DE3820125C2 - Verfahren zum Steuern eines wechselrichtergespeisten Asynchronmotors - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines wechselrichtergespeisten Asynchronmotors nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein derartiges Verfahren ist aus der EP 0 175 154 bekannt.

Als Verfahren zur Ansteuerung eines Wechselrichters für eine variable Drehzahlsteuerung eines Asynchronmotors (Induktionsmotors) sind feldorientierte Steuerverfahren (Vektorsteuerungsverfahren) und v/f-Steuerverfahren (Steuerung mit konstantem Verhältnis: Spannung/Frequenz) bekannt. Bei der Vektorsteuerung, die ein feldorientiertes Steuerverfahren zum hochdynamischen Steuern der Drehzahl und des Drehmoments ist, wird häufig eine Schlupffrequenzsteuerung verwendet. Bei diesem Steuerverfahren wird die Drehzahl durch einen Geschwindigkeitsregler in Abhängigkeit von der erfaßten Drehzahl am Ausgang eines Drehzahlsensors geregelt. Auf der Grundlage des Drehzahlregler-Ausgangssignals wird ein Sollwert für die Schlupffrequenz berechnet, wobei der Sollwert und der erfaßte Drehzahlwert zur Ausgangsfrequenz des Wechselrichters aufsummiert werden. Die Ausgangsgröße des Drehzahlreglers stellt dabei die drehmomentbildende Komponente i₁_q des Motorstroms dar, die ebenfalls geregelt werden kann, wie dies beispielsweise in der JP-A-60-28786 offenbart ist. Bei diesem Steuerverfahren können die Drehzahl wie auch der Motorstrom mit hoher Genauigkeit und erhöhter Stabilität gesteuert werden. Es werden jedoch ein Tachogenerator, ein Drehzahlregler (ASR) und ein Stromregler (ACR) benötigt. Darüber hinaus müssen einzelne Parameter für die Drehzahl-Regler oder Strom-Regler in Abhängigkeit vom Trägheitsmoment des mechanischen Systems sowie von elektrischen Konstanten des Motors eingestellt werden, was zu einem mühevollen Einstellen der Parameter für die Steuerung führt. Wenn ferner die Parameter falsch eingestellt werden, wird die Steuerung instabil, wodurch der eigentliche Zweck der Steuerung verfehlt wird. Andererseits wird bei der herkömmlichen v/f-Steuerung keine Drehzahl- und Stromregelung vorgesehen, sondern die Ausgangsfrequenz und die Ausgangsspannung eines Wechselrichters in einer offenen Schleife in Abhängigkeit von einem Drehzahl-Sollwert gesteuert. Diese v/f-Steuerung hat natürlich einen einfacheren Aufbau. Jedoch kann keine hochgenaue Drehzahlsteuerung realisiert werden, weil die Motordrehzahl sich in Abhängigkeit von der Last verändert.

Andererseits hat das v/f-Steuerverfahren verschiedene Nachteile, wie beispielsweise die Veränderung der Motordrehzahl in Abhängigkeit von der Last. Außerdem können Schwingungen auftreten, und die Drehmoment/Strom-Kennwerte können sich unter dem Einfluß von starken Drehzahlwechseln und Lastwechseln verändern. Im Extremfall kann die Regelung des Schlupfes aus dem Regelbereich laufen.

Ein bekanntes Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Asynchronmotors mit hoher Genauigkeit ohne einen Drehzahlgeber ist in der Veröffentlichung "IEEE, Transactions on Industry Application", IA-19, Nr. 3 (1983), Seiten 356 bis 362, beschrieben. Bei diesem bekannten Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Asynchronmotors werden die Motordrehzahl und die Schlupffrequenz oder das Drehmoment aus der Ständerspannung (Klemmenspannung) und dem Ständerstrom (Klemmenstrom) des Motors berechnet und die Drehzahl in Abhängigkeit von den Ergebnissen geregelt. Dieses bekannte Verfahren ermöglicht eine Steuerung der Motordrehzahl mit hoher Genauigkeit.

Das Verfahren hat einen komplizierten Aufbau wegen des Spannungssensors und der hierfür benötigten peripheren Schaltungen. Abgesehen davon ist aufgrund der Tatsache, daß Regler zum Regeln der Motordrehzahl und des Motorstromes benötigt werden, die Anzahl der Rückkopplungsschleifen entsprechend hoch, was im Ergebnis dazu führt, daß der gesamte Aufbau der Steuervorrichtung sehr kompliziert ist.

Weiterhin ist ein Verfahren zur geberlosen Steuerung der Drehzahl eines Asynchronmotors in der Druckschrift "EPE Conference" (1985), Seiten 351 bis 355, offenbart. Bei diesem Verfahren werden der Sollwert für die Wechselrichterausgangsspannung sowie der Istwert des Motorstroms verwendet, um die Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung zu bestimmen. Aus dem Phasenwinkel wird die Schlupffrequenz ermittelt und von dem Frequenzsollwert (der dem Istwert entspricht) abgezogen. So erhält man einen Drehzahlistwert für einen Drehzahlregler mit nachgeschaltetem Stromregler, ohne daß ein Drehzahlsensor oder ein Spannungssensor (Sensor für den magnetischen Fluß) benötigt werden.

Das Verfahren benötigt einen Drehzahlregler und einen Stromregler. Daher ist die Anzahl von Rückkopplungsschleifen entsprechend erhöht, wodurch ein komplizierter Systemaufbau entsteht. Abgesehen davon werden im Zusammenhang mit der Erfassung des Winkels zwischen Strom und Spannung mehrphasige Wechselgrößen verarbeitet. Wegen der komplexen Operationen ist es schwer, eine zufriedenstellende Steuergenauigkeit zu erreichen. Ferner müssen bei dem oben beschriebenen bekannten Steuersystem Steuerparameter für einzelne Regler abhängig vom Trägheitsmoment des mechanischen Systems und von elektrischen Parametern des Motors eingestellt werden, was eine komplexe und mühevolle Einstellung erfordert.

Ein weiteres bekanntes Verfahren zum Steuern von Asynchronmotoren basiert auf einer Vektorsteuerung ohne Drehzahlsensor und ohne Erfassung der Klemmenspannung. Ein solches Steuerverfahren ist beispielsweise im IEEE-Aufsatz "A high performance speed control scheme of induction motor without speed and voltage sensors", Conference Record der IEEE Industry Application Society, Sept. 1986 in Denver veröffentlicht und hat eine ähnliche Struktur mit Drehzahlermittlung aus Frequenz und Schlupf, Drehzahlregler und nachgeschaltetem Stromregler, wobei der Stromregler die Wirkstromkomponente verarbeitet. Bei diesem bekannten Steuerverfahren verschlechtern sich jedoch die Steuerkennwerte durch eine Veränderung der Motorparameter, unter anderem durch die Veränderung des Ständerwiderstandes. Insbesondere ist unter anderem das Verhältnis des durch den Ständerwiderstand bewirkten Spannungsabfalls zur induzierten elektromotorischen Kraft beim Betrieb mit geringen Drehzahlen erhöht. Ferner ist bei diesem bekannten Verfahren eine komplizierte Berechnung des Sollwerts für die Wechselrichterausgangsspannung auf der Grundlage eines Frequenz-Sollwerts und eines Spannungs-Sollwerts für den Wechselrichter sowie auf der Grundlage elektrischer Parameter des Motors nötig.

Ein weiteres bekanntes Vektorsteuerverfahren für die Drehzahl und das Drehmoment eines Asynchronmotors mit hoher Ansprechgeschwindigkeit und Genauigkeit ist in der JP-A-59-165982 beschrieben. In dieser Druckschrift ist ein auf der Grundlage der Vektorsteuerung arbeitender wechselrichtergesteuerter Asynchronmotor beschrieben, wobei die Steuervorrichtung den in Fig. 1 der beiliegenden Zeichnung gezeigten Aufbau hat. Ein Wechselrichter 1 (PWM INV), der mit pulsdauermodulierten Spannungs-Sollwerten V_u*, V_v* und V_w* angesteuert wird, speist einen Asynchronmotor (IM) 2 mit dreiphasiger Wechselspannung. Eine Ist-Drehzahl ω_r wird mit dem direkt mit dem Asynchronmotor 2 gekoppelten Drehzahlsensor (PG) 93 erfaßt. Durch einen automatischen Drehzahlregler (ASR) 404 wird die Ist-Drehzahl ω_r mit einem Drehzahl-Sollwert ω*_r verglichen, wodurch eine drehmomentbildende Stromsollwertkomponente I*_1q am Ausgang durch den ASR 404 erzeugt wird. Eine Schlupffrequenz _s wird arithmetisch durch eine Recheneinheit 405 in Abhängigkeit von der Stromsollwertkomponente I*_1q ermittelt. Eine Ständersollfrequenz, das ist die Frequenz des feldsynchron umlaufenden Koordinatensystems (im folgenden auch Netzfrequenz ω*₁ genannt), wird als eine Summe der auf diese Weise berechneten Schlupffrequenz _s und des erfaßten Istwerts der Drehzahl ω_r ermittelt. Auf der Grundlage der Netzfrequenz ω*₁ erzeugt ein Generator 406 Signale sin ω*₁t und cos ω*₁t. Eine Spannungssollwertrecheneinheit 407 berechnet Spannungssollwertkomponenten V_1d und V_1q in einem feldsynchron umlaufenden orthogonalen d-q-Koordinatensystem auf der Grundlage der elektrischen Steuerparameter des Asynchronmotors entsprechend dem Gleichungssystem (1). Diese Parameter sind eine magnetisierende I*_1d sowie eine drehmomentbildende Stromsollwertkomponente I*1q und die Netzfrequenz ω*₁. Eine Koordinatentransformationsschaltung 408 setzt die Spannungssollwerte V_1d und V_1q in die Spannungssollwerte V_α und V_β im ständerfesten Koordinatensystem gemäß dem Gleichungssystem (2) um. V_α und V_β werden schließlich in die dreiphasigen Ausgangsspannungs-Sollwerte V_u*, V_v* und V_w* durch eine Zwei/drei-Phasenwandlerschaltung 409 gemäß dem Gleichungssystem (3) transformiert. Die Gleichungssysteme (1), (2) und (3) werden nachfolgend wiedergegeben:

In dieser Gleichung sind r₁ der Ständerwiderstand, L_σ eine äquivalente Streuinduktivität, die durch (L₁ · L₂-M²)/L₂ gegeben ist, L₁ und L₂ jeweils Ständer- und Läuferinduktivitäten, die durch (l₁+M) und (l₂+M) gegeben sind, wobei M die Gegeninduktivität darstellt und l₁ sowie l₂ jeweils Ständer- und Läuferstreuinduktivitäten sind.

Bei dem bekannten und oben erläuterten Vektorsteuerverfahren werden die obenerwähnten Spannungssollwerte V_u*, V_v*, V_w* als Steuergrößen zum Steuern der Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 verwendet.

