DE68912183T2

DE68912183T2 - Längenmessgeber.

Info

Publication number: DE68912183T2
Application number: DE89301169T
Authority: DE
Inventors: Stephen Husher
Original assignee: Penny and Giles Controls Ltd
Current assignee: Penny & Giles International Plc Crawley West Sus
Priority date: 1988-04-22
Filing date: 1989-02-07
Publication date: 1994-04-28
Anticipated expiration: 2009-02-08
Also published as: EP0339759B1; US4954776A; GB8809575D0; EP0339759A3; EP0339759A2; DE68912183D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Wandler für lineare Verschiebungen.
Derartige Wandler werden verwendet, um ein elektrisches Ausgangssignal bereitzustellen, das sich mit der linearen Verschiebung eines mechanischen Elementes verändert. Das Ausgangssignal kann sich also beispielsweise verändern in Abhängigkeit von der Position eines Kolbens relativ zu einem Zylinder in einer hydraulischen Betätigung.
Beispiele von Wandlern, welche eine Linearität in der Änderung des Ausgangssignales mit der Verschiebung zu erreichen versuchen, werden gegeben in den Druckschriften DE-A-35 34 460, US-A-3,891,918 und der DE-A-20 25 734. In der DE-A-35 34 460 wird eine Meßspule um einen zylindrischen Kopierfinger bzw. ein Kopierlineal herumgewickelt, der in eine Meßröhre mit konisch aufgeweiteten, gegenüberliegenden Enden eingepaßt ist. Die Spule wird relativ zu einem Meßkern verschoben und die Position des Kernes in dem Meßrohr wird in axialer Richtung justiert, um Linearitätsfehler zu kompensieren. Der Wandler der US-A-3,891,918 ist ein variabler Oszillator, dessen durchschnittliche Schwingungsperiode sich als eine lineare Funktion der Verschiebung verändert. Die DE-A-20 25 734 offenbart einen Wandler, bei welchem eine Meßspule relativ zu einem metallischen Teil verschiebbar ist und bei welchem die Gesamtimpedanz der Spule gemessen wird. Der Wandler ist so ausgestaltet, daß die induktive Komponente der Impedanz im Vergleich zu der Ohm'schen Komponente unbedeutend ist, wobei das Verhältnis der beiden Komponenten einen oberen Grenzwert von 0,1 nicht überschreitet, um die gewünschten Ergebnisse zu erhalten.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein linearer Verschiebungswandler bereitgestellt, weicher aufweist:
eine Wicklung, und
einen Magnetkern, der relativ zu der Wicklung linear verschiebbar ist,
gekennzeichnet durch:
eine Einrichtung, um die Wicklung mit einem Wechselstrom von konstantem Effektivwert und einer Frequenz zu erregen, die ausreichend groß ist, so daß die induktive Reaktanz des Magnetkerns gegenüber den Widerstandsverlusten in dem Magnetkern nicht dominant ist, wobei die Verluste in dem Magnetkern bewirken, daß sich die Spannung über der Wicklung, die in Phase mit dem Strom ist, sich im wesentlichen linear relativ zu der linearen Verschiebung des Magnetkernes verändert, und
eine synchrone Demodulatoreinrichtung zum Messen der Spannung an der Wicklung, die in Phase mit dem Strom ist.
Die Wicklung kann eine einschichtige, schraubenförmige Wicklung sein, die auf einen geraden, rohrförmigen Kopierfinger gewickelt ist. Der Magnetkern kann ein gerader zylindrischer Metallstab sein, der in axialer Richtung in das Innere des rohrförmigen Kopierfingers bzw. Kopierlineals in einem Ausmaß eintritt, welches von der linearen Verschiebung eines mechanischen Elementes abhängt, an welchem der Stab direkt befestigt sein kann und dessen Position durch den Wandler überwacht werden soll.
