DE69507126T2 - Schallrauschmaskierung im Steuerung eines "H"-Brücke - Google Patents
Schallrauschmaskierung im Steuerung eines "H"-BrückeInfo
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- 230000000873 masking effect Effects 0.000 title claims description 23
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 8
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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Description
- Die Erfindung bezieht sich allgemein auf das Ansteuern einer reaktiven Last in einem kommutativen Modus mittels einer H-Brücke, die aus wenigstens vier Schaltern besteht, die paarweise gesteuert werden. Genauer bezieht sich diese Erfindung auf Brückensteuerschaltungen, die in einem Regelungsmodus arbeiten. Die Erfindung ist insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, geeignet für das Ansteuern von Gleichstrommotoren.
- Die H-Brückenstufe, die im wesentlichen aus vier Schaltern besteht, die typischerweise Transistoren des Bipolar-Typs oder des Feldeffekt-Typs sind, ist wohlbekannt und für die Ansteuerung reaktiver Lasten, wie zum Beispiel Elektromotoren, Elektromagneten und dergleichen, weit verbreitet.
- Das Ansteuern solcher Lasten in einem Schaltmodus kann gemäß einem Steuerungsmodus stattfinden, indem zum Beispiel eine Pulsbreitenmodulations-(PWN)-Schaltung verwendet wird, die ein periodisches Steuersignal mit einem veränderlichen Tastverhältnis erzeugt, um die Schalter der H-Brücke ein- und auszuschalten. Das Tastverhältnis des periodischen PWM-Signals ist geregelt, um die Last zu steuern. In der Praxis verhält sich die Schaltung wie ein Generator eines Takt- oder Zeitsteuerungssignals mit veränderlicher Frequenz, um zum Beispiel die Drehzahl eines von der Brücke angesteuerten Gleichstrommotors zu verändern.
- In vielen Anwendungen (die US-A-5153492), in denen wenigstens während bestimmter Phasen der Operation erforderlich ist, die Last in einer genaueren und zuverlässigen Weise zu steuern, wird eine Regelschleife verwirklicht, indem der Strom überwacht wird, der durch die Last fließt, wobei ein Sensorwiderstand verwendet wird, der in Serie mit der Brückenschaltung geschaltet ist, wobei die am Sensorwiderstand anliegende Spannung unter Verwendung eines oder mehrerer Komparatoren verglichen wird. In einer Strommodus- Steuerschleife sind typischerweise ein erster und ein zweiter Komparator erforderlich. Der erste Komparator wird zum Vergleichen der Spannung am Sensorwiderstand mit Masse oder einem virtuellen Massepotential verwendet (Nulldurchgangskomparator). Der zweite Komparator wird verwendet zum Vergleichen derselben am Sensorwiderstand anliegenden Spannung mit einer einstellbaren Referenzspannung (Sensorkomparator).
- In diesem Betriebsmodus können die Einschaltflanken für das lasttreibende Paar der Schalter von der selben PWM-Schaltung geliefert werden, wenn eine solche vorhanden ist, um einen Steuerungsmodus einer Laststeuerung während unterschiedlicher Betriebsphasen zu implementieren. Im Gegensatz hierzu können die Abschaltflanken der lasttreibenden Schalter vom Ausgang des Sensorkomparators geliefert werden.
- Tatsächlich ist das Brückensteuersystem sehr häufig so beschaffen, daß es alternativ einen Steuerungstyp der Steuerung oder einen Regelungstyp der Steuerung implementiert.
- Dies ist zum Beispiel bei einem Gleichstrommotor der Fall, der zum Vorschieben eines Papierbandes durch einen Drucker verwendet wird. Eine schnelle Papierzuführung wird implementiert durch Ansteuern des Papiervorrückmotors in einem Steuerungsmodus, während der Motor in einem Regelungsmodus angesteuert wird, um eine genaue Steuerung des Zeilenvorschubes während des Druckens zu bewirken. Selbstverständlich gibt es viele andere Anwendungen, die aus der Möglichkeit der Anweisung einer Steuerung gemäß dem einen oder dem anderen Modus Vorteile ziehen.