Bislang mußten die Regel- und Motorparameter einzeln von Hand unter Berücksichtigung der Konstruktionswerte oder gemessener Istwerte eingestellt werden. Zusätzlich mußten die Steuerparameter in Abhängigkeit vom Motortyp fein unterteilt eingestellt werden. Daher erfordert das Einstellen der Motorparameter wie auch deren Veränderung ein sehr kompliziertes und mühsames Vorgehen. Selbstverständlich können Motorparameter, die nicht bekannt sind, auch nicht eingestellt werden, was ein weiteres Problem darstellt.

Ein weiteres bekanntes Verfahren in Verbindung mit einem Betriebssteuergerät für einen Asynchronmotor ist beispielsweise in der JP-A-61-189193 beschrieben. Bei diesem bekannten Steuerverfahren ist das Steuergerät für den Asynchronmotor mit einer Einrichtung zum Steuern des Erregerstroms in der Weise ausgestattet, daß der Ständerstrom einen Minimalwert für ein vorgegebenes Drehmoment des Motors annehmen kann.

Aus der dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zugrundeliegenden EP-O 175 154 A2 ist ein Verfahren zur Steuerung eines wechselrichtergesteuerten Asynchronmotors bekannt. Dieses bekannte Verfahren arbeitet ohne Erfassung der Drehzahl und der Spannung. Die Schlupffrequenz _s wird auf der Basis der drehmomentbildenden Stromkomponente I_q ohne Erfassung der Drehzahl berechnet und daraus die Drehzahl _r durch Differenzbildung aus dem Netzfrequenz-Sollwert und der Schlupffrequenz ermittelt, um die Drehzahl zu regeln. Der am Drehzahlreglerausgang anstehende Sollwert und der erfaßte Istwert der drehmomentbildenden Stromkomponente werden durch einen Regler verglichen. An dessen Ausgang steht ein dem Schlupf entsprechendes Signal an, das mit dem Drehzahlsollwert summiert wird, um den Netzfrequenz-Sollwert zu erhalten. Ferner werden für jeden Spannungs-Sollwert Spannungsabfälle aufgrund der Ist-Stromstärken kompensiert, um dadurch eine Proportionalität zwischen Spannungs-Sollwert und Wechselrichter-Ausgangsspannung aufrechtzuerhalten. Das wirkt sich dahingehend aus, daß das Drehmoment und der Schlupf proportional zur drehmomentbildenden Stromkomponente I_q bleiben, was wiederum ermöglicht, die Leistungsfähigkeit der Drehzahlsteuerung insbesondere im Niederdrehzahlbereich zu verbessern.

Im Hinblick auf diesen Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Motorsteuerverfahren der eingangs genannten Art mit lediglich einem Stromfühler zu schaffen, bei dem Drehzahlregler und Stromregler entfallen.

Diese Aufgabe wird gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst, Unteransprüche sind auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet.

Gemäß einer Ausführungsform ist es aufgrund der Steuerung der Spannung und durch Korrektur des Phasenwinkels des Spannungs-Steuervektors im feldorientierten Koordinatensystem (des "inneren Phasenwinkels") möglich, den magnetischen Fluß des Motors näherungsweise konstant unabhängig von Lastschwankungen zu steuern. Da ferner die Auswirkungen einer Änderung der drehmomentbildenden Stromkomponente auf die Schlupfberechnung durch den erfindungsgemäßen Differenzierer bzw. Vorhaltglied kompensiert werden können, können die Motordrehzahl mit erhöhter Genauigkeit gesteuert und Überströme im Motor verhindert werden.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild, das den Aufbau und die Funktion bekannter Motorsteuerungsvorrichtungen darstellt;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer grundsätzlichen Anordnung einer Steuervorrichtung, die nach einem Steuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet;

Fig. 3 bis 5, Fig. 8 und Fig. 9 Darstellungen zum Erläutern des der Erfindung zugrundeliegenden Prinzips;

Fig. 11 eine Darstellung einer teilweisen Abwandlung der in Fig. 2 gezeigten Steuervorrichtung;

Fig. 6A und 6B, Fig. 7 und Fig. 10 Darstellungen zum Erläutern der Steuerkennlinien einer beispielhaften Ausführungsform gemäß dem vorgeschlagenen Steuerverfahren;

Fig. 12 eine Darstellung zum Erläutern einer Strom-Kennlinie eines Asynchronmotors;

Fig. 13 und 14 Blockschaltbilder, die jeweils andere Ausführungsformen einer Steuervorrichtung zeigen, die das vorgeschlagene Steuerverfahren durchführt;

Fig. 15 ein Blockschaltbild einer weiteren Steuervorrichtung, die gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung arbeitet;

Fig. 16 ein Blockschaltbild der in dem System gemäß Fig. 15 verwendeten Identifikationsschaltung;

Fig. 17 ein Blockschaltbild einer weiteren Steuervorrichtung, die gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung arbeitet;

Fig. 18 und 19 Blockschaltbilder, die die Steuerparameteranpassung durch Eingabe von Typenschilddaten zeigen;

Fig. 20 ein Systemdiagramm eines Auswahlsystems, das geeignet ist, um entweder das erfindungsgemäße Steuerverfahren oder ein anderes Steuerverfahren auszuwählen, und das ferner in der Lage ist, entweder ein automatisches Einstellen von Parametern gemäß dem vorgeschlagenen Verfahren oder ein manuelles Einstellen durchzuführen;

Fig. 21 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Steuervorrichtung, die das erfindungsgemäße Steuerverfahren anwendet;

Fig. 22 und 23 Darstellungen zum Erläutern der Betriebsweise der in Fig. 23 gezeigten Steuervorrichtung;

Fig. 24 bis 26 Darstellungen, die jeweils Anordnungen von weiteren Ausführungsformen von Steuervorrichtungen zeigen;

Fig. 27 ein Blockschaltbild einer beispielhaften Ausführungsform der Steuervorrichtung, die ein vorgeschlagenes Steuerverfahren für einen Asynchronmotor anwendet;

Fig. 28 und 29 Darstellungen zum Erläutern des der Ausführungsform gemäß Fig. 29 zugrundeliegenden Prinzips;

Fig. 30A und 30B Diagramme zum Erläutern der Steuerkennlinien bei der Steuervorrichtung gemäß Fig. 29;

Fig. 31 ein weiteres Funktions-Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Motorsteuervorrichtung, die ein erfindungsgemäßes Steuerverfahren anwendet.

Nachfolgend wird das Steuerverfahren für die Motordrehzahl gemäß der vorliegenden Erfindung im Detail in Verbindung mit beispielhaften und bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert. Jeweils gleiche Bezugszeichen bezeichnen gleiche Teile, soweit dies nicht anders in der Beschreibung angegeben ist.

Nunmehr wird auf Fig. 2 Bezug genommen, die ein Blockschaltbild einer Vektorsteuervorrichtung für einen Asynchronmotor zeigt, die das erfindungsgemäße Steuerverfahren anwendet. Die für die gewünschte Steuerung benötigten arithmetischen Operationen können selbstverständlich mit einem Mikroprozessor ausgeführt werden. Jedoch werden aus Gründen der Vereinfachung der Beschreibung diese arithmetischen Operationen so geschildert, als ob sie durch diskrete Recheneinheiten ausgeführt werden, die durch die jeweiligen Blöcke in Fig. 2 dargestellt sind.

Die Vektorsteuerung oder feldorientierte Steuerung ist ein Verfahren zum hochdynamischen Steuern der Drehzahl und des Drehmomentes eines Asynchronmotors mit einem als Frequenzwandler arbeitenden Wechselrichter. Bei dem Vektorsteuerverfahren wird der Ständerstrom des Asynchronmotors in eine magnetisierende Stromkomponente oder Erregungsstromkomponente I_1d und in eine drehmomentbildende Stromkomponente I_1q, die zum Erzeugen des Drehmomentes beiträgt, aufgeteilt, wobei beide Stromkomponenten I_1d und I_1q in Richtung bzw. senkrecht zum verketteten Läuferfluß orientiert sind.

In Fig. 2 bezeichnet das Bezugszeichen 1 einen PDM-Wechselrichter mit eingeprägter Gleichspannung, das Bezugszeichen 2 einen Asynchronmotor, das Bezugszeichen 3 einen Integrator, das Bezugszeichen 4 einen Stromdetektor, das Bezugszeichen 5 eine Frequenzsteuerung, das Bezugszeichen 6 eine arithmetische Einheit zum Bestimmen eines Spannungssollwertes und das Bezugszeichen 7 eine Befehlseinheit für eine dreiphasige Steuerspannung.

Das Steuergerät für den Pulswechselrichter besteht aus:
dem Integrator 3 zum Integrieren eines primären Frequenzsollwerts ω*₁, um dadurch ein Phasensignal R* zu erzeugen,
einem Stromdetektor 4 zum Erfassen der drehmomentbildenden Stromkomponente (Drehmomentstromkomponente) I_1q,
der Frequenzsteuerung 5 zur Ermittlung des Frequenzsollwerts ω*₁ aus der Drehmomentstromkomponente I_1q und dem Drehzahlsollwert ω_1r,
der Spannungsbefehlsrecheneinheit 6 zum Berechnen des Amplitudenwertes V*_1a des Spannungsvektors und eines internen Phasenwinkels δ* im feldorientierten Koordinatensystem (d. h. einem Phasendifferenzwinkel zwischen der primären Spannung und der induzierten elektromotorischen Kraft) auf der Grundlage der Drehmomentstromkomponente I_1q, des Frequenzsollwerts ω*₁ und elektrischer Parameter des Induktionsmotors sowie ferner der dreiphasigen Spannungsbefehlsrecheneinheit 7 zum Berechnen des dreiphasigen Ausgangsspannungsbezugssignals V_u*, V_v* und V_w* auf der Grundlage des Spannungsvektoramplitudenwertes V*_1a, des internen Phasenwinkels δ* und des Phasenbezugssignals R*.

Details dieser Struktur der Frequenzsteuerung und der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 werden später unter Bezugnahme auf das zugrundeliegende Steuerprinzip erläutert. Zunächst wird das grundlegende Prinzip sowie die grundlegende Operation unter Bezug auf die Fig. 3 und 4 erläutert.

Fig. 3 zeigt eine Ersatzschaltung des Asynchronmotors 2. Fig. 4 zeigt ein Vektordiagramm, das auf der Grundlage des in Fig. 3 gezeigten Ersatzschaltbildes gezeichnet ist. In Fig. 4 bezeichnen die Achsen d und q ein orthogonales Koordinatensystem, das sich mit der synchronen Drehzahl ω₁ dreht. Der Spannungsvektor V₁ ergibt sich als Summe der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ und einem inneren Impedanzspannungsabfall, der durch folgenden Ausdruck wiedergegeben wird:

{(r₁ + jω₁ · L_σ) · I₁}.

