DE69518131T2 - Auflösung der mehrdeutigkeit in direktsequenz-spreizspektrummodulationssystemen - Google Patents

Description

• Diese Erfindung bezieht sich speziell auf Direktsequenz- Spreizspektrum-Modulationssysteme.
• Die übliche in solchen Systemen angewandte Form der Modulation ist die Phasenumtastung (phase shift keying = PSK). Diese erfordert für eine kohärente Demodulation einen Phasenbezug. Dieser kann in einer entscheidungsgesteuerten Weise aus dem datenmodulierten Signal hergeleitet werden, wobei er jedoch einer 180º-Phasenunbestimmtheit (-mehrdeutigkeit) unterliegt.
• Herkömmliche Techniken zum Auflösen einer Phasenmehrdeutigkeit bei Phasenumtastung (z. B. bei binärer PSK = BPSK) erfordern das zusätzliche Übertragen bekannter Pilotinformationen. Im Zusammenhang mit der Direktsequenz sind bekannte Verfahren:
• Das Senden eines separaten unabhängigen Pilotcodes. Dies eignet sich für einen Basisstationssender, über den verschiedene Signale an verschiedene mobile Einheiten übertragen werden und ein einziger gemeinsamer Pilot zugeteilt werden kann. In diesem Fall kann der dem Piloten zugewiesene Anteil der Gesamtsendeleistung klein sein, während dessen Störabstand groß bleiben kann. Zudem besitzt das übertragene Signal, da es die Summe vieler Signale darstellt, bereits eine nicht konstante Einhüllende, so daß diese von der Addition eines weiteren Pilotsignals nicht berührt wird. Bei einem mobilen Sender betrifft die Pilotenergie jedoch nur ein Signal und vermindert unmittelbar die für die Datenübertragung verfügbare Energie. Zudem würde die Addition eines getrennten Piloten unerwünschte Schwankungen der Einhüllenden des übertragenen Signals mit sich bringen.
• Das Senden kurzer Pilotbursts - die einige Bits dauern - in regelmäßigen Intervallen. Diese Technik hat sich für die kohärente Modulation als gut erwiesen, ermöglicht jedoch bei einem zeitvarianten Kanal keine effiziente zeitliche Mittelwertbildung über den Piloten. Sie ist außerdem darin inflexibel, daß sie den für den Piloten aufgewendeten Zeitanteil nicht einfach ändert, sobald sich die Geschwindigkeit der mobilen Einheit ändert.
• Das Senden individueller Pilotsymbole in regelmäßigen (oder pseudozufälligen) Intervallen. Dies ist besser als das Senden kurzer Pilotbursts, da es eine Mittelwertbildung über die Kanalbedingungen ermöglicht, und ist für Systeme, die keine Spreizspektrumsysteme sind, geeignet. Jedoch ist es hinsichtlich der adaptiven Variation des Anteils von Pilotsignalen noch immer inflexibel. Darüber hinaus werden bei der bestehenden Lösung die Pilotsymbole so verwendet, daß sie den Phasenbezug (und den Amplitudenbezug für ein optimales Gewichten der Komponenten gemäß der Maximalquantum-Kombination in einem Rake- Empfänger) direkt liefern. Dies ist ineffizient und führt dazu, daß eine relativ hohe Pilotenergie erforderlich ist.
• Ein Artikel mit dem Titel "RAKE Receiver Structures for Differential and Pilot Symbol-Assisted Detection of DS-CDMA Signals in Frequency-Selective Rayleigh Fading Channels", IEEE- Global Telecommunications Conference, Bd. 3, 29. November 1993, New York (USA), Seiten 1798 bis 1802, D'Amours u. a. offenbart die Anwendung der kohärenten Erfassung, die durch mittels Faltung codierte Pilotsymbole gestützt ist und eine Ziel- Bitfehlerrate bei niedrigster Signalenergie und höchster Kanalkapazität liefert. Er legt außerdem dar, daß die durch Pilotsymbole gestützte Erfassung die Auswirkungen eines gestörten Empfangs besser als die differentielle Erfassung unterdrückt.
• US-A-4 435 822 offenbart ein kohärentes Direktsequenz-Spreizspektrum-Empfangssystem mit einer Trägerrückgewinnungsschleife und drei unabhängigen Zweigen zur Erfassung eines pseudoverrauschten Signals und zum Einrasten in dieses Signal. Das pseudoverrauschte Signal besitzt Zeitschlitzabschnitte oder diskrete Abschnitte, in denen keine modulierten Daten auf dem Träger vorkommen. Die Trägerrückgewinnungsschleife spürt die Digitaldaten auf, so daß die absolute Phase des Trägers erhalten wird, wodurch der Empfänger arbeiten kann, ohne die abso lute Phase bestimmen oder eine Inkohärenz im Signal erfassen zu müssen.