- Wenn das System in einem Regelungsmodus arbeitet, kann häufig die von den Brückenschaltern erzeugte Schaltstörung eine solche Amplitude aufweisen, daß sie falsche Schaltvorgänge verursacht. Um diesen Nachteil zu vermeiden, ist es allgemein üblich, mehrere RC-Filter oder allgemeinere analoge Tiefpaßfilter zu verwenden, um die Schaltstörung zu unterdrücken, die bei jeder Änderung des Zustands der Brückenschalter erzeugt wird.
- Entsprechend einem der vielen Arten der Ansteuerung eines Gleichstrommotors bewirkt die Steuerung der vier Schalter einer H-Brückenstufe das Umschalten eines ersten Paares von Schaltern während einer Erregungsphase (Bridge_ON), das Einschalten des zweiten Paares von Schaltern und das Abschalten des ersten Paares während einer Stromrückführungsphase (Bridge_RIC) zum Entladen der in der Motorwicklungsinduktivität gespeicherten Energie, sowie das eventuelle Abschalten aller Schalter, um die Brücke in einen sogenannten "Tristate"-Zustand zu versetzten (hochohmiger Zustand). Bei jeder Änderung der Konfiguration der Brückenschalter verursachen daher Schaltspitzen, die möglicherweise von den Steuerkomparatoren gelesen werden (wenn deren Amplitude und/oder deren Länge ausreichend ist), falsche oder ungeeignete Schaltbefehle. Diese Störungen werden gewöhnlich mittels Tiefpaßfiltern herausgefiltert, die eine Zeitkonstante aufweisen, die als Funktion des Motortyps oder der anzusteuernden reaktiven Last eingestellt werden kann.
- Fig. 1 ist ein Grundschema der Verwendung eines RC-Tiefpaßfilters, der verwirklicht wird durch Verbinden externer Komponenten mit ausgewiesenen Anschlußstiften der integrierten Schaltung und einem Masseknoten der Lastversorgungsschaltung.
- Die Verwendung von analogen Tiefpaßfiltern (RC) erfordert wenigstens einen ausgewiesenen Anschlußstift, der mit dem Sensor- und Eingangsknoten jedes Komparators übereinstimmt. Selbstverständlich besteht eine Alternative in der Realisierung von RC-Filterkomponenten in integrierter Form innerhalb der Vorrichtung. Diese Situation erfordert abgesehen davon, daß sie keine Anpassung der integrierten Schaltung an spezielle Impedanzeigenschaften der externen Last erlaubt, eine beträchtliche Integrationsfläche.
- Andererseits beruhen logische Filtertechniken für Schaltstörungen gewöhnlich auf der Verarbeitung eines bestimmten logischen Eingangssignals, das Störungen enthält, mittels einer Logikschaltung, die wenigstens ein Verzögerungsnetzwerk enthält, das erforderlich ist, um ein logisches Ausgangssignal zu erzeugen, das mit dem logischen Eingangssignal übereinstimmt, jedoch frei von Störungen ist. Selbst in diesem Fall ist es notwendig, RC-Verzögerungsnetzwerke oder Äquivalente zu verwenden, wobei diese Schaltungen ferner schwer an spezifische Impedanzkennlinien der Last angepaßt werden können.
- Es besteht daher ein Bedarf und/oder ein Anwendungsbereich für ein Steuersystem einer eine reaktive Last ansteuernden Brückenstufe, das wenigstens während bestimmter Betriebsphasen in einen Regelungsmodus versetzt werden kann, in welchem die Schaltstörungen wirksam herausgefiltert werden, und das einfach zu integrieren und leicht an die Lastkennlinien anzupassen ist.
- Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der Ansprüche 1 und 3.
- Das Verfahren dieser Erfindung umfaßt die Nutzung eines Signals, das von einer Pulsbreitenmodulation-(PWM)-Schaltung erzeugt wird, die normalerweise vorhanden ist und zum Ansteuern der Brücke in einem Steuerungsmodus verwendet wird, um das Abklingintervall der Schaltstörungen zu maskieren, d. h. der Störungen, die hervorgerufen werden, wenn ein erstes Paar von Schaltern, die einen Stromfluß in einer bestimmten Richtung durch die Brückenlast bestimmen, von einem AUS-Zustand in einen EIN-Zustand umgeschaltet werden. Dies wird erreicht, indem das vom PWM-Block erzeugte periodische Signal für eine vorgegebene Zeitspanne auf Hochpegel gehalten wird, wobei dementsprechend das Signaltastverhältnis zum Regeln des Maskierungsintervalls (d. h. der Maskierungszeitspanne, die dem Zeitpunkt des Schaltens folgt) in Abhängigkeit von den Kennlinien der angesteuerten Last verändert werden.