Hierbei tritt der innere Phasenwinkel δ zwischen dem Spannungsvektor V₁ und der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ auf. Die Sollwerte V*_1a und δ* für die Amplitude V_1a des Spannungsvektors V₁ und den inneren Phasenwinkel δ werden aus dem Sollwert für die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ und dem geschätzten Wert für den inneren Impedanzspannungsabfall ermittelt. Auf der Grundlage dieser Sollwerte V*_1a und δ* werden drei Soll-Spannungssignale V_u*, V_v* und V_w* ermittelt. Für die Spannung V_u* ist beispielsweise die Gleichung (13) angegeben. Die anderen Soll-Spannungssignale weichen davon nur bezüglich der Phase um 120° ab.

V_u* = -V*_1a sin (R* + δ*) (13)

Die einzelnen Phasenausgangsspannungen des spannungsgesteuerten PWM-Wechselrichters 1 werden in Abhängigkeit von Pulsbreitenmodulationssignalen gesteuert, die durch Vergleich der sinusförmigen Sollspannungen V_u*, V_v* und V_w* mit dem Trägersignal abgeleitet werden. Die Grundwelle ist dabei proportional zu den Sollspannungen. Wenn der geschätzte Wert für den inneren Impedanzspannungsabfall mit dem tatsächlichen Wert, die Größe der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ mit dem Sollwert und die Richtung der induzierten elektromagnetischen Kraft mit der Koordinatenachse q übereinstimmt, stellt der Winkel R*, der durch den Integrator gemäß Fig. 2 erzeugt wird, den Phasenwinkel R des Flußvektors (der senkrecht die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ schneidet) gegenüber der statorfesten Achse für die U-Phase dar.

Unter der Bedingung, daß die Orientierung der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ mit der Achse q übereinstimmt, wie dies oben beschrieben wurde, stimmen die Stromkomponenten I_1d und I_1q längs der jeweiligen Achsen d und q, die ermittelt werden, mit dem Erregungsstrom I′₀ und dem Sekundärstrom I′₂, die im Ersatzschaltbild in Fig. 3 eingezeichnet sind, überein. Die Phasenströme werden dabei durch den Stromdetektor 4 gemäß Fig. 2 erfaßt und gemäß der Gleichung 14 in das feldorientierte d,q-Koordinatensystem transformiert.

In dieser Gleichung stellen i_u, i_v und i_w jeweils die Ständerströme des Asynchronmotors 2 dar.

Da die Schlupffrequenz _s näherungsweise proportional zum Läuferstrom I′₂ ist, kann dieser Wert auf der Basis des erfaßten Wertes I_1q des Läuferstromes I′₂ geschätzt werden. Daher kann der Koeffizientenmultiplizierer, der einen Teil der Frequenzsteuerung 5 bildet, die geschätzte Schlupffrequenz _s durch Multiplizieren der Drehmomentstromkomponente I_1q mit einem Schlupfkoeffizienten K_S ermitteln. Dementsprechend kann die Frequenzsteuerung 5 den Frequenzsollwert ω*₁ bilden, indem der Drehzahlsollwert ω*_r mit der Schlupffrequenz *_s summiert wird.

Nachfolgend werden die Struktur und die Betriebsweise der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 detailliert erläutert.

Wie in dem Vektordiagramm gemäß Fig. 4 gezeigt ist, können die Amplitude V_1a des Spannungsvektors V₁ und der interne Phasenwinkel δ auf der Grundlage der oben beschriebenen Motorstromkomponenten I_1d und I_1q und der Motorkonstanten gemäß folgender Gleichungen (15) und (16) ermittelt werden:

V_1a = (E′₁ + ω₁ · L_σ · I_1d + r₁ · I_1q) cos δ
+ (r₁ · I_1d - ω₁ · L_σ · I_1q) sin δ (16)

Hierbei gilt:
E′₁ = ω₁ · M′ · I_1d = ω₁ · Φ_2d,
Φ_2d: verketteter Läuferfluß,
M′: Gegeninduktivität und
L: Streuinduktivität.

Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6 kann die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ derart steuern, daß diese konstant auch unabhängig von der Last ist. Dazu wird die Spannungsamplitude V_1a und der innere Phasenwinkel auf der Basis der Sollwerte von E′₁, I_1d und I_1q sowie der Motorkonstanten (r₁, L_δ) wie in den Gleichungen (15) und (16) ermittelt. Allerdings sind die durchzuführenden arithmetischen Operationen kompliziert, weil viele Multiplikationen und Teilungen der Steuervariablen ω₁, I_1d und I_1q sowie weiterer Werte durchgeführt werden müssen. Deshalb vereinfacht die vorliegende Erfindung die Bestimmung wie nachfolgend geschildert:

Arithmetische Bestimmung des inneren Phasenwinkels δ

Wie in den Vektordiagrammen der Fig. 5 zu sehen ist, kann der primäre Spannungsvektor VV₁ durch Vektoraddition des Spannungsabfalls an der Streuinduktivität (ω₁ · L_σ · I₁) und des Ständerspannungsabfalles (r₁ · I₁) zu der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ abgeleitet werden. Daher kann der innere Phasenwinkel δ durch die unten angegebene Gleichung (17) wiedergegeben werden, wobei δ₁ der dem Streuspannungsabfall zugeordnete Winkel, δ′_r der dem Ständerspannungsabfall zugeordnete Winkel ist.

δ = δ_l - δ′_r (17)

Es sei angemerkt, daß das Verhältnis des Spannungsabfalls an der Streuinduktivität, bezogen auf E′₁, allgemein klein ist und in der Größenordnung von 0,2 liegt. Daher stimmt der Winkel δ′_r ungefähr mit dem Phasenwinkel δ_r zwischen der Spannung E′₁ und der Spannung E′_1r, die sich aus der Addition von lediglich dem Ständerspannungsabfall r₁ · I₁ zu der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ ergibt, überein. Ferner ist beim Hochfrequenzbetrieb, bei dem r₁ · I₁«E′₁, der Winkel δ′_r klein und hat nur einen geringen Bezug zum inneren Phasenwinkel δ. Daher kann der innere Phasenwinkel δ durch folgende vereinfachte Gleichung (18) ausgedrückt werden:

δ = δ_l - δ_r (18)

Hierbei gilt:

In der obigen Gleichung (19) ist K_l das Induktivitätsverhältnis, das gegeben ist durch L_σ/(l₁+M), dessen Wert üblicherweise in der Größenordnung von 0,1 auch bei unterschiedlichen Motoren bleibt, was wiederum bedeutet, daß der innere Phasenwinkel δ näherungsweise selbst dann bestimmt werden kann, wenn die Werte L_σ und M unbekannt sind. Da ferner δ₁«1, kann der Wert von δ₁ auf einfache Weise gemäß folgender Gleichung bestimmt werden:

Andererseits kann der Wert δ_r durch folgende Gleichung wiedergegeben werden:

Die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ (=ω₁ · Φ_2d) ist ungefähr gleich zur primären induzierten elektromotorischen Kraft E₁ (=ω₁ · Φ₁). Dementsprechend kann die sekundäre induzierte elektromotorische Kraft E′₁ durch Bestimmen von Φ_2d gemäß folgender Gleichung ermittelt werden:

Φ_2d ≈ Φ₁ = E₁₀/ω₁₀ (22)

Hierbei gilt:
Φ₁: verketteter Ständerfluß,
E₁₀: induzierte elektromotorische Nenn-Kraft und
ω₁₀: Nennwinkelgeschwindigkeit.

Arithmetische Bestimmung der Vektorspannungsamplitude V_1a

Die Amplitude V_1a des Primärspannungsvektors V₁ kann nach Gleichung (16) ermittelt werden, wenn der innere Phasenwinkel δ nach Gleichung (18) ermittelt wurde. In dem Fall, in dem ω₁ ein großer Wert ist, ist der erste Ausdruck in der Gleichung (16) erheblich größer als der zweite Ausdruck in derselben Gleichung, so daß der zweite Ausdruck vernachlässigt werden kann. Wenn andererseits ω₁ ein kleiner Wert ist, ist der Spannungsabfall an der Streuinduktivität, der durch den zweiten Ausdruck in der Gleichung (16) gegeben ist, klein in bezug auf den Spannungsabfall am Widerstand. Daher kann der interessierende Amplitudenwert V_1a arithmetisch gemäß der folgenden vereinfachten Gleichung (23) ermittelt werden:

V_1a ≈ (ω₁Φ₁ + r₁ · I_1q) cos δ - r₁ · I_1d sin δ (23)

Die Fig. 6A und 6B zeigen Ergebnisse der Ermittlung des Amplitudenwertes V_1a und des inneren Phasenwinkels δ als Funktion der Primärfrequenz ω₁ und der Drehmomentstromkomponente I_1q. In beiden Figuren zeigen die gestrichelten Kurven die Werte, die gemäß den Gleichungen (15) und (16) ermittelt werden, wobei die durchgezogene Kurve die Werte darstellt, die gemäß den vereinfachten Ausdrücken (18) und (23) ermittelt werden. In Fig. 6A hat der auf vereinfachte Weise bestimmte Wert einen Fehler, der mit der Drehmomentstromkomponente I_1q ansteigt. Es sei jedoch angemerkt, daß dieser Fehler kleiner als -1,1% im Nennlastzustand ist und daher kein praktisches Problem darstellt. Im lastfreien Zustand, d. h. wenn I_1q=0, tritt überhaupt kein Fehler auf. Bei der Bestimmung des inneren Phasenwinkels δ gemäß Fig. 6B wird der Fehler maximal, wenn die Primärfrequenz ω₁ ein kleiner Wert ist und wenn die Laststromkomponente I_1q groß ist. Jedoch hat dieser Fehler nur einen geringen Einfluß auf die Drehmomentsteuergenauigkeit und bildet kein nennenswertes Problem in der praktischen Anwendung, wie auch nachfolgend erläutert wird.

Die Spannungsbefehlseinheit 6 gemäß Fig. 2 wird derartig realisiert, daß der innere Phasenwinkel δ gemäß den obigen Gleichungen (18), (19) und (21) bestimmt werden kann, während der Amplitudenwert V_1a gemäß der Gleichung (23) ermittelt werden kann. Der Sollwert I*_1d wird dabei als Koeffizient eingestellt. Beim Bestimmen von δ_r wird eine Funktionstabelle von tan^-1 (1/x) mit dem reziproken Wert 1/x als Variable anstelle der Variablen x verwendet, um die Division zu vermeiden.

