DE4210705C2 - Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren sowie Verfahren zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein die Eingangssignalfrequenz repräsentierendes Ausgangssignal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren sowie ein Verfahren zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein die Eingangssignalfrequenz repräsen­ tierendes Ausgangssignal.

Vibrations-Füllstand-Detektoren arbeiten mit einem me­ chanischen Schwingungselement, das in den das Füllgut auf­ nehmenden Behälter hineinragt. Das mechanische Schwingungs­ element wird durch einen Oszillator mit seiner Resonanzfre­ quenz zu mechanischen Schwingungen angeregt, wobei die Reso­ nanzfrequenz vom Ausmaß der Bedeckung des mechanischen Schwingungselements (z. B. Schwinggabel) durch das zu überwachende Füllgut, insbesondere Flüssigkeit, abhängt. Bei nicht durch das Füllgut bedeckter freier Schwinggabel liegt die Resonanzfrequenz z. B. bei 380 Hz, während die Resonanzfrequenz bei bedeckter Schwinggabel auf z. B. 290 Hz absinkt. Die jeweilige Resonanzfrequenz des mechanischen Resonanzsystems ist somit ein Maß für die Füllstandshöhe des zu überwachenden Füllguts, so daß durch Frequenzüberwachung die Füllstandshöhe detektierbar ist.

Solche frequenzauswertenden Vibrations-Füllstand-Detektoren unterliegen in der Praxis aber einerseits Kurzzeit- und an­ dererseits Langzeitstöreinflüssen. Während Kurzzeitstörungen das Ausgangssignal des Meßsystems möglichst nicht verfäl­ schen sollten, ist erstrebenswert, daß Langzeitstörungen zu Störmeldungen beziehungsweise zu einem fail-safe-Verhalten führen. Zu den Kurzzeitstörungen zählen beispielsweise elek­ trostatisch- und elektromagnetisch-basierte Einkopplungen (Transientenimpulse, Spikes) oder mechanische Fremd­ erregungen des Resonanzsystems, während Langzeitstörungen durch korrosionsbedingte oder durch Bruch verursachte Schwingsystemschäden oder den Ausfall des die mechanische Schwinggabel erregenden Oszillators hervorgerufen sein kön­ nen. Insbesondere wirken sich bei schwingungsbasierten Flüs­ sigkeitsdetektoren mechanische Impulserregungen, die durch Stöße, Schläge oder rhythmische Erschütterungen ausgelöst werden, negativ aus.

Aus DE 33 48 119 C2 ist ein Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren bekannt, die ein rechteck­ förmiges Oszillatorsignal abgeben, dessen Frequenz mit zunehmendem Füllstand verringert und das durch den Frequenz-Span­ nungswandler in ein füllstandabhängiges Ausgangssignal umgesetzt wird. Ein Integrator ist vorgesehen, der durch ein intern erzeugtes, mit der Periodendauer des Frequenz- Spannungswandler-Eingangssignals verknüpftes Signal ge­ steuert wird und an seinem Ausgang das füllstandsabhängige Ausgangssignal abgibt. Die Ladezeitkonstante und das Ein­ gangssignal des Integrators sind derart eingestellt, daß ein Ausgangssignal bei Frequenzänderungen des Eingangssignals aufgrund von Füllstandsänderungen schneller nachgeführt wird als bei geringfügigen Schwankungen der Eingangssignalfre­ quenz. Es wird allerdings kein füllstandsrepräsentatives analoges Ausgangssignal erzeugt. Der dort vorgesehene Inte­ grator dient ausschließlich als Ansprechverzögerungsschal­ tung und besitzt keine unterschiedlichen integrationszeit­ konstanten.

Aus DE 35 16 200 A1 und DE 30 44 354 C2 sind Verfahren zur Vibrations-Füllstandmessung bekannt, die mit fester Frequenz arbeiten. Hinweise auf eine variable, füllstandsabhängige Frequenzverarbeitung sind diesen Druckschriften nicht zu entnehmen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Frequenz-Span­ nungswandler für Vibrations-Füllstand-Detektoren sowie ein Verfahren zur Umwandlung eines Ausgangssignals eines Vibrations-Füllstand-Detektors zu schaffen, deren Störanfälligkeit gegenüber Störungen ver­ mindert ist und bei denen ein analoges, füllstandspräsentatives Ausgangssignal erzielbar ist.

Diese Aufgabe wird mit den in den Patentansprüchen 1 bzw. 15 genannten Maßnahmen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Un­ teransprüchen angegeben.

Bei der Erfindung wird somit eine asymmetrische Integration mit zwei Inte­ gratoren eingesetzt, bei der die Integration in Richtung abnehmender Frequenzen schneller erfolgt als bei ansteigender Frequenz. Dies ist insbesondere bei Vibrations-Füllstand-Detektoren von Bedeutung, bei denen hohe Resonanzfrequenzen einem unbe­ deckten mechanischen Schwingungselement, d. h. niedrigem Füllstand entsprechen, während niedrige Resonanzfrequenzen für höheren Füllstand repräsentativ sind. Durch die mit langsamerer Integrationszeitkonstante erfolgende Integration in Richtung höherer Frequenzen können sich kurzzeitige Störungen, die zu kurzfristiger unerwünschter Erhöhung der Oszillatorfrequenz führen, nur entsprechend langsam und verzögert auf das Ausgangssignal des Frequenz-Spannungs­ wandlers auswirken, so daß deren negativer Einfluß verringert ist.

