenn der Strom in der Spule hochgeht, gemäß dem durch die 2,9 Volt erzeugten dI/dt, wird der Strom in der Spule eventuell dem programmierenden Stromwert gleichen. Die 2,9 Volt über R1 minus der Vbe von QN3 ist immer noch gut oberhalb der Emitterspannung von QN7 und hält QN7 in dem aktiven Bereich, was ein vorteilhaftes Ergebnis der Pegelverschiebung von QN6 und der Widerstandsspannungs-Teilungsleiter ist. Dies garantiert, dass die Basis von QN7 hinreichend unter dem Emitter von QN2 ist, so dass QN7 nicht gesättigt wird.
Die Fig. 6A, 6B, 6C und 6D sind drei Teile einer einzigen Darstellung, die einen eine Abtastlaufwerkskopfschnittstelle zeigt, die vorteilhafterweise zwei Schreibverstärker WRD0 und WRD1 enthält, gemäß den Fig. 3 oder 4. Diese Schnittstelle enthält Anschlüsse (TFH1N/P und TFH2N/P) für zwei Dünnschichtschreibköpfe und enthält auch Anschlüsse (MRH0N/P und MRH1N/P) für zwei magneto-resistive Leseköpfe. Die Vormagnetisierung der magneto-resistiven Leseköpfe wird durch Schaltblöcke RDB0 und RDB1 bereitgestellt. Die Leseverstärkung wird durch Schaltungsblöcke RDI0/RDO0 und RDI1/RDO1 zur Verfügung gestellt. Der Betrieb dieser Blöcke wird in weiteren Einzelheiten in den folgenden Anmeldungen beschrieben, die allesamt wirksame Einreichungsdaten haben, die identisch zu denen der vorliegenden Anmeldung sind:
EP-Anmeldung Nr. mit dem Titel "AC-Eingangsstufe mit verringerter Einschwingzeit zur Verwendung bei multiplexenden Wandlern, die eine geschaltete DC- Vormagnetisierung erfordern" (Aktenzeichen des Vertreters: 79114)
EP-Anmeldung Nr. mit dem Titel "Symmetrische Widerstandswandlervormagnetisierungsschaltung und Verfahren" (Aktenzeichen des Vertreters: 79115) und
EP-Anmeldung Nr. mit dem Titel "Differenzialverstärker mit Näherungslast (proxy load) zur Steuerung des Ausgangs-Gleichtakt-Modusbereiches" (Aktenzeichen des Vertreters: 79116)
Man bemerke, dass die neue Schaltung einen Treiber für Übertragungsleitungen zur Verfügung stellt, der für andere Anwendungen von Treibern für Übertragungsleitungen verwendet werden kann.
Für eine maximale Geschwindigkeit ist es wichtig (zumindest in Silizium) eher NPN- Transistoren als PNP-Transistoren zu verwenden. PNP-Transistoren sind langsamer als NPN- Transistoren und ihre parasitären Eigenschaften sind viel größer. Dies ist nicht nur eine Frage der Zeit, sondern auch eine Frage der Lebensdauer der Ladungsträger und der Ladungsspeicherung. PNPs haben auch ein kleineres Beta.
Bipolare Einrichtungen haben auch einen wesentlichen Vorteil gegenüber FETs: die Größenordnung der Vbe eines NPN-Transistors beträgt 0,7 Volt, während der Schwellenwert auf einem FET typischerweise größer als 1 Volt ist. Dies stellt einen vergrößerten Spielraum zur Verfügung.
Eines der Schlüsselmerkmale dieser Schaltung ist bezüglich des Signals das Schalten, z. B. von QN3 auf die positive Zufuhr und die Verwendung davon zum Ansteuern des entgegengesetzten Transistors QN8 auf ein Potenzial, das hoch genug ist, um einzuschalten und den Strom abzusenken bzw. zu verbrauchen, und dass die Pegelverschiebungsschaltung so plötzlich ist, so nahe der Stufe, dass es möglich ist, die Notwendigkeit nahezu auszulöschen, dieses Ding als eine H-Brücke in Betracht zu ziehen. Es ist wirklich bloß ein Differenzialtreiber und das Signal, das in QN3 hineinkommt, um QN3 auf ein hohes Potenzial zu treiben, schaltet auch QN8. Das Signal, das QN4 schaltet, steuert QN7 an und die Art der diagonal entgegengesetzten kreuzweisen Verkopplung ist der Schlüssel der gesamten Schaltung und die Tatsache, dass sie zu 100% aus NPN-Komponenten konstruiert ist. Die 100%ige NPN-Konstruktion lässt sich in die größt mögliche Betriebsgeschwindigkeit umsetzen.