Die Frequenz des Wechselstromes kann im Bereich von 10 bis 20 kHz liegen. Wenn eine Frequenz von weniger als 10 kHz verwendet wird, kann die induktive Reaktanz des Magnetkernes über die Widerstandsverluste dominieren und die über der Wicklung in Phase mit dem Strom anliegende Spannung ändert sich dann nicht im wesentlichen linear relativ zu der linearen Verschiebung des Magnetkernes. Wenn eine Frequenz höher als 20 kHz verwendet wird, wird der Schaltkreisaufbau für das Messen der Spannung über der Wicklung notwendigerweise relativ teuer.
Die Erfindung wird jetzt weiter beschrieben anhand eines Beispiels unter Bezug auf die zugehörigen Figuren, in welchen durchgängig gleiche Teile durch gleiche Bezugszeichen benannt sind und in welchen:
Figur 1 ein Querschnitt eines Teiles einer Ausführungsform eines linearen Verschiebungswandlers gemäß der Erfindung ist,
Figur 2 ein Blockschaltkreisdiagramm der Ausführungsform ist,
Figuren 3 bis 5 Vektordiagramme sind,
Figur 6 eine grafische Darstellung des Temperaturkoeffizienten gegenüber der Verschiebung ist,
Figur 7 einen Teil des Schaltkreisdiagramms gemäß Figur 2 mit mehr Einzelheiten zeigt.
Figur 8 ein Blockschaltkreisdiagramm einer modifizierten Ausführungsform zeigt, und
Figur 9 ein Diagramm zur Erklärung des Betriebs der Ausführungsform gemäß Figur 8 ist.
Es wird jetzt auf Figur 1 Bezug genommen, wobei in dieser Ausführungsform der Wandler eine einschichtige, sich in Längsrichtung erstreckende schraubenförmige Windung 1 aufweist, die auf ein gerades, rohrförmiges Kopierlineal 2 (Kopierfinger, Formteil) gewickelt ist, welches aus Edelstahl hergestellt ist. Die Wicklung 1 ist mit einem Harz imprägniert und umhüllt von einer rohrförmigen, magnetischen Abschirmung 3, welche aus einem geeigneten Abschirmmaterial hergestellt ist, wie z.B. einer Nickel-Eisen-Legierung, und welche radiale Endabschnitte 3a und 3b hat. Eine relativ kurze, die Temperatur erfassende Wicklung 4 ist auf das Kopierlineal 2 in der Nähe eines Endes der Wicklung 1 und über das Endstück 3b hinaus gewickelt. Die Elemente 1 bis 4 können zum Schutz in einer zylindrischen Metallhülse 5 aufgenommen sein. Ein Magnetkern 6 in Form eines zyindrischen Metallstabes, welcher aus einem Material mit hoher Permeabilität hergestellt ist, wie z.B. einer Nickel-Eisen-Legierung, erstreckt sich in axialer Richtung in das Innere des Kopierlineals 2, in welchem es sich in einer losen Gleitpassung befindet, und zwar um ein solches Maß, daß von der linearen Verschiebung eines mechanischen Elementes, wie z.B. des Kolbens einer hydraulischen Betätigung, an welchem der Kern 6 befestigt ist, abhängt. Der Kern 6 kann bis zu 20 % länger als die Wicklung 1 sein. In einer Extremposition kann der Kern 6 bis zu 95 % der Länge der Wicklung 1 eindringen, während der Kern 6 in der anderen Extremposition z.B. bis zu 10 % der Gesamtlänge der Wicklung 1 eindringt.
Es wird jetzt auf Figur 2 Bezug genommen, in welcher der Schaltkreis der Ausführungsform einen Eingabezufuhranschluß 11 aufweist, mit Hilfe dessen eine Stromquelle mit einer Zufuhrregulierung und einem Spitzenunterdrückungsschaltkreis 12 verbunden ist, von welchem aus die Versorgung für einen Stromgenerator 13 konstanten Effektivwertes mit einer Frequenz von 10 bis 30 kHz, einen konstanten Gleichstromgenerator 14, einen synchronen Demodulator 15, einen Temperaturkoeffizienten-Kompensionsschaltkreis 16, einen Verstellungsjustierschaltkreis 17 und einen Meßbereichs-Einstellkreis 18 bereitgestellt wird. Obwohl nicht dargestellt, kann der Zufuhrschaltkrels 12 eine geteilte Schienenzufuhr für den Kompensationsschaltkreis 16 des Temperaturkoeffizienten und die Elemente links von diesem in Figur 2, sowie eine Einschienenzufuhr für die übrigen Elemente haben. Der Ausgang des Generators 13 mit konstantem Effektivwert ist an die Reihenkombination bzw. -schaltung der Wicklung 1 und eines Widerstandes RA angeschlossen. Der Ausgang des Gleichstromgenerators 14 liegt an der Reihenschaltung der Temperaturerfassungswicklung 4 und eines Widerstandes RB. Der erforderliche Ausgangswert wird durch den synchronen Demodulator 15 abgeleitet und wird dem Kompensationsschaltkreis 16 für den Temperaturkoeffizienten, dem Einstellschaltkreis 17 für ein Offset bzw. eine Nullpunktsverschiebung und dem Meßbereichseinstellschaltkreis 18, die in Reihe geschaltet sind, zugeführt, um an den Anschlüssen 19 einen endgültigen Ausgangswert bzw. Ausgangsspannung bereitzustellen.