Im übrigen wird insgesamt durch die vorgesehene Integration der Einfluß von kurzzeitigen Störungen nivelliert, so daß diese zumindest bei kürzerer Dauer nicht nennenswert auf das Ausgangssignal durchschlagen können.

Mit der Erfindung wird somit ein Frequenz-Spannungswandler mit analogem Ausgangssignal geschaffen, bei dem die soge­ nannte Schlagempfindlichkeit von Vibrations-Füllstand-Detek­ toren, insbesondere von Flüssigkeits-Vibrationsgrenzschal­ tern, und auch die Auswirkungen anderer energetisch bedingter Kurzzeitstörungen minimiert sind. Zugleich wird jedoch eine sichere Detektion von Langzeitfehlern gewährleistet, die sich über die Integration schließlich doch in entsprechenden, detektierbaren Veränderungen der Ausgangssignalamplitude niederschlagen.

Der erfindungsgemäße Frequenz-Spannungswandler mit analogem Ausgang ist zum Beispiel in Meßsystemen einsetzbar, bei denen ein örtlich entfernt angeordnetes Auswertegerät Test­ prozeduren in Interaktionen mit dem Füllstands-Sensor durch­ führt. Eine durch Störungen verursachte kurzzeitige Frequen­ zerhöhung eines bedeckten, d. h. bei korrekter Funktion mit niedriger Frequenz schwingenden Schwingungselements kann so­ mit nicht auf das Ausgangssignal durchgreifen, da bei der erfindungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlung eine asymmetri­ sche Integration vorgesehen ist. Hierdurch wird das Ausgangssignal bei einer Frequenzerniedrigung relativ rasch nachgeführt, während bei ansteigenden Frequenzen eine deutlich längere Zeitkonstante wirkt. Durch diese unterschiedliche Bemessung der Lade- und Entladezeitkonstante des das Ausgangssignal abgebenden Integrators wird die Schlagempfindlichkeit eliminiert.

Vorzugsweise integriert der das Ausgangssignal erzeugende (erste) Integrator ständig, mit Ausnahme kurzzeitiger Intervalle, in Richtung zu - höheren Oszillatorfrequenzen entsprechenden - Werten mit geringer Steigung. Das Ausgangssignal besitzt somit eine künstliche, schwache Drift, welcher das periodische Rückintegrieren entgegenwirkt. D.h. in den kurzzeitigen Intervallen wird das Ausgangssignal dann in Gegenrichtung zu dem der aktuellen Eingangssignalfrequenz entsprechenden Wert nachgeführt. Bei gleichbleibender oder sich verringernder Eingangssignal­ frequenz wird somit das Ausgangssignal in den kurzzeitigen Intervallen sehr rasch nachgeführt. Bei tatsächlichen oder durch Störungen vorgetäuschten Eingangssignalfrequenzerhöhungen verändert sich das Ausgangssignal maximal lediglich mit einer der künstlichen Drift entsprechenden Steigung und damit verlangsamt, so daß derartige kurzzeitige Störungen kaum negativ auf das Ausgangssignal durchschlagen.

Die sägezahnförmige Integration des Meßwertes besitzt gegen­ über einer e-funktionsförmigen Mittelwertbildung eine gerin­ gere Empfindlichkeit gegenüber kurzzeitigen Signaländerun­ gen, wie sie durch Störimpulse verursacht werden. Bei einer dauerhaften Signaländerung hingegen wird der Endwert jedoch früher erreicht.

Gemäß der Erfindung erzeugt der zweite Integrator ein durch die Frequenz des Eingangssignals bestimmtes Sägezahn­ signal. Die Eingangssignalfrequenz wird in ent­ sprechende Spitzenamplituden des Sägezahnsignals umgesetzt, wobei der das Ausgangssignal erzeugende Integrator diesen Spitzenwerten in einfacher Weise zuverlässig nachgeführt wird.

Das den Spitzenwerten der sägezahnförmigen Ausgangsspannung des zweiten Integrators nachgeführte Ausgangssignal des er­ sten Integrators gewichtet die tieferen Frequenzanteile in dem Signaleingangsspektrum wesentlich stärker als die höher­ frequenten. Die gibt einer Überfüllmeldung, die bedeckter Schwinggabel und damit niedriger Frequenz entspricht, Vor­ rang gegenüber der Meldung "niedrigerer Füllstand (entspre­ chend freier Schwinggabel und damit hoher Frequenz)" und un­ terdrückt hiermit die bei Einwirkung von Fremdvibrationen andernfalls eventuell auftretende Meldung von vermeintlich zu niedrigen Füllständen.