• Die Nachteile der obigen Techniken werden durch die vorliegende Erfindung dadurch beseitigt, daß ein Teil der modulierten Spreizspektrumsequenz durch eine unmodulierte Spreizspektrumsequenz ersetzt wird. Somit kann die Pilotkomponente lediglich die Größe eines Chips pro Bit oder sogar nur eines Chips für jeweils mehrere Bits haben. Dadurch kann der Pilotpegel auf das absolute Minimum herabgesetzt werden, wobei dennoch regelmäßig aktualisierte Werte geliefert werden.
• Der Rausch-/Störabstand der einzelnen Pilotchips ist natürlich zu gering, um einen Phasen-/Amplitudenbezug zu liefern. Der Schlüssel zu dieser Erfindung ist, daß zur Schaffung des Basis- Trägerbezugs die entscheidungsgesteuerte Kanalschätzung angewandt wird und zur Auflösung einer Phasenmehrdeutigkeit lediglich Pilotchips verwendet werden. Tatsächlich wird die entscheidungsgesteuerte Extraktion des Trägerbezugs angewandt, um die Pilotchips über die Mehrwegekomponenten zu kombinieren und somit das Mehrdeutigkeitsauflösungssignal zu erhalten.
• Es wird auch deutlich werden, daß diese Lösung zu einer geringen Komplexität führt und eine einfache Implementierung der adaptiven Pilotpegelvariation ermöglicht.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Direktsequenz-Spektrum-Modulationssystem geschaffen, das eine Einrichtung zum Einfügen einer vorgegebenen Anzahl von Chips in einer Bitperiode zum Bilden eines Pilotsignals enthält, die zum Auflösen einer Phasenmehrdeutigkeit dient.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Kanalschätzung von einer Einrichtung zum Entfernen der Modulation vorgenommen.
• Im folgenden werden verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die begleitende Zeichnung beschrieben, worin:
• Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Modulators zur Pilotchipeinfügung zeigt,
• die Fig. 2, 3 und 4 Impulspläne für die Chip-Einfügung zu verschiedenen Zeitpunkten während der Bitperioden zeigen,
• Fig. 5 ein Schaltbild von Pilotsignalkorrelatoren ist,
• Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Empfängers zeigt, die Fig. 7, 8, 9 und 10 verschiedene Schaltbilder eines Mehrdeutigkeitsauflösers zeigen und
• Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Spreizspektrum-Empfängers mit zwei Durchlaßbereichen zeigt.
• Fig. 1 zeigt die Grundarchitektur eines Pilotchip-Modulators. Dieser ist ein dem Fachmann wohlbekannter herkömmlicher Spreizspektrum-Modulator mit einem zusätzlichen Schalter. Der Spreizspektrum-Modulator enthält einen von einer Steuerschaltung 4 gesteuerten Schalter 2 mit zwei Stellungen P und S. Der Schalter ist mit jeweils einem Eingang der Kombinationsschaltungen 6 und 8 verbunden und wird von einem I-Code-Generator 10, der mit der Kombinationsschaltung 6 verbunden ist, und von einem Q-Code-Generator 12, der mit der Kombinationsschaltung 8 verbunden ist, mit einer I-Code- bzw. einer Q-Code-Sequenz gespeist. Die Ausgänge der Kombinationsschaltungen 6 und 8 sind an den ersten Eingang der Mischschaltungen 14 bzw. 16 gelegt, die über ihren zweiten Eingang von einem Signalgenerator 18, der von einem Träger/Wandler-Frequenzoszillator 20 gespeist wird, ein in Phase befindliches bzw. ein um 90º phasenverschobenes Signal empfangen. Die Ausgänge der Mischschaltungen 14, 16 werden über eine Kombinationsschaltung 22 geleitet, die mit einer weiteren Schaltungsanordnung wie etwa einem Leistungsverstärker oder einer Frequenzwandlerschaltung verbunden ist. Die Code-Generatoren 10, 12 erzeugen den Spreizcode mit der Chiprate, während die Bipolarmodulationsse quenz mit der Bitrate arbeitet. Das Verhältnis dieser zwei Werte ist gleich dem Spreizfaktor. Immer dann, wenn ein Pilotchip eingefügt wird, wird der Schalter aus der Stellung "S" (für Signal) in die Stellung "P" (für Pilot) bewegt. Somit ist die Spreizsequenz, wenn der Schalter in der Stellung P ist, unmoduliert. Daraus wird deutlich, daß Pilotchips stets eingefügt werden können, wenn dies von einer geeigneten Steuerung des Schalters gefordert wird.
• Fig. 2 zeigt die Stellungen der Schaltersteuerung für die Eingabe einiger Pilotchips am Ende jedes Bits. Dies ist die einfachste, jedoch keineswegs einzige Möglichkeit des Einfügens von Pilotchips. Beispielsweise zeigt Fig. 3 für den Fall, daß Pilotchips nur selten erforderlich sind (weil sich der Kanal sehr langsam verändert), das Einfügen eines Pilotchips bei jedem zweiten Bit - effektiv 0,5 Pilotchips pro Bit.
• Es ist keinesfalls notwendig, daß Pilotchips regelmäßig in Bits eingefügt werden. Fig. 4 zeigt das Einfügen von Pilotchips an pseudozufälligen Positionen. Tatsächlich müßte die Pilotsequenz, wenn ein geringerer Kontrollaufwand möglich ist, nur in den I-Kanal oder nur in den Q-Kanal eingespeist werden.