Im Betrieb wird ein Wechselstrom IS mit konstanter Effektivleistung (konstanter Quadratwurzel) und mit sinusförmiger Wellenform der Reihenschaltung aus der Wicklung 1 und dem Widerstand RA aufgeprägt. Da die Spannung VRA an dem Widerstand RA in Phase mit dem Strom IS ist, wird dieses als Synchronisationssignal für den synchronen Demodulator 15 verwendet. Eine Verschiebung des Kernes 6 innerhalb der Wicklung 1 beeinflußt die Impedanz der Wicklung 1, und da sich die Impedanz verändert, verändert sich als Folge davon auch die Spannung VS, die sich an der Reihenschaltung aus der Wicklung 1 und dem Widerstand RA einstellt, wegen der Konstanz der Stromzufuhr. Die Spannung VS wird gegenüber dem Strom IS phasenverschoben und der Spannungsvektor, der sich in Phase mit dem Strom IS befindet, ist linear proportional zu der linearen Verschiebung des Kernes 6.
Es wird jetzt auf Figur 3 Bezug genommen, welche ein Vektordiagramm ist, das die zu der Wicklung 1 gehörenden Spannungen darstellt, wobei der Strom IS als Bezugsvektor genommen wird und wobei der Kern 6 sich in einer festen Position befindet. Die in Figur 3 verwendeten Bezugszeichen sind die folgenden:
VX1 der ansprechende (reaktive) Teil der Spannung über der Wicklung 1 aufgrund der induktiven Reaktanz der Wicklung 1,
VX2 der reaktive Teil der Spannung, die aufgrund der Anwesenheit des Kernes 6 in der Wicklung 1 induziert wird,
VXT die gesamte reaktive Spannung an der Wicklung 1 (VX1 + VX2),
VRdc die Spannung an der Wicklung 1 aufgrund des Gleichstromwiderstandes der Wicklung 1,
VRloss der Widerstandsteil der in der Wicklung 1 induzierten Spannung aufgrund von Verlusten in dem Kernmaterial 6,
VRT der gesamte (resistive) Widerstandsspannungsanteil an der Wicklung 1 (VRdc + VRloss),
H das magnetische Feld,
B (Φ) die magnetische Induktion (der magnetische Fluß),
α der Verlustwinkel der mit dem magnetischen Material des Kernes 6 (H-B) verknüpft ist,
Vind die gesamte induzierte Spannung aufgrund der Anwesenheit des Kernes 6 (Vektorsumme von VRloss + VX2),
VZT die Spannung über der Wicklung 1 aufgrund der Gesamtimpedanz (Vektorsumme von VRT + VXT).
Wenn sich der Kern 6 in einer festen Position befindet, so hat der Strom IS ein zugehöriges Magnetfeld H, welches in Phase mit dem Strom IS ist. Aufgrund der hohen Frequenz des Stromes IS eilt der magnetische Fluß B (Φ) dem Strom IS um den Winkel α hinterher. Der entwickelte magnetische Fluß B (Φ) induziert dann die Spannung Vind in der Wicklung 1, die gegenüber dem magnetischen Fluß B (Φ) um 90º phasenverschoben ist, und diese induzierte Spannung Vind addiert sich zu den anfänglichen Spannungen VX1 und VRdc, und ergibt so die Gesamtspannung VZT an der Wicklung 1. Diese Gesamtspannung VZT ist nicht in Phase mit dem Strom IS, sondern ist mit den Spannungen VXT und VRT verknüpft. Wenn sich der Kern 6 in der Wicklung 1 bewegt, verändert sich die Menge des magnetischen Materials mit hoher Permeabilität innerhalb der Wicklung 1, so daß sich der magnetische Fluß B (Φ) verändert. Wenn der magnetische Fluß B (Φ) zunimmt, so nimmt auch die induzierte Spannung Vind zu und damit steigt auch die Gesamtspannung VZT.