Wie es durch die Fachleute im Stand der Technik zu erkennen ist, dass die neuen Konzepte, die in der vorliegenden Anmeldung beschrieben sind, modifiziert werden können und über einen großen Bereich von Anwendungen variiert werden kann, und demgemäß ist der Schutzbereich des patentierten Gegenstandes nicht auf irgendwelche spezifischen beispielhaften Lehren, die gegeben sind, begrenzt, sondern nur auf die beigefügten Ansprüche. Zum Beispiel können, wie es den Fachleuten im Stand der Technik klar ist, andere Schaltelemente in die spezifisch gezeigten Schaltungstopografien hinzugefügt oder in diesen ersetzt werden.
Für ein anderes Beispiel kann die Abtastschaltung nach Fig. 1 leicht verändert werden, um andere Pegelverschiebungs- und Pufferstufen zu enthalten.
In einem anderen Beispiel kann die Abtastschaltung nach Fig. 1 leicht verändert werden, um, falls gewünscht, selbst von einem Dateneingangssignal betrieben zu werden, das ein einzelnes Ende (single-ended) hat.
Für ein anderes Beispiel können weitere Stufen oder weniger Stufen zur Verstärkung verwendet werden.
Für ein anderes Beispiel kann die nicht gesättigte Treiberschaltung ohne die Präzisionsschaltung für die äußere Schreibstromauswahl verwendet werden.
In einem anderen Beispiel kann, falls bipolare Heteroübergangsprozesse in die Produktion gelangen, die beanspruchte Schaltung leicht zur Verwendung von bipolaren Heteroübergangstransistoren angepasst werden.
Bei einer weiteren Alternative und einer weniger bevorzugten Klasse von Ausführungsformen kann die offenbarte Schaltung auch zur Verwendung mit PNP-Treibern angepasst werden. Offensichtlich wird NPN bevorzugt, wobei aber die Schaltungsneuerungen zumindest eine bessere Funktion für einen PNP-Prozess ergeben würden, als ansonsten verfügbar wären. Dies kann z. B. in verschiedenen BiCMOS-Prozessen nützlich sein, die keine guten NPN- Transistoren zur Verfügung stellen.
Bei einer alternativen Klasse von Ausführungsformen wird eine differenzielle Ansteuerung unmittelbar an die niedrige Seite (eher als an die hohe Seite) angelegt und wird verschoben und skaliert, um differenzielle Treiberströme für die hohe Seite zur Verfügung zu stellen (eher als für die niedrige Seite).
In einigen alternativen und weniger bevorzugten Ausführungsformen kann es alternativ möglich sein, lediglich einen Satz von Basistreibern zu übersetzen, um den anderen Satz von Basistreibern zu erzeugen. Jedoch wird dies viel weniger bevorzugt, da dies das Risiko mit sich bringt, die Ausgeglichenheit bzw. Balance von Durchlasszustandsadmittanzen zu opfern, die durch die primär bevorzugte Ausführungsform erzielt werden.
Eine andere mögliche Anwendung der offenbarten neuen Schaltung wäre ein Schwingspulentreiber. Andere Anwendungen würden in anderen schnell zu positionierenden Anwendungen sein, wo man eine induktive Last bekommt und man wirklich dazu in der Lage sein will, einen schnellen Übergang zu machen.
Eine andere Anwendung ist für Ultraschalltreiber zum Betrieb bei sehr hohen Frequenzen. Dies kann für eine medizinische Abbildung vorteilhaft sein.
Für Lasten mit kleineren Induktanzwerten hat die offenbarte Schaltung das Potenzial, bei Hunderten von Megahertz mit herkömmlicher Technologie betrieben zu werden.
Die offenbarten Neuerungen stellen auch zukünftige Fähigkeit für eine Magnetkopftechnologie zur Verfügung: wenn Köpfe und Medien einer weiteren Entwicklung unterzogen werden, kann die offenbarte neue Schaltung lediglich bzw. einfach an höhere Schreibgeschwindigkeiten angepasst werden.
Eine weitere Anwendung ist für besonders einfache VHF- und UHF-Übertragungseinrichtungen, obwohl natürlich die Kopplung außerhalb des Chips mit einer Technologie zu realisieren sein wird, die parasitäre Induktanzen reduziert.
Eine andere mögliche Anwendung sind Radarsysteme mit phasengesteuerter Anordnung, um die Bandbreite zu erhalten, die nötig ist, um den Strahl schnell zu steuern.