Fig. 7 zeigt die Drehmomentsteuercharakteristik des Systems, bei dem die vereinfachte arithmetische Operation für den Spannungsbefehl angewendet wird, wie sie oben beschrieben wurde. In Fig. 7 wird die Drehmomentgenauigkeit längs der Ordinate als Abweichung in Prozenten von dem Bezugswert des Verhältnisses "erzeugtes Drehmoment τ_e/Drehmomentstrom I_1q′′ festgelegt. Wie in Fig. 7 zu sehen ist, verschlechtert sich die Drehmomentgenauigkeit im niedrigen Drehzahlbereich, verglichen mit derjenigen im hohen Drehzahlbereich. Allerdings bleibt die Schwankung der Drehmomentgenauigkeit innerhalb eines kleinen Bereiches von 0,5%. Dies bedeutet, daß die Spannungssteuerung auf der Grundlage der vereinfachten arithmetischen Bestimmung des Spannungsbefehls gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 eine zufriedenstellende Steuercharakteristik gewährleisten kann.

Fig. 8 stellt ein vereinfachtes Signalflußbild der erfindungsgemäßen Steuerung dar.

Der Asynchronmotor wird in Form des gestrichelten Blockes gemäß Fig. 8 dargestellt. Die Größe und Phase der Eingangsspannung V₁ des Asynchronmotors 2 werden derart gesteuert, daß die induzierte elektromotorische Kraft (der magnetische Fluß) nicht in Abhängigkeit vom Strom schwankt. Man erkennt im Blockschaltbild, daß sich die Schlupffrequenz ω_s (=ω*₁-ω_r) durch Steuern der Frequenz ω*₁ verändert, wobei als Ergebnis hiervon die Drehmomentstromkomponente I_1q sich entsprechend ändert, wodurch sich das Drehmoment τ_e, das vom Asynchronmotor erzeugt wird, und somit dessen Drehzahl ω_r ändern. Die in diesem Schaltbild gezeigte dynamische Schlupfkompensation CDC, die das Wesentliche der Erfindung nach Anspruch 1 und 2 ausmacht, wird durch Umformung aus einer herkömmlichen Schaltung mit Drehzahlregler und unterlagertem Stromregler für die drehmomentbildende Stromkomponente, wie sie z. B. aus der JP-A-61-231889 oder dem eingangs genannten Conference record der IEEE, 1986, bekannt ist, hergeleitet. Die Transformation des Signalflußplans erfolgt nach den in der Regeltechnik üblichen Regeln zur Verschiebung von Regelkreisgliedern und Zweigen und ist in Fig. 9 in Einzelschritten dargestellt. Zunächst wird der Drehzahlregler (ASR) in einen P-Regler transformiert, während im Stromregler der Proportionalzweig K_C in zwei Anteile aufgespalten und der durch das Bezugszeichen i im Kreis bezeichnete Anteil eingespart wird (Fig. 9). Als nächstes werden der Stromregler und der Drehzahlregler miteinander integriert, wie dies in Fig. 9 bei (c) gezeigt ist. Die bei (c) gezeigte Schaltungskonfiguration kann ferner derart vereinfacht werden, wie dies in Fig. 9 bei (d) gezeigt ist. Wie in Fig. 9 bei (d) zu sehen ist, kann die Übertragungsfunktion der Drehmomentstromkomponente I_1q bezüglich der Frequenz ω*₁ durch folgenden Gleichungsausdruck (24) wiedergegeben werden:

Hierbei gilt:
K_c: proportional Verstärkung des Stromreglers,
T_d: Zeitkonstante zur Berücksichtigung des integrierenden Anteils I_c des Stromreglers, gegeben durch T_d=1/K_a · I_c,
K_a: proportionale Verstärkung des Drehzahlreglers und
K_s: Schlupfkoeffizient.

In der obigen Gleichung (24) kann eine Verzögerungskomponente erster Ordnung im ersten Ausdruck fortgelassen werden (d. h. T_d=0), ohne daß dies zu irgendwelchen erkennbaren Variationen in den Charakteristika führt. Daher kann die Gleichung (24) folgendermaßen umgeschrieben werden:

Der erste Ausdruck in der obigen Gleichung (25) ist ein Schlupfkompensationsterm zum Kompensieren einer Veränderung in der Drehzahl, die durch den Schlupf des Induktionsmotors verursacht wird, der zweite Ausdruck bezieht sich auf die Stromdämpfungssteuerung, um ein Anschwingen oder Überschwingen des Stromes zu unterdrücken, was in Reaktion auf schnelle Drehmomentänderungen oder Änderungen der Sollgeschwindigkeit auftreten kann. Wie man aufgrund der Gleichung (25) erkennt, beschreibt der zweite Ausdruck die Funktion eines Vorhaltegliedes.

Die Frequenzsteuerung 5 des erfindungsgemäßen Systems gemäß Fig. 2 ist derart ausgeführt, daß die arithmetische Operation gemäß der Gleichung (25) ausgeführt werden kann. In Fig. 2 ist gezeigt, daß die in der Frequenzsteuerung 5 enthaltene Schaltung, die durch beide gestrichelten Linien umschlossen ist, die Stromdämpfungssteuerschaltung (CDC) bildet, die dem in Fig. 9d gezeigten Vorhalteglied entspricht. Die Stromdämpfungssteuer-Schaltung empfängt den Drehmomentstrom I_1q als Eingangssignal und ermittelt einen Wert Δω entsprechend einer Änderung in der drehmomentbildenden Stromkomponente I_1q. Die Schlupffrequenzanteile, die sich aus Δω und der Multiplikation von I_1q mit dem Schlupfkoeffizienten K_s ergeben, werden zum Drehzahlsollwert ω*_r mit negativen (Δω) und positiven (_-s) Polaritäten addiert. Ergebnis ist die Sollfrequenz ω*₁. Außerdem wird noch das Ausgangssignal des Strombegrenzers 51 von der primären Sollfrequenz ω*₁ subtrahiert.

Nachfolgend wird eine Beschreibung des Betriebes der Frequenzsteuerung 6 wiedergegeben.

Aufgrund der durch die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6 gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführten Spannungssteuerung ist der erfaßte Wert der Drehmomentstromkomponente I_1q des Primärstromes näherungsweise proportional zur Schlupffrequenz des Asynchronmotors. Daher kann durch Multiplizieren der erfaßten Drehmomentstromkomponente I_1q mit dem proportionalen Koeffizienten K_s die Schlupffrequenz _s bestimmt werden. Daher wird bei einem statischen Zustand, bei dem keine starken Änderungen in der Last und in der Drehzahl auftreten, die Sollfrequenz ω*₁ durch Summation von stromproportionaler Schlupffrequenz und Drehzahlsollwert gebildet. Die Drehzahl ω_r des Asynchronmotors stimmt dann mit der Solldrehzahl ω*_r überein.

Bei einem Übergangszustand, bei dem eine starke Änderung in der Last und in der Drehzahl stattfindet, indem zum Beispiel die Solldrehzahl stufenartig erhöht wird, wie dies durch die durchgezogene Linie in Fig. 10 dargestellt ist, gilt das nicht mehr. In diesem Fall neigt die Drehmomentstromkomponente I_1q dazu anzusteigen, da die Schlupffrequenz ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Stromdämpfungssteuerung (CDC) aktiv, wodurch das Ausgangssignal Δω des Vorhaltglieds von der Solldrehzahl subtrahiert wird, was dazu führt, daß die Steigung der Sollfrequenz ω*₁ vermindert und ein starkes Ansteigen der Drehmomentstromkomponente I_1q verhindert wird.

In einem Übergangszustand tritt der Strombegrenzer 51 in Operation. Wenn die Drehmomentstromkomponente I_1q jenseits des Wertes ansteigt, der in dem Strombegrenzer 51 eingestellt ist, wird die Drehmomentstromkomponente mit einem vorbestimmten Koeffizienten multipliziert, wobei der sich ergebende Ausgangswert dazu verwendet wird, um die Sollfrequenz ω*₁ abzusenken.

Wenn der Stromdämpfungskoeffizient K_c auf Null eingestellt ist, d. h. daß die Stromdämpfungssteuerung ausgeschaltet ist, haben die Steuercharakteristika des Asynchronmotors die durch die gestrichelte Linie in Fig. 10 angegebenen Verläufe. Man sieht, daß ein Pendeln in der Drehzahl ω_r und in der Drehmomentstromkomponente I_1q in Reaktion auf die stufenweise Änderung der Sollgeschwindigkeit auftritt. Das Auftreten eines derartigen Pendelns kann durch die Tatsache erklärt werden, daß die Übertragungsfunktion von der primären Sollfrequenz ω*₁ zu der Drehzahl ω_r im Ersatzschaltbild des in Fig. 8 gezeigten Asynchronmotors von zweiter Ordnung ist, was sowohl durch ein Verzögerungselement erster Ordnung aufgrund der Zeitkonstante T4d, die der Streuinduktivität des Asynchronmotors zuzuordnen ist, wie auch eines Integrationselementes, das sich auf das Trägheitsmoment J des mechanischen Systems bezieht, verursacht wird. Die erfindungsgemäße Stromdämpfungssteuerung beseitigt den Einfluß des oben beschriebenen Integrationselementes bezüglich des Trägheitsmomentes.

Es sei angemerkt, daß der durch die Gleichung (25) gegebene Zustand gleichfalls mit der Schaltungskonfiguration gemäß Fig. 11 realisiert werden kann, wobei der erste Ausdruck und der zweite Ausdruck der Gleichung (25) den Schaltungen C und B entsprechen.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 wird lediglich ein Stromsensor verwendet.

Die gewünschte Steuerung kann ebenfalls unter Verwendung der Ständerstromamplitude I₁ ausgeführt werden, soweit nicht extreme Anforderungen an die Steuergenauigkeit gestellt werden, denn die Drehmomentstromkomponente I_1q hat eine Kennlinie, bei der sich der Strom I_1q zunehmend an den Primärstrom I₁ im Bereich von hohen Lastmomenten annähert, wie dies in Fig. 12 gezeigt ist. Ferner kann, soweit der Sollerregungsstrom I*_1d des Asynchronmotors konstant bleibt, die Primärdrehmomentstromkomponente I_1q gemäß folgender Gleichung ermittelt werden:

Die Polarität der Drehmomentstromkomponente I_1q (d. h. Motorbetrieb oder Generatorbetrieb) kann ermittelt werden, indem die Polarität des Gleichstromes des Wechselrichters 1 ermittelt wird.

Ein ähnlicher Dämpfungseffekt wie mit dem Vorhalteglied kann auch dann erhalten werden, wenn der genaue Differentialquotient verwendet wird.

Fig. 13 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Anordnung des Steuersystems, auf die das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung anwendbar ist.

Das in Fig. 13 gezeigte Steuersystem unterscheidet sich von dem in Fig. 2 gezeigten Steuersystem dahingehend, daß der Detektor 4 außer der Drehmomentstromkomponente I_1q Ständer auch die Erregungsstromkomponente I_1d gemäß der Gleichung (14) erfaßt. Das Ausgangssignal eines Stromreglers 8 für die magnetisierende Stromkomponente wird direkt zu dem inneren Phasenwinkel δ* addiert und indirekt nach Multiplikation eines Koeffizienten zu dem Spannungsbefehl V*_1a addiert.