Die in bevorzugter Ausgestaltung vorgesehene Einfügung eines Monoflops am Oszillatorfrequenz-Eingang ermöglicht es, jede Eingangssignalperiode in einen festen, durch die Monoflop-Schwin­ gungsdauer bestimmten Zeitabschnitt und einen restli­ chen, die Eingangssignal-Periodendauer abzüglich der Monoflop-Schwingungsdauer repräsentierenden variablen Ab­ schnitt zu unterteilen. Hierdurch kann eine von der Ampli­ tude des Eingangssignals unabhängige Weiterverarbeitung der durch die Monoflop-Signalzustände repräsentierten und unter­ teilten Eingangssignal-Periodendauer erreicht werden. Das Monoflop kann hierbei auf positive oder negative Flanken des Oszillatorsignals ansprechen. Dabei ist auch denkbar, daß das Monoflop sowohl auf positive als auch auf negative Null­ durchgänge des Eingangssignals reagiert, d. h. zweimal je Eingangssignalperiode gesetzt wird. Hierdurch läßt sich eine noch feinere Zeitunterteilung erreichen. Bevorzugt ist aber, daß das Monoflop jeweils nur einmal bei jeder Eingangssi­ gnalperiode gesetzt wird.

Vorzugsweise integriert der zweite Integrator nur während der Restperiodendauer nach Abfall des Monoflop-Ausgangssi­ gnals. Hierdurch wird erreicht, daß der Spitzenwert des Sä­ gezahnsignals des zweiten Integrators lediglich der Restpe­ riodendauer entspricht. Damit wird einerseits sicherge­ stellt, daß das Ausgangssignal des zweiten Integrators bei größeren periodendauern keinen übermäßigen Amplitudenhub durchlaufen muß, da die Integration erst nach Abfall des Monoflops einsetzt. Andererseits ist der jeweils erreichte Sägezahnspitzenwert aber weiterhin vollständig repräsentativ für die aktuelle Eingangssignalfrequenz. Dieses Verhalten kann in bevorzugter Weise durch Einsatz eines integrierenden Operationsverstärkers erreicht werden, dessen Integrati­ onskapazität während der Dauer des Monoflopsignals kurzge­ schlossen wird.

Gemäß der Erfindung ist ein Vergleich vorgesehen, der die beiden Integrator-Ausgangssignale miteinander vergleicht und auf den das Ausgangssignal erzeugenden Integrator einwirkt.

Letzterer ist somit in Abhängigkeit von den Amplitudenver­ hältnissen der Ausgangssignale der beiden Integratoren steu­ erbar. Diese Steuerung kann in bevorzugter Ausführung über einen Schalter erfolgen, über den eine Referenzspannung an den ersten Integrator anlegbar ist. Die Referenzspannung wird somit nur bei bestimmten Verhältnissen der Ausgangssignale der beiden Integratoren angelegt und hiermit das integrationsverhalten des ersten Integrators gezielt in Abhängigkeit von den Amplitudenwerten der beiden Ausgangssignale der beiden Integratoren gesteuert.

In bevorzugter Ausgestaltung ist der erste Integrator als integrierender Operationsverstärker ausgebildet, dessen einer Eingang mit einer festen Referenzspannung gespeist wird und an dessen anderen Eingang eine über den Schalter umschaltbare Spannung angelegt wird. Die Eingangsspannungen des ersten Integrators sind somit stets definiert und von der Amplitude des Eingangssignals unabhängig, wobei die Umschaltung des Schalters von der Periodendauer des Eingangssignals abhängt. Die Lade- und Entladezeitkonstanten sind somit stets definiert und langzeitstabil.

Um Kurzzeitstörungen, die zu Eingangssignalfrequenzen außerhalb des normalen Arbeitsbereichs führen, stärker zu unterdrücken, ist vorteilhafterweise eine zusätzliche Schutzschaltung vorhanden, die auf derartige abnorme Ein­ gangssignalfrequenzen anspricht. Bei längerfristigem Auswandern der Eingangsfrequenz in solche anomale Frequenzbereiche aber wird vorzugsweise ein Warnsignal erzeugt.

Zu niedrige Frequenzen können in einfacher Weise durch Ver­ gleich der Ausgangsspannung des zweiten Integrators mit ei­ ner festen, für die niedrigste zulässige Eingangssignalfre­ quenz repräsentative Referenzspannung erfaßt werden.

Die Zeitverzögerung zwischen der Erfassung abnormer Ein­ gangssignalfrequenzen und der Erzeugung eines Warnsignals läßt sich in einfacher Weise unter Heranziehung des ersten Integrators erreichen, der bei Erfassung eines solchen Zu­ stands derart mit Eingangspotentialen beaufschlagt wird, daß er kontinuierlich bis zum Erreichen eines vorbestimmten In­ tegrator-Aussgangssignalpegels, bei dem die Warnung ausge­ löst wird, integriert.

Die Schutzschaltung kann in schaltungstechnisch einfacher und zuverlässiger Weise durch zwei hintereinander geschal­ tete D-Flip-Flops realisiert werden, von denen eines bei Auftreten zu niedriger Eingangssignalfrequenzen gesetzt wird und hierbei die maximale Integrationsdauer des zweiten Inte­ grators begrenzt. Damit wird die von diesem bei großen Peri­ odendauern maximal erreichbare Sägezahnamplitude begrenzt, so daß extreme Amplituden und auch eine unnötig lange Inte­ gration des zweiten Integrators vermieden werden.

Zur Erfassung zu hoher Eingangssignalfrequenzen kann das weitere D-Flip-Flop der Schutzschaltung die Monoflop-Si­ gnaldauer mit der Eingangssignaldauer vergleichen, so daß das Monoflop zugleich auch als Zeitnormal für die minimale zulässige Eingangssignalperiodendauer dient.