Claims

1. Integrierte Schaltung, die aufweist:

eine Schaltung zum Puffern bzw. Zwischenspeichern eines Eingangssignals, und um ein entsprechendes gepuffertes Differenzsignal zur Verfügung zu stellen;

ein erstes Paar (QN3, QN4) von differentiell angeschlossenen NPN-Transistoren, die im Betrieb angeschlossen sind, um durch das gepufferte differentielle Signal angesteuert zu werden, und die im Betrieb angeschlossen sind, um ein jeweiliges Paar von Ausgangsanschlüssen in einer ersten Richtung anzusteuern bzw. zu treiben;

eine Shift- bzw. Verstellungsschaltung (SSA, SSB), die angeschlossen ist, um die Basisspannungen des ersten Paars von Transistoren zu shiften bzw. zu verstellen und maßstäblich zu verkleinern, um differentielle Stromausgänge entsprechend den geshifteten und skalierten Kopien der Basisströme des ersten Paares von Transistoren zur Verfügung zu stellen; und

ein zweites Paar (QN7, QN8) von differentiell angeschlossenen NPN-Transistoren, die im Betrieb angeschlossen sind, um durch die differentiellen Stromausgänge der Shift- bzw. Verstellungsschaltung angesteuert bzw. getrieben zu werden, und im Betrieb angeschlossen sind, um das Paar von Ausgangsanschlüssen in einer zweiten Richtung anzusteuern bzw. zu treiben, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist;

wobei die Shift- bzw. Verstellungsschaltung proportioniert ist, um die differentiellen Stromausgänge bei einer Spannung zu erzeugen, die das zweite Paar von Transistoren nicht in die Sättigung treiben kann.

2. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, die ferner aufweist:

einen externen Anschluss, um einen programmierten Stromeingang (Ihead) zu empfangen, wobei das erste und das zweite Paar von Transistoren vereint angeschlossen sind, um einen Gesamtstrom durchzulassen, der streng proportional zu dem programmierten Stromeingang ist.

3. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Shift- bzw. Verstellungsschaltung eine Spannungsskalierungsschaltung bzw. Schaltung zur maßstäblichen Veränderung der Spannung aufweist, die angeschlossen ist, um die differentielle Variation der Grund- bzw. Basisspannungen des ersten Paares von Transistoren durchzuführen, wobei das erste und das zweite Paar von Transistoren gemeinsam angeschlossen sind, um einen Gesamtstrom durchzulassen, der durch eine Stromquelle begrenzt ist.