• Die in die Pilotsequenz eingespeiste Pseudozufallssequenz muß kein Teil der für die Daten verwendeten Sequenz sein (wie dies in Fig. 1 angedeutet wird), sondern könnte eine völlig andere Sequenz sein, auch wenn die erstere Lösung die einfachste zu sein scheint und bei der letzteren kein Vorteil erkennbar ist.
• Im Empfänger müssen die modulierten und unmodulierten Chips getrennt entspreizt werden. Jedoch bleibt der Prozeß der Multiplikation mit dem Code derselbe. Der einzige Unterschied besteht darin, daß akkumulierte Korrelationswerte in jeweils verschiedenen Registern für die modulierten und die unmodulierten Chips akkumuliert werden müssen.
• Fig. 5 zeigt eine vollständige, komplexe Korrelatorarchitektur, die Korrelationswerte sowohl für die modulierten (Signal) als auch für die unmodulierten (Pilot) Komponenten des Signals ausgibt.
• Ein Korrelator enthält eine Anzahl von Mischschaltungen 24 bis 30. Die Mischschaltungen 24 und 26 empfangen über ihren ersten Eingang das in Phase befindliche Signal IR und über ihren zweiten Eingang das erzeugte I-Code-Signal bzw. das erzeugte Q- Code-Signal, die vom I-Code-Generator 32 bzw. Q-Code-Generator 34 gesendet werden. Die Mischschaltungen 28 und 30 empfangen über ihren ersten Eingang die um 90º phasenverschobene Signalkomponente QR und gleichzeitig über ihren zweiten Eingang das I-Code- bzw. das Q-Code-Generatorsignal. Der Ausgang jeder Mischschaltung ist mit dem entsprechenden Eingang eines Schalters 36 bis 42 verbunden, der über eine Pilot/Signal- Auswahlleitung gesteuert wird und zwischen einer ersten und einer zweiten Stellung schaltbar ist, wie beispielsweise der Schalter 36, der den Ausgang der Mischschaltung entweder an den Akkumulator S1 44 oder an den Akkumulator P1 46 schaltet. Ähnlich sind der Schalter 38 zwischen den Akkumulatoren 48 und 50, der Schalter 40 zwischen den Akkumulatoren 52 und 54 und der Schalter 42 zwischen den Akkumulatoren 56 und 58 schaltbar. Die Akkumulatoren 44, 48, 52 und 56 können über die Signal- Korrelatorleitung zurückgesetzt werden, während die Akkumulatoren 46, 50, 54 und 58 über die Pilot-Korrelatorleitung zurückgesetzt werden können. Die Ausgänge der Akkumulatorschaltung 44 und der Akkumulatorschaltung 56 sind mit einem Eingang einer Komparatorschaltung 60 verbunden, die als Ausgang ein in Phase befindliches Signal IS erzeugt. Die Ausgänge der Akkumulatorschaltung 48 und der Akkumulatorschaltung 52 sind mit einem Eingang einer Komparatorschaltung 62 verbunden, die als Ausgang ein um 90º phasenverschobenes Signal QS erzeugt. Die Ausgänge der Akkumulatorschaltung 46 und der Akkumulatorschaltung 58 sind mit einem Eingang einer Komparatorschaltung 64 verbunden, die als Ausgang ein richtigphasiges Signal IP erzeugt. Die Ausgänge der Akkumulatorschaltung 50 und der Akkumulatorschaltung 54 sind mit einem Eingang einer Komparatorschaltung 66 verbunden, die als Ausgang ein um 90º phasenverschobenes Signal QP erzeugt.
• Sein Aufbau ist wie folgt:
• Wie dem Fachmann wohlbekannt ist, ist zur vollständigen komplexen Korrelation das Vorhandensein von vier Korrelatoren zusammen mit den verschiedenen Addierern/Subtrahierern erforderlich. Jedem Code-Multiplizierer ist eine Paar von Akkumulatoren AccS N und AccP N zugeordnet, wobei N im Bereich von 1 bis 4 liegt. Der AccS-Akkumulator akkumuliert den Korrelationswert immer dann, wenn die Pilot/Signal-Auswahlleitung den Schalter mit den oberen Kontakten verbindet, während der AccP- Akkumulator den Korrelationswert immer dann akkumuliert, wenn die Pilot/Signal-Auswahlleitung den Schalter mit den unteren Kontakten verbindet. Wenn die Steuerung der Pilot/Signal- Auswahlleitung mit der entsprechenden Schalterstellungsleitung im Modulator (wie in den Fig. 2 bis 4 gezeigt ist) synchronisiert ist, akkumuliert der AccS N den Signal-Korrelationswert, während der AccP N den Pilot-Korrelationswert akkumuliert.
• Korrelationswerte werden in der Regel erhalten, indem die Akkumulatoren auf null zurückgesetzt werden. In diesem Fall darf das Zurücksetzen der Pilot-Akkumulatoren weniger häufig erfolgen, als es der Bitrate entspräche. Dies führt zu Korrelationswerten, die über die Pilotchips einiger Bits gemittelt sind. Da in einem späteren Stadium eine Mittelwertbildung erforderlich ist, kann das Gewinnen inhärenter Mittelwerte zu diesem Zeitpunkt die Rechenlast in nachfolgenden Stadien reduzieren. Deshalb sind die Leitungen zum Rücksetzen der Signal-Korrelatoren und zum Rücksetzen der Pilot-Korrelatoren als getrennte Leitungen gezeigt.
