DE60034182T2

DE60034182T2 - Übertragungsschaltung und Radioübertragungsvorrichtung

Info

Publication number: DE60034182T2
Application number: DE60034182T
Authority: DE
Inventors: Hiroyuki Minato-ku Fujiki
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1999-06-29
Filing date: 2000-06-29
Publication date: 2007-12-20
Anticipated expiration: 2020-06-30
Also published as: JP3592980B2; EP1065785A3; KR100344928B1; JP2001077872A; US6847807B1; DE60034182D1; EP1065785B1; KR20010007582A; EP1065785A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Übertragungsschaltkreis und ein Funkübertragungsgerät, in dem es eine Notwendigkeit gibt, die Übertragungsausgangsverstärkung zu steuern und insbesondere einen digitalen Übertragungsschaltkreis und ein digitales Funkübertragungsgerät, die geeignet für ein Mobiltelefon und Ähnliches sind, die ein Code-Multiplexsystem (CDMA – code division multiple access) verwenden.
Das CDMA-System erregt Aufmerksamkeit als ein Signal-Modulationsverfahren, das für ein Funkübertragungsgerät mit einer großen Kapazität geeignet ist. In einem Funkübertragungsgerät, wie zum Beispiel einem Mobiltelefon, das das CDMA-System verwendet, muss die Übertragungsausgangsverstärkung gemäß Anfragen von einer Basisstation eines Mobiltelefonsystems gesteuert werden.
1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines herkömmlichen Übertragungsgerätes in einem CDMA-Mobiltelefonsystem zeigt.
Ein I-Phasen-Übertragungsdatensignal I-DATA und ein Q-Phasen-Übertragungsdatensignal Q-DATA, die orthogonale Übertragungssignale sind, die von einem Datenprozessor (in 1 nicht gezeigt) ausgegeben werden und die Spreiz-Spektrum verarbeitet sind, werden in einen Modulator 51 eingegeben. Der Modulator 51 ist ein orthogonaler Modulator und moduliert ein lokales Zwischenfrequenz-Oszillatorsignal, das von einem lokalen Oszillator 52 ausgegeben wird, gemäß dem oben beschriebenen, orthogonalen I-Phasen-Übertragungsdatensignal I-DATA und dem Q-Phasen-Übertragungsdatensignal Q-DATA.
Der Modulator 51 führt die Ausgaben einem IF-AGC-Verstärker 53 zu (intermdediate frequency automatic gain control) amplifier). Gemäß zum Beispiel eines Verstärkungseinstellungs-Anforderungssignals (TX AGC ADJ1) von der Basisstation verstärkt der IF-AGC-Verstärker 53 das modulierte Signal, das in diesen eingegeben wurde, bei einer Verstärkung, die durch das Verstärkungseinstellungs-Anforderungssignal TX AGC ADJ1 bestimmt wird, das von der in dem Mobiltelefonsystem bereitgestellten Basisstation erzeugt wird. Der IF-AGC-Verstärker 53 führt eine Ausgabe einem Heraufumwandler (Frequenzumwandler) 54 zu.
Ein lokales Oszillatorsignal, das von einem lokalen TX-RF Oszillator 55 erzeugt wird, wird in den Heraufumwandler 54 eingegeben, der die Frequenz des modulierten Signals in einem Zwischenfrequenzband in ein Signal in einem Übertragungspfad-Frequenzband umwandelt.
Ein Bandpassfilter (BPF) 56 löscht ungewollte Frequenzkomponenten aus dem modulierten Signal, das in das Übertragungspfad-Frequenzband umgewandelt wurde, um ein RF-Signal zu erhalten. Danach wird das RF-Signal in einen Leistungssteuerungsverstärker (PC-AMP) 57 eingegeben. Der Leistungssteuerungsverstärker 57 verstärkt das modulierte Signal, das in diesen eingegeben wird, auf eine Verstärkung, die durch ein Verstärkungseinstellungssignal TX AGC ADJ2 bestimmt wird, das zusammen mit dem Verstärkungseinstellungssignal TX AGC ADJ2 bestimmt wird, das zusammen mit dem Verstärkungseinstellungssignal TX AGC ADJ1 erzeugt wird. Der Leistungssteuerungsverstärker 57 liefert Ausgaben an einen Leistungsverstärker (PA 58). Der Leistungsverstärker 58 verstärkt die Leistung des modulierten RF-Signals, das von dem Leistungssteuerungsverstärker 57 ausgegeben wird. Das RF-Signal, das von dem Leistungsverstärker 58 leistungsverstärkt wurde, wird einer Sende-/Empfangsantenne (nicht gezeigt) zum Übertragen einer entsprechenden elektrischen Welle in den Raum zugeführt.
In 1 sind die Schaltkreise einschließlich des Modulators 51 und des IF-AGC-Verstärkers 53 innerhalb des gleichen integrierten Schaltkreises integriert.
Bei diesem herkömmlichen Übertragungssystem weist beim Versuchen, die Übertragungsverstärkung durch Verwenden lediglich des IF-AGC-Verstärkers 53 zu steuern, wenn die Leistungsausgabe von dem Leistungsverstärker 58 bei ihrem Minimum ist, der Heraufumwandler 54 ein hohes Rauschmaß (NF) von ungefähr 15 dB und eine Leistungsverstärkung von näherungsweise 10 dB auf. Folglich verschlechtert sich das S/N-Verhältnis des Signals, das von dem Heraufumwandler 54 ausgegeben wird, ebenso wie die Wellenformqualität ρ (Verhältnis von Signalkomponenten zu Signalkomponenten + Rauschkomponente; ρ = S/(S+N)). Um derartige Probleme zu lösen, wird in dem Schaltkreis aus 1 die Verstärkung des Leistungssteuerungsverstärkers 57 variabel gemacht und gemäß dem Verstärkungseinstellungssignal TX AGC ADJ2 vermindert.
Im Allgemeinen weist der Leistungssteuerungsverstärker 57 ein NF von ungefähr 6 dB auf. Folglich ist seine Verstärkung klein und so lange die Gesamtausgabeverstärkung eingestellt wird, während das Rauschen des Heraufumwandlers 54 verringert wird, das in dem Übertragungsgerät vorherrschend ist, ist es möglich zu verhindern, dass sich die Wellenformqualität verschlechtert.
Wenn jedoch der Leistungssteuerungsverstärker 57 derart konfiguriert ist, dass seine Verstärkung gesteuert werden kann, wird der Aufbau komplex, was die Kosten eines Herstellens des Mobiltelefons erhöht. Da darüber hinaus die Anzahl an Bestandteilen anwächst, gibt es ein Problem, das die externe Größe des Aufbaus des Leistungssteuerungsverstärkers 57 groß wird.
Zwei Steuerungsleitungen, die mit den Verstärkern 53 und 57 verbunden sind, werden zum Einstellen der jeweiligen Verstärkung benötigt. Wenn es versucht wird, lediglich eine Steuerungsleitung zu verwenden, wird ein zusätzlicher Schaltkreis nötig, wodurch weiter die Anzahl an Bestandteilen erhöht wird und der Bereich des IC-Schaltkreises erhöht wird.
Da zusätzlich das modulierte Signal, das von dem Leistungssteuerungsverstärker 57 verstärkt wird, eine RF-Hochfrequenz aufweist und die Ausgabeleistung groß ist, ist es technisch schwierig, den Leistungssteuerungsverstärker in einen anderen IF-AGC-Verstärker 53 oder Ähnliches zu integrieren, um einen einzelnen integrierten Schaltkreis zu bilden.
US 5.283.536 betrifft automatische Verstärkungssteuerungsschaltkreise und insbesondere einen digitalen Empfänger, wie zum Beispiel in einem Code-Multiplex-Mobiltelefon (CDMA) verwendet, bei dem es notwendig ist, die Leistung des empfangenen Signals für ein einwandfreies Signal-Verarbeiten des empfangenen Signals zu begrenzen. US 5.283.536 zeigt einen Sender/Empfänger eines CDMA-Mobiltelefons 10, in dem ein automatischer, geschlossener Regelschaltkreis in der Lage ist, ein Leistungs-Begrenzen sowohl von Breitband-CDMA-Signalen als auch von Schmalband-FM-Signalen bereitzustellen. Empfangene Signale werden zu einer niedrigeren Frequenz umgewandelt und werden einem automatischen, Verstärkungs-gesteuerten IF-Verstärker zugeführt, dessen Verstärkungspegel durch ein AGC-Signal bestimmt wird, das dem Verstärker bereitgestellt wird. Die Verstärkungs-gesteuerten IF-Signale werden von dem Verstärker zu einem zweiten Frequenz-Herabwandler aufgegeben, bei dem die IF-Signale in einen niedrigeren Frequenzbereich umgewandelt werden und als entsprechende Benutzer-Basisband-Signale bereitgestellt werden. Der Frequenz-Herabwandler umfasst ebenso die Fähigkeit eines Messens der Stärke eines Signals, das von dem Telefon empfangen wird und eines Erzeugens eines entsprechenden Stärke-Anzeigesignals entsprechend dem empfangenen Signal. Das Signal wird zusammen mit einem Referenzsignal einem Integrator bereitgestellt, der das AGC-Signal mit einer Eingabe des automatischen Verstärkungssteuerungs-IF-Verstärkers zur Verstärkungssteuerung erzeugt.
Gemäß US 5.283.536 wird die Übertragungsleistung eines Senderteils ebenso gesteuert. Das AGC-Signal wird erneut verwendet, um die sofortige Steuerung einer Übertragungsleistung bereitzustellen. Das AGC-Signal wird dem Senderteil zusammen mit unterschiedlichen, anderen Steuersignalen von einem Steuergerät bereitgestellt. Beim Verwenden des AGC-Signals um ebenso eine Übertragungsleistung zu steuern, wird die Senderverstärkung in Bezug auf die Empfängerverstärkung eingestellt, so dass die Senderverstärkung der Empfängerverstärkung folgt. Das AGC-Signal wird nicht nur einem IF-Verstärker des Senderteils bereitgestellt, sondern ebenso und identisch einem Heraufumwandler von diesem, der einen Verstärker umfasst, so dass die Verstärkung der RF-Signale gesteuert wird, die von dem Heraufumwandler ausgegeben werden. Die Verwendung des AGC-Signals von dem Sender erlaubt es, dass die Senderverstärkung einer Empfängerverstärkung folgt.
Die Erfindung wurde unter Berücksichtigung der oben beschriebenen Probleme durchgeführt und beabsichtigt, einen Übertragungsschaltkreis und ein Funkübertragungsgerät bereitzustellen, die kostengünstig hergestellt werden können, ohne ihre externen Größen zu erhöhen und die in der Lage sind, eine Senderausgabe zu erzielen, die eine gute Wellenformqualität mit niedrigem Rauschen aufweist, selbst wenn die Verstärkung stark eingestellt ist.
Es ist ein anderes Ziel dieser Erfindung, einen Frequenzumwandler bereitzustellen, der leicht eine breite, variable Verstärkungsamplitude erhalten kann und der das NF unterdrücken kann, wenn die Verstärkung in dem Mini-Normalbereich eingestellt ist.
Der Übertragungsschaltkreis gemäß dieser Erfindung umfasst einen modulierenden Schaltkreis, der ein Datensignal empfängt, das gesendet wird und ein Zwischenfrequenzsignal gemäß dem Datensignal moduliert; einen Zwischenfrequenz-verstärkenden Schaltkreis, der eine Ausgabe von dem modulierenden Schaltkreis empfängt, wobei eine Verstärkung des Zwischenfrequenz-verstärkenden Schaltkreises gemäß einem ersten Steuersignal gesteuert wird; einen Frequenz-umwandelnden Schaltkreis, der eine Ausgabe von dem Zwischenfrequenz-verstärkenden Schaltkreis empfängt und eine Frequenz der Ausgabe auf eine Sendefrequenz erhöht, wobei eine Verstärkung des Frequenz-umwandelnden Schaltkreises gemäß einem zweiten Steuersignal gesteuert wird; und einen Steuersignal-erzeugenden Schaltkreis, der ein Verstärkungssteuerungssignal empfängt und erste und zweite Steuerungssignale derart erzeugt, dass ein Gesamtes der Verstärkung des Zwischenfrequenz-verstärkenden Schaltkreises und der Verstärkung des Frequenz-umwandelnden Schaltkreises linear anwächst, wenn das Verstärkungssteuersignal anwächst.
Der obige Übertragungsschaltkreis wird ebenso in Anspruch 1 beschrieben. Vorteilhafte Ausführungen werden in den Unteransprüchen beschrieben.
Die Erfindung kann vollständiger aus der folgenden, detaillierten Beschreibung verstanden werden, wenn diese in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen genommen wird, in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, das den Aufbau eines herkömmlichen Übertragungssystem-Schaltkreises eines CDMA-Mobiltelefonsystems zeigt;
2 ein Blockdiagramm ist, das ein Übertragungsgerät gemäß einer ersten Ausführung dieser Erfindung zeigt, das in einem CDMA-Mobiltelefonsystem verwendet wird;
3A, 3B und 3C Charakteristik-Diagramme sind, die Beispiele eines Steuerns einer Verstärkung in einem Verstärkungssteuergerät des Übertragungsgerätes gemäß der ersten Ausführung dieser Erfindung zeigen;
4A, 4B und 4C Charakteristik-Diagramme sind, die Beispiele eines Steuerns einer Verstärkung in einem Verstärkungssteuergerät des Übertragungsgerätes gemäß einer zweiten Ausführung dieser Erfindung zeigen;
5 ein Schaltkreisdiagramm ist, das ein Beispiel eines spezifischen Aufbaus eines Heraufwandlers zeigt, der in dem Übertragungsgerät gemäß den ersten und zweiten Ausführungen verwendet wird;
6 ein charakteristischer Graph ist, der die Beziehung zwischen der Übertragungsfrequenz und dem Kollektor-Strom eines Transistors zeigt; und
7 ein Schaltkreisdiagramm ist, das noch ein anderes Beispiel des in 5 gezeigten Frequenzumwandlers zeigt.
Bevorzugte Ausführungen der vorliegenden Erfindung werden in Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Ein I-Phasen-Übertragungsdatensignal I-DATA und ein Q-Phasen-Übertragungsdatensignal Q-DATA werden von einem Datenprozessor (nicht in 2 gezeigt) ausgegeben, der in dem Mobiltelefon bereitgestellt ist. Das I-Phasen-Übertragungsdatensignal I-DATA und das Q-Phasen-Übertragungsdatensignal Q-DATA, die Spreiz-Spektrum verarbeitet sind und die eine orthogonale Beziehung zueinander aufweisen, werden in einen Modulator 11 eingegeben. Ein lokaler TX-IF-Oszillator (Zwischenfrequenzsignal erzeugender Schaltkreis) 12 gibt ein Zwischenfrequenz-, lokales Oszillatorsignal an den Modulator 11 aus.
Der Modulator 11 moduliert das Zwischenfrequenz-, lokale Oszillatorsignal, das von dem lokalen TX-IF-Oszillator 12 gemäß den orthogonalen Übertragungsdatensignalen I-DATA und Q-DATA ausgegeben wird.
Der Modulator 11 liefert ein moduliertes Signal an einen IF-AGC-Verstärker (intermediate frequency gain control amplifier) 13. Der IF-AGC-Verstärker 13 verstärkt das modulierte Signal, das in diesen eingegeben wurde, bei einer Verstärkung, die von einem Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 bestimmt wird. Der IF-AGC-Verstärker 13 gibt ein moduliertes Signal einer Zwischenfrequenz an einen Heraufumwandler 14 aus, der einen Frequenz-umwandelnden Schaltkreis umfasst.
Ein lokaler TX-RF-Oszillator (local oscillator signal generating circuit) 15 führt ein lokales Oszillatorsignal dem Heraufumwandler 14 zu. Der Heraufumwandler 14 wandelt (Frequenz-umwandelt) die Frequenz des modulierten Signals in dem Zwischenfrequenzband zu einem Signal in dem Übertragungspfad-Frequenzband herauf. Zusätzlich verstärkt der Heraufumwandler 14 das modulierte Signal bei einer Verstärkung, die durch ein Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 bestimmt wird.
Ein Bandpassfilter (BPF) 16 löscht ungewollte Komponenten aus dem modulierten Signal, das zu einem Übertragungspfad-Frequenzband (RF-Signal) heraufgewandelt wurde. Danach wird das RF-Signal in einen Leistungsverstärker (PA) 17 eingegeben. Der Leistungsverstärker 17 verstärkt die Leistung des modulierten Signals (RF-Signal), das in diesem von dem Bandpassfilter 16 eingegeben wird, bei einer festen Verstärkung.
Das Übertragungssignal, das von dem Leistungsverstärker 17 Leistungs-verstärkt wurde, wird zu einer Sende-/Empfangsantenne gesendet und eine elektrische Welle entsprechend dem Übertragungssignal wird in den Raum gestrahlt.
Die Verstärkungseinstellungssignale GC-ADJ1 und GC-ADJ2 werden von einem Verstärkungs-Steuerungsschaltkreis 18 ausgegeben (Steuersignal erzeugender Schaltkreis). Ein Verstärkungssteuersignal TX-Gain-cont. wird in dem Mobiltelefon basierend auf einer Verstärkungseinstellungs-Anforderung erzeugt, die zum Beispiel von einer Basisstation übertragen wird und wird in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben. Zwei Schwellenwerte V1 und V2 werden auf einen Spannungspegel des Verstärkungssteuersignals TX-Gain-cont. gesetzt und der Verstärkungssteuerschaltkreis 18 gibt die zwei Verstärkungseingestellten Signale GC-ADJ1 und GC-ADJ2 gemäß dem Spannungspegel des Signals TX-Gain-cont. aus.
In 2 sind der Modulator 11, der IF-AGC-Verstärker 13, der Heraufumwandler 14 und der Verstärkungsteuerungsschaltkreis 18, die in dem von der gestrichelten Linie umgebenden Bereich eingeschlossen sind, innerhalb des gleichen integrierten Schaltkreises 19 integriert.
Nachfolgend wird der Betrieb des Übertragungsgerätes, das wie oben konfiguriert ist, in Bezug auf die Charakteristik-Diagramme aus 3A bis 3C erklärt.
Wenn der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, sich von V0 zu dem Schwellenwert V1 ändert, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 sich linear (monoton) zwischen G0 und G1 erhöht, wie in 3A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 bei G2 konstant verbleibt, wie in 3B gezeigt.
Wenn darüber hinaus der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, sich von dem Schwellenwert V1 zu dem anderen Schwellenwert V2 ändert, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 bei G1 konstant verbleibt, wie in 3A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 sich linear (monoton) zwischen G2 und G3 erhöht, wie in 3B gezeigt.
Wenn darüber hinaus der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont. das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, sich von dem anderen Schwellenwert V2 zu einem höheren Schwellenwert als V2 ändert, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, das sich die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers linear (monoton) von G1 erhöht, wie in 3A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 bei G3 konstant verbleibt, wie in 3B gezeigt.
Die Gesamtverstärkung AGC+UC-Gain des Übertragungsgerätes umfasst eine Synthese der Verstärkungen des IF-AGC-Verstärkers 13 und des Heraufumwandlers 14 und wächst linear (monoton), wenn der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont. anwächst, wie in 3C gezeigt.
Gemäß der oben beschriebenen Ausführung wird, wenn die Verstärkung G2 in dem Heraufumwandler 14 minimal eingestellt ist, das NF so klein wie möglich, wodurch es ermöglicht wird, dass das S/N des Signals, das von dem Heraufumwandler 14 ausgegeben wird, verbessert wird und eine Signalausgabe mit einer guten Wellenformqualität erhalten wird.
Im Gegensatz zu herkömmlichen Geräten stellt die vorliegende Ausführung keinen Leistungssteuerungsverstärker und keine Steuerung seiner Verstärkung bereit. Da kein Leistungssteuerungsverstärker erforderlich ist, der einen komplexen Aufbau aufweist, ist es möglich, ein Anwachsen der Herstellungskosten des Mobiltelefons und ein Anwachsen der externen Abmessungen des Gerätes aufgrund einer größeren Anzahl von Bestandteilen zu vermeiden.
Da lediglich eine Steuerungssignalleitung erforderlich ist, um das Eingabesignal für eine Verstärkungseinstellung in dem integrierten Schaltkreis 19 einzugeben, kann die Anzahl an externen Verbindungsanschlüssen in dem integrierten Schaltkreis 19 verringert werden. Folglich kann die externe Größe weiter miniaturisiert werden und die Kosten eines Herstellens können weiter verringert werden.
Nachfolgend wird eine zweite Ausführung der Erfindung erklärt.
Der Blockaufbau des Übertragungsgerätes gemäß der zweiten Ausführung ist identisch zu dem in 2 gezeigten, mit der Ausnahme, dass sich das Verfahren zum Erzeugen der Verstärkungseinstellungssignale GC-ADJ1 und GC-ADJ2 in dem Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 von demjenigen in dem in 2 gezeigten Fall unterscheidet. Daher werden lediglich die Punkte in Bezug auf 4A bis 4C erläutert, die sich von 2 unterscheiden.
Wenn der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, sich von V0 zu dem anderen Schwellenwert V2 ändert, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 linear (monoton) von G0 zu G4 anwächst, während sie an G6, wie in 4A gezeigt, vorbeiläuft. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 bei G8 konstant verbleibt, wie in 4B gezeigt.
Wenn nachfolgend der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, den anderen Schwellenwert V2 erreicht, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 sofort von G4 zu einer noch kleineren Verstärkung von G5 abnimmt, wie in 4A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 sofort von G8 zu einer geraden Verstärkung von G9 anwächst, wie in 4B gezeigt.
Wenn der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, noch größer als der andere Schwellenwert V2 wird, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 sich linear (monoton) von G5 erhöht, wie in 4A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 bei G9 konstant verbleibt, wie in 4B gezeigt.
Wenn andererseits der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, sich von dem anderen Schwellenwert V2 durch Abnehmen zu dem Schwellenwert V1 ändert, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 an G5 vorbeiläuft und linear (monoton) zu G7 abnimmt, das noch kleiner als das vorherige G6 ist, wie in 4A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 bei G9 konstant verbleibt, wie in 4B gezeigt.
Wenn der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, soweit wie der Schwellenwert V1 absinkt, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 sofort von G7 auf G6 ansteigt, wie in 4A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 sofort von G8 zu G7 abfällt, wie in 4B gezeigt.
Wenn daher der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont., das in den Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 eingegeben wird, noch niedriger als der Schwellenwert V1 absinkt, erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ1 derart, dass die Verstärkung AGC-Gain des IF-AGC-Verstärkers 13 linear (monoton) von G6 abnimmt, wie in 4A gezeigt. Zusätzlich erzeugt der Verstärkungssteuerungsschaltkreis 18 das andere Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2 derart, dass die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 bei G8 konstant verbleibt, wie in 4B gezeigt.
Die Gesamtverstärkung AGC+UC-Gain des Übertragungsgerätes ist eine Synthese der Verstärkungen des IF-AGC-Verstärkers 13 und des Heraufumwandlers 14 und, wie in 4C gezeigt, wächst die Verstärkung AGC+UC-Gain linear an, wenn der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont. ebenso in der vorliegenden Erfindung anwächst.
Ähnlich wird in dieser zweiten Ausführung das NF so klein wie möglich in dem Fall, bei dem die Minimalverstärkung G2 in dem Heraufumwandler 14 eingestellt ist, wodurch die Signalausgabe von dem Heraufumwandler 14 verbessert werden kann und eine Signalausgabe mit guter Wellenformqualität erhalten werden kann.
Wie bereits in der ersten Ausführung beschrieben, stellt die vorliegende zweite Ausführung keinen Leistungssteuerungsverstärker und eine Steuerung seiner Verstärkung bereit. Da kein Leistungssteuerungsverstärker erforderlich ist, der einen komplexen Aufbau ausweist, ist es möglich ein Anwachsen der Herstellungskosten des Mobiltelefons und ein Anwachsen der externen Abmessungen des Gerätes aufgrund einer größeren Anzahl an Bestandteilen zu vermeiden. Da darüber hinaus lediglich eine Steuerungsleitung erforderlich ist, um das Signal für eine Verstärkungseinstellung in den integrierten Schaltkreis 19 einzugeben, kann die Anzahl an externen Anschlüssen in dem integrierten Schaltkreis 19 verringert werden, wodurch die Effekte erhalten werden, dass die externe Größe weiter miniaturisiert werden kann und die Herstellungskosten weiter reduziert werden.
5 ist ein Schaltkreisdiagramm, das ein Beispiel eines spezifischen Aufbaus des Heraufumwandlers 14 zeigt, der in dem Übertragungsgerät der ersten und zweiten Ausführungen verwendet wird.
Der Heraufumwandler 14 umfasst erste, zweite und dritte Heraufumwandlerschaltkreise 21, 22 und 23. Der erste Heraufumwandlerschaltkreis 21 umfasst einen Umwandlungsabschnitt mit Transistoren Q1 bis Q4 und einen Verstärkungsabschnitt mit Transistoren Q5 und Q6, Variabel-Strom-Schaltkreise CS1 und CS2 und einen Widerstand R1.
Der zweite Heraufumwandlerschaltkreis 22 umfasst einen Umwandlungsabschnitt mit Transistoren Q7 bis Q10 und einen Verstärkungsabschnitt mit Transistoren Q11 und Q12, Konstant-Stromquellen CS3 und CS4 und einen Widerstand R2.
Der dritte Heraufumwandlerschaltkreis 23 umfasst einen Umwandlungsabschnitt mit Transistoren Q13 bis Q6 und einen Verstärkungsabschnitt mit Transistoren Q17 und Q18, Variabel-Strom-Schaltkreise CS5 und CS6 und einen Widerstand R3.
Der Heraufumwandler 14 umfasst weiter ein Steuergerät für Variabel-Strom-Schaltkreise 24, das Steuersignale zum Steuern des Betriebs der Variabel-Strom-Schaltkreise CS1, CS2, CS5 und CS6, basierend auf dem Verstärkungseinstellungssignal GC-ADJ2, das von dem Verstärkungssteuerungsabschnitt 18 erzeugt wird.
Ein Modulationssignal (IF-Signaleingabe) wird von dem IF-AGC-Verstärker 13 ausgegeben und zu den Basen der Transistoren Q5 und Q6, Q11 und Q12, und Q17 und Q18 in den Verstärkungsabschnitten der ersten, zweiten und dritten Heraufumwandlerschaltkreise 21, 22 bzw. 23 eingegeben. Ein lokales Oszillationssignal (lokale TX-RF-Eingabe) bei der Übertragungspfad-Frequenz wird von dem lokalen TX-RF-Oszillator 15 ausgegeben und den Basen der Transistoren Q1 und Q2 zugeführt, den Basen der Transistoren Q3 und Q4, den Basen der Transistoren Q7 und Q8, den Basen der Transistoren Q9 und Q10, den Basen der Transistoren Q13 und Q14 und den Basen der Transistoren Q15 und Q16 in dem jeweiligen Umwandlungsabschnitten.
Die Ausgabeanschlüsse (die Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4, Q8 und Q10 in den Umwandlungsabschnitten) der ersten und zweiten Heraufumwandlerschaltkreise 21 und 22 werden gemeinsam mit einem Ausgabeanschluss zur Ausgabe eines modulierten Signals MIX-OUT verbunden. Das modulierte Signal MIX-OUT, das in das Übertragungspfad-Frequenzband heraufumgewandelt wurde, wird von dem gemeinsamen Ausgabeanschluss ausgegeben.
Der dritte Heraufumwandlerschaltkreis 23 wird als ein Blindelement bereitgestellt und der Ausgabeanschluss (der Kollektor der Transistoren Q14 und Q16 in dem Umwandlungsabschnitt) des Heraufumwandlerschaltkreises 23 wird nicht mit dem Ausgabeanschluss für das modulierte Signal MIX-OUT verbunden, sondern ist mit einem Knoten zum Zuführen einer Leistungsspannung VCC verbunden.
Die Zwischenfrequenzverstärkungen in den ersten, zweiten und dritten Heraufumwandlerschaltkreisen 21, 22 und 23 sind direkt proportional zu dem Strom, der in den Variabel-Strom-Schaltkreisen CS1 und CS2, den Konstant-Stromquellen C53 und CS4 und den Variabel-Strom-Schaltkreisen CS5 und CS6 in den jeweiligen Verstärkungsabschnitten fließt. Hier ist die Beziehung zwischen den Stromwerten ICS1 und ICS2 der Variabel-Strom-Schaltkreise CS1 und CS2 in den ersten Heraufumwandlerschaltkreisen 21 ICS1 = ICS2 und zusätzlich ist die Beziehung zwischen den Stromwerten ICS5 und ICS6 der Variabel-Strom-Schaltkreise CS5 und CS6 in dem dritten Heraufumwandlerschaltkreis 23 IC55 = ICS6. Darüber wird der Betrieb der Variabel-Strom-Schaltkreise CS1, CS2, CS5 und CS6 von den Steuersignalen gesteuert, die von den Variabel-Strom- Schaltkreissteuergerät 24 derart ausgegeben werden, dass der Wert ICS1 + ICS2 + ICS5 + ICS6 annähernd konstant ist.
In dem Schaltkreis dieses Aufbaus werden in dem Bereich, bei dem der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont. niedriger als der Schwellenwert V1 ist, die Stromwerte ICS1 und ICS2 der Variabel-Strom-Schaltkreise CS1 und CS2 in dem Verstärkungsabschnitt des ersten Heraufumwandlerschaltkreises 21, der als eine Verstärkungseinstellungsstufe fungiert, derart gesteuert, um Minimalwerte aufzuweisen. Konstante Ströme fließen zu den Konstant-Stromquellen CS3 und CS4 in dem Verstärkungsabschnitt des zweiten Heraufumwandlerschaltkreises 22 und folglich bleibt die Gesamtverstärkung des Heraufumwandlers 14 ein konstanter Wert G2, wie zum Beispiel in 3B gezeigt.
Der dritte Heraufumwandlerschaltkreis ist ein Blindschaltkreis, der als Kompensationsschaltkreis zum Kompensieren der Lastfluktuation an den lokalen TX-RF-Eingabeanschlüssen arbeitet, wie in der Beschreibung beschrieben.
In dem Heraufumwandler 14, der in 5 gezeigt ist, wird die Verstärkung in dem ersten Heraufumwandlerschaltkreis 21 variabel gemacht und in dem zweiten Heraufumwandlerschaltkreis 22 konstant, um im Wesentlichen den Heraufumwandler 14 in zwei Abschnitte zu unterteilen, z.B. in die ersten und zweiten Heraufumwandlerschaltkreise 21 und 22.
In 5 trägt die Signalausgabe von dem dritten Heraufumwandlerschaltkreis 23 nicht zu der Verstärkung des modulierten Signals (MIX-OUT) bei, das heraufgewandelt wird.
Es gibt zwei Gründe zum Teilen des Heraufumwandlers 14 in zwei praktische Blöcke, um einen Mischer in dieser Weise zu bilden.
Wenn zunächst die Verstärkung eines Heraufumwandlers stark verändert wird (vermindert), muss der Kollektorstrom Ic auf einen äußeren Grad verringert werden, wie später beschrieben wird. Wie aus 6 verstanden werden kann, nimmt die Übertragungsfrequenz fT jedes Transistors folglich ab und es ist nicht möglich, die Frequenzcharakteristik zu erhalten, die bei der minimalen Verstärkung erforderlich ist.
Zweitens kann Rauschen nicht in dem Bereich einer Minimalverstärkung verringert werden und mit lediglich einem Block des NF ist es schlechter wie wenn der Heraufumwandler in zwei praktische Blöcke geteilt ist, was manchmal in einem Versagen resultiert, die gewünschte Charakteristik zu erhalten.
Das Gleiche kann in dem Falle gesagt werden, wenn Transistoren Q1 und Q7, Q2 und Q8, Q3 und Q9, Q4 und Q10 aus 5 jeweils kombiniert werden, um einzelne Transistoren und einen Schaltkreis mit vier Elementen zu bilden.
6 zeigt die Beziehung zwischen dem Kollektorstrom Ic (A) und der Übergangsfrequenz fT (Hz). Die Übergangsfrequenz fT wird oft durch den Wert einer Frequenz eines kurzgeschlossenen Transistors mit gemeinsamem Emitter bestimmt, bei der der absolute Wert der Stromverstärkung 1 beträgt. Wenn der Transistor als ein Verstärker verwendet wird, wird die Übergangsfrequenz fT als eine Anzeige der Maximalfrequenz fTmax zum Geben einer Anzeige der praktischen Frequenz-Antwortfähigkeit des Transistors verwendet.
In dem Heraufumwandler 14 aus 5 ändert sich in dem zweiten Heraufumwandlerschaltkreis 22, wobei eine Verstärkung selbst in dem Bereich unter dem Schwellenwert V1 konstant ist, der Betrag eines Stroms nicht und die Übergangsfrequenz ist immer konstant. Daher kann, solange der erste Heraufumwandlerschaltkreis 21 in dem Bereich A des Kollektorstroms Ic verwendet wird, in dem sich die Übergangsfrequenz fT annähernd linear in 6 ändert, kann die gewünschte Frequenzcharakteristik erzielt werden.
In dem Fall, wenn der Spannungspegel des Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont. den Schwellenwert V1 überschreitet, wachsen die Werte ICS1 und ICS2 des Stromes, der in den Variabel-Strom-Schaltkreisen CS1 und CS2 in dem Verstärkungsabschnitt des ersten Heraufumwandlerschaltkreises 21 fließt, sequentiell an. Als eine Folge wächst die Gesamtverstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 monoton von G2, wie zum Beispiel in 3B gezeigt.
Wenn sich andererseits die Werte ICS1 und ICS2 des Stroms, der in den Variabel-Strom-Schaltkreisen CS1 und CS2 in dem Verstärkungsabschnitt des ersten Heraufumwandlers 21 fließt, sequentiell erhöhen, vermindern sich die Werte ICS5 und ICS6 des Stroms, der in den Variabel-Strom-Schaltkreisen CS5 und CS6 in dem Verstärkungsabschnitt des dritten Heraufumwandlerschaltkreises 23 fließt, sequentiell. Der Ausgabeanschluss des Umwandlungsabschnittes des dritten Heraufumwandlerschaltkreises 23 wird nicht mit den Ausgabeanschlüssen der Umwandlungsabschnitte der ersten und zweiten Heraufumwandlerschaltkreise 21 und 22 verbunden. Daher trägt die Signalausgabe von dem dritten Heraufumwandlerschaltkreis 23 nicht zu Änderungen in der Verstärkung des modulierten Signals (MIX-OUT) bei, das herauf konvertiert wird.
Wenn jedoch eine steuernde Verstärkung des ersten Heraufumwandlerschaltkreises 21 in dem Heraufumwandler 14 in dem Umwandlungsschaltkreis gesteuert wird, zu dem das Verstärkungssteuerungssignals TX-Gain-cont. über den Verstärkungssteuerungsschaltkreis zugeführt wird, verursacht eine Fluktuation des Stromes, der in den Verstärkungsabschnitt fließt, dass die Last des lokalen TX-RF-Eingabeanschlusses fluktuiert. Eine Fluktuation der Last des lokalen TX-RF-Eingabeanschlusses betrifft das lokale Oszillatorsignal (lokale TX-RF-Eingabe), die durch den lokalen TX-RF-Oszillator 15 erzeugt wird, was in einer Abweichung der lokalen, oszillierenden Frequenz resultiert und manchmal Übertragungen unmöglich macht.
Demgemäß wird in dem Schaltkreis aus 5 der dritte Heraufumwandlerschaltkreis 23 als ein Blind-Heraufumwandlerschaltkreis bereitgestellt und derart gesteuert, dass sich der Strom, der in dem Verstärkungsabschnitt des dritten Heraufumwandlerschaltkreises 23 fließt, vermindert, wenn sich der Strom, der in dem Verstärkungsabschnitt des ersten Heraufumwandlerschaltkreises 21 erhöht. Umgekehrt erhöht sich der Strom, der in dem Verstärkungsabschnitt des dritten Heraufumwandlerschaltkreises 23 fließt, wenn sich der Strom, der in dem Verstärkungsabschnitt des ersten Heraufumwandlerschaltkreises 21 vermindert. Daher werden die Stromwerte geändert, um sich gegenseitig zu ergänzen, wobei der Wert des Stroms, der in allen Verstärkungsabschnitten fließt, beinahe konstant gehalten wird.
Als ein Ergebnis fluktuiert, selbst wenn die Ströme, die in den Verstärkungsabschnitten der ersten und dritten Heraufumwandlerschaltkreise 21 und 23 fließen, einzeln fluktuieren, der Gesamtwert des Stroms, der in den Verstärkungsabschnitten der drei Heraufumwandlerschaltkreise 21 bis 23 fließt, nicht, sondern ist immer konstant. Es ist daher möglich, die Fluktuation in der Last des lokalen TX-RF-Eingabeanschlusses zu verringern, mit dem alle drei Umwandlungsabschnitte der ersten, zweiten und dritten Heraufumwandlerschaltkreise 21, 22 und 23 verbunden sind. Als ein Ergebnis gibt es keine Gefahr einer Abweichung in der oszillierenden Frequenz des lokalen TX-RF-Oszillators 15, der das lokale Oszillatorsignal (lokale TX-RF-Eingabe) erzeugt, wodurch die Möglichkeit eines Übertragungsfehlers verringert wird. Natürlich kann ein Schaltkreis durch Verbinden der Blind-Schaltkreise und der Festverstärkungs-Transistoren Q7 und Q13, Q8 und Q14, Q9 und Q15, Q10 und Q16 in den jeweiligen, einzelnen Transistoren gebildet werden. Wenn jedoch, wie oben erwähnt, der Schaltkreis bei einer Minimalverstärkung betrieben wird, kann es nicht möglich sein, die erwünschte Charakteristik zu erhalten, da das erhöhte Rauschen nachteilig das NF beeinflussen kann, was in einem Versagen resultiert, die gewünschte Frequenzcharakteristik zu erhalten. Aus diesen Gründen ist ein derartiger Schaltkreisaufbau nicht effektiv.
Die obige Beschreibung des in 5 gezeigten Schaltkreises beschrieb einen Fall, bei dem die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 sich monoton zwischen den Schwellenwerten V1 und V2 der Spannungspegel des Verstärkungssteuersignals TX-Gain-cont. veränderte, wie vorher in 3B gezeigt, jedoch gibt in der zweiten Ausführung das Variabel-Strom-Schaltkreis-Steuergerät 24 ein Steuersignal derart aus, dass sich die Verstärkung UC-Gain schrittweise zwischen den Schwellwerten V1 und V2 der Spannungspegel des Verstärkungssteuersignals TX-Gain-cont. verändert, wie zuvor in 4B gezeigt. In Anbetracht der Lastfluktuation (lokaler TX-RF-Eingabeanschluss) ist es nichts desto trotz effektiver, die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 monoton zu verändern, wie in 3B gezeigt, als stufenweise, wie in 4B gezeigt. Dass heißt, die Last des lokalen TX-RF-Eingabeanschlusses fluktuiert wahrscheinlich nicht, da die Verstärkung UC-Gain des Heraufumwandlers 14 sich nicht schrittweise bewegt. Im Gegensatz zum Aufbau in 4B gibt es in dem Fall aus
3B keine Hysterese, wodurch vollständig die Möglichkeit einer diskontinuierlichen Verstärkungssteuerungscharakteristik mit dem IF-AGC-Verstärker 13 beseitigt wird.
Andererseits kann in dem Heraufumwandler 14 der oben beschriebenen ersten und zweiten Ausführungen, obwohl keine bestimmten Probleme entstehen, solange die Übergangsfrequenz fT des Transistors ausreichend innerhalb eines Bereiches einer Stromänderung aufrechterhalten werden kann, die dem notwendigen Bereich einer variablen Verstärkungsamplitude entspricht, wie in 6 gezeigt, die die Charakteristik des Kollektorstroms Ic und der Übergangsfrequenz fT darstellt, wenn der Strom verringert wird, um die Verstärkung zu verkleinern, um einen weiteren, breiteren, variablen Verstärkungsbereich zu erreichen, die Übertragungsfrequenz fT beträchtlich abnehmen. Als ein Ergebnis kann ein Übertragungsschaltkreis mit der gewünschten Charakteristik nicht leicht realisiert werden, da es notwendig ist, einen Transistor mit der extrem großen Maximalfrequenz fTmax zum Aufrechterhalten einer Hochqualitätsübertragung zu verwenden. Ein derartiger Transistor sollte durch Verwenden eines Verfahrens mit hohen Kosten hergestellt werden. Daher wird es unmöglich, eine Übertragung bei der vorbestimmten Übertragungsfrequenz durchzuführen, ohne einen teueren Transistor zu verwenden.
Gemäß einer dritten Ausführung werden eine Vielzahl von Heraufumwandlerschaltkreisen, von denen jeder eine variable Verstärkungsbreite aufweist, die weniger als ein vorbestimmter Wert ist, in dem Heraufumwandler bereitgestellt, und Steuerspannungen, die zu jedem der Heraufumwandlerschaltkreise zugeführt werden, werden innerhalb wechselseitig unterschiedlicher Spannungsbereiche eingestellt, um unterschiedliche Verstärkungssteuerungsbereiche einzustellen. Als eine Folge gibt es weiter keine Notwendigkeit, den Kollektorstrom Ic der Transistoren in dem Heraufumwandlerschaltkreis auf einen extrem kleinen Wert zu reduzieren und die Transistoren können in dem linearen Bereich A getrieben werden, der in 6 gezeigt ist. Daher beeinflusst die Übertragungsfrequenz fT nicht die Übertragungscharakteristik und die Verstärkung kann leicht eingestellt werden. Zum Beispiel kann der Aufbau derart sein, dass die variable Verstärkungsamplitude jedes der Heraufumwandlerschaltkreise auf weniger als 6 dB eingestellt wird, wodurch eine variable Gesamtverstärkungsamplitude von ungefähr 18 dB erhalten wird.
Um die Verstärkung in einer stabilen Weise unter Verwendung des Heraufumwandlers zu verändern, ist es notwendig, einen Bereich zu verwenden, in dem sich fT linear in Bezug auf den Kollektorstrom Ic verändert, wie zum Beispiel dem Bereich A aus 6. Wenn die Beziehung zwischen dem Ic und der Verstärkung des Heraufumwandlers linear ist, ist es klar, dass zum Beispiel die fT auf annähernd die Hälfte ihres Wertes abnimmt, wenn der Ic auf die Hälfte seines Wertes abnimmt.
Ein Fall wird im Detail beschrieben, bei dem die Verstärkung des Frequenzumwandlungsabschnittes, der die Transistoren Q1 bis Q4 des Heraufumwandlerschaltkreises 21 in der Ausführung aus 5 umfasst, variabel gemacht wird.
Im Allgemeinen wird der Emitter-Widerstand re eines Transistors ausgedrückt als: re = α0/gm (wobei α0 die Stromverstärkungsrate darstellt und gm die wechselseitige Leitfähigkeit darstellt). Da eine Annäherung von α0 ≅ 1 zulässig ist und gm = Ic/VT (wobei VT die thermische Spannung ≅ 26 mV) darstellt, wir die Beziehung re = VT/Ic.
In dem Falle des Heraufumwandlerschaltkreises 21 muss die Störung des Ausgabesignals verringert werden. Dies wird oft durch Einsetzen eines Widerstandes für eine negative Rückkopplung R1 erreicht, um den Bereich innerhalb der Spannungseingabe zwischen den Basen der Transistoren Q5 und Q6 zu erhöhen, kann linear verarbeitet werden.
Andererseits wird die Verstärkung des Umwandlungsabschnittes (Transistoren Q1 bis Q4) als eine Beziehung zwischen dem Emitter-Widerstand re und dem Widerstand für eine negative Rückkopplung R1 wie folgt ausgedrückt: A α 1/(2re + R1)
Betrachten wir zum Beispiel einen Umwandlungsabschnitt mit einer variablen Verstärkungsamplitude von –6 dB (Näherungsweise ein halb). Unter der Annahme, dass die Ströme, die in den Variabel-Strom-Schaltkreisen CS1 und CS2 bei maximaler Verstärkung fließen, ICS1 = ICS 2 = 2,6 mA sind, wird der Emitter-Widerstand re: re = 10Ω.
Wenn R1 = 50Ω, wird aus der folgenden Beziehung 1/(2re + R1) : 1/(2re' + R1) = 1 : 1/2,re' = 45Ω erhalten. Da ICS1' = ICS2' ≅ 0,58 mA, wird ein Strom benötigt, der Annäherungsweise 1/4,5 von demjenigen des ursprünglichen Stroms von 2,6 mA beträgt.
Daher kann in einem Fall, bei dem der Frequenzumwandlungsabschnitt (Q1 bis Q4) bei zum Beispiel einer Frequenz von 1GHz betrieben wird, wenn ICS1' = ICS2' 0,58 mA, der Aufbau bei der Minimal-fT fT = 4,5 GHz sein. Folglich kann ausreichend eine lineare Verstärkungscharakteristik erhalten werden, solange fT ungefähr 10 GHz beträgt.
Das gleiche Verfahren kann natürlich verwendet werden, um den variablen Bereich der Stromamplitude und das notwendige fT für einen Schaltkreis zu berechnen, in dem eine Verzerrung nicht reduziert zu werden braucht, wie zum Beispiel der Modifikation des Heraufumwandlerschaltkreises 21 aus 5, die in 7 gezeigt wird, die später beschrieben wird.
Wenn genauso ICS1 = ICS2 = 2,6 mA, re = 10Ω, R1 = 50Ω und eine Verstärkung auf –18 dB verändert wird, (Näherungsweise ein Achtel), wird aus der folgenden Gleichung 1/(2re + R1) : 1/(2re' + R1) = 1 : 1/8,re' = 255Ω erhalten.
Demgemäß sollte ICS1'' = ICS2'' = 0,1 mA gesetzt werden. Daher muss der ursprüngliche Strom von 2,6 mA auf ein Sechsundzwanzigstel (1/26) seines Wertes verringert werden.
Betrachten wir daher einen Fall, bei dem der Frequenzumwandlungsabschnitt (Q1 bis Q4) zum Beispiel bei einer Frequenz von 1 GHz betrieben wird, wenn ICS1" = ICS2" = 0,1 mA, muss die fT des Transistors um Näherungsweise 26 Mal erhöht werden. Dass heißt, Transistoren mit einer Charakteristik von fT ≅ 26 GHz werden benötigt. In der Praxis wird ein teures Verfahren zum Herstellen eines Transistors mit einer Charakteristik von fT ≥ 30 GHz benötigt.
In der Ausführung aus 5 werden die Transistoren Q5 und Q6, die einen Verstärkungsabschnitt in jedem der Heraufumwandlerschaltkreise 21 und 31 bilden, durch die Variabel-Strom-Schaltkreise CS1 bzw. CS2 gebildet. Jedoch können diese Transistoren Q5 und Q6 gemeinsam durch einen einzelnen Variabel-Strom-Schaltkreis angetrieben werden.
7 zeigt ein Beispiel dieser Modifikation, wobei die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 gemeinsam direkt mit dem einzelnen Variabel-Strom-Schaltkreis CS1 verbunden sind. Der Widerstand R1 wird in 7 zum Zwecke einer Einfachheit ausgelassen. Die anderen Teile des Aufbaus einschließlich des Frequenz-umwandelnden Schaltkreises, der die Transistoren Q1 bis Q4 umfasst, sind identisch zu den Heraufumwandlern 21 und 31 in den Ausführungen aus 5. Die gleichen Bezugszeichen werden daran angehängt und eine weitere Erklärung wird ausgelassen.
Der Frequenz-umwandelnde Schaltkreis dieser Erfindung ist nicht auf einen Heraufumwandler begrenzt und kann natürlich ähnliche Effekte erzielen, wenn Frequenzen vermindert werden.
Wie oben beschrieben ist es gemäß dieser Erfindung möglich, einen Übertragungsschaltkreis und ein Funkübertragungsgerät bereitzustellen, die kostengünstig hergestellt werden können, ohne ihre externen Größen zu erhöhen und die eine Übertragungsausgabe mit guter Wellenformqualität mit einem niedrigen Rauschen erzielen können, selbst über einen breiten, variablen Verstärkungsbereich.
Darüber hinaus ist es möglich, einen Frequenzumwandler mit einer breiten, variablen Verstärkungsamplitude und einem verringerten Nf selbst bei der Minimalverstärkung zu erhalten, während Transistoren verwendet werden, die eine niedrige Übergangsfrequenz aufweisen und durch ein kostengünstiges Verfahren hergestellt werden können.

Claims

Übertragungsschaltkreis dadurch gekennzeichnet, dass dieser umfasst – einen modulierenden Schaltkreis (11), der ein Datensignal empfängt, das übertragen wird und ein Zwischenfrequenzsignal gemäß dem Datensignal moduliert; – einen Zwischenfrequenz-Verstärkungsschaltkreis (13), der eine Ausgabe von dem modulierenden Schaltkreis (11) empfängt, wobei eine Verstärkung des Zwischenfrequenz-Verstärkungsschaltkreis (13) gemäß einem ersten Steuersignal (GC-ADJ1) gesteuert wird. – einem Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30), der eine Ausgabe von dem Zwischenfrequenz-Verstärkungsschaltkreis (13) empfängt und eine Frequenz der Ausgabe zu einer Übertragungsfrequenz erhöht, wobei eine Verstärkung des Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) gemäß einem zweiten Signal (GC-ADJ2) gesteuert wird; und – ein Steuersignal-Erzeugungsschaltkreis (18), der ein Verstärkungssteuerssignal (TX Gain cont.) empfängt und die ersten und zweiten Steuersignale (GC-ADJ1, GC-ADJ2) derart erzeugt, – dass die ersten und zweiten Steuersignale (GC-ADJ1, GC-ADJ2) zueinander unterschiedlich sind, um so die Verstärkung des Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) als minimal für niedrigere Werte des Verstärkungssteuersignals (TX Gain cont.) zu setzen; und – dass eine Summe der Verstärkung des Zwischenfrequenz-Verstärkungsschaltkreis (13) und der Verstärkung des Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) sich linear erhöht, wenn das Verstärkungsteuersignal ansteigt.
Übertragungsschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) derart konfiguriert ist, um eine Verstärkungscharakteristik mit einem Bereich aufzuweisen, in dem die Verstärkung sich monoton gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ2) verändert.
Übertragungsschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) derart konfiguriert ist, um eine Verstärkungscharakteristik mit einem Bereich aufzuweisen, in dem die Verstärkung sich in Schritten gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ2) verändert, und eine Hysterese in Bezug auf das zweite Steuersignal (GC-ADJ2) aufweist.
Übertragungsschaltkreis nach einem der Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) zumindest einen ersten Umwandlungsschaltkreis (21, 31–33, 35) umfasst, wobei eine Verstärkung des ersten Umwandlungsschaltkreis gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ2) gesteuert wird und einen zweiten Umwandlungsschaltkreis (22, 34) mit einer im Wesentlichen konstanten Verstärkung.
Übertragungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) zumindest zwei erste Umwandlungsschaltkreise (31–33, 35) umfasst; und ein zweiter Umwandlungsschaltkreis (34) eine im wesentlichen konstante Verstärkung aufweist; wobei ein Ausgabeanschluss von einem der ersten Umwandlungsschaltkreise (31–33) mit einem Ausgabeanschluss (MIX-OUT) des zweiten Umwandlungsschaltkreis (34) verbunden ist und die Verstärkung des einen ersten Umwandlungsschaltkreis (31–33) gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ2) gesteuert wird; und wobei der Ausgabeanschluss des anderen der ersten Umwandlungsschaltkreise (35) mit einem Konten verbunden ist, der eine Leistungsspannung (Vcc) zuführt, wobei ein Antriebsstrom des anderen ersten Umwandlungsschaltkreis (31–33, 35) komplementär zu dem einen ersten Umwandlungsschaltkreis (31–34, 35) gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ2) gesteuert wird.
Übertragungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) eine Vielzahl von ersten Umwandlungsschaltkreisen (21, 31–33, 35) umfasst, wobei die Verstärkungen der Vielzahl der ersten Umwandlungsschaltkreise (31–33, 35) sequentiell gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ21, GC-ADJ22, GC-ADJ23) gesteuert werden.
Übertragungsschaltkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Vielzahl der ersten Umwandlungsschaltkreise (31–33) zwei oder mehr erste Umwandlungsschaltkreise (31–33) mit Ausgabeanschlüssen umfassen, die gemeinsam verbunden sind, wobei die Verstärkungen der ersten Umwandlungsschaltkreise (31–33) gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ21, GC-ADJ22, GCADJ23) gesteuert werden; und der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (30) weiter einen Dummyschaltkreis (35) aufweist, dessen Ausgabeanschluss nicht mit den gemeinsamen Ausgabeanschlüssen der zwei oder mehr ersten Umwandlungsschaltkreise (31–33) verbunden ist, wobei ein Antriebsstrom des Dummy-Schaltkreis (35) komplementär zu einem der ersten Umwandlungsschaltkreise (31–34, 35) der zwei oder mehr ersten Umwandlungsschaltkreise (31–33) gemäß dem zweiten Steuersignal (GC-ADJ21, GC-ADJ22, GC-ADJ23) gesteuert wird.
Übertragungsschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der eine der ersten Umwandlungsschaltkreise (31–33), dessen Antriebsstrom komplementär gesteuert wird, den Antriebsstrom aufweist, der sich am meisten unter den zwei oder mehr ersten Umwandlungsschaltkreisen (31–33) verändert.
Funkübertragungsgerät mit einem Übertragungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 8; einem Zwischenfrequenz-Erzeugungsschaltkreis (12), der ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt, das von dem modulierendem Schaltkreis (11) empfangen wird; einem lokalen-Oszillatorsignal-Erzeugungsschaltkreis (15), der ein lokales Oszillatorsignal erzeugt, das von dem von dem Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) empfangen wird, der eine Ausgabe von dem Zwischenfrequenz-Verstärkungsschaltkreis (13) empfängt; einem Filterschaltkreis (16), der eine Ausgabe des Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) empfängt, und einem Leistungsverstärkungsschaltkreis (17), der eine Ausgabe des Filterschaltkreis (16) verstärkt und im wesentlichen eine konstante Verstärkung aufweist.
Funkübertragungsgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Zwischenfrequenz-Verstärkungsschaltkreis (13) und der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14) eine Verstärkungscharakteristik derart aufweisen, dass ihre Verstärkungen sich kontinuierlich, monoton innerhalb ihrer jeweiligen variablen Verstärkungsbereiche gemäß der ersten und zweiten Steuersignale (GC-ADJ1, GC-ADJ2) ändern und ein monotoner Gradient in dem variablen Verstärkungsbereich der Frequenzumwandlungs-Schaltkreise (14, 30) akut wird, wenn die Verstärkungen synthetisiert werden.
Funkübertragungsgerät nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der modulierende Schaltkreis (11) der Zwischenfrequenz-Verstärkungsschaltkreis (13) und der Frequenzumwandlungs-Schaltkreis (14, 30) in dem gleichen integrierten Schaltkreis integriert sind.
Funkübertragungsgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuersignal erzeugende Schaltkreis (18) weiter in dem integrierten Schaltkreis integriert ist.