- Das Verfahren umfaßt außerdem die Maskierung eines Abklingzeitintervalls der Schaltstörung, die hervorgerufen wird, wenn das erste Paar von Schaltern in einen AUS-Zustand umgeschaltet wird und das andere Paar von Schaltern, die einen Rückführungspfad zum Entladen der Reaktanz der Last schaffen, für eine vorgegebene Anzahl von Zyklen des Systemzeitgebersignals (Taktsignals) in einen EIN-Zustand umgeschaltet werden, wodurch irgendwelche weitere Umschaltungen für die Dauer dieser zweiten Maskierung unterbunden werden.
- Selbstverständlich erhält das System außerhalb der ersten und zweiten Maskierungsintervalle die Steuerung der Spannung, die am Sensorwiderstand des durch die Last fließenden Stromes vorhanden ist, gemäß einem Regelungsmodus der Steuerung aufrecht. Sobald diese Spannung von einem negativen Wert ausgehend den Nullwert erreicht, wird die Brücke in einen sogenannten "Tristate"-Zustand versetzt, indem alle vier Schalter der H-Brückenstufe in einen AUS-Zustand umgeschaltet werden. Dies hindert die Brücke daran, eine unerwünschte Umkehrung der Drehrichtung zu verursachen, die auftreten könnte, wenn ein Gleichstrommotor angesteuert wird.
- Wenn ein Gleichstrommotor angesteuert wird, beruht die mögliche versehentliche Umkehrung der Drehrichtung tatsächlich auf einer Reihe von Nebenfaktoren, wie zum Beispiel: einer "übermäßig langen" Periode des PWM-Signals, einem zu niedrigen Wert der Referenzspannung des Sensorkomparators, dem Typ des Motors, und dergleichen. In jedem Fall kann eine solche Umkehrung eine in vielen Situationen nicht zu vernachlässigende Auftrittswahrscheinlichkeit aufweisen, wobei dies absolut unterbunden werden muß, um einen möglichen "Kontrollverlust" des Systems zu vermeiden.
- Die zweite Maskierung kann implementiert werden mittels einer analogen monostabilen Schaltung oder mittels eines voreinstellbaren n-Bit-Abwärtszählers oder noch besser mittels eines n-Bit-Aufwärtszählers, der die Impulse des Zeitgeber-(Takt)-Signals zählen kann und von einem programmierbaren n-Bit- Komparator "gelesen" wird, der (auf einer Programmierungsbasis) ein Stopsignal der Maskierungsperiode erzeugen kann. Dies erleichtert die Regelung des Maskierungsintervalls als Funktion der Lastkennlinien.
- Das Steuersystem der Erfindung verwirklicht eine genaue Steuerung der Last in einer extrem einfachen und effizienten Weise. Das System ist im wesentlichen unempfindlich gegenüber Schaltstörungen und erlaubt, die Richtung des Stromflusses durch die Last umzukehren und von einem Regelungsmodus in einen Steuerungsmodus der Steuerung oder umgekehrt umzuschalten.
- Die verschiedenen Aspekte und Vorteile dieser Erfindung werden deutlicher beim Lesen der folgenden Beschreibung einiger wichtiger Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, in welchen:
- Fig. 1 ein Grundschaubild ist, das die Verwendung eines externen Tiefpaßfilters zum Herausfiltern der Schaltstörung gemäß der obenerwähnten wohlbekannten Technik zeigt;
- Fig. 2 ein Grundblockschaltbild des Steuersystems dieser Erfindung ist;
- Fig. 3 die Schaubilder der Operation des Systems dieser Erfindung in einem Regelungsmodus zeigt;
- Fig. 4 ein Schema des Blocks SIGNAL_CONTROL der Fig. 2 gemäß einer ersten Ausführungsform ist; .