• Im folgenden wird die Arbeitsweise des Empfängers betrachtet. Das Grundprinzip kann in jedem beliebigen Spreizspektrum- Empfänger angewandt werden, findet jedoch seine allgemeinste Anwendung in dem sogenannten Rake-Empfänger. Es soll angemerkt werden, daß ein Basis-Spreizspektrum-Empfänger als einzelner "Finger"-Rake-Empfänger angesehen werden kann.
• Die Arbeitsweise des Empfängers wird hier mit Bezug auf den "Gesamt-Rake-Empfänger" beschrieben, der in GB-A-2 278 983 (entsprechend der GB-Patentanmeldung Nr. 9316489.5, veröffentlicht nach dem Prioritätstag der vorliegenden Anmeldung) beschrieben ist, jedoch kann die Pilotchip-Technik selbstverständlich in jeder Basis-Rake-Architektur, die die Entscheidungssteuerung zur Trägerbezugsschätzung verwendet, angewandt werden.
• Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild für einen entscheidungsgesteuerten Gesamt-Rake-Empfänger mit aus Pilotchips hergeleiteter Phasenmehrdeutigkeitsauflösung.
• Eine Basis-Empfängerarchitektur besteht aus einem komplexen Schieberegister 76, das mehrere Rake-Finger 70, 72 und 74 speist. Jeder Rake-Finger umfaßt einen Pilot/Signal-Korrelator 75, der die in Phase befindlichen bzw. um 90º phasenverschobenen Pilotsignale IP, QP erzeugt, die jeweils an einen Eingang der Multiplizierschaltungen 78, 80, 82 und 84 gelegt werden. Das in Phase befindliche Signal IS ist außerdem mit einer Verzögerungsschaltung 86 verbunden, während das Signal QS außerdem mit einem Eingang der Verzögerungsschaltung 88 verbunden ist. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 86 ist mit einer Multiplizierschaltung 90 verbunden, deren Ausgang mit einer Filterschaltung 92 verbunden ist. Der Ausgang der Filterschaltung 92 ist mit einem weiteren Eingang der Multiplizierschaltung 78 und mit einem weiteren Eingang der Multiplizierschaltung 82 verbunden. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 88 ist mit einem Eingang der Multiplizierschaltung 92 verbunden, deren Ausgang mit einer Filterschaltung 96 verbunden ist. Der Ausgang der Filterschaltung 96 ist mit einem weiteren Eingang der Multiplizierschaltung 84 und mit einem weiteren Eingang der Multiplizierschaltung 80 verbunden. Die Ausgänge der Multiplizierschaltungen 78 und 80 sind mit dem Eingang eines Summierers 98 verbunden, dessen Ausgang mit einem Schalter 100 verbunden ist. Der Ausgang der Multiplizierschaltungen 82 und 84 sind mit dem Eingang eines Summierers 102 verbunden, dessen Ausgang mit einem Schalter 104 verbunden ist. Das Ausgangssignal des Summierers 98 wird außerdem in den Eingang einer Verzögerungsschaltung 108 eingegeben, deren Ausgang mit einer Multiplizierschaltung 108 verbunden ist, die an ihrem zweiten Eingang ein Eingangssignal von einer Begrenzungseinrichtung 110 empfängt. Der Ausgang der Multiplizierschaltung 108 ist mit einer Alpha-Nachführungsschaltung 112 verbunden, deren Ausgang mit dem positiven Eingang einer Komparatorschaltung 114 verbunden ist. An den negativen Eingang der Komparatorschaltung 114 wird ein Schwellensignal angelegt, wobei der Ausgang der Schwellenschaltung 114 zur Steuerung des Betriebs der Schalter 100 und 104 verwendet wird. Wenn die Schalter 100 und 104 geschlossen sind, werden die entsprechenden Ausgänge der Summierer 98 und 102 an den Summierer 116 bzw. 118 gelegt, wobei diese Summierer außerdem die entsprechenden Signale von den anderen Rake- Fingern 72 und 74 empfangen. Der Ausgang des Summierers 116 repräsentiert die Auflösungsvariable RV und wird an eine Schaltung 120 gelegt, die zur Auflösung von Phasenmehrdeutigkeiten geeignet ist. Der Ausgang der Summierschaltung 118 repräsentiert eine weiter unten beschriebene weitere Variable, die ebenfalls mit einem Eingang der Schaltung 120 verbunden wird. Der Ausgang des Summierers 118 wird außerdem an eine Verzögerungsschaltung 122 gelegt, deren Ausgang mit dem Eingang der Begrenzungsschaltung 110 verbunden ist. Die demodulierten Daten werden von einem Ausgang der Schaltung 120 hergeleitet.