Es hat sich herausgestellt, daß die Spannung, die mit dem Strom IS in Phase ist, sich im wesentlichen linear bezüglich der Bewegung des Kernes 6 verändert. Diese Veränderung der Spannung in Phase beruht auf der induzierten Spannung VRloss. Da die mit dem Strom IS in Phase befindliche Spannung VRloss sich im wesentlichen linear zur Verschiebung des Kernes 6 verhält, kann der synchrone Demodulator 15 verwendet werden, um das Spannungssignal, welches an der Wicklung 1 abgeleitet bzw. abgegriffen wird, zu demodulieren. Der synchrone Demodulator leitet eine Gleichspannung ab. die proportional zu der sich in Phase befindlichen Komponente VRloss ist.
Es wird jetzt auf Figur 4 Bezug genommen, die den vektoriellen Zusammenhang zwischen VRloss und VP, der Peak-Spannung, zeigt, wobei der Ausgangswert des synchronen Demodulators 15 gegeben ist durch:
2Vpcos α/π
das heißt:
2VRloss/π.
Entsprechend Figur 3 ist das endgültige Impedanzdreieck so wie in Figur 5 dargestellt. Wie bereits erwähnt, ist der resistive Spannungsteil VRT linear zu der Kernverschiebung, während der induktive Spannungsteil VXT nicht linear (hierzu) ist. Der induktive Schenkel des Dreieckes gemäß Figur 5 wirkt sich mit seinem nicht linearen Effekt auf die Gesamtimpedanz ZT aus.
Der Betrieb des Schaltkreises 16 für den Temperaturkoeffizienten wird jetzt beschrieben. Der Temperaturkoeffizient des Wandlers ist im allgemeinen, wenn keine Kompensation vorgesehen wird, relativ schwach, wie in Figur 6 angedeutet, in welcher der Temperaturkoeffizient so dargestellt ist, daß er von A ohne Verschiebung des Kernes 6 bis B bei einer maximalen Verschiebung sich verändert.
Der Temperaturkoeffizient kann durch Verwendung des Widerstandes RA minimiert werden. Wenn kein Widerstand RA vorhanden wäre, so wäre der Temperaturkoeffizient bei einer Nullverschiebung des Kernes 6 nur aufgrund der Wicklung 1 vorhanden. Die Änderung Δ Rcoil des Widerstandes der Wicklung 1 wäre gegeben durch:
Rcoil.TW. Δ T/10&sup6;
wobei
Rcoil der Widerstand der Wicklung 1 ist
TW der Temperaturkoeffizient des Drahtes der Wicklung 1 in ppm/ºC ist
ΔT der Temperaturanstieg in ºC ist.
Mit dem Widerstand RA in dem Schaltkreis ist der Temperaturkoeffizient nicht nur aufgrund des Widerstandes der Wicklung 1, sondern auch aufgrund des Widerstandes RA folgender:
ΔRT = Rcoil.TW.ΔT/10&sup6; + RA.TR.ΔT/10&sup6;,
wobei
TR der Temperaturkoeffizient von RA ist,
ΔRT der Gesamttemperaturkoeffizient ist.
Wenn beispielsweise RA = Rcoil, so gilt:
ΔRT = Rcoil.TW.ΔT/10&sup6; + Rcoil.TR.ΔT/10&sup6;
ΔRT = Rcoil.ΔT(.TW+TR)/10&sup6;.
Der Gesamtwiderstand beträgt jetzt 2Rcoil
daher gilt:
ΔR = 2RcoilΔT(TW+TR/2)/10&sup6;
Da RA normalerweise einen Temperaturkoeffizienten von 50 ppm/ºC hat und Rcoil einen Koeffizienten von 3900 ppm/ºC hat, so würde der resultierende Koeffizient betragen:
R = (2*Rcoil*ΔT/10&sup6;)*(1975).
Man hat damit eine beträchtliche Reduzierung von 3900 ppm/ºC auf 1975 ppm/ºC erreicht. Die Wirkung des Widerstandes RA ist daher so, daß die Verschiebung durch den Temperaturkoeffizienten A reduziert worden ist, wobei sich jedoch immer noch der Temperaturkoeffizient in Abhängigkeit von dem Hub (der Länge der Verschiebung) verändern würde.