4. Integrierte Schaltung, die aufweist:

erste externe Anschlüsse für einen oder mehrere Dünnschichtschreibköpfe;

zweite externe Anschlüsse für einen oder mehrere magnetoresistive Leseköpfe;

einen dritten externen Anschluss zum Empfangen von Daten, die zu schreiben sind;

eine Lese-Schnittstellenschaltung, um einen Vormagnetisierungsstrom für die zweiten externen Anschlüsse zur Verfügung zu stellen, und um AC-Spannungen zu verstärken, die an den zweiten externen Anschlüssen empfangen werden;

eine Schreibverstärkerschaltung zum Ansteuern bzw. Treiben des zweiten externen Anschlusses gemäß Signalen, die an dem dritten externen Anschluss empfangen werden;

wobei die Schreibverstärkerschaltung eine integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1 aufweist.

5. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Shift- bzw. Verstellungsschaltung sowohl eine Spannungsskalierungsschaltung, die die differentiellen Basis- bzw. Grundspannungen des ersten Paares von Transistoren maßstäblich verkleinert, als auch einen Emitterfolgetransistor aufweist, der entsprechend den Stromausgang zur Verfügung stellt.

6. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Shift- bzw. Verstellungsschaltung die differentiellen Basis- bzw. Grundspannungen des ersten Paares von Transistoren um mehr als 50% maßstäblich verkleinert.

7. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Shift- bzw. Verstellungsschaltung eine Stufenleiter von Lastelementen (R3, R4, R5) enthält.

8. Integrierte Schaltung nach Anspruch 7, wobei die Shift- bzw. Verstellungsschaltung Elemente (QN9, QN10) enthält, die zwischen der Stufenleiter der Lastelemente und Erdpotentialen zwischengeordnet sind, welche einen festen Spannungsversatz zur Verfügung stellen.

9. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Eingangssignal differentiell ist.

10. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Eingangssignal ein positives ECL-Signal ist.

11. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Eingangssignal in Bezug zu einer positiven Spannungszufuhr gesetzt wird, und einen gemeinsamen Modus zur Bereichserweiterung der positiven Zufuhrspannung haben kann.

12. Verfahren zum Ansteuern bzw. Treiben einer induktiven Last, das die Schritte aufweist:

a) ein differentielles Eingangssignal wird gepuffert bzw. zwischengespeichert, um ein entsprechendes gepuffertes bzw. zwischengespeichertes differentielles Signal zu erzeugen;

b) einer von einem Paar von Ausgangsanschlüssen wird in eine erste Richtung über einen von einem ersten Paar (QN3, QN4) von differentiell angeschlossenen NPN- Transistoren gezogen, welche betreibbar angeschlossen sind, um durch das gepufferte bzw. zwischengespeicherte differentielle Signal angesteuert bzw. getrieben zu werden, wobei das erste Paar von Transistoren immer aus der Sättigung gehalten wird;

c) die Grund- bzw. Basisspannungen des ersten Paares von Transistoren werden geshiftet bzw. verstellt und maßstäblich verkleinert, um differentielle Stromausgänge entsprechend zu geshifteten bzw. verstellten und maßstäblichen bzw. skalierten Kopien der Basis- bzw. Grundströme des ersten Paares von Transistoren zur Verfügung zu stellen; und

d) der andere des Paares von Ausgangsanschlüssen wird in eine zweite Richtung über einen eines zweiten Paares (QN7, QN8) von differentiell angeschlossenen NPN- Transistoren gezogen, die betreibbar angeschlossen sind, um einen Grund- bzw. Basisstrom von den differentiellen Stromausgängen zu empfangen, wobei die differentiellen Stromausgänge immer Werte haben, so dass das zweite Paar von Transistoren immer außerhalb der Sättigung gehalten wird.

13. Verfahren zum Ansteuern bzw. Treiben einer induktiven Last wie in Anspruch 12 beansprucht, wobei die Last einen Schreibkopf aufweist, und:

wobei die Schritte b) und d) durch eine Schaltung durchgeführt werden, die angeschlossen ist, um einen beschränkten maximalen Strom an den Ausgangsanschlüssen zur Verfügung zu stellen, der streng proportional zu einem extern empfangenen Stromeingang ist.