• Nun wird die Arbeitsweise des in Fig. 6 gezeigten Empfängers beschrieben. Das Signal wird in das komplexe Schieberegister 76 eingespeist, nachdem es mit einem Abtastwert pro Chip abgetastet und im komplexen Basisband digitalisiert worden ist. Die Abgriffe des Schieberegisters versorgen Rake-Finger im Abstand von Ein-Chip-Intervallen. Es wird die Arbeitsweise des ersten Rake-Fingers 70 beschrieben, obgleich alle Rake-Finger in gleicher Weise arbeiten. Am Eingang des Rake-Fingers 70 befindet sich der Pilot/Signal-Korrelator 75 mit der Funktionalität gemäß Fig. 5. Es wird vorausgesetzt, daß dieser in der geforderten Weise gesteuert wird, um zwischen den Zeitpunkten der Übertragung der Signalchips und der Übertragung der Pilotchips zu unterscheiden. Die zwei Ausgänge IS und QS liefern die Korrelationen für das Signal. Diese werden in einer entscheidungsgesteuerten Weise verwendet, um Schätzwerte des Kanals zu erhalten. Jede Leitung führt nach oben bzw. nach unten in die mit 21 bezeichneten Blöcke 86, 88, die eine Verzögerung um ein Bit vornehmen. Das verzögerte Signal wird danach von der Multiplizierschaltung 90, 94 mit der harten Entscheidung, die für diese Bitstelle getroffen worden ist, multipliziert, um die Modulation (wenigstens unter fehlerfreien Bedingungen) zu entfernen. Das Signal wird anschließend durch die Filter 92, 96 gefiltert, um einen genaueren (rausch- /störfreien) Schätzwert der Kanalbedingungen, die der Verzögerung jenes Rake-Fingers entsprechen, zu erhalten, wobei das Filter 92 den in Phase befindlichen Schätzwert liefert und das Filter 96 den um 90º phasenverschobenen Schätzwert liefert. Jedes Filter ist nominell ein Einschritt-Prädiktor für den Interferenzschwundvorgang.
• Die Schätzwerte werden dann verwendet, um die Phase des Signals über die Multiplizierschaltungen 78, 80 und den Summierer 98 zu synchronisieren. Das Ausgangssignal des Addierers 98 ist eine phasenkompensierte, amplitudengewichtete Version des Signals an der Verzögerung des Rake-Fingers und zur Addition mit den entsprechenden Ausgangssignalen der anderen Rake-Finger geeignet.
• Jedoch wird das Signal tatsächlich nur addiert, wenn die Energie auf diesem Pfad groß genug ist, um mehr vom Signal als vom Rauschen zu addieren. Dies wird durch Verzögern des Signals über die Verzögerungsschaltung 106, durch Entfernen der Modulation über die Schaltung 108 und durch Mittelwertbilden über die Alpha-Nachführungsschaltung 112 erzielt. Die gemittelte Leistung wird dann durch den Komparator 114 mit einer Schwelle verglichen, um zu bestimmen, ob die Komponente aufgenommen werden soll. Wenn der Ausgang des Komparators auf Hochpegel geht, wird der Schalter 100 geschlossen und das Ausgangssignal zum Summierer 118 geführt. Das Ausgangssignal des Summierers 118 wird durch die Schaltung 122 verzögert und durch die Schaltung 110 begrenzt, d. h. es wird eine Entscheidung getroffen, bevor es zurückgeführt wird, um die Modulation aus den Kanalschätzwerten zu entfernen.
• Soweit ist alles genau wie in GB-A-2 278 983 (entsprechend der GB-Patentanmeldung Nr. 9316489.5, veröffentlicht nach dem Prioritätstag der vorliegenden Anmeldung) beschrieben. Die zusätzlichen Elemente beziehen sich auf die Verwendung der Pilotinformationen. Die anderen Ausgänge des Pilot/Signal- Korrelators, IP und QP, liefern die Korrelationen für den Piloten. Diese werden durch die Schaltungen 82, 84 mit den durch Entscheidungssteuerung hergeleiteten Kanalschätzwerten multipliziert und durch den Addierer 102 aufsummiert, und zwar in derselben Weise wie die Signale IS und QS, obgleich die Häufigkeit des Rücksetzens der Pilot-Korrelatoren und des Ausführens der Multiplikations- und Additionsvorgänge geringer ist als einmal pro Bit. Die gewichteten und phasensynchronisierten Pilotsignale werden anschließend in der Summierschaltung 116 über die Rake-Finger addiert und der von dem Schalter 104 ausgeübten Durchschaltfunktion unterzogen.
• Das Ausgangssignal des Summierers 116 (RV - für resolution variable = Auflösungsvariable) könnte als Entscheidungsvariable für den Piloten betrachtet werden. Jedoch wird der Pilot bekannterweise als eine +1 übertragen, so daß das Vorzeichen der Entscheidungsvariable mit dieser konsistent sein muß. Wenn sie es nicht ist, sind die Kanalschätzwerte eindeutig invertiert worden. In diesem Fall muß die Entscheidungsvariable für die Daten invertiert werden, um sie der Kanalschätzwertinversion anzugleichen. Dieser Prozeß wird von dem mit "Löse Phasenmehrdeutigkeiten auf" bezeichneten Block 120 abgewickelt. Dieser Block kann auf verschiedene Arten implementiert werden. Die erste ist in Fig. 7 gezeigt, wobei in den Fig. 7 bis 10 gleiche Elemente gleiche Bezeichnungen tragen.