- Fig. 5 ein Schema des Blocks SIGNAL_CONTROL der Fig. 2 gemäß einer alternativen Ausführungsform ist.
- Wie im Grundschema der Fig. 2 gezeigt, ist eine H-Brücke mit vier Schaltern 1, 2, 3 und 4 verwirklicht, die paarweise mittels vier logischer Steuersignale angesteuert werden, die vom Block BRIDGE_CONTROL erzeugt werden.
- Die Last kann dargestellt werden von einen Gleichstrommotor, der mittels der Brückenschalter zwischen einem Stromversorgungsknoten Vs und einem virtuellen Masseknoten, der über einen Sensorwiderstand Rs mit dem wirklichen Masseknoten GND verbunden ist, angeschlossen werden kann. Der Strom, der durch die Last M fließt, kann somit konstant überwacht werden, indem die am Sensorwiderstand Rs anliegende Spannung von einem ersten Komparator ZERO_CROSS_COMPARATOR mit Massepotential verglichen wird und/oder mittels eines zweiten Komparators SENSING_COMPARATOR mit einer Referenzspannung Vref verglichen wird.
- Der Brückensteuerblock enthält eine Logikschaltung, die mehrere logische Eingangsbefehlssignale verarbeiten kann. Die Steuerung der Brückenoperation wird in unterschiedlichen Modi durchgeführt mittels zweier Eingangssignale des Blocks BRIDGE_CONTROL, nämlich einem Signal ON/RIC! und einem Signal TRISTATE. Wenn z. B. das Signal ON/RIC! auf Hochpegel liegt, schließt es ein Paar von Schaltern, zum Beispiel 1 und 3, um den Motor M in einer bestimmten Richtung in Drehung zu versetzen (Bridge_ON); wenn das Signal ON/RIC! auf Niedrigpegel liegt, öffnet es die Schalter 1 und 3 und schließt die Schalter 2 und 4, um die Rückführung (Bridge_RIC) des Entladestroms der Motorwicklungsinduktivität zuzulassen. Selbstverständlich sind diese Funktionen zum Ansteuern des Motors in Rückwärtsrichtung austauschbar.
- Wenn das Signal TRISTATE auf Hochpegel liegt, schaltet es alle vier Schalter (1, 2,3 und 4) der Brücke ab und versetzt die Schaltung in einen sogenannten Tristate-Zustand (hochohmiger Zustand).
- Im Beispiel der Fig. 2 schafft das Ansteuersystem die Möglichkeit des Ansteuerns der H-Brückenstufe in einem Steuerungsmodus durch Nutzen des Blocks PWM_GENERATOR, der ein periodisches Signal erzeugt, dessen Tastverhältnis so eingestellt werden kann, daß es sich innerhalb eines bestimmten Bereiches der Schaltfrequenz ändert. Wie in der Figur schematisch gezeigt ist, erhält der Block PWM_GENERATOR, der gemäß einer üblichen Praxis vorteilhaft das Systemzeitgebersignal (Takt) verwenden kann, durch Frequenzteilung ein PWM-Signal mit einer Periode, die ein Vielfaches der Periode des Systemzeitgebersignales beträgt. Dies erzeugt ein PWM-Signal mit einer im Vergleich zur Taktfrequenz reduzierten Frequenz, dessen Tastverhältnis durch geeignete Schaltungen leicht geregelt werden kann.
- In der Praxis kann die Ansteuerung der Brücke in einem Regelungsmodus implementiert werden durch Anlegen des vom PWM_GENERATOR erzeugten PWM-Signals an den Eingangsstift ON/RIC! des Blocks BRIDGE_CONTROL. Mit anderen Worten, wenn unter Verwendung des PWM-GENERATORS in einer Steuerungsphase gearbeitet wird, ist der Block SIGNAL_CONTROL praktisch ausgeschlossen.
- Im Gegensatz hierzu übernimmt der Block SIGNAL_CONTROL die Steuerung, wenn das System in einem Regelungsmodus arbeiten soll, auf der Grundlage der Ausgangssignale, die von den zwei Komparatoren SENSING_COMPARATOR und ZERO_CROSS_COMPARATOR erzeugt werden, und des vom PWM_Generatorblocks erzeugten Signals, gemäß einem grundlegenden Aspekt der Erfindung.