Die Erregungsstromkomponente I_1d kann somit selbst dann konstant gehalten werden, wenn die Drehzahl und die Last schwanken. Der magnetische Fluß wird also durch die Erregerstromregelung konstant gehalten. Das Steuerverhalten des Steuersystems gemäß Fig. 13 ist somit gegenüber dem des Systems gemäß Fig. 2 verbessert.

Fig. 14 zeigt ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels des Steuersystems, auf das das erfindungsgemäße Verfahren anwendbar ist.

Bei dem in Fig. 14 gezeigten Steuersystem kann das Verfahren zum Bestimmen des Spannungsbefehls in der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 weiter vereinfacht werden. Der Detektor 10 erfaßt die Amplitude des Ständerstromes. Die Sollspannungsamplitude V*_1a wird durch Addition der induzierten elektromotorischen Kraft E₁ (=ω₁ · Φ₁) zu einem näherungsweise bestimmten Gesamt-Spannungsabfall, der sich aus der Multiplikation der erfaßten Stromamplitude |I₁| mit einer Verstärkung K₁ des proportionalen Koeffizientenmultiplizierers 11 ergibt. Ferner ist eine vorab tabellenmäßig festgelegte Kurve für den inneren Phasenwinkel in einer Funktionseinheit 12 abgespeichert, wobei die Kurve als Funktion der Variablen ω*₁ gemäß der Gleichung (15) unter der Bedingung ermittelt wurde, daß I_1q=0 (d. h. unter der Bedingung des lastfreien Zustandes), wobei der Ausgang δ₀ dieser Funktionseinheit mit einer Verstärkung K₂ einer proportionalen Koeffizientenschaltung 13 in Abhängigkeit von der Amplitude des Primärstroms I₁ korrigiert wird, um dadurch den inneren Phasenwinkel δ* zu bestimmen. Für die Frequenzsteuerung 5 wird die benötigte Drehmomentstromkomponente I_1q durch die Einheit 14 nach folgender Gleichung ermittelt:

Gemäß dem in Fig. 14 gezeigten Ausführungsbeispiel kann das Verfahren zum Bestimmen der Sollspannung ohne wesentliche Einbußen in der Regelgüte weiter vereinfacht werden.

Bisher wurden alle Ausführungsbeispiele der Erfindung für Motorbetrieb beschrieben. Die Lehren der vorliegenden Erfindung gelten jedoch in gleicher Weise für Bremsbetrieb. Bei der in Fig. 14 gezeigten Schaltung kann der Bremsbetrieb auf der Grundlage des Vorzeichens des Gleichstromeinganges des PWM-Wechselrichters identifiziert werden. Das Vorzeichen des zum Spannungsamplitudenwert V*_1a und dem inneren Phasenwinkel δ* zu addierenden Korrektursignals und das Vorzeichen der Drehmomentstromkomponente I_1q müssen dann entsprechend abgeändert werden.

Die gezeigten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung ermöglichen eine Steuerung des Asynchronmotors mit einer vereinfachten Systemanordnung, in der lediglich der Stromsensor verwendet wird, während ein Drehzahlsensor und ein Spannungssensor eingespart werden können. Da ferner weder eine Drehzahlregelung noch eine Stromregelung verwendet wird, wird die Handhabung des Steuersystems erheblich erleichtert, obgleich eine hohe Steuergenauigkeit für die Drehzahl und die Motorströme gewährleistet wird.

Ferner werden die Operationen zum Ermitteln der Sollspannungen erheblich erleichtert. Daher kann der Rechenaufwand für den Mikrocomputer entsprechend vermindert werden, was wiederum bedeutet, daß ein preiswerter Mikrocomputer mit niedriger Verarbeitungsgeschwindigkeit verwendet werden kann. Ferner kann mit den verwendeten Näherungen ohne spürbare Verschlechterung der Steuercharakteristika die Einstellung der Regelparameter vereinfacht werden, wodurch der Anwendungsbereich für die Vektorsteuerung vergrößert wird.

Fig. 15 zeigt in einem Blockschaltbild eine Anordnung des Steuersystems nach einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Fig. 16 zeigt in einem Blockschaltbild eine Struktur der Identifikationseinheit. In Fig. 15 und 16 bezeichnet das Bezugszeichen 5′ eine Frequenzsteuerung, das Bezugszeichen 21 eine Koeffizientenschaltung, das Bezugszeichen 22 ein Vorhaltglied, das Bezugszeichen 6′ eine Spannungsbefehlseinheit, die Bezugszeichen 25, 28, 30 und 36 Koeffizientenschaltungen, die Bezugszeichen 27, 31, 34 und 37 Multiplizierer, sowie die Bezugszeichen 29, 33 und 35 Funktionseinheiten.

Bei dem in Fig. 15 gezeigten Steuersystem addiert die Frequenzsteuerung 5′ die Sollgeschwindigkeit ω*_r , den Ausgang der Koeffizientenschaltung 21, den Ausgang des Vorhaltglieds 22, der zum Stabilisieren der Steuerung der Drehmomentstromkomponente i_1q dient, wodurch die Sollfrequenz ω*_r als Gesamtausgangssignal erzeugt wird. Die Spannungsbefehlseinheit 6′ bestimmt die Wechselrichterausgangsspannung, d. h. den absoluten Sollwert V*₁ für den Betrag der Motorspannung und den inneren Phasenwinkel δ* auf der Grundlage der Sollfrequenz ω*₁ und der Drehmomentstromkomponente i_1q .

Nachfolgend wird die Funktion der Spannungsbefehlseinheit 6′ detailliert beschrieben. Die obige Gleichung (27) kann in Polarkoordinatenform folgendermaßen umgeschrieben werden:

Hierbei gilt:

r₁ = r*₁ + Δr*₁ und

l₁ + l₂′ = (l*₁ + l*₂′) + Δ (l₁ + l₂′).

Analog zu der in Zusammenhang mit dem in Fig. 2 gezeigten Steuersystem beschriebenen Vorgehensweise kann die Gleichung (32) näherungsweise folgendermaßen umgeschrieben werden:

Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6′ führt die arithmetische Operation in Übereinstimmung mit der Gleichung (33) aus. Insbesondere erzeugt in der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6′ die Koeffizientenschaltung 25 ein Signal ω*₁Φ*_1d in Reaktion auf das Sollsignal ω*₁ am Ausgang der Frequenzsteuerung 5′. Der Addierer 26 addiert das Ausgangssignal ω*₁Φ*_1d mit dem Ausgang r₁i_1q des Multiplizierers 27. Die Koeffizientenschaltung 28 und die Funktionseinheit 29 bestimmen den Wert δ_r in der Gleichung (33), während die Koeffizientenschaltung 30 und der Multiplizierer 31 den Wert δ₁ in der Gleichung (33) bestimmen. Bei diesen Operationen wird die Annäherung tan^-1x≈x angewendet. Die Ergebnisse dieser Operationen werden durch den Addierer 32 aufaddiert, wodurch der innere Phasenwinkel δ* am Ausgang des Addierers 32 erzeugt wird.

Als nächstes wird der erste Ausdruck auf der rechten Seite der ersten Gleichung (33) für V*_1a durch Zusammenarbeit der Funktionseinheit 33 und des Multiplizierers 34 erzeugt; der zweite Ausdruck der gleichen Gleichung durch die Funktionseinheit 35, den Koeffizientenmultiplizierer 36 und den Multiplizierer 37. Diese Ergebnisse werden durch den Addierer 38 zueinander addiert und als Ausgangssignal V*_1a erzeugt.

Die Koordinatentransformationseinheit 7 ermittelt die Sollspannungen für jede Phase der Inverterausgangsspannung gemäß der Gleichung (28) auf der Grundlage des Sollbetragswertes V*_1a für die Inverterausgangsspannung und den inneren Soll-Phasenwinkel δ*, der in der bereits beschriebenen Weise ermittelt wird. Das Ergebnis dieser Operation wird verwendet, um die Ausgangsspannung des Wechselrichters 2 zu steuern.

Die Identifikationseinheit ist zwar in der Darstellung gemäß Fig. 15 nicht dargestellt. Das in Fig. 15 gezeigte Steuersystem beinhaltet aber die Identifikationseinheit, wobei der Ausgang der Identifikationseinheit an die Multiplizierer 27, 31 und 37 und die Koeffizienteneinheit 28 angelegt ist. Die in dem Steuersystem verwendete Identifikationseinheit wird benötigt, um den primären Widerstand r₁ und die Reaktanz (l₁+l₂′) zu identifizieren. Sie braucht nicht den Widerstandsspannungsabfall und den Reaktanzspannungsabfall zu ermitteln. Daher kann die Identifikationseinheit in der in Fig. 16 gezeigten Schaltungskonfiguration ausgeführt werden.

Im allgemeinen sind bei Asynchronmotoren die Primärwicklungen und die Sekundärwicklungen nahe aneinanderliegend angeordnet. Daher steigt die Temperatur in beiden Wicklungen ähnlich an, so daß die auftretenden Änderungen in dem Primärwiderstand r₁ und in dem Sekundärwiderstand r₂ im wesentlichen proportional zueinander sind. Daher kann die Änderung Δr₂ in dem Sekundärwiderstand auf der Grundlage der Primärwiderstandsänderung Δr₁ geschätzt werden, und zwar aufgrund der folgenden Beziehung:

Δr₂ = Δr₁ (r*₂/r*₁).

Hierbei sind r*₁ und r*₂ Bezugswerte für den primären und sekundären Widerstand. Die Schätzung oder Bestimmung der Schlupffrequenz und der Drehzahlsteuerung kann vor Fehlern aufgrund Änderungen im Sekundärwiderstand geschützt werden, indem die Verstärkung (proportional zu r₂) der arithmetischen Schlupfeinheit, die bei dem obigen Ausführungsbeispiel verwendet wird, unter Verwendung der oben angegebenen Sekundärwiderstandsänderung Δr₂ korrigiert wird.

Wenn ferner die Änderung des Primärwiderstandes, die durch das Ausgangssignal der Identifikationseinheit angezeigt wird, einen bestimmten Wert übersteigt, muß eine Abnormalität, wie Überhitzung, Drahtbruch oder etwas ähnliches, stattgefunden haben. Es kann dann geeignet eingeschritten werden.