• Die Auflösungsvariable wird zuerst durch das Filter 124 gefiltert. Dies ist wichtig, weil der Pegel des Piloten im allgemeinen viel zu klein ist, um auf der Grundlage einzelner Bits zuverlässige Entscheidungen treffen zu können. Da jedoch die "Bits" des Piloten alle +1 sind, kann ein Mittelwert gebildet werden. Tatsächlich kann der Pilot als Wiederholcode betrachtet werden, wobei die Mittelwertbildung der Decodierung für weiche Entscheidung gleichgesetzt werden kann. Die gemittelte Auflösungsvariable wird dann einfach durch den Multiplizierer 126 mit der Entscheidungsvariablen multipliziert, um die Phasenmehrdeutigkeiten aufzulösen.
• Die obige Prozedur verfolgt eine lineare Multiplikation der Entscheidungsvariable mit der gefilterten Auflösungsvariablen. Die Zuverlässigkeit der Auflösungsvariable erhöht sich linear mit ihrem Absolutwert, so daß die obige Multiplikation diese Weichinformationen bis zu einem gewissen Maß der Weichentscheidungsvariablen, die diese Daten führt, aufzwingt. Dies kann sich als Vorteil erweisen, wenn der Datenstrom einer Codierung mit Fehler-Vorwärtskorrektur und die kompensierte Entscheidungsvariable einer Weichentscheidungscodierung unterzogen worden sind. Jedoch kann es Umstände geben, unter denen harte Entscheidungen bezüglich der Auflösungsvariablen vorzuziehen sind. In diesem Fall könnte die Architektur nach Fig. 8 verwendet werden, in der zwischen dem Filter 124 und dem Multiplizierer 132 ein Begrenzer 130 angeordnet ist.
• Die obige Verwendung des Filters 124 allein mag für sich langsam bewegende mobile Einheiten genügen, jedoch besteht bei höheren Geschwindigkeiten die Gefahr, daß die durch das Filter eingeführte Verzögerung zum falschen Zeitpunkt in bezug auf die Entscheidungsvariable einen Nulldurchgang der gefilterten Auflösungsvariable bewirkt. Dieses Problem kann wesentlich gemildert werden, indem ein symmetrisches Filter (z. B. ein Filter mit verstellbarem Mittelwert) verwendet wird und, wie in Fig. 9 gezeigt ist, eine kompensierende Verzögerung 134 in den Pfad dar Entscheidungsvariablen eingefügt wird.
• Offensichtlich stehen in diesem Fall ebenfalls beide Optionen des Einschließens oder Ausschließens des Begrenzers zur Verfügung. Dies ist in Fig. 10 gezeigt.
• Zum Obigen soll angemerkt werden, daß die Voraussetzung, daß die verarbeitende Schaltungsanordnung in sämtlichen Rake- Fingern für die Pilotchips verfügbar ist, nicht unbedingt notwendig ist. Wenn die Schaltungsanordnung nur für einige Rake-Finger verfügbar wäre, würde dies lediglich den Rauschabstand der Auflösungsvariable um ein paar dB verringern und die Leistung nicht wesentlich herabsetzen. Die verfügbare Schaltungsanordnung könnte automatisch den m Rake-Fingern mit den ausgeprägtesten Signalkomponenten zugewiesen werden, wobei m die Anzahl der für die Pilotchip-Signale verfügbaren Prozessoren ist.
• Die Arbeitsweise des Pilotchip-Spreizspektrums kann weiterentwickelt werden, so daß dieses mit dem Empfänger mit zwei Durchlaßbereichen arbeitet, der in GB-A-2 278 029 (entsprechend der GB-Patentanmeldung Nr. 9317204.7, veröffentlicht nach dem Prioritätstag der vorliegenden Anmeldung) beschrieben ist. Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild des Empfängers mit zwei Durchlaßbereichen.
• Die Architektur des Empfängers mit zwei Durchlaßbereichen ermöglicht zur Verbesserung der Genauigkeit des Kanalschätzwertes das Vorhandensein von Pilotchips. In dem vorhergehenden Fall konnte der entscheidungsgesteuerte Kanalschätzwert nicht mit einem aus dem Kanalschätzwert hergeleiteten Pilotchip kombiniert werden, da der erstere einer 180º-Phasenmehrdeutigkeit unterlag. Folglich hoben sich die zwei Schätzwerte gegenseitig eher auf, als daß sie sich addierten. Im Fall des Empfängers mit zwei Durchlaßbereichen kann im zweiten Durchlaß die Mehrdeutigkeitsauflösungsleitung verwendet werden, um die Phasenmehrdeutigkeit zu entfernen, bevor der entscheidungsgesteuerte Kanalschätzwert zu dem aus dem Kanalschätzwert hergeleiteten Pilotchip addiert wird. Im folgenden wird mit Bezug auf Fig. 11 die Arbeitsweise des Systems beschrieben.