- Die Maskierung der erzeugten Schaltstörungen durch das System dieser Erfindung ist in den Schaubildern der Fig. 3 schematisch gezeigt.
- Wie in den Schaubildern der Fig. 3 gezeigt wird während einer Betriebsphase des Steuersystems in einem Regelungsmodus das vom PWM_GENERATOR- Block erzeugte periodische Signal, dessen steigende Flanken das Einschalten desjenigen Schalterpaares befehlen, das die Last gemäß einer gegebenen Stromflußrichtung mit den Stromversorgungsknoten verbindet, zum Maskieren der Schaltübergänge der zwei Schalter von AUS zu EIN verwendet, indem das PWM-Signal für eine kontrollierte Zeitperiode auf Hochpegel gehalten wird (d. h. durch Einstellen des PWM-Signal-Tastverhältnisses).
- Mit anderen Worten, während einer solchen Betriebsphase des Systems wird das PWM-Signal verwendet, um eventuelle fehlerhafte Schaltvorgänge des Ausgangs des SENSING_COMPARATOR für ein bestimmtes Maskierungsintervall beginnend vom Einschaltzeitpunkt der Schalter zu maskieren. Dies verhindert wirksam, daß der Block SIGNAL_CONTROL fehlerhaft eine Zustandsänderung der Brückenschalter als Folge der falschen Schaltvorgänge des Komparatos befiehlt, der die Spannung an den Anschlüssen des Sensorwiderstandes Rs mit der Referenzspannung Vref vergleicht. Dies kann auftreten, wenn mit einem besonders niedrigen Vref Wert gearbeitet wird.
- Solange das PWM-Signal auf Hochpegel verbleibt, behält der Block SIGNAL_CONTROL eine solche leitende Konfiguration der Brücke bei (Bridge_ON). Offensichtlich bestimmt die Dauer des Maskierungszeitintervalls, das durch Regeln des PWM-Signals eingerichtet wird, das minimale Einschaltzeitintervall der Brücke.
- Wenn die erste zeitliche Maske, die mittels des PWM-Signals eingerichtet wird, verstrichen ist, versetzt der Block SIGNAL_CONTROL dann, wenn die Spannung am Sensorwiderstand Rs die Werte der Referenzspannung Vref erreicht, die Brücke in eine Stromrückführungskonfiguration, um die Entladung der in der Induktivität der Motorwicklung gespeicherten Energie zu ermöglichen. An diesem Punkt kehrt der Strom, der durch den Sensorwiderstand Rs fließt, seine Richtung aufgrund der elektrischen Lastträgheit um. Die Spannung am nicht invertierenden Eingang des ZERO_CROSS_COMPARATOR wird somit negativ.
- Selbst während dieser Phasenänderung können falsche Impulse auftreten, weshalb eine zweite Maskierungsoperation vom Signalsteuerblock durchgeführt wird, der ein Zeitintervall mit programmierbarer Dauer erzeugt, sobald die Brücke in eine Stromrückführungskonfiguration versetzt wird. In der Praxis wird die Steuerung während dieses zweiten Maskierungsintervalls vom wirklichen Zustand des Ausgangs des ZERO_CROSS_COMPARATOR unabhängig, wobei die Brücke in einem Stromrückführungsmodus konfiguriert bleibt, selbst wenn die Spannung am Sensorwiderstand Rs positiv wird.
- Wenn diese zweite zeitliche Maske verstreicht, erhält das System die Steuerung der an den Anschlüssen des Sensorwiderstandes Rs anliegenden Spannung aufrecht. Sobald diese Spannung den Nullwert erreicht, wird somit die Brücke in einen hochohmigen Zustand (TRISTATE) gebracht, indem alle vier Schalter in den AUS-Zustand versetzt werden. Dies verhindert, daß der Motor fälschlicherweise seine Drehrichtung umkehrt.
- In Fig. 4 ist eine erste Ausführungsform des Blocks SIGNAL_CONTROL gezeigt.