Fig. 17 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In diesem bezeichnen die Bezugszeichen 1 bis 4′ die gleichen Teile wie beim vorhergehenden Ausführungsbeispiel. In der Frequenzsteuerung 5′′ wird die Sollgeschwindigkeit ω*_r, das Ausgangssignal der Koeffizientenschaltung 21, das Ausgangssignal des Vorhaltgliedes 22′, das zum Stabilisieren der Steuerung des Stromes i_1q dient, sowie das Ausgangssignal des Strombegrenzers 80, der dazu dient, in einem Überlastzustand den Motor gegenüber Überströmen zu schützen, durch einen Addierer 23 aufaddiert, wodurch die Sollfrequenz ω*₁ als Ausgangssignal der Frequenzsteuerung 5′′ erzeugt wird. Die Spannungsbefehlseinheit 6′′ bestimmt den Sollbetragswert V*_1a für die Ausgangsspannung des Inverters und den internen Soll-Phasenwinkel δ* auf der Grundlage der Sollfrequenz ω*₁, des Stromes i_1q sowie weiterer Werte. Die arithmetische Operation kann durch folgende Gleichung (34) wiedergegeben werden:

Hierbei gilt:

r₁ = r*₁ + r₁ und

l₁ + l₂′ = (l*₁ + l*₂′) + Δ (l₁ + l₂′).

Die Koeffizientenschaltung 25 erzeugt ausgangsseitig ein Produkt des verketteten Läuferflusses Φ*_2d und der Sollfrequenz ω*₁. Das Produktsignal wird mit dem Ausgang r₁i_1q des Koeffizientenmultiplizierers 61 und mit dem Ausgangssignal ω*₁(l₁+l₂′)i_1d des Multiplizierers 62 durch den Addierer 26 addiert, wobei als Ergebnis hiervon der Koeffizient von cos δ* in dem Ausdruck zum Berechnen der Soll-Wechselrichterausgangsspannung V*_1a bestimmt werden kann. Andererseits werden der Ausgang r₁i_1d der Koeffizientenschaltung 64 und das Ausgangssignal ω*₁(l₁+l₂′)i_1q des Multiplizierers 63 durch einen Subtrahierer 65 subtrahiert, um den Koeffizienten von sin δ* in dem Ausdruck zum Berechnen der Soll-Wechselrichterausgangsspannung V*_1a zu ermitteln. Ein Teiler 28 führt eine Teilungsoperation für das Ausgangssignal des Addierers 26 und das Ausgangssignal des Subtrahierers 65 durch. Auf der Grundlage des Ergebnisses dieser Teilung erzeugt eine Funktionseinheit 29 ausgangsseitig den inneren Sollphasenwinkel δ*.

Anschließend wird der erste Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (34) für die Spannungsamplitude V*_1a durch die Funktionseinheit 33 und den Multiplizierer 34 bestimmt, während der zweite Ausdruck der gleichen Gleichung (34) durch die Funktionseinheit 35 und den Multiplizierer 66 ermittelt wird. Die Sollspannung V*_1a für den Wechselrichterausgang wird durch den Addierer 38 erzeugt. Aus den Größen V*_1a und δ* können Sollspannungen für die einzelnen Phasen durch die Koordinatentransformationsschaltung 7 ermittelt werden. Damit wird der Wechselrichter 1 gesteuert.

Der Primärwiderstand r₁ ist stark abhängig vom Einfluß der inneren Motortemperatur, die in Abhängigkeit vom Betriebszustand des Motors schwankt, was dazu führt, daß erhebliche Änderungen in dem Wert des Primärwiderstandes r₁ auftreten. Aufgrund derartiger Änderungen in dem Primärwiderstand unterliegen die Ausgangscharakteristika des Motors, wie beispielsweise das Verhältnis Drehmoment/Sekundärstrom i_1q einer erheblichen Variation, insbesondere dann, wenn die Betriebsfrequenz niedrig ist. Der Einfluß der Änderung des Primärwiderstandes wird durch die nachfolgende Schaltungsanordnung berücksichtigt. Ein Detektor für eine niedrige Frequenz 70 wird mit der Sollfrequenz ω*₁ als Eingangssignal versorgt. Wenn der Absolutwert dieser Sollfrequenz unterhalb eines vorbestimmten Wertes liegt, erzeugt der Niederfrequenzdetektor 70 ein Betätigungssignal, das nicht erzeugt wird, wenn der absolute Frequenzbefehlswert diesen vorbestimmten Wert übersteigt. In Reaktion auf dieses Betätigungssignal wird ein Schalter 71 geschlossen, wodurch der Ausgang (i*_1d-i_1d) des Subtrahierers 73 zu einer Konstantidentifikationseinheit 72 zugeführt wird, die darauf anspricht, indem sie den Widerstand V₁ ändert (Δr₁). Wenn kein Eingangssignal vorliegt, hält die Konstantidentifikationseinheit 72 die letzte Wertänderung Δr₁. Die Wertänderung wird zu den beiden Koeffizientenschaltungen 61 und 64 zugeführt, wodurch der Wert der jeweiligen Koeffizienten entsprechend angepaßt wird. Der Koeffizient der Einheit 21 ist proportional zum Sekundärwiderstandswert. Weil die Primärwicklung und Sekundärwicklung des Motors im wesentlichen gleiche Widerstandsänderungen erfahren, wird der geänderte Wert ebenso zur arithmetischen Schlupfeinheit 21 zugeführt, um den Koeffizientenwert anzupassen. Durch die Koeffizientenschaltung 75 wird die Primärwiderstandsänderung Δr₁ in die Änderung Δr₂ des Sekundärwiderstandes umgewandelt.

In dem Bereich hoher Drehzahlen ist der Einfluß der Änderung der Streureaktanz größer als die Änderung des Primärwiderstandes. Jedoch ist der Einfluß der Streureaktanzänderung auf die Betriebscharakteristik in der praktischen Anwendung vernachlässigbar klein. Es ist also ausreichend, den Primärwiderstand lediglich im Betriebsbereich niedriger Drehzahlen zu korrigieren.

Bei dem unter Bezugnahme auf die Fig. 15 bis 17 beschriebenen Systemanordnungen kann der Einfluß der Änderungen von Motorkonstanten des Asynchronmotors zufriedenstellend kompensiert werden, wodurch eine Veränderung der induzierten elektromotorischen Kraft (des magnetischen Flusses) wie auch eine entsprechende Verschlechterung der Drehzahlsteuergenauigkeit und ein Drehmomentabfall positiv unterdrückt werden können.

Fig. 18 zeigt ein Steuersystem für den Wechselrichter zum Betreiben eines Asynchronmotors, das mit einer angenehm zu handhabenden und einfachen Einstellvorrichtung für die Steuerkonstanten versehen ist.

Das Steuersystem gemäß Fig. 18 ist derart angeordnet, daß in der arithmetischen Einheit zum Bestimmen der Sollspannungen für die Vektorsteuerung sowohl die Sollspannung als auch die Sollphase lediglich annäherungsweise über einen Bereich ermittelt werden, innerhalb dessen die Steuercharakteristika nicht beeinflußt werden, um die Anzahl der einzustellenden Steuerkonstanten zu minimieren. Um diese Steuerkonstanten einzustellen, werden die Motorkonstanten vorab in einer Steuereinheit in Abhängigkeit von der Motornennleistung und der Polzahl Motor für Motor abgespeichert. Wenn ein bestimmter Motor benutzt wird, kann der Anwender die Motornennleistung und die Polzahl vom Typenschild ablesen und die Daten laden, um dadurch eine automatische Einstellung optimaler Steuerkonstanten herbeizuführen.

Insbesondere sind bei dem in Fig. 18 gezeigten Steuersystem bei einem Verfahren zum Einstellen der Steuerkonstanten auf der Grundlage von elektrischen Konstanten des Asynchronmotors, der gesteuert werden soll, zumindest die Motornennleistung und die Polzahlen von verschiedenen Asynchronmotoren, die mit dem Steuersystem verbunden werden sollen, vorher in der Steuereinheit als Parameter für die Steuerkonstanten für verschiedene Asynchronmotoren gespeichert, wobei nach dem tatsächlichen Anschluß eines Asynchronmotors die Motornennleistung und die Polzahl des Asynchronmotors zu der Steuereinheit eingegeben werden, um relevante Steuerkonstanten von der Steuereinheit zum automatischen Einstellen auszulesen.

Untersuchungen einer großen Vielzahl von Standardmotoren haben ergeben, daß

• (A) die Steuerkonstanten des Motors zumindest ungefähr aufgrund der Nennleistung und der Polzahl des Motors bestimmt werden können und
• (B) trotz der möglichen Variation der Steuerkonstanten des Elektromotors zu einem größeren und kleineren Grad aufgrund von Herstellungstoleranzen (Herstellungsfehlern) des Motors derartige Variationen der Steuerkonstanten innerhalb eines Bereiches bleiben, der keinen Einfluß auf die Steuergenauigkeit hat.

Daher kann durch eine vorab erfolgende Abspeicherung der Motorkonstanten entsprechend der Motornennleistung und der Polzahl in einer Speichereinheit eine automatische Einstellung der Steuerkonstanten durch einfache Eingabe der Motornennleistung und der Polzahl als Parameter erfolgen.

Aufgrund dieses Merkmales können Steuerkonstanten einfach und genau für verschiedene Typen von Elektromotoren eingestellt werden.

In Fig. 18 und 19 ist ein derartiges Steuersystem, jedoch ohne die erfindungsgemäße dynamische Korrektur (CDC), gezeigt.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 20 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann die Auswahl entweder des Vektorsteuerungsverfahrens oder eines anderen Steuerungsverfahrens ebenso wie die Auswahl entweder einer automatischen oder einer manuellen Einstellung der Steuerkonstanten in der Vektorsteuerung mit einem einzigen Vielzwecksteuergerät ausgeführt wer­ den.

Falls der durch das Vektorsteuerungs­ verfahren zu steuernde Motor ein Standardmotor ist, können die Steuerkonstanten durch die Motorkonstanteneinstell­ einheit automatisch eingestellt werden. Bei einem Nicht-Standardmotor für einen bestimmten Einsatzzweck werden die Steuerkonstanten von Hand auf der Grundlage voreinge­ stellter Motorkonstanten oder von Meßwerten für die Kon­ stanten auf einen Anfangswert gesetzt.

Das Steuersystem mit einer Einrichtung zum Auswählen des Steuerverfahrens und des Steuerkonstanten-Einstellver­ fahrens gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung ermöglicht die Steuerung verschiedener Typen von Elektromotoren auf verschiedene Arten mit einem einzigen Motorsteuerungsgerät.

Die Anzahl der für die Steuerung be­ nötigten Konstanten kann durch Vereinfachung des arithmeti­ schen Vektoroperationsverfahrens minimiert werden. Ferner können die Steuerkonstanten einfach anfänglich eingestellt werden, und zwar lediglich mit Hilfe der Motorausgangskapazität und der Polzahl, die auf der Datenplatte des Elektromotors angegeben sind.