Die vorstehend genannten Vorteile der Erfindung treffen in gleicher Weise auch für das erfindungsgemäße Verfahren zu.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbei­ spiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrie­ ben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlers und

Fig. 2 mehrere Signalverläufe, die an unterschied­ lichen Punkten der in Fig. 1 gezeigten Schaltung auftreten.

Im folgenden wird das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbei­ spiel näher beschrieben. Zur besonderen Veranschaulichung der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung sind in Fig. 1 an bestimmten Schaltungspunkten Buchstaben A bis H eingetragen, zu denen in Fig. 2 jeweils die dort auftreten­ den, mit denselben Buchstaben bezeichneten Signalverläufe veranschaulicht sind.

An einem Eingangsanschluß 1 wird das Eingangssignal des er­ findungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlers eingegeben. Das Eingangssignal wird von einem mit seiner mechanischen Reso­ nanzfrequenz schwingenden Vibrations-Füllstand-Sensor mit Schwinggabel abgegeben. Die Frequenz des Eingangssignals ist ein Maß für den aktuellen Füllstand und wird durch den er­ findungsgemäßen Frequenz-Spannungswandler in ein an einen Ausgangsanschluß 32 abgegebenes analoges Ausgangssignal um­ gesetzt. Wenn das am Eingangsanschluß 1 auftretende Ein­ gangssignal keinen rechteckförmigen Verlauf besitzt, sondern beispielsweise als Sinussignal vorliegt, kann mit dem Ein­ gangsanschluß 1 ein Signalformer verbunden sein, der die Si­ gnalflanken zu Rechteckflanken versteilt.

Das am Eingangsanschluß 1 eingegebene Eingangssignal wird an den Takteingang einer monostabilen Kippstufe (Monoflop) 3 gelegt, die durch jede positive Flanke getriggert wird. Die Zeitkonstante des Monoflops 3, d. h. die Zeitdauer des positiven Ausgangssignals an seinem Q-Ausgangsanschluß nach einer Monoflop-Triggerung, ist ausreichend kürzer als die Periodendauer des Eingangssignals innerhalb des normalen Ar­ beitsfrequenzspektrums. Der übliche Resonanzfrequenzbereich des mit dem Eingangsanschluß 1 verbundenen, aus elektrischer Oszillator-Baugruppe und mechanischem frequenzbestimmenden Schwingelement bestehenden Schwingungssystems liegt typi­ scherweise zwischen 290 Hz bei Füllgut-bedeckter Gabel (Schwingelement) und 380 Hz bei freier Gabel, d. h. niedrigem Füllstand. Einschließlich eines zusätzlichen Toleranzbe­ reichs liegt der zu erwartende Eingangssignal-Frequenzbe­ reich somit bei 260 bis 420 Hz. Diese Eingangsfrequenz wird durch den erfindungsgemäßen Frequenz-Spannungswandler in eine proportionale Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß 32 umgesetzt.

Die Dauer der in jeder Schwingungsperiode des Eingangssignals durchgeführten Monoschwingung des Monoflops 3 ist vorzugsweise so groß gewählt, daß sie der Periodendauer bei der höchsten zu erwartenden zulässigen Eingangssignalfrequenz, in diesem Fall 420 Hz, entspricht.

Der -Ausgang des Monoflops 3 ist über eine Leitung 4 mit einem Eingang eines NAND-Glieds 7 verbunden. Der andere Ein­ gang des NAND-Glieds 7 ist mit einer Leitung 6 gekoppelt, die an den -Ausgangsanschluß eines später noch näher be­ schriebenen Flip-Flops 16 angeschlossen ist. Da das Flip-Flop 16 im Normalfall rückgesetzt bleibt, liegt die Leitung 6 normalerweise dauerhaft auf dem Signalpegel logisch 1. Durch diese Verschaltung besitzt das mit dem Buchstaben C bezeichnete und in Fig. 2 näher gezeigte Ausgangssignal des Nand-Glieds 7 einen Verlauf, der invers zu dem mit dem Buch­ staben B bezeichneten und in Fig. 2 gezeigten Signalverlauf auf der Leitung 4 ist und damit dem Signalverlauf am Aus­ gangsanschluß Q des Monoflops 3 entspricht.

Das Ausgangssignal C des NAND-Glieds 7 steuert einen Schal­ ter 14 derart, daß dieser bei positivem Ausgangssignalpegel des Signals C geschlossen ist und bei dessen Nullpegel öff­ net. Der Schalter 14 liegt parallel zu einer Integrationska­ pazität 13 eines Integrators 10, der einen Operationsver­ stärker 12 mit der Integrationskapazität 13 im Rückkopp­ lungszweig aufweist. Der Plus-Eingang des Operationsverstär­ kers 12 wird mit einer festen Referenzspannung U_R2 gespeist, die an einem Eingangsanschluß 8 angelegt ist, während der Minus-Eingang über einen Widerstand 11 und eine Leitung 20 mit Versorgungsspannung +U_B gespeist wird. Bei geschlossenem Schalter 14 arbeitet der Operationsverstärker 12 somit als direkt rückgekoppelter 1 : 1-Verstärker, während er bei Öffnen des Schalters 14 in negative Richtung zu integrieren be­ ginnt. Der Ausgangssignalverlauf des Integrators 10 ist mit dem Kurvenzug D in Fig. 2 veranschaulicht.