• Die ersten Operationen sind mit den bei Fig. 6 beschriebenen identisch. Viele Blöcke sind identisch und in der gleichen Weise wie in Fig. 6 verbunden, obwohl die Gestaltung verändert werden mußte, um die Logikschaltung aus zusätzlichen Blöcken unterzubringen. Folglich wurden gleichen Blöcken gleiche Bezugszeichen gegeben. Somit liefert der Summierer 118 wie zuvor eine Entscheidungsvariable, während der Summierer 116 eine Auflösungsvariable liefert. Jedoch wurde die Funktionalität des Blocks 120 in Fig. 6 durch die Operationen im zweiten Durchlaßweg ersetzt. Die Signalpfade IS und QS führten über die Verzögerungsschaltungen 86 und 88 und die Modulationsentferner 90 und 94 zu den Prädiktorfiltern 92 und 96. In dieser Ausführungsform speisen die Ausgänge der Modulationsentferner 90 und 94 außerdem die Filter 140 und 142. Diese Filter sind keine Prädiktorfilter und bringen folglich eine Verzögerung mit sich, erzielen jedoch eine genauere Schätzung des Kanals als die Prädiktorfilter 92 und 96. In diesem Stadium unterliegen die Kanalschätzwerte aufgrund der entscheidungsgesteuerten Erzeugung des zum Entfernen der Modulation verwendeten Signals einer 180º-Phasenmehrdeutigkeit. Jedoch liegen die Kanalschätzwerte verzögert an den Ausgängen der Multiplizierschaltungen 144 und 146 an. Wenn das auf die Auflösungsvariable angewandte mittelwertbildende Filter 148 eine ähnliche Verzögerung besitzt, liefert der Ausgang des Begrenzers 150 ein zeitlich steuerndes Signal zum Entfernen der Mehrdeutigkeit.
• Anstatt die Phasenmehrdeutigkeit aus der zweiten Entscheidungsvariablen, nachdem diese mittels eines phasenmehrdeutigen Kanalschätzwerts erzeugt worden ist, zu entfernen (wie in Fig. 6), wird in diesem Fall die Phasenmehrdeutigkeit aus dem Kanalschätzwert bzw. den Kanalschätzwerten entfernt, bevor dieser oder diese auf die Signale angewandt werden. Dies wird über die Multiplizierschaltungen 144 und 146 erreicht. Weil die Phasenmehrdeutigkeit aus den Kanalschätzwerten entfernt worden ist, können nun die aus den Pilotchips hergeleiteten Kanalschätzwerte in sicherer Weise addiert werden. Schätzwerte werden über die Filter 152 und 154 erhalten, die eine ähnliche Verzögerung wie die Filter 140 und 142 (und das mittelwertbildende Filter 148) besitzen. Die Schätzwerte werden danach in den Summierschaltungen 155 und 156 aufsummiert. Eine (be stimmte) Gewichtung kann erforderlich sein, um sicherzustellen, daß die optimale Verbesserung erzielt wird.
• Die verbesserten Kanalschätzwerte an den Ausgängen der Summierer 155 und 156 sind nun zur Anwendung auf die Daten geeignet. Da die Filter eine Verzögerung von beispielsweise n Bits besitzen, müssen die Daten derselben Verzögerung unterworfen werden. Dies wird durch die "Z-n"-Blöcke 158 und 160 erreicht, die ihre Ausgangssignale in die Multiplizierschaltungen 162 und 164, denen der Summierer 166 folgt, einspeisen, wo die Phase kompensiert wird und der Signalpegel gewichtet wird.
• Abschließend wird das Ausgangssignal des Summierers durch den Schalter 168 durchgeschaltet, bevor es in den Rake-Kombinierer 170 eingespeist wird, an dessen Ausgang die demodulierten Daten in Form einer weichen Entscheidung bereitgestellt werden.
• Es ist wahrscheinlich, daß die optimale minimale Verzögerung der Filter 144 und 146 von derjenigen des Filters 148 verschieden ist. In diesem Fall wird vorausgesetzt, daß die relevante zusätzliche Verzögerung in das Filter bzw. die Filter mit der geringsten Verzögerung eingebaut wird, um die Gesamtverzögerungen abzugleichen.
• Der zur Pilotübertragung beigesteuerte optimale Anteil des übertragenen Signals (Anzahl von Chips pro Bit) ändert sich in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit der mobilen Einheit und den allgemeinen Kanalbedingungen. Es ist leicht erkennbar, daß sich die hier genau dargelegte Lösung gut zur automatischen Adaption der Pilotenergie eignet. In einer Duplexverbindung ist ein Rückkopplungspfad vom Empfänger verfügbar, der die Signaleigenschaften untersuchen kann und wie erforderlich ein Erhöhen oder Absenken des Pilotpegels anfordern kann. Es ist eine einfache Sache, die Impulsdiagramme (wie in Fig. 2 bis 4) sowohl sendeseitig wie auch empfangsseitig wie erforderlich zu verändern. Es ist anzumerken, daß die verfügbare Bitrate durch die Änderung des Pilotpegels nicht berührt wird, so daß für den Benutzer ein gleichbleibender Service unterhalten werden kann.