Fig. 21 zeigt eine allgemeine Anordnung eines Steuer­ systems gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung, das von den Systemen nach den Fig. 2, 15 und 17 dahingehend abweicht, daß eine Einrichtung zum Unter­ drücken eines Überschwingens in der Drehzahl und des Stromes des Asynchronmotors vorgesehen ist.

Die nachfolgende Beschreibung betrifft das Steuersystem gemäß Fig. 23.

Durch Vergleichen der Polarität des Vorhaltglied-Ausgangssignals Δω mit der Drehmomentstromkomponente I_1q wird ein Überschwingen sowohl im Motorbetrieb als auch im Bremsbetrieb erfaßt. Durch Absenken der in dem Vorhalteglied enthaltenen Zeitkon­ stante werden dann schnell die Frequenz und die Spannung kompensiert.

In Fig. 21 ist die Steuerung als ein Block 5′′′ gezeigt, der von einer gestrichelten Linie umschlossen ist. Die Drehmomentstromkomponente I_1q wird der Koeffizientenschaltung 50 zugeführt und dem Vorhaltglied 52 zugeführt. Eine Erfassungseinheit für das Überschwingen ist als ein von einer einfach gepunkteten gestrichelten Linie umfaßter Block 555 dargestellt und beinhaltet Vorzeichendiskriminatoren 54 und 55. Die Ausgangssignale der Diskriminatoren 54 und 55 werden der Exklusiv-ODER- Schaltung 56 zugeführt, deren Ausgang zum Variieren der Zeitkonstante T_d oder der Verstärkung K_d des Vorhaltglieds 52 verwendet wird.

Nachfolgend wird der Betrieb des in Fig. 21 gezeigten Steuersystems beschrieben.

In einem Übergangszustand, in dem die Sollgeschwindigkeit ω*_r stufenartig erhöht wird, wie dies in Fig. 24 gezeigt ist, wird die Drehmomentstrom­ komponente I_1q erhöht, was mit einem Anstieg im Schlupf einhergeht. Da jedoch zu diesem Zeitpunkt die Änderung Δω in der Drehmomentstromkomponente I_1q von dem Vorhaltglied von der Solldrehzahl ω*_r abgezogen wird, wird die Erhöhungsrate des Frequenzsollwertes ω*₁ abgesenkt, was mit einer ent­ sprechenden Absenkung der Rate des Anstieges der Wech­ selrichterausgangsspannung und der Ausgangsfrequenz verbunden ist. Daher wird ein starkes Ansteigen der Drehmomentstromkomponente I_1q verhindert.

Wenn allerdings die Zeitkonstante für das Vorhaltglied vermindert wird und die Verstärkung erhöht wird, steigt die Sollfrequenz ω*₁ abrupt an, wie dies in Fig. 23 gezeigt ist, was zu einem Überschwingen in der Drehzahl ω_r führt. Man erkennt allerdings aufgrund der Signalverläufe der Drehmoment­ stromkomponente I_1q und des Vorhaltglied-Ausgangssignals Δ ω gemäß Fig. 23, daß beide Signalverläufe zu­ einander entgegengesetzte Polaritäten annehmen. Daher ist es möglich, das Überschwingen durch ein Identifizieren der Polaritäten dieser Signalverläufe zu ermitteln. Dann wird die Zeit­ konstante T_d oder die Verstärkung K_d des Vorhaltglieds kleiner ge­ macht, wodurch der Ausgangswert Δω und die Sollfrequenz ω*₁ gedämpft werden.

Die Fig. 24 und 25 zeigen weitere Einrichtungen zur Veränderung der Zeitkonstante und der Verstärkung des Vorhaltglieds auf der Grundlage des erfaßten Überschwingsignals.

Wie in Fig. 24 gezeigt ist, besteht das Vorhaltglied aus einer Koeffizienten­ schaltung 521, einem Verzögerungselement des eigentlichen Vorhaltglieds 522 und einem Subtrahierer 523 und hat ferner eine Koeffizientenschaltung 524, die eine Rückkopplung zu dem Vorhaltglied 522 bildet, wobei der Koeffizient K_F dieser Schaltung in Abhängigkeit von dem erfaßten Signal variiert wird. Normalerweise wird der Koeffizient K_F auf Null einge­ stellt. Jedoch wird dieser Koeffizient nach dem Erfassen eines Überschwingens auf einen vorbestimmten Wert einge­ stellt, wodurch die Zeitkonstante, die durch das Vorhaltglied geschaffen wird, um den Faktor 1/(1+K_F) abgesenkt wird. Ein Bezugs­ zeichen 525 bezeichnet einen Subtrahierer zum Subtra­ hieren des Ausgangssignals der Koeffizientenschaltung 524 von demjenigen der Koeffizientenschaltung 521, wobei das sich ergebende Differenzsignal dem Vorhaltglied erster Ordnung 522 zugeführt wird.

Fig. 25 zeigt das Vorhaltglied, das aus einer Koeffizientenschaltung 521, einem Integra­ tor 526 und einem Subtrahierer 523 besteht und zusätzlich eine Koeffizientenschaltung 524 zum Rückführen eines Ausgangssignals des Integrators 526 zum Eingang desselben Integrators aufweist, wobei der Koeffizient K_F der Koeffizientenschaltung 524 normalerweise auf 1 (EINS) gesetzt ist, während er auf einen vorbestimmten Wert größer als 1 (EINS) bei Erfassen des Überschwingens abgeändert wird. Als Ergebnis hiervon wird die Zeitkon­ stante des Vorhaltglieds erster Ordnung um den Faktor 1/K_F abgesenkt.

Bei den vorhergehenden Beispielen wurde die Zeitkonstante und/oder die Verstärkung des Vorhaltglieds bei Auftreten des Überschwingens variiert. Jedoch kann das Überschwingen gleichfalls durch einen Schalter 54 am Ausgang des Vorhaltglieds 52 verhindert werden, wobei der Schalter 54 in Abhängigkeit von dem Überschwing-Erfassungssignal eingeschaltet bzw. ausgeschaltet wird (Fig. 26).

Obwohl bei den obigen Anordnungen die Änderung Δω in der Drehmomentstromkomponente I_1q durch das Vorhaltglied ermittelt wird, können ähnliche Effekte gleichfalls durch reines Differenzieren der Drehmomentstromkomponente I_1q erzielt werden.

Wenn kein Bremsbetrieb, sondern lediglich Motorbetrieb bei den obigen Steuersystemen vorkommt, ist ein Diskriminator für das Vorzeichen der Drehmomentstromkomponente I_1q unnötig. Das Überschwingen kann lediglich mit einer Vorzeichendiskriminierung gemäß Fig. 21-26 erfaßt werden.

Die Steuerung kann instabil werden, wenn der magnetische Fluß Änderungen erfährt.

Deshalb kann eine Regelung der magnetisierenden Stromkomponente vorgesehen werden (Fig. 13). Wenn allerdings eine derartige Rückkopplungsschleife vorgesehen ist, muß die Verstärkung eingestellt werden. Ferner ist ein Stromregler nötig. Daher wird die Steuerung sehr kompliziert.

Fig. 27 zeigt ein Steuersystem, mit dem ein Asynchronmotor mit hoher Genauigkeit und hoher Antwortgeschwin­ digkeit durch Unterdrücken der Änderung des magnetischen Flusses in dem Übergangszustand gesteuert werden kann, ohne daß der obenerwähnte Stromregler verwendet werden müßte. Es handelt sich um die Darstellung eines Teils der Steuerung, bei dem die Schlupfdämpfungsschaltung nicht dargestellt wurde.

Ein wichtiges Merkmal des Regelverfahrens wird darin gesehen, daß eine Änderung des Asynchronmotor-Stromes erfaßt wird, um auf diese Weise die Phasenlage der Ausgangsspannung des Frequenzwandlers (Wechselrichters) in Abhängigkeit von einer erfaßten Stromänderung zu korrigieren.

Die Änderung in dem Strom kann entweder aufgrund des Sollwertes oder eines tatsächlich gemessenen Wertes ermit­ telt werden.

Eine Änderung des magnetischen Flusses und insbesondere eine Änderung der q-Achsen-Komponente Φ_2q wirken sich in der Drehmomentstromkomponente aus. Die Größe der Änderung der Drehmomentstromkomponente I_1q ist abhängig von der Änderung des Ständerstromes I₁ unter der Bedingung, daß die Erregungsstrom­ komponente I_1d konstant ist.

Daher kann eine Erzeugung der q-Achsen-Komponente Φ_2q des magnetischen Flusses unterdrückt werden, indem die Phasenlage der Ausgangsspannung gemäß der Änderung, beispiels­ weise der Drehmomentstromkomponente I_1q oder des Ständerstromes I₁, korrigiert wird. Da die Änderung des magnetischen Flusses selbst dann unterdrückt werden kann, wenn der Strom (das Drehmoment) sich stark ändert, hat die Drehzahlsteuerung hohe Genauigkeit und ein schnelles Antwortverhalten.

Fig. 29 zeigt ein Vektordiagramm der Spannung, des Stromes und des magnetischen Flusses, das auf der Grund­ lage einer Ersatzschaltung des Asynchronmotors gemäß Fig. 28 gezeichnet worden ist. Wie in Fig. 21 zu sehen ist, stellen die Achsen d und q ein orthogonales Koordi­ natensystem dar, das sich mit einer synchronen Winkel­ frequenz ω₁ dreht. Ein Spannungsvektor ist in der Form einer Summe einer induzierten elektromotorischen Kraft sowie von inneren Impedanzspannungsabfällen (r₁ · I₁; ω₁ · L_σ · I₁) innerhalb des Motors gegeben. Ein innerer Phasenwinkel erscheint zwischen dem Spannungsvektor V₁ und der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁. Wenn die Richtung des Spannungsvektors E′₁ mit der q-Achse übereinstimmt, können die Größe V_1a und die Primärspan­ nung V₁ und der innere Phasenwinkel δ auf der Grundlage der Stromkomponenten I_1d und I_1q des Primärstromes I₁ des Asynchronmotors gemäß den folgenden Gleichungen (38) und (39) bestimmt werden:

V_1a = (E′₁ + ω₁ · L_σ · I_1d + r₁ · I_1q) cos δ
- (r₁ · I_1d - ω₁ · L_σ · I_1q) sin δ (38)

Hierbei gilt:
Φ_2d: sekundäre Flußkopplungszahl;
M′ = M/L₂ = Gegeninduktivität bezogen auf die primäre Induktivität;
L_σ: äquivalente Streuinduktivität;
r₁: primärer Widerstand; und
L₂: Sekundärinduktivität.

In einem Übergangs­ zustand, in dem eine starke Stromänderung (Drehmoment­ änderung) auftritt, entsteht aufgrund der Streuinduktivität L_σ eine Abweichung des tatsächlichen Koordinaten­ systems mit den Achsen m und t von dem d-q-Koordinaten­ system. Der Fehl-Winkel entspricht dem magnetischen Streufluß (d. h. der q-Achsenflußkomponente ΔΦ_2q). Das Steuersystem gemäß Fig. 31 erfaßt diesen Fehlwinkel ΔR zum Korrigie­ ren der Phase mit der Größe ΔR, wie nach­ folgend im einzelnen erläutert wird.

Die Zustandsgleichung des Asynchronmotors kann mit dem Strom und mit dem magnetischen Fluß als Variable folgen­ dermaßen ausgedrückt werden:

Hierbei gilt:
P: Differentiationsoperator,
r′₂: Sekundärer Widerstand, ausgedrückt durch den primären Widerstand,
M: Gegeninduktivität,
L₂: Sekundärinduktivität,
T₂: Sekundärzeitkonstante (L₂/r₂),
ω_r: Rotorwinkelfrequenz und
ω₂: Schlupffrequenz.

Die Variablen I₁, Φ₂ und V₁ können in dem orthogonalen d-q-Achsen-Koordinatensystem folgendermaßen ausgedrückt werden:

Es sei angenommen, daß die einzelnen Achsenkomponenten V_1d und V_1q der Spannung des Asynchronmotors durch den Wechselrichter derart gesteuert werden, daß sie proportional zu den Sollwerten sind, die gemäß den Gleichungen (38) und (39) bestimmt werden, dann gilt für die Werte V_1d und V_1q folgende Gleichung:

Ferner sei angenommen, daß der magnetische Fluß Φ_2d derart gesteuert wird, daß er konstant ist. Dann kann aus den Gleichungen (42) und (40) die Zustandgleichung für die q-Achsenkomponente durch folgenden Ausdruck wiedergegeben werden:

Dementsprechend kann PΦ_2q bezogen auf die Größe I_1q folgendermaßen ausgedrückt werden:

Man erkennt, daß Φ_2q als ein Wert entsprechend des Induktivitätsspannungsabfalles aufgrund von I_1q variiert. Wenn die Änderung ΔΦ_2q in bezug auf den Abweichungswinkel R der Koordinatenachsen relativ zu dem d-q-Koordinatensystem ausgedrückt wird, gilt folgende Gleichung:

Da ΔΦ_2q«Φ_2d, kann die obige Gleichung (45) folgen­ dermaßen umgeschrieben werden:

Man erkennt, daß ΔΦ aufgrund der Änderung von ΔI_1q ermittelt werden kann.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel des erfindungs­ gemäßen Steuerverfahrens auf der Grundlage des oben be­ schriebenen Prinzips unter Bezugnahme auf Fig. 27 erläu­ tert.

Der Aufbau entspricht dem der vorhergehenden Schaltungen. Die Schlupfdämpfungsschaltung ist hier nicht dargestellt.

Die Phasenlage der Spannung wird ermit­ telt, indem das Phasenbezugssignal R, der interne Phasenwinkel δ* und ein Fehlwinkel ΔR addiert werden. Der Fehlwinkel ΔR wird durch einen Differenzierer 67 aus der Drehmomentstromkomponente I*_1q gemäß der Gleichung (46) berechnet. Das Phasensignal wird dann der Spannungsbefehlseinheit 6 zugeführt.

Nachfolgend werden die Steuercharakteristika des Systems unter Bezugnahme auf die Fig. 30A und 30B erläutert, die graphisch die Steuercharakteristika in dem Übergangszustand eines Asynchronmotors von 2,2 kW darstellen, der durch schrittweises Ändern des Geschwin­ digkeitsbefehles ω*_r für den Wechselrichter herbeige­ führt wird. Insbesondere zeigt Fig. 30A die Steuer­ charakteristika des bekannten Systemes, während Fig. 30B die des erfindungsgemäßen Steuersystemes zeigt.

Bei dem Fall des Ausführungsbeispieles gemäß Fig. 30A kann die tatsächliche Drehzahl ω_r nicht der Änderung der Sollgeschwindigkeit ω*_r folgen und fängt zu schwingen an.

Das Schwingen führt letztendlich zu einer Divergenz, die die Steuerung schwierig oder unmöglich macht.

Im Gegensatz hierzu wird im Falle des Steuersystems ge­ mäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung der magnetische Fluß Φ_2d auf einen im wesentlichen kon­ stanten Wert gehalten. Die Phasenlage Spannung wird gemäß der Änderung im Fluß Φ_2q korrigiert. Eine kleine Änderung in dem Fluß Φ_2q im Übergangszustand ist dennoch möglich. Die Steuerung arbeitet aber stabil, wie man ohne weiteres aus den Signalverläufen der Ströme I_1d und I_1q und der tatsächlichen Drehzahl ω_r erkennt.

Fig. 31 zeigt eine Systemanordnung zum Ausführen des Steuerverfahrens gemäß einem weiteren Ausführungsbei­ spiel. Das Steuersystem gemäß dieser Figur entspricht im wesentlichen dem in Fig. 2 gezeigten System, wobei eine Konstantenidentifikationseinheit, eine Konstantenein­ stelleinheit, eine Erfassungseinheit für das Über­ schießen der Drehzahl und eine Differentiationseinheit zugefügt sind, wie dies in den Fig. 15, 21 und 27 gezeigt ist. Das Steuersystem bei Fig. 31 ist dahin­ gehend vorteilhaft, daß die Geschwindigkeitssteuerung und die Stromsteuerung mit hoher Genauigkeit für ver­ schiedene Typen von Asynchronmotoren mit einer ver­ einfachten Schaltungsanordnung ausgeführt werden kann, bei der lediglich ein Stromsensor verwendet wird. Die Struktur und der Betrieb des Systems gemäß Fig. 31 er­ klärt sich aus der vorhergehenden Erläuterung unter Bezugnahme auf die Figuren, ohne daß es einer weiteren Beschreibung bedürfte.

Selbstverständlich sind verschiedene Kombinationen der oben beschriebenen Strukturen für die verschiedenen Arten von Steuersystemen möglich, wie dies bei dem System gemäß Fig. 31 der Fall ist.

Claims (13)

1. Verfahren zum Steuern eines wechselrichtergespeisten Asynchronmotors mit folgenden Schritten:

• - Messen des Klemmenstroms;
• - Berechnen der drehmomemtbildenden Stromkomponente des Ist-Stromvektors im feldsynchron umlaufenden Koordinatensystem;
• - Berechnen der Schlupffrequenz aus der drehmomentbildenden Stromkomponente;
• - Vorgeben der Umlaufgeschwindigkeit (ω₁*) des feldsynchron umlaufenden Koordinatensystems - im weiteren als Motorfrequenz bezeichnet - in Abhängigkeit von der errechneten Schlupffrequenz und einer vorgegebenen Soll-Drehzahl;
  und
• - Berechnen eines Steuerspannungsvektors im feldsynchron umlaufenden Koordinatensystem aus dem Ständerstrom und der Motorfrequenz (ω₁*) des feldsynchron umlaufenden Koordinatensystems;

dadurch gekennzeichnet, daß die Motorfrequenz (w₁*) als Summe aus der errechneten Schlupffrequenz (_s) und der vorgegebenen Solldrehzahl (ω_r*) errechnet wird und daß die zeitliche Änderung der drehmomentbildenden Stromkomponente erfaßt und als dynamischer Korrekturwert der Motorfrequenz aufaddiert wird.

2. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitliche Änderung der drehmomentbildenden Stromkomponente durch ein Vorhaltglied ermittelt wird.

3. Steuerverfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß

• - ein Überschwingen der Motordrehzahl durch logische Verknüpfung der Polarität des dynamischen Korrekturwertes (Δω) und der Polarität der drehmomentbildenden Stromkomponente (I_1q) erfaßt wird und
• - die Zeitkonstante und/oder die Verstärkung des Vorhaltgliedes davon abhängig verändert wird (Fig. 19, 22-24).

4. Steuerverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der drehmomentbildenden Stromkomponente über die Änderung der Ständerstromamplitude des Asynchronmotors (1) erfaßt wird, wenn der Sollwert (I_1d*) der feldbildenden Stromkomponente konstant bleibt.

5. Steuerverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Änderung der drehmomentbildenden Stromkomponente die Änderung des Sollwerts der drehmomentbildenden Stromkomponente erfaßt wird.

6. Steuerverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus der berechneten drehmomentbildenden Stromkomponente, einem vorgegebenen Magnetfluß und aus der berechneten Motorfrequenz unter Berücksichtigung der Spannungsabfälle an der Streuinduktivität und am Ständerwiderstand der Steuerspannungsvektor im feldsynchron umlaufenden Koordinatensystem berechnet wird.

7. Steuerverfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin

• - die magnetisierende Stromkomponente (I_1d) des Ist-Stromvektors im feldsynchron umlaufenden Koordinatensystem berechnet wird,
  und
• - die Streuinduktivität oder der Ständerwiderstand in Abhängigkeit von der Abweichung der magnetisierenden Stromkomponente (I_1d) des Ist-Stromvektors von einem Sollwert (I*_1d) nachgeführt wird.

8. Steuerverfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß

• - der Ständerwiderstand nachgeführt (identifiziert) wird, wenn die Motorfrequenz (ω₁*) oder die drehmomentbildende Stromkomponente (I_1q) nicht größer als ein jeweils vorbestimmter Wert sind,
• - die Streuinduktivität nachgeführt (identifiziert) wird, wenn sowohl die Motorfrequenz (ω₁*) als auch die drehmomentbildende Stromkomponente (I_1q) die jeweiligen vorbestimmten Werte übersteigen.

9. Steuerverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Parameter zur Berechnung der Schlupffrequenz abhängig von der Sollwert-Istwert-Differenz der feldbildenden Stromkomponente korrigiert werden.

10. Steuerverfahren nach Anspruch 1 oder 6, gekennzeichnet durch folgende weitere Schritte:

• - Vorabspeichern von Steuerparametern verschiedener Motortypen in ein Speichermedium in Abhängigkeit von der Motornennleistung und der Polzahl;
  und
• - Eingabe der Nennleistung und der Polzahl eines tatsächlich zu steuernden Motors zum Auslesen der Steuerparameter aus dem Speichermedium in Übereinstimmung mit dem zu steuernden Motor.

11. Steuerverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Streuinduktivität als Verhältnis der Streuinduktivität zur Ständerinduktivität des Motors gespeichert wird.

12. Steuerverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin folgende Schritte aufweist:

• - wahlweises Umschalten zwischen dem feldorientierten Steuerverfahren nach Anspruch 1 und einem anderen Steuerverfahren;
• - die in dem Speichermedium gespeicherten Steuerparameter werden nur verwendet, wenn das feldorientierte Steuerverfahren nach Anspruch 1 gewählt wurde;
  und
• - die Steuerparameter, die für das andere Steuerverfahren verwendet werden, werden durch eine andere Einstelleinrichtung eingestellt.