Es wird jetzt auf Figur 7 Bezug genommen, die einen Teil des Schaltkreises der Figur 2 mit mehr Einzelheiten zeigt. An der Kompensation des Temperaturkoeffizienten sind zwei Stufen beteiligt, und zwar die Beseitigung des Offsets (der Basisverschiebung) des Temperaturkoeffizienten (A in Figur 6) und dann die Einstellung der Verstärkung mit der Temperatur, um die Änderungen des Temperaturkoeffizienten über dem Verschiebungsbereich des Kernes 6 zu beseitigen. Der Temperaturkoeffizient wird zuerst minimiert durch eine geeignete Auswahl des Wertes des Widerstandes RA, der in Reihe mit der Wicklung 1 ist. Dies führt zu einem Gesamtkoeffizienten, welcher dieselbe Form wie Figur 6 hat, wobei jedoch die Verschiebung A einen reduzierten Wert hat. Das Beseitigen des Offsets des Temperaturkoeffizienten wird zunächst beschrieben. Die die Temperatur erfassende Spule 4 ist in Reihenschaltung mit dem Widerstand RB, um eine Reihenkombination zu bilden, die eine konstante Gleichstromzufuhr erhält. Die Spannung VB, die sich an dem Widerstand RB einstellt, stellt ein Rückkopplungssignal bereit, um den Strom auf einem konstanten Wert zu halten. Die an der Reihenschaltung abfallende bzw. sich einstellende Spannung verändert sich mit der Temperatur und wird als die Offset-Spannung genommen. Die Rate bzw. Geschwindigkeit, mit der sich die Spannung VK mit der Temperatur verändert, hängt von dem Gieichstromwiderstand des Widerstandes RB und der Temperaturerfassungsspule 4 ab. Typischerweise hat die Temperaturerfassungsspule 4 einen Temperaturkoeffizienten von 3900 ppm/ºC, während der Temperaturkoeffizient des Widerstandes RB typischerweise 50 ppmºC beträgt. so daß durch Auswahl geeigneter Werte jederTemperaturkoefizient zwischen 50 ppm/ºC und 3900 ppm/ºC möglich ist (dieses Verfahren der Auswahl des Temperaturkoeffizienten ist ähnlich demjenigen, welches zuvor im Zusammenhang mit dem Widerstand RA und der Wicklung 1 erläutert wurde). Die Widerstandswerte für den Widerstand RB und die Temperaturerfassungsspule 4 werden so ausgewählt, daß der kombinierte Temperaturkoeffizient genau mit der Koeffizientenverschiebung (dem Offset) (A in Figur 6) zusammenpaßt. Der tatsächliche, aktuelle Wert der Spannung VK kann durch Einstellung des von der Kontantstromquelle 14 zugeführten Stromes verändert werden und kann damit exakt so eingestellt werden, wie der Spannungsausgangswert des synchronen Demodulators 15, wenn der Kern 6 nicht verschoben ist. Das Ausgangssignal (a) von einem Subtrahierer 21, welches gleich VD-VK ist, wobei VD der Ausgangswert des Demodulators ist, führt zu einem Gesamttemperaturkoeffizienten von 0 ppm/ºC bei der Verschiebung Null. Jedoch variiert in dieser Stufe bzw. in diesem Zustand die Verstärkung des Wandlers immer noch mit der Temperatur und dementsprechend muß die Verstärkung mit der Temperatur eingestellt bzw. angepaßt werden, um die Koeffizientenänderung über den Verschiebungsbereich hinweg zu beseitigen. Die Spannung VK wird an dem Subtrahierer 24 eingestellt, indem eine feste Spannung (b), die durch einen Einstellschaltkreis 25 eingestellt wird, abgezogen wird, so daß der zunächst durch die konstante Gleichstromquelle 14 eingestellte Offset (Basisverschiebung) beseitigt wird. Dies erlaubt dann, daß man in der nächsten Stufe eine höhere Verstärkung benutzt, ohne daß man außerhalb des Meßbereiches gerät. Die Verstärkung wird dann durch einen Verstärker 22 aufgebracht, um die Empfindlichkeit zu erhöhen, und das Ausgangssignal (c) des Verstärkers 22 wird verwendet, um die Verstärkung eines Verstärkers 23 zu regeln, durch welchen das Signal (a) hindurchgeleitet wird. Bei zunehmender Temperatur besteht die Wirkung des Signales (c) darin, daß die Verstärkung des Verstärkers 23 im selben Maß vermindert wird, wie die Verstärkung des Wandlers ansteigt, so daß der Wandler damit bezüglich Temperaturänderungen bei allen Punkten der Kernverschiebung abgeglichen, bzw. mit einer Kompensation versehen ist.