Claims (12)

1. Verfahren zum Auflösen von Phasenmehrdeutigkeiten in einem empfangenen Signal, wobei das Verfahren umfaßt: Einfügen einer vorgegebenen Anzahl von Chips in einer Bitperiode in ein Datensignal zum Bilden eines Pilotsignals bei einem Sender und Empfangen eines gesendeten Signals, das das Datensignal und das Pilotsignal enthält;

dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren ferner die folgenden Empfangsschritte umfaßt:

a) getrenntes Entspreizung des Datensignals und des Pilotsignals;

b) Akkumulieren getrennter Korrelationswerte für das Datensignal und das Pilotsignal; und

c) Verwenden der akkumulierten Korrelationswerte für das Datensignal, um die Phase der Signale zu synchronisieren, und Verwenden der akkumulierten Korrelationswerte für das Pilotsignal, um die Phasenmehrdeutigkeit aufzulösen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt c) das Entfernen der Modulation umfaßt, um eine Kanalschätzung zu schaffen, wobei die Kanalschätzung für die Phasensynchronisation der Signale verwendet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Schritt c) ferner das Entfernen der Phasenmehrdeutigkeit aus der Kanalschätzung vor der Anwendung der Schätzung auf die Signale umfaßt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der Schritt c) ferner das Erzeugen einer Entscheidungsvariable und einer Auflösungsvariable sowie das Kombinieren der Entscheidungsvariable und der Auflösungsvariable umfaßt, um die Demodulation des Datensignals zu schaffen.

5. Direktsequenz-Spreizspektrum-Modulationssystem, das wenigstens einen Empfänger (70) sowie einen Sender, der eine Einrichtung zum Einfügen einer vorgegebenen Anzahl von Chips in einer Bitperiode in ein Datensignal zum Bilden eines Pilotsignals enthält, umfaßt, gekennzeichnet durch einen Empfänger (70), der eine Einrichtung zum getrennten Entspreizung des Datensignals und des Pilotsignals, eine Einrichtung (44, 46, 48, 50, 52, 54, 56, 58; 75) zum Akkumulieren getrennter Korrelationswerte für das Datensignal und das Pilotsignal sowie eine Einrichtung, die die akkumulierten Korrelationswerte für das Datensignal verwendet, um die Phase der Signale zu synchronisieren, und die akkumulierten Korrelationswerte für das Pilotsignal verwendet, um die Phasenmehrdeutigkeit aufzulösen, umfaßt.

6. System nach Anspruch 5, ferner mit einer Einrichtung zum Entfernen der Modulation, um eine Kanalschätzung zu schaffen.

7. System nach Anspruch 5 oder 6, ferner mit einer Modulationseinrichtung (75), die an einem Eingang eine Schalteinrichtung (36, 38, 40, 42) aufweist, und einer Steuereinrichtung zum Steuern des Betriebs der Schalteinrichtung (36, 38, 40, 42), wobei die Modulationseinrichtung eine bipolare Modulationssequenz schafft, die dem Datensignal entspricht, wenn sich die Schalteinrichtung (36, 38, 40, 42) in einer ersten Stellung befindet, und Pilotchips schafft, wenn sich die Schalteinrichtung (36, 38, 40, 42) in einer zweiten Stellung befindet.

8. System nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die Pilotchips an jeder Bitposition oder an jeder n-ten Bitposition oder an pseudozufälligen Positionen eingefügt werden.

9. System nach einem der Ansprüche 5 bis 8, wobei der Empfänger ein RAKE-Empfänger ist.

10. System nach einem der Ansprüche 5 bis 9, wobei die Einrichtung zum Verwenden der akkumulierten korrelierten Werte für die Phasensynchronisation der Signale ein Filter (124) zum Filtern einer Auflösungsvariable sowie einen Multiplizierer (126; 132) zum Multiplizieren einer Entscheidungsvariable mit der gefilterten Auflösungsvariable umfaßt.

11. System nach Anspruch 10, ferner mit einer Hartbegrenzungsvorrichtung (130) zum Begrenzen der gefilterten Auflösungsvariable.

12. System nach Anspruch 10 oder 11, ferner mit einer Verzögerungsvorrichtung (134) zum Verzögern der Entscheidungsvariable vor der Multiplikation mit der gefilterten Auflösungsvariable.