- Wenn das PWM-Signal auf Hochpegel liegt, zwingt es das Flip-Flop FF-SR1 in einen "Setz"-Zustand (auch Dank des Vorhandenseins des Gatters AN1), derart, daß der Ausgang Bridge_ON auf Hochpegel liegt, wodurch das Einschalten der Brücke bestimmt wird.
- Durch den Ausgang NQ des Flip-Flops FF-SR1 werden der MASK_GENERATOR und das Flip-Flop FF-SR2 in einen "Rücksetz"- Zustand gezwungen.
- Wenn das PWM-Signal Niedrigpegel annimmt, verharrt das Flip-Flop FF-SR1 in einem Setzzustand, bis das Signal SENSE Comp Hochpegel annimmt. Zu diesem Zeitpunkt wird FF-SR1 zurückgesetzt und der Zähler MASK_GENERATOR ist freigegeben, um das Maskierungszeitintervall ZERO_CROSS zu erzeugen, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Die Dauer dieses Maskierungsintervalls kann als Funktion der Lastkennlinien programmiert werden, um die durch das Schalten hervorgerufenen Störungsspitzen zu maskieren. Während des Zählerlaufs verharrt der Ausgang TimeOut auf Niedrigpegel (wie während der vorangehenden Rücksetzphase), so daß eventuelle Störungsspitzen auf dem Eingang
- ZERO_CROSS_COMPARATOR das Flip-Flop FF-SR2 Dank des Gatters AN2 nicht in einen Setzzustand bringen können. Wenn das Signal TimeOut Hochpegel annimmt (d. h. am Ende des Maskierungsintervalls), kann das FF- SR2 einen Setzzustand erreichen und kann somit die Brücke in eine hochohmige Konfiguration versetzen (Bridge_TRISTATE), sobald der durch die Last fließende Strom sein Vorzeichen umkehrt (ZERO_CROSS_COMPARATOR = 1).
- Wie Fachleuten klar ist, kann der Block SIGNAL_CONTROL auf verschiedene Weisen verwirklicht werden. Insbesondere ist es möglich, das Gatter AN1 zu beseitigen, indem ein Flip-Flop des SR-Typs verwendet wird, das an sich eine "Dominanz-Setz-Schaltung" ist. Außerdem kann sogar die Schaltung MASK_GENERATOR, die das Maskierungssignal erzeugt, auf verschiedene Weise verwirklicht werden, z. B. mittels einer analogen monostabilen Schaltung.
- Wenn ein Systemtaktsignal zur Verfügung steht, das normalerweise vom Block PWM_GENERATOR verwendet wird, ist es möglich, einen Zähler zum Erzeugen des Maskierungsintervalls zu verwenden. Um das Maskierungsintervall zu programmieren, ist es möglich, einen "Abwärtszähler" während einer Rücksetzphase mit einem bestimmten Wert zu laden und vorteilhaft das "Übertrag"-Ausgangssignal zu verwenden, das Hochpegel annimmt, wenn der Zähler sein Zählen auf 0 beendet. Diese Lösung auf der Grundlage der Verwendung eines im voraus ladbaren Abwärtszählers kann in bestimmten Anwendungen gefährlich sein, da das Laden und die Taktsignale asynchron sind und somit die "Einschwing"- und "Halte"-Zeiten der Zähler-Flip-Fllops verletzt werden können.
- Eine besonders bevorzugte Lösung ist in Fig. 5 gezeigt.
- Gemäß dieser Ausführungsform wird die Maskenerzeugungsschaltung von einem n-"Aufwärtszähler" und einem n-Komparator gebildet. Während der Rücksetzphase wird der Zähler in einen Anfangszustand versetzt (zum Beispiel mit allen Ausgängen auf 0 gesetzt), ebenso wie der Ausgang des Flip- Flops FF-D1. Wenn die Rücksetzphase endet, inkrementiert der Zähler seinen Ausgang mit jedem Taktzyklus, bis er den programmierten Wert erreicht, der für den zweiten Komparatordateneingang eingerichtet worden ist.