Schließlich wird, siehe Figur 2, der Ausgang bzw. die Ausgangsspannung von dem Kompensationsschaltkreis 16 für den Temperaturkoeffizienten zu dem Einstellschaltkreis 17 für den Offset (Basisverschiebung) und den Bereichseinstellschaltkreis 18 geleitet. Es kann erforderlich sein, daß der Wandler zwischen festgelegten Grenzen, wie z.B. 0,5 Volt bei Nullverschiebung des Kernes 6 bis 10,5 Volt bei einer vollen Verschiebung des Kernes 6 betrieben werden muß. Der Einstellschaltkreis 17 für den 0ffset stellt den Ausgangswert des Wandlers bei Nullverschiebung auf 0,5 Volt ein. Der Bereichsauswahlschaltkreis 10 stellt dann die Verstärkung des Schaltkreises so ein, daß bei einer vollen Verschiebung des Kernes 6 der Ausgangswert auf 10,5 Volt gesetzt wird.
Es ist offensichtiich, daß an der verwendeten Ausgestaltung, den Materialien und den Schaltkreisen verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können, ohne von der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Beispielsweise kann die Temperaturerfassungswicklung 4 fortgelassen werden, wenn die Wicklung 1 sowohl für die Verschiebungsmessung des Kernes 6 als auch für die Temperaturkompensation verwendet wird.
Figur 8 zeigt den erforderlichen modifizierten Schaltkreis, welcher eine Wicklung 1 aufweist, die über einen Schalter 27 entweder mit einem Strom (Wechselstrom) mit konstantem Effektivwert aus der Konstantstromquelle 13 oder einem konstanten Gleichstrom von dem Generator 14 für konstanten Gleichstrom versorgt werden kann. Darüberhinaus kann die Wicklung 1 entweder in Reihe mit dem Widerstand RA oder dem Widerstand RB je nach Steuerung durch den Schalter 28 geschaltet sein. Die Schalter 27 und 28 sind so miteinander verbunden, daß dann, wenn der Schalter 27 auf die konstante Wechselstromquelle 13 geschaltet ist, der Schalter 28 den Widerstand RA auswählt, und umgekehrt, wenn der Schalter 27 auf die Gleichstromquelle 14 eingeschaltet ist, der Schalter 28 den Widerstand RB auswählt.
Der Ausgangswert bzw. die Ausgangsspannung, die an der Wicklung 1 und dem Widerstand RA entsteht, wird einem Meß-/Halteschaltkreis 29 zugeführt und dieser Ausgangswert wird dann durch den synchronen Demodulator 15, den Kompensationsschaltkreis 16 für den Temperatorkoeffizienten, den Einstellschaltkreis 17 für den Offset und den Meßbereichseinstellschaltkreis 18 verarbeitet, wobei der Ausgangswert an den Anschlüssen 19 entsteht. Der über der Windung 1 und dem Widerstand RB sich entwickelnde Ausgangswert wird einem Meß- /Halteschaltkreis 30 zugeführt und dieser Ausgangswert wird dann durch den Kompensationsschaltkreis 16 für den Temperaturkoeffizienten verarbeitet.
Der Schaltkreis arbeitet folgendermaßen, wobei Bezug auf Figur 9 genommen wird. Die Wicklung 1 wird in einem zeitaufgeteilten Multiplexverfahren betrieben, so daß für einen Zeitraum A die Wicklung 1 und der Widerstand RA durch den Strom mit konstantem Effektivwert über die Schalter 27 und 28 erregt werden. Der Meß-/Halteschaltkreis 29 leitet dann ein Signal weiter, weiches durch den synchronen Demodulator 15, die Temperaturkoeffizienten-Kompensation 16, den Einstellschaltkreis für den Offset und den Meßbereichseinstellschaltkreis 18 verarbeitet wird, wie bereits beschrieben.
Zum Zeitpunkt X wird der Meß-/Halteschaltkreis 29 auf "Halten" gestellt, so daß der Wert der Verschiebung festgehalten wird, während eine Temperaturerfassung durchgeführt wird.
Die Schalter 27 und 28 werden dann umgeschaltet, so daß der konstante Gleichstrom der Wicklung 1 und dem Widerstand RB zugeführt wird. der Meß-/Halteschaltkreis 30 leitet dann ein Signal ab, weiches der Temperaturkoeffizienten-Kompensation 16 zuzuführen ist, für die oben beschriebene Verarbeitung.
Zum Zeitpunkt Y wird der Meß-/Halteschaltkreis 30 auf "Halten" gestellt, so daß die Temperaturkompensation festgehalten wird, während erneut eine Verschiebeerfassung durchgeführt wird.
Der Betrieb wird auf diese zeitaufgeteilte Multiplexart fortgesetzt.

Claims

1. Linearer Verschiebungswandler mit:

einer Wicklung (1), und

einem Magnetkern (6), der in linearer Richtung relativ zu der Wicklung (1) verschiebbar ist,

gekennzeichnet durch:

eine Einrichtung (13), um die Wicklung (1) mit einem Wechselstrom von konstantem Elfektivwert und einer Frequenz zu erregen, die ausreichend groß ist, so daß die induktive Reaktanz des Magnetkernes (6) nicht über die resistiven Verluste in dem Magnetkern (6) dominiert, wobei die Verluste in dem Magnetkern (6) bewirken, daß die Spannung über der Wicklung (1), die in Phase mit dem Strom ist, im wesentlichen linear relativ zu der linearen Verschiebung des Magnetkernes (6) variiert, und

eine synchrone Demodulatoreinrichtung (15) für die Messung der Spannung über der Wicklung, welche in Phase mit dem Strom ist.

2. Wandler nach Anspruch 1, wobei die Wicklung (1) eine einschichtige, schraubenförmige Wicklung ist, die auf ein gerades, rohrförmiges Kopierlineal (2) bzw. Formteil gewickelt ist.

3. Wandler nach Anspruch 2, wobei der Magnetkern (6) ein gerader, zylindrischer Metallstab ist, welcher in axialer Richtung in das Innere des rohrförmigen Kopierlineals (2) eindringt.

4. Wandler nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei die Frequenz des Wechselstromes in dem Bereich von 10 bis 20 kHz liegt.

5. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei eine die Temperatur erfassende Wicklung (4) neben der Wicklung (1) angeordnet ist, um eine Temperaturregelung einer von der an der Wicklung (1) anliegenden Spannung abgeleiteten Ausgangsspannung zu bewirken.

6. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Wicklung (1) in einem zeitaufgelösten Multiplexverfahren verwendet wird, um die Spannung über der Wicklung (1) abzuleiten und um eine Temperaturregelung einer Ausgangsspannung zu bewirken, die von dieser über der Wicklung (1) liegenden Spannung abgeleitet wird.