Der Ausgang des Integrators 10 ist über eine Leitung 17 mit dem Minus-Eingang eines Vergleichers 18 verbunden, an dessen anderen Eingangsanschluß die über eine Leitung 19 zuge­ führte, auch am Ausgangsanschluß 32 abgegebene analoge Aus­ gangsspannung eines das Ausgangssignal erzeugenden weiteren Integrators 24 anliegt.

Der Ausgang des Vergleichers 18 ist mit dem Buchstaben E in Fig. 2 veranschaulicht und steuert den Schaltzustand eines Schalters 21 derart, daß dieser bei positivem Ausgangssignal des Vergleichers 18 in den Schließzustand geschaltet wird.

Der Integrator 24 besitzt einen Operationsverstärker 25 mit einer im Gegenkopplungszweig liegenden Integrationskapazität 26. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 25 ist an eine Widerstandsteilerschaltung aus Widerständen 22, 23, 27 angeschlossen, die über den in Reihe mit der Widerstandsteilerschaltung 22, 23, 27 liegenden Schalter 21 mit der Leitung 20, d. h. der Versorgungsspannung verbindbar ist. Der nicht mit den Widerständen 22, 27 verbundene Anschluß des Widerstands 23 liegt auf Masse. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 25 wird mit der am Anschluß 8 angelegten Referenzspannung U_R2 gespeist. Das Ausgangssignal des Integrators 24 (und damit das analoge Ausgangssignal des erfindungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlers) wird über eine Leitung 31 an den Ausgangsanschluß 32 angelegt und ist mit dem Buchstaben H in Fig. 2 veranschaulicht.

Zur Unterdrückung von Kurzzeitstörungen, die außerhalb des zulässigen Frequenzbereichs des Vibrations-Füllstands-Detektors liegen, ist eine Schutzschaltung vorgesehen, die einen Vergleicher 15, das Flip-Flop 16 und ein Flip-Flop 29 umfaßt. Der Vergleicher 15 wird an einem Anschluß über die Leitung 17 mit der Ausgangsspannung des Integrators 10 gespeist und ist mit seinem anderen Eingang an einen Anschluß 9 angeschlossen, an dem eine Referenzspannung U_R1 anliegt. Die Referenzspannung U_R1 ist deutlich niedriger als die Referenzspannung U_R2 am Anschluß 8, wie dies auch in Fig. 2, Kurvenzug D, linke Skalenbeschriftung, dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Vergleichers 15 ist mit F bezeichnet und in Fig. 2 gezeigt.

Das Ausgangssignal F des Vergleichers 15 wird an den Setz-Eingang des Flip-Flops 16 angelegt.

Der Vergleicher 15 dient zur Erfassung zu niedriger Ein­ gangssignalfrequenzen. Bei längerer Signalperiodendauer un­ terschreitet das linear sägezahnförmige Ausgangssignal des Integrators 10 nämlich die Referenzschwelle U_R1, so daß der Vergleicher 15 ein positives Ausgangssignal an den Setzan­ schluß des Flip-Flops 16 abgibt. Hierdurch wird dieses ge­ setzt, so daß sein Q-Ausgang auf den logischen Pegel Null wechselt. Dieses über die Leitung 6 an das NAND-Glied 7 an­ gelegte Nullpegelsignal bewirkt einen Wechsel von dessen Ausgangssignal C auf logisch 1, wodurch der Schalter 14 ge­ schlossen wird und das Ausgangssignal D des Integrators 10 wieder auf den Pegel U_R2 wechselt. Das Flip-Flop 16 und das NAND-Glied 7 dienen somit zur Steuerung der Rücksetzung und Sperrung des Integrators 10 bei zu niedrigen Eingangssignal­ frequenzen. Wenn eine solche Niederfrequenzüberwachung nicht notwendig sein sollte, können der Vergleicher 15, das Flip-Flop 16 und das NAND-Glied 7 auch entfallen, wobei der Steu­ eranschluß des Schalters 14 in diesem Fall direkt mit dem Q-Ausgang des Monoflops 3 verbunden werden kann.

Der Q-Ausgang des Flip-Flops 16 ist mit dem Setz-Eingang des Flip-Flops 29 verbünden, so daß dieses beim Setzen des Flip-Flops 16 gleichfalls gesetzt wird. Während die Rücksetzeingänge der Flip-Flops 16 und 29 sowie der Daten-Eingang des Flip-Flops 16 mit Nullpotential verbunden sind, ist der Daten-Eingang des Flip-Flops 29 über die Leitung 5 mit dem Q-Ausgang des Monoflops 3 gekoppelt. Die Takt-Ein­ gänge CL der Flip-Flops 16, 29 sind über eine Leitung 2 direkt mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden. Hierdurch kann eine Erfassung zu hoher Eingangssignalfrequenzen außerhalb des zulässigen Toleranzbands erfaßt werden. Bei zu hohen Eingangssignalfrequenzen tritt nämlich die positive Flanke der nächsten Eingangssignalschwingung bereits auf, während die Monoschwingung des Monoflops 3 noch nicht beendet ist. Folglich liegt am Daten-Eingang des Flip-Flops 29 noch ein Pegel logisch 1 an, während ein Taktimpuls, d. h. die positive Flanke der nächsten Eingangsschwingung auftritt. Hierdurch wechselt der Q-Ausgang des Flip-Flops 29 in gleicher Weise wie bei zu niedrigen, über das Flip-Flop 16 erfaßten und zu einem Setzen des Flip-Flops 29 führenden Eingangssignalfrequenzen auf den Pegel logisch 1. Das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 29 ist mit dem Buchstaben G in Fig. 2 veranschaulicht. Der Q-Ausgang ist über eine Leitung 30 und den Widerstand 27 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 25 und damit mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 22, 23 verbunden.

Im folgenden wird die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung näher beschrieben. Von jeder Periode des Eingangs­ signals am Eingangsanschluß 1 wird über das Monoflop 3 ein Periodendauergrundwert subtrahiert, d. h. es findet eine Dif­ ferenzbildung zwischen der Periodendauer der Resonanzfre­ quenz einerseits und der Monoschwingung des Monoflops 3 an­ dererseits statt. Hieraus resultiert eine Restperiodendauer, die durch den Kurzzeitintegrator 10 zeitproportional in eine lineare sägezahnförmige Ausgangsspannung D umgesetzt wird. Die Ausgangsspannung D des Integrators 10 wird mit zunehmen­ der Periodendauerlänge des Eingangssignals negativer in Be­ zug zur Referenzspannung U_R2. Die Ausgangsspannung H der den asymmetrischen Integrator 24 und den Vergleicher 18 enthal­ tenden Baustufe wird den Spitzenwerten der Sägezahnspannung des Integrators 10 nachgeführt, so daß eine der variablen Eingangssignal-Resonanzfrequenz proportionale Ausgangsspan­ nung H gewonnen wird. Die Nachführung der Ausgangsspannung H des Integrators 24 über den Schalter 21 erfolgt jedoch nur dann, wenn und solange die Ausgangsspannung D des Integrators 10 negativer als die Ausgangsspannung H ist. Bei Nichtansteuerung, d. h. geöffnetem Schalter 21, läuft die Ausgangs Spannung H des Integrators 24 mit geringer Steigung positiv, und zwar bedingt durch die - bei rückgesetztem Flip-Flop 29 - parallelgeschalteten und auf Schaltungsnull gelegten Widerstände 23, 27.

Um das asymmetrische Arbeiten des Integrators 24 erreichen zu können, ist dessen Ladezeitkonstante unterschiedlich zur Entladezeitkonstante bemessen. Während die Übernahme der Sä­ gezahnspitzenwerte der Ausgangsspannung D - und damit das Nachführen der Ausgangsspannung H in Richtung niedrigerer Resonanzfrequenzen - mit relativ kurzer Zeitkonstante ge­ schieht (durch Anlegen der Versorgungsspannung +U_B über die Widerstandsteilerschaltung 22, 23, 27 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 25), folgt die Ausgangs­ spannung H bei Frequenzerhöhung dem neuen Wert deutlich lang­ samer, nämlich entsprechend der deutlich niedriger gewählten Steigung des Ausgangssignals H des Integrators 24 bei geöff­ netem Schalter 21. Damit führt das durch eine Störung ausge­ löste kurzzeitige Umspringen von niedrigen Resonanzfrequen­ zen (bei Füllgut-bedecktem Schwingsystem) auf höhere Frequenzen zu keiner nennenswerten Veränderung des Ausgangssignals H.

Zu niedrige Eingangssignalfrequenzen unterhalb des zulässi­ gen Toleranzbereichs, hier unterhalb von ca. 260 Hz, werden über den Vergleicher 15 erfaßt und führen zu einem Setzen der Flip-Flops 16, 29. Hierdurch wechselt das Ausgangssignal G des Flip-Flops 29 auf den Pegel logisch 1, wodurch die Wi­ derstände 27, 23 nun als Spannungsteiler geschaltet sind, über dessen Abgriff an den invertierenden Eingang des Opera­ tionsverstärkers 25 eine Spannung angelegt wird, die ge­ ringfügig oberhalb der als Integrationsreferenzspannung die­ nenden Spannung U_R2 liegt. Hierdurch wird bewirkt, daß der Integrator 24 zwar kurzzeitig im wesentlichem den bisherigen Meßwert beibehält, langfristig aber zu negativeren Werten, d. h. höheren Füllständen hin integriert. Hierdurch wird bei langfristig wirksamen Frequenzen unterhalb 260 Hz schließlich eine Störmeldung, nämlich eine Überfüllmeldung ausgelöst.

Zu hohe Eingangssignalfrequenzen oberhalb des zulässigen To­ leranzbereichs, dessen Obergrenze beim vorliegenden Ausfüh­ rungsbeispiel bei ca. 420 Hz liegt, führen zu einem Setzen des Flip-Flops 29 auf Grund der Übernahme des Pegels logisch 1 am Dateneingang des Flip-Flops 29 bei Auftreten des näch­ sten Taktimpulses d. h. der nächsten positiven Eingangssignal­ flanke, wodurch das Ausgangssignal G des Flip-Flops 29 in gleicher Weise wie bei zu niedrigen Eingangssignalfrequenzen auf hohen Pegel wechselt. Damit wird wiederum eine Spannung an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 25 angelegt, die knapp oberhalb der Spannung U_R2 liegt. Der In­ tegrator 24 integriert folglich auch in diesen Fall mit langsamer Zeitkonstante in Richtung zu negativeren Werten, d. h. in Richtung zur Auslösung einer Überfüllmeldung als Störmeldung.

Die Flip-Flops 16, 29 werden bei jeder positiven Eingangssi­ gnalflanke über die Leitung 2 getaktet und übernehmen somit den am Dateneingang anstehenden Wert. Liegen die zu hohe oder zu niedrige Eingangssignalfrequenzen widerspiegelnden Störungen nur kurzzeitig an, werden die Flip-Flops 16, 29 nach Abklingen dieser Störungen somit wieder in ihren alten Zustand versetzt, so daß das Ausgangssignal G wieder auf den Pegel logisch Null wechselt. Damit arbeitet der Integrator 24 wieder normal. Da die Eingänge des Integrators 24 im Störfall so gespeist werden, daß nur geringer Spannungsun­ terschied zwischen ihnen ansteht, verändert sich die Aus­ gangsspannung H durch Einwirkung solcher Kurzzeit-Störungen praktisch nicht. Frequenzanteile, die außerhalb des normalen Resonatormeßbereichs liegen, werden auf diese Weise nicht ausgewertet, führen aber bei zu langem Anstehen zu einem Auswandern des Ausgangssignals H in den sicheren Zustand der Überfüllmeldung, der der Bedeckung des Schwingelements und folglich niedriger Schwingfrequenz entspricht.

Zur näheren Veranschaulichung des Frequenzverhaltens des er­ findungsgemäßen Frequenz-Spannungswandlers sowie des erfin­ dungsgemäßen Verfahrens sind in Fig. 2 jeweils abschnitts­ weise unterschiedliche Eingangssignalfrequenzen aufgetragen. Die Signalabschnitte I und II entsprechen Eingangsfrequenzen innerhalb des normalen Arbeitsbereichs des Vibrati­ onsresonators. Der Signalabschnitt III entspricht einer zu niedrigen Eingangsfrequenz unterhalb der unteren Grenzfre­ quenz des zulässigen Toleranzbereichs. Der Kurvenabschnitt IV stellt eine Eingangsfrequenz oberhalb der oberen zulässi­ gen Eingangssignalfrequenz dar.

Die strichpunktierte Darstellung in den Abschnitten V reprä­ sentiert eine zeitliche Lücke, wobei die nachfolgend aufge­ tragenen Signale jeweils den bereits eingeschwungenen Zustand nach dem Frequenzwechsel darstellen.

Durch den strichpunktierten Signalabschnitt VI ist veran­ schaulicht, daß eine Asymmetrie des Puls-Pausen-Verhältnis­ ses des Eingangssignals ohne Auswirkung auf die weitere Aus­ wertung bleibt. Änderungen des Tastverhältnisses sind somit unproblematisch. Dies liegt darin begründet, daß die nega­ tive Eingangssignalflanke ohne Auswirkungen auf die Auswer­ tung bleibt.

Mit dem Abschnitt VII ist veranschaulicht, daß eine Frequenzverringerung beim Übergang vom Signalabschnitt I auf den niederfrequenteren Signalabschnitt II zur zeitweisen Verbreiterung der Nachladeimpulse für den Integrator 24 führt. Bei einer Frequenzerhöhung des Eingangssignals ver­ kürzen sich dem gegenüber die Nachladeimpulse des Integra­ tors 24 beziehungsweise verschwinden zeitweise ganz. Der Übergangszeitraum ist hierbei zeitlich gerafft dargestellt.

Im Signalabschnitt VIII ist die Ausgangsamplitudenungleich­ mäßigkeit aus Darstellungsgründen vergrößert gezeichnet. In der Praxis liegt sie bei ca. 1% des Meßbereichs.

Im Signalabschnitt IX ist dargestellt, daß das Ausgangs­ signal des Integrator 24 bis auf die untere Aussteuergrenze des Integrators 24 absinkt, und zwar auf Null Volt bei einem als ideal angenommenen Integrator.

Claims (17)

1. Frequenz-Spannungswandler für Vibrations-Füllstand-Detek­ toren, die ein Oszillatorsignal abgeben, dessen Frequenz sich mit zunehmendem Füllstand verringert und das durch den Frequenz-Spannungswandler in ein füllstandsabhängiges Aus­ gangssignal umgesetzt wird, mit einem ersten Integrator (10), der durch ein mit der Periodendauer des Frequenz-Span­ nungswandler-Eingangssignals (A) verknüpftes Signal (C) gesteuert wird, der ein Ausgangssignal (D) erzeugt, dessen Spitzenwerte von der Frequenz des Frequenz-Spannungswand­ ler-Eingangssignals (A) abhängen und dessen Ausgang mit einem Eingang eines Vergleichers (18) verbunden ist, der einen das füllstandsabhängige Ausgangssignal (H) abgebenden zweiten Integrator (24) den Spitzenwerten der Ausgangsspan­ nung des ersten Integrators (10) mit einer ersten Zeitkon­ stante nachführt, wobei das Ausgangssignal (H) des zweiten Integrators (24) an den anderen Eingang des einen Verglei­ chers (18) geschaltet ist und der zweite Integrator (24) dann, wenn sein Ausgangssignal (H) größer ist als das des ersten Integrators (10), mit einer zweiten, längeren Zeit­ konstanten rückintegriert.

2. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der zweite Integrator (24) ständig, mit Ausnahme eines kurzzeitigen Intervalls je Eingangssignalpe­ riode, in Richtung höheren Eingangssignalfrequenzen entspre­ chenden Werten mit geringer Steigung integriert und in den kurzzeitigen Intervallen mit größerer Steigung in Gegenrich­ tung zu dem der aktuellen Eingangssignalfrequenz entspre­ chenden Wert integriert.

3. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Integrator (10) ein Sägezahn­ signal erzeugt.

4. Frequenz-Spannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den das Eingangssi­ gnal (A) aufnehmenden Eingangsanschluß (1) des Frequenz-Spannungs­ wandlers und den ersten Integrator (10) ein flan­ kengetriggertes Monoflop (3) geschaltet ist, dessen Zeit­ konstante kürzer ist als die Periodendauer des Eingangssi­ gnals (A) im normalen Arbeitsfrequenzbereich des Vibrations-Füllstand-Detektors.

5. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 4, dadurch ge­ kennzeichnet, daß das Monoflop (3) nur auf positive oder nur auf negative Flanken des Eingangssignales (A) anspricht.

6. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Integration des ersten Integrators (10) durch das Ausgangssignal des Monoflops (3) gesperrt wird und der erste Integrator (10) nur während der Restpe­ riodendauer nach Abfall des Monoflop-Ausgangssignals inte­ griert.

7. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Integrator (10) einen an festen Referenzspannungen (+U_B, U_R2) liegenden Operationsverstärker (12) mit einer Integrationskapazität (13) im Rückkopplungszweig und einen durch das Monoflop-Aus­ gangssignal gesteuerten, parallel zur Integrationskapazität (13) liegenden Schalter (14) aufweist.

8. Frequenz-Spannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Ver­ gleichers (18) einen Schalter (21) steuert, über den eine Referenzspannung selektiv an den zweiten Integrator (24) anlegbar ist.

9. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 8, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der zweite Integrator (24) einen mit einem Eingang an einer festen Referenzspannung (U_R2) liegenden Operationsverstärker (25) und eine auf den anderen Opera­ tionsverstärkereingang rückgekoppelte Integrationskapazität (26) aufweist und der Schalter (21) mit dem anderen Opera­ tionsverstärkereingang gekoppelt ist.

10. Frequenz-Spannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Schutzschaltung (15, 16, 29), die auf Eingangssignalfrequenzen außerhalb des normalen Arbeitsbereichs anspricht und dabei ein Ausgangssi­ gnal (G) erzeugt, das bei längerem Auftreten zur Abgabe eines Warnsignals führt.

11. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung (15, 16, 29) einen die Ausgangsspannung des ersten Integrators (10) mit einer festen Referenzspannung (U_R1) vergleichenden Vergleicher (15) aufweist.

12. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung (15, 16, 29) bei Auftreten von Eingangssignalfrequenzen außerhalb des normalen Arbeitsbereichs eine Spannung konstanter Amplitude an den zweiten Integrator (24) anlegt, derart, daß dieser kontinuierlich bis zum Erreichen eines zur Abgabe des Warn­ signals führenden Integrator-Ausgangssignalpegels inte­ griert.

13. Frequenz-Spannungswandler nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung (15, 16, 29) zwei hintereinander geschaltete D-Flip-Flops (16, 29) umfaßt, von denen zumindest eines bei Auftreten zu niedriger Eingangssignalfrequenzen gesetzt wird und die maximale Integrationsdauer des ersten Integrators (10) begrenzt.

14. Frequenz-Spannungswandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das andere D-Flip-Flop (29) an seinem Daten-Eingang ein Ausgangssignal des Monoflops (3) und an seinem Takteingang das Eingangssignal (A) empfängt.

15. Verfahren zur Umwandlung eines durch das Ausgangssignal eines Vibrations-Füllstand-Detektors gebildeten Eingangssi­ gnals in ein die Eingangssignalfrequenz repräsentierendes Ausgangssignal, bei dem das Eingangssignal (A) durch einen ersten Integrator (10) in ein internes Signal (D), dessen Spitzenwert sich in Abhängigkeit von der Eingangssignalfre­ quenz verändert, umgesetzt wird, das interne Signal (D) in einem Vergleicher (18) mit dem Ausgangssignal eines zweiten Integrators (24) verglichen wird, und der das füllstandsab­ hängige Ausgangssignal (H) erzeugende zweite Integrator (24) mit asymmetrischen Integrationszeitkonstanten für positive und negative Integrationsrichtung dem Spitzenwert des inter­ nen Signals (D) mit einer ersten Zeitkonstante nachgeführt wird und bei über dem Spitzenwert des internen Signals (D) liegendem Ausgangssignal mit einer zweiten längeren Zeitkon­ stante rückintegriert.

16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das interne Signal (D) ein Sägezahnsignal ist, dessen Ampli­ tudenspitzenwerte von der Periodendauer des Eingangssignals (A) abzüglich eines festen Zeitintervalls in vorzugsweise linearer Weise abhängen.

17. Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeich­ net, daß das Ausgangssignal (H) im wesentlichen kontinuier­ lich mit langsamer Integrationszeitkonstante in einer höhe­ ren Eingangssignalfrequenzen entsprechenden Richtung verän­ dert wird und bei gleichbleibender oder sich verringernder Frequenz des Eingangssignals während jeder Eingangssignalpe­ riode kurzfristig mit schnellerer Integrationszeitkonstante in entgegengesetzter Richtung verändert wird.