- Zu diesem Zeitpunkt nimmt der Komparatorausgang Hochpegel an, ebenso wie der Ausgang des Flip-Flops FF-D1 bei der folgenden nutzbaren Flanke des Taktsignals. Dank des Gatters NA1 verbleibt der Ausgang FF-D1 auf Hochpegel, bis eine neue Rücksetzphase auftritt, so daß der Ausgang genau wie ein TimeOut-Signal der Schaltung der Fig. 3 verwendet werden kann.
- Diese Ausführungsform des Maskierungssignalgenerators ist sehr zuverlässig, da selbst dann, wenn die Flip-Flop-Zeitsteuerbedingungen "Einschwingen" und "Halten" nicht erfüllt werden, keine falschen Effekte auftreten, da die Flip-Flops einen Eingang besitzen, der im Wert ihrem jeweiligen Ausgang entspricht (da ein Aufwärtszähler verwendet wird, der aus einem Rücksetzzustand startet), mit der Ausnahme des ersten Flip-Flops, das in jedem Fall in einen metastabilen Zustand übergehen kann, aus dem es höchstwahrscheinlich mit der folgenden Flanke des Taktsignals herauskommt.
Claims (7)
1. Verfahren zum Ansteuern einer H-Brückenstufe in einem
Steuerungsmodus, die aus wenigstens vier Schaltern besteht, die paarweise
angesteuert werden, um einen Strom durch eine mit der Brücke verbundene Last zu
leiten, einen Entladestrom der Lastreaktanz zurückzuführen und um die
Brücke in eine hochohmige Konfiguration (Tristate-Zustand) zu versetzen, und
die ein Steuersystem besitzt, das eine Schaltung zum Erzeugen eines
pulsbreitenmodulierten Signals (PWM-Signal) enthält, die zum Ansteuern der Brücke
in einem Steuerungsmodus verwendet wird, dadurch gekennzeichnet, daß das
Verfahren umfaßt:
das Maskieren der Abklingzeitspanne der Störungen, die durch das
Schalten eines ersten Schalterpaares der Brücke vom AUS-Zustand in einen
EIN-Zustand verursacht werden, welche den Stromfluß in einer bestimmten
Richtung durch die Last bestimmen, durch Halten des Ausgangs der PWM-
Signalerzeugungsschaltung für ein vorgegebenes Zeitintervall auf Hochpegel;
die Maskierung der Abklingzeitsspanne der Störungen, die durch
das Schalten eines ersten Schalterpaares von einem EIN-Zustand zu einem
AUS-Zustand und des anderen Schalterpaares, das den
Stromrückführungspfad erzeugt, von einem AUS-Zustand in einen EIN-Zustand, durch
Unterbinden irgendeiner anschließenden Umschaltung für eine vorgegebene Anzahl
von Impulsen eines Systemtaktes.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die erste Maske geregelt wird
durch Regeln des Tastverhältnisses des PWM-Signals.
3. Steuersystem für eine H-Brückenstufe, mit wenigstens vier
Schaltern (1, 2, 3 und 4), die paarweise (1-3, 2-4) angesteuert werden, wobei das
System versehen ist mit einer Schaltung zum Erzeugen eines
pulsbreitenmodulierten Signals (PWM_GENERATOR), die ein periodisches Signal mit
einstellbarem Tastverhältnis (PWM) zum Steuern der Brückenstufe während
einer Betriebsphase des Systems in einem Steuerungsmodus erzeugen kann,
einem Sensorwiderstand (Rs), der funktional in Serie mit der Brückenstufe
angeschlossen ist und vom gleichen Strom durchquert wird, der durch eine von
der Brücke angesteuerte Last (M) fließt, wenigstens einem ersten Komparator
(SENSING_COMPARATOR), der die Spannung am Sensorwiderstand (Rs)
mit einer Referenzspannung (Vref) vergleicht, einem zweiten Komparator
(ZERO_CROSS_COMPARATOR), der die Spannung am Sensorwiderstand
(Rs) mit dem Massepotential vergleicht, und einer Steuerschaltung
(SIGNAL_CONTROL), die die von den Komparatoren erzeugten Signale
verarbeiten kann und ein Signal erzeugen kann zum Steuern der Schalter (11, 2,
3 und 4) während einer Betriebsphase des Systems gemäß einem
Steuerungsmodus, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung
(SIGNAL_CONTROL) umfaßt:
eine erste Einrichtung, die als Eingang das periodische Signal
(PWM) empfangen kann und das erste Schalterpaar einschalten kann
(Bridge_ON), das den Stromfluß in einer bestimmten Richtung durch die Last
(M) bestimmt, und weitere Zustandsänderungen der Schalter für ein
vorgegebenes Zeitintervall verhindern kann, welches eingestellt wird durch Regeln des
Tastverhältnisses des periodischen Signals (PWM);
eine zweite Einrichtung, die durch eine Zustandsänderung des
ersten Schalterpaares von einem EIN-Zustand in einen AUS-Zustand und
durch gleichzeitiges Einschalten des anderen Schalterpaares (Bridge_RIC)
gestartet wird, was vom ersten Komparator (SENSING_COMPARATOR)
befohlen wird, und die das Umschalten nach einem voreinstellbaren
Zeitintervall erneut ermöglicht.
4. Steuersystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
zweite Einrichtung einen im voraus ladbaren Abwärtszähler umfaßt, der die
Impulse eines Taktsignals zählt.
5. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite
Einrichtung einen n-Aufwärtszähler und einen programmierbaren
n-Komparator umfaßt, der den Aufwärtszähler "lesen" kann und ein Wiederfreigabe-
Signal erzeugt.
6. Steuersystem nach den Ansprüchen 4 oder 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung ferner wenigstens ein Ausgangs-Flip-Flop mit
einem Setzeingang umfaßt, der durch ein UND- oder NICHT-UND-Gatter
(AN2, NA2) angesteuert wird, das geeignet ist zum Empfangen eines vom
zweiten Komparator (ZERO_CROSS_COMPARATOR) erzeugten Signals
und eines vom Abwärtszähler oder vom programmierbaren Komparator
erzeugten Signals als Eingang.
7. Steuersystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
erste Einrichtung wenigstens ein Ausgangs-Flip-Flop umfaßt, das einen
Rücksetzeingang besitzt, der durch ein UND-Gatter (AN1) angesteuert wird,
das als Eingänge das periodische Signal (PWM) und das vom ersten
Komparator (SENSING_COMPARATOR) erzeugte Signal empfangen kann.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP95830218A EP0744823B1 (de) | 1995-05-23 | 1995-05-23 | Schallrauschmaskierung im Steuerung eines "H"-Brücke |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE69507126D1 DE69507126D1 (de) | 1999-02-18 |
DE69507126T2 true DE69507126T2 (de) | 1999-05-27 |
Family
ID=8221931
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE69507126T Expired - Fee Related DE69507126T2 (de) | 1995-05-23 | 1995-05-23 | Schallrauschmaskierung im Steuerung eines "H"-Brücke |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5886484A (de) |
EP (1) | EP0744823B1 (de) |
JP (1) | JPH09135572A (de) |
DE (1) | DE69507126T2 (de) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69914242T2 (de) * | 1998-03-23 | 2004-11-04 | Hitachi, Ltd. | Steuervorrichtung für einen bürstenlosen Motor und Maschine mit bürstenlosem Motor |
JP2000236684A (ja) * | 1999-02-16 | 2000-08-29 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ駆動回路 |
AU3927800A (en) * | 1999-03-29 | 2000-10-16 | Anacon Systems, Inc. | Method and apparatus for controlling pulse width modulation device |
JP4590708B2 (ja) * | 2000-09-26 | 2010-12-01 | 富士通株式会社 | 光受信回路 |
US6486643B2 (en) | 2000-11-30 | 2002-11-26 | Analog Technologies, Inc. | High-efficiency H-bridge circuit using switched and linear stages |
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- 1995-05-23 DE DE69507126T patent/DE69507126T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1995-05-23 EP EP95830218A patent/EP0744823B1/de not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-05-20 US US08/650,531 patent/US5886484A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-23 JP JP8151605A patent/JPH09135572A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0744823B1 (de) | 1999-01-07 |
DE69507126D1 (de) | 1999-02-18 |
EP0744823A1 (de) | 1996-11-27 |
JPH09135572A (ja) | 1997-05-20 |
US5886484A (en) | 1999-03-23 |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |