DE3731036A1

DE3731036A1 - Radar mit großem Augenblicks-Feldwinkel und hohem Augenblicks-Winkelauflösungsvermögen, insbesondere für ein Flugkörper-Zielsuchgerät

Info

Publication number: DE3731036A1
Application number: DE19873731036
Authority: DE
Inventors: Henri Poinsard
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1986-09-16
Filing date: 1987-09-16
Publication date: 1996-09-05
Also published as: GB8721630D0; IT8748368A0; FR2729764A1; GB2302226A; GB2302226B; FR2729764B1; SE8703551D0; US5847675A; SE8703551A0

Description

Die Erfindung betrifft ein Radar mit großem Augenblicks- Feldwinkel und hohem Augenblicks-Winkelauflösungsvermögen Insbesondere betrifft sie ein Radarkonzept für ein Flug körper-Zielsuchgerät und weist eine gewisse Anzahl von technischen Vorteilen gegenüber den derzeit bekannten Lösungen auf, die im Einsatz durch eine verbesserte Wirk samkeit bei gegebener Größe in Erscheinung treten. Das Anwendungsgebiet erstreckt sich auf alle Arten von Flug körpern oder Raketen, die gewöhnlich nach der Art des Abschußgeräts eingeteilt werden (Bodenanlage, Schiffs anlage, an Flugzeugen oder Helikoptern). Je nach Art des Ziels wird das gesamte Konzept oder ein Teil desselben angewendet.

Es wird speziell der Fall eines Flugkörpers beschrieben, der gegen ein Luftziel mit hoher Geschwindigkeit abge feuert wird (gegnerisches Flugzeug oder gegnerischer Flug körper), das in sehr geringer Höhe über dem Boden oder über der Wasseroberfläche fliegt. Strategisch handelt es sich hier um einen sehr wichtigen Fall, bei welchem der höchste Entwicklungsstand der Radartechnik angewendet wird.

Das vorgeschlagene Konzept ist auch auf bestimmte Radar typen anwendbar (Bodenradar oder an Bord von Flugzeugen mitgeführte Radarsysteme), die nur eine relativ geringe Reichweite aufweisen müssen, jedoch einen großen Augen blicks-Feldwinkel bei dennoch gutem Auflösungsvermögen benötigen. Beispiele sind:

- Millimeter-Radarsysteme von Helikoptern für den Flug in Bodennähe und die Überwachung der Umgebung;
- Bodenverfolgungsradarsysteme für bewaffnete Flugzeuge mit gleichzeitiger Überwachung des Luftraumes im Hin blick auf den Selbstschutz.

Bezüglich des Lenkprinzips sind bekanntlich die Radar- Zielsuchgeräte von Flugkörpern in zwei Hauptkategorien einzuteilen:
A: Halbaktive Zielsuchgeräte, bei denen das Radarsystem des Flugkörpers nur im Empfang arbeitet. Es verarbei tet die vom Ziel empfangenen Echos, wobei das Ziel seinerseits von einer Quelle angestrahlt wird, die sich auf der Abschußplattform befindet. Im allgemeinen muß der Flugkörper die anstrahlende Radarwelle kennen, wozu er sie mittels einer Hilfsantenne empfängt, die auf der Rückseite des Flugkörpers angeordnet ist und die anstrahlende Radarwelle direkt empfängt. Ferner müssen dem Flugkörper gewisse weitere, komplementäre Informationen bekannt sein, die dazu bestimmt sind, ihm die Orientierung auf das Ziel zu erleichtern. In den meisten Fällen reicht die globale Energiebilanz aus, damit das Zielsuchgerät sich auf das bezeichnete Ziel vor dem Abfeuern einstellt (sich an das Ziel "anhängt"), während die Entfernung zwischen Flugkörper und Ziel relativ groß ist.
B: Die aktiven Zielsuchgeräte, die im normalen Radarsende/ Empfangsbetrieb arbeiten. In diesem Falle wird die Energiebilanz stark durch die zulässige Dimensionie rung verschlechtert (insbesondere die ausgestrahlte Leistung und der Antennendurchmesser). Im allgemeinen ist die Reichweite des Zielsuchgerätes sehr viel kleiner als die Entfernung zwischen Flugkörper und Ziel im Moment des Abfeuerns. Der Flugkörper muß somit das Ziel während seines Fluges erfassen.

Auch hier kann dem Flugkörper die Aufgabe durch Übertra gung von Informationen über einen Hilfskanal erleichtert werden. Die erste Flugphase des Flugkörpers, die als Vor- Lenkphase bezeichnet wird, muß somit mittels anderer Mittel ausgeführt werden, insbesondere eine autonome Navigation aufgrund von Massenträgheit oder eine vom Boden ferngesteuerte Vorrichtung, wobei beispielsweise die Informationen über die Relativpositionen von Flug körper und Ziel verwertet werden, die durch das Radar des Waffensystems gemessen werden.

Moderne Waffensysteme müssen eine große Anzahl von Zielen gleichzeitig bearbeiten können. Das Radar eines am Boden befindlichen Waffensystems muß beispielsweise gleichzeitig die Überwachung in einem großen Winkelbereich gewährlei sten, bedrohende Ziele identifizieren und die kinematischen Parameter ableiten. Die Zeit, welche für die Anstrahlung jedes Zieles zur Verfügung steht, ist somit sehr kurz (einige zehntel Millisekunden), und auch der Rhythmus der Erneuerung von Informationen ist langsam (Größenordnung einer Sekunde). Ferner können mehrere Flugkörper gleich zeitig gegen verschiedene Ziele abgefeuert werden (gege benenfalls auch gegen dasselbe Ziel) und befinden sich somit gleichzeitig im Fluge.

Eine halbaktive Lenkung ist unter diesen Umständen undurch führbar: Um eine ausreichende Lenkpräzision zu gewährlei sten, müssen Ziel und Flugkörper dauernd angestrahlt wer den (wenigstens aber während der Endphase der Lenkung), was mit den Gegebenheiten eines Vielfachziel-Waffensystems von noch tragbarer Komplexität nicht vereinbar ist.

Aus diesem Grunde werden in allen modernen Vielfachziel- Systemen aktive Zielsuchsysteme von Flugkörpern verwendet, die allein die autonome Lenkung in der Endphase übernehmen. Die Vorlenkung ist dabei relativ ungenau und muß mit dis kontinuierlichen Informationen und/oder wenig aufwendigen Massenträgheitszentralen an Bord des Flugkörpers auskom men.

Das gesamte Waffensystem (Abschußplattform und Flugkörper) muß natürlich hinsichtlich des Kosten/Wirkungsverhältnis ses optimiert werden. Zwischen der Komplexität des Ab schußsystems und der des Flugkörpers muß ein Kompromiß getroffen werden.

Beispielsweise gilt für ein Boden-Waffensystem:

- das Bodenradar kann relativ einfach oder für die eigent licht Überwachungsfunktion leistungsfähiger sein, wenn die vom Flugkörper gestellten Forderungen gering sind (wenig genaue und in langsamem Rhythmus zu dem Flugkör per gesendete Informationen), jedoch muß in diesem Falle der Flugkörper die unvermeidliche Ungenauigkeit hin sichtlich der Kenntnis der Zielposition und der Ziel geschwindigkeit berücksichtigen, wozu eine relativ lange Suchphase vor der Zielerfassung benötigt wird. Aufgrund der großen Relativgeschwindigkeiten zwischen Flugkörper und Ziel, die in diesem Bereich vorliegen, ergibt sich eine große Mindestflugweite. Die Komplexi tät der Verarbeitung erreicht gleichfalls ein Maximum, und schließlich sind die gesamte Dimensionierung und die Kosten für den Flugkörper betroffen;
- die umgekehrte Situation liegt vor, wenn das Boden system imstande ist, Informationen von solcher Qualität zu erzeugen, daß eine ausreichend genaue Vorlenkung gewährleistet wird, damit die Suchphase bis zur Ziel erfassung durch den Flugkörper entfallen kann.

Ziel des vorgeschlagenen Konzepts ist es, diesen Kompromiß beträchtlich zu verbessern, indem bestimmte prinzipielle Inkompatibilitäten vermieden werden, die den herkömmlichen Techniken anhaften.

Die herkömmliche Lösung für das Zielsuchgerät eines gegen Luftziele in jeglicher Höhe fliegenden Flugkörpers besteht in einem Dopplerradar mit hoher Folgefrequenz (HFR) ohne Geschwindigkeitsmehrdeutigkeit für die schnellsten in Betracht kommenden Ziele, bei jedoch hoher Entfernungs mehrdeutigkeit. Ein solches System ist in der vorderen Spitze des Flugkörpers angeordnet.

Die ausgestrahlte Welle (Fig. 1) besteht aus einer Folge von Kohärentimpulsen der Breite τ und der Folgefrequenz f_r = 1/Tr.

Der Sender, der im allgemeinen im X-Band oder Ku-Band betrieben wird, ist entweder mit einem Wanderwellenröhren- Leistungsverstärker oder aber mit einer Festkörpervorrich tung ausgestattet (Gruppe von synchronisierten Schwing dioden oder Transistoren).

Bei der Antenne handelt es sich im allgemeinen um eine flache Antenne mit Strahlerschlitzen, die mechanisch um zwei aufeinander senkrechte Achsen angelenkt ist.

Beispielshalber können folgende typischen Werte angegeben werden:

τ = 1 µs, f_r = 250 kHz (T_r = 4 µs)

Mittlere Sendeleistung: 50 W
Gesendete Spitzenleistung: 200 W (Formfaktor 0,2)
Sendefrequenz: 14 GHz
Antennendurchmesser: 15 cm
Öffnung des rotations symmetrischen Bündels: Θ = 10°
Mechanische mögliche Winkelauslenkung: ±60°, konisch.

Eine Gruppe von Doppler-Filtern, die im allgemein in Digi taltechnik verwirklicht sind, ist jedem Entfernungsfenster zugeordnet, dessen Breite gleich der Dauer eines Impulses ist und die im Empfangsintervall (T_r - τ) liegen. Bei dem genannten Beispiel sind drei Entfernungsfenster (siehe Fig. 2) vorhanden. Ein Empfangsecho nimmt im allgemeinen zwei Entfernungsfenster ein.

Die Frequenzverteilung der empfangenen Signale, die je weils zu einem Entfernungsfenster gehören, stimmt mit der herkömmlichen, in Fig. 3 veranschaulichten Darstellung überein: Die Boden-Störechos nehmen einen Spektralbereich zwischen - und + (V_M = Geschwindigkeit des Flugkörpers und λ = Wellenlänge). Die auf cos α zen trierte Zone entspricht den Bodenechos aufgrund der An strahlung des Bodens durch die Hauptkeule der Antenne (α = Visierlinie der Achse des Bündels bezüglich dem Geschwindigkeitsvektor des Flugkörpers); der Rest der Störstrahlungszone entspricht der Anstrahlung des Bodens durch die Nebenzipfel sowie der diffusen Antennenstrah lung. Die radiale Relativgeschwindigkeit V_r des Zieles entsprechend der Dopplerfrequenz ist im allgemeinen stets innerhalb der nicht mit Störstrahlung behafteten Zone gelegen, denn nur vorderseitige Angriffe sind von praktischem Interesse (V_r < V_M). Da das Radarsignal mit der Frequenz f_r abgetastet wird, wiederholt sich die Spektralverteilung mit einem Intervall f_r. Damit das Ziel signal außerhalb der von Bodenechos verursachten Störzone verbleibt, muß folgende Bedingung erfüllt sein:

Dies bedeutet, daß die Folgefrequenz größer als ein Wert sein muß, welcher durch die maximale Geschwindigkeit des Flugkörpers und die maximale Geschwindigkeit der erwarte ten Ziele bestimmt wird.

Nach der (eventuellen) Vorlenkphase zerfällt die Funktion eines Zielsuchsystems der oben erörterten Art in drei aufeinanderfolgende Phasen: Suchen, Erfassung, Verfolgung.

A: Suchen

Diese Phase bedingt größtenteils die Komplexität der Radareinrichtungen des Flugkörpers. Sie beginnt, wenn die Entfernung zwischen Flugkörper und Ziel, die durch andere Mittel abgeschätzt wird, eine solche Größe auf weist, daß die Energiebilanz des Radars ausreichend günstig geworden ist, damit die Erfassung des Ziels mit zuvor festgelegten Wahrscheinlichkeits- und Fehlalarm- Bedingungen möglich ist. Die Erfassung ist im übrigen nur möglich, wenn der Flugkörper sich in dem Suchbereich des Radars in den drei Dimensionen Richtung, Entfernung und Radialgeschwindigkeit befindet.

Die Konzeption des Radars ist von solcher Art, daß die drei zugeordneten Suchvorrichtungen eng miteinander ver knüpft sind:

a) Winkel-Suchfunktion (siehe Fig. 4)

Das Antennenbündel tastet das Ungewißheitsgebiet entweder in herkömmlicher Weise kontinuierlich oder aber diskret in aufeinanderfolgenden Stufen fester Richtung ab. Der günstigste Fall für den Flugkörper, der jedoch höhere Anforderungen an die Abschußplattform stellt, liegt vor, wenn die Winkelgenauigkeit der Objektbezeichnung ausreicht, um die Achse des Bündels dauernd in Zielrichtung zu orien tieren (bei ± 1/2 der Breite des Bündels entsprechend ± 5° bei dem genannten Beispiel).

Umgekehrt vergrößert ein großes Winkel-Ungewißheitsgebiet proportional die Suchzeit.

b) Entfernungs-Geschwindigkeits-Suchfunktion

Während der Anstrahlzeit T_i, während der ein eventuelles Ziel durch das Antennenbündel angestrahlt wird, muß eine Suchfunktion im Entfernungsgebiet und Geschwindigkeits gebiet durchgeführt werden (T_i liegt in der Größenordnung von 0,1 Sekunde).

Das Empfangsintervall T_r - τ ist in Entfernungs fenster unterteilt. Die Spektralanalyse der durch jedes Fenster abgetasteten Signale wird mittels Fouriertransfor mation durchgeführt, im allgemeinen durch eine diskrete Fouriertransformation (TFD). Das Frequenz-Auflösungsver mögen ist annähernd gleich 1/T_o, worin T_o die "kohärente" Beobachtungszeit des Zieles ist (d. h. die Zeit, während welcher die Radarparameter streng unverändert bleiben).

Die Dauer T_o = NT_r (N = Anzahl von verarbeiteten Wieder holungsfolgen) bestimmt einen Filterzyklus.
Typisch gilt: T_o = 4·10^-3 Sekunde
und: Δf = 1/T_o = 250 Hz.

Die Dauer T_i entspricht einer bestimmten Anzahl von Filter zyklen, die angewendet werden:

- für die Verbesserung des Signal/Rauschverhältnisses durch Integration nach Detektion;
- für komplementäre Messungen, insbesondere die Auflösung von Entfernungsmehrdeutigkeiten durch Veränderung der Radarparameter (Folgefrequenz oder beispielsweise Sende frequenz).

Ferner erfolgt die Analyse des Entfernungs-Geschwindig keits-Ungewißheitsbereiches je nach zulässiger Komplexität entweder ganz parallel (ebenso viele diskrete Fourier transformationen wie Entfernungsfenster) oder über einen Kompromiß zwischen paralleler und sequentieller Verarbei tung. Beispielsweise werden die Signale der Entfernungs fenster nacheinander einer Verarbeitung durch eine einzige diskrete Fouriertransformation zugeführt.

Wie für die Winkel-Suchfunktion ist auch hier die Objektiv bezeichnung von überragender Bedeutung:

Der günstigste Fall für den Flugkörper liegt vor, wenn die Genauigkeit der Objektbezeichnung es ermöglicht, durch Berechnung der Folgefrequenz das Entfernungsfenster voraus zusehen, in welchem das Ziel in Erscheinung tritt, oder wenigstens zu vermeiden, daß das Zielecho nicht mit Sende- Zeitpunkten zusammenfällt, in welchen der Empfänger ge sperrt ist (Abdunkelungsphänomene).

Bei dem bereits genannten Beispiel sind somit drei Entfer nungsfenster von jeweils 150 m vorhanden. Die für die Ent fernung zwischen Flugkörper und Ziel geforderte Genauig keit müßte besser als ± 75 m sein, um die Ordnungszahl des Entfernungsfensters vorhersehen zu können, und besser als ± 225 m, um Abdunkelungen zu vermeiden. Weiterhin be einflußt die Genauigkeit der Radialgeschwindigkeit direkt die Anzahl von zu untersuchenden Filterkanälen.

Umgekehrt erfordert eine sehr ungenaue Objektbezeichnung den größten Aufwand an Parallelverarbeitung, um eine über mäßige Verlängerung der Anstrahlzeit T_i und schließlich der gesamten Suchdauer zu vermeiden.

Wenn beispielsweise das Suchgebiet ± 30° beträgt (konisch) und wenn das Bündel einen Öffnungswinkel von 10° aufweist, werden etwa 40 Bündel benötigt, um den Ungewißheitsbereich abzudecken, so daß sich für die Gesamtexplorationszeit 40 T_i ergibt (d. h. 4 Sekunden, wenn T_i = 0,1 s).

B: Erfassung

Wenn die Detektionsbedingungen erfüllt sind, muß jeglicher Alarm durch die üblichen Verfahren bestätigt werden, wozu insbesondere die Wahrscheinlichkeitskriterien gehören, z. B. die Messung der unzweideutigen Entfernung und der Radialgeschwindigkeit, Beobachtung des Punktcharakters (in radialer Entfernung) des Zieles usw.

Wenn das Antennenbündel den Raum erforscht, blockiert diese Bestätigung, die nach einer ausreichenden Anstrahl zeit T_i vorliegt, die Antenne in der Zielrichtung, und der Prozeß der Verfolgungsinitiierung kann beginnen.

C: Verfolgung

Diese besteht darin, kontinuierlich genaue Meßdaten für die Richtung, Geschwindigkeit und Entfernung des Zieles abzuleiten, um die Lenkinformationen für den Flugkörper zu berechnen. Das Mehrdeutigkeitsentfernung-Geschwindig keits-Auflösungsfenster wird dem Ziel nachgeführt. Im Falle einer Monopulsantenne mit drei gleichzeitigen Kanä len enthalten die zwei Differenzkanäle dieselbe Verarbei tung wie der Summenkanal und ermöglichen die Messung der Winkelablage zwischen Ziel und Antennenachse, um die Antenne dem Ziel nachzuführen.

Auch hier ist eine Messung der unzweideutigen Entfernung erforderlich, um die Abdunkelungsphänomene zu vermeiden, was mittels einer geeigneten Umschaltung der Folgefrequenz erfolgt, wobei im übrigen auch die Gesetzmäßigkeiten für die Lenkfunktion verbessert werden.

Die Mängel und Einschränkungen herkömmlicher Lösungen sind sowohl mit dem Funktionsprinzip des Radars mit hoher Folge frequenz als auch mit der zulässigen Dimensionierung des Flugkörpers verknüpft.

Was die Wellenform eines solchen Radars anbetrifft, ist festzuhalten, daß die Abdunkelungserscheinungen ein häufi ges Verschwinden des Empfangssignals verursachen, außer bei einem Waffensystem, das imstande ist, die Entfernung zwischen Flugkörper und Ziel mit hoher Genauigkeit zu liefern, wobei darüber hinaus in der Verfolgungsphase das Signal/Rausch-Verhältnis ausreichend sein muß, um die geeignete Folgefrequenz zu berechnen.

Die große Anzahl von Entfernungsmehrdeutigkeiten vermin dert in Verbindung mit einer großen Breite des Bündels das Auflösungsvermögen. Wenn von den oben angegebenen typi schen Werten ausgegangen wird, so können Ziele, die in Abständen von 600 m, 1200 m usw. bei gleicher Geschwindig keit fliegen, nicht voneinander unterschieden werden, wo durch das Waffensystem völlig unwirksam gemacht werden kann, wenn ein Angriff durch eine Formation von mehreren Flugzeugen erfolgt. Selbst wenn das Bodenradar imstande ist, die Ziele zu unterscheiden, so ist der Flugkörper hierzu nicht imstande (außer evtl. in sehr geringer Ent fernung), denn die Richtungs-Entfernungs-Geschwindigkeits- Auflösungsfenster überdecken einander.

Was die Dimensionierung und die Kosten des Flugkörpers anbetrifft, so spielt die Genauigkeit der Objektbezeich nung, hauptsächlich im Winkelbereich, die tragende Funk tion bei der Gesamtdimensionierung des Zielsuchsystems und folglich des Flugkörpers, gleichfalls aber auch für die Einsatzwirksamkeit des Waffensystems.

Als Beispiel kann ein Zielsuchsystem betrachtet werden, dessen Kenndaten den oben angegebenen typischen Werten entsprechen.

Es wird angenommen, daß die erforderliche Flugstrecke des Flugkörpers gegen ein bestimmtes Ziel unter den günstig sten Objektbezeichnungsbedingungen 6 km beträgt und daß die relative Geschwindigkeit zwischen Flugkörper und Ziel 1500 m/s beträgt (V_M = 750 m/s, V_C = 750 m/s).

Wenn das Zielsuchsystem in einem konischen Gebiet von ± 30° während einer Zeitspanne suchen muß, die 4 Sekunden erreichen kann, so muß seine Flugweite um 4 × 1500 = 6000 Meter gesteigert werden.

Bei ansonsten unveränderten Bedingungen muß diese Ver doppelung der Flugweite mit einer Multiplikation der Sende leistung durch den Faktor 16 einhergehen (16 × 50 = 800 W), was für einen Flugkörper geringer Abmessungen unrealistisch ist.

Ferner gilt:

- die maximale Entfernung, in welcher das gegnerische Ziel die Ausstrahlung des Flugkörpers erfassen und folglich stören oder ködern könnte, würde sehr viel schneller ansteigen als die Flugstrecke des Zielsuch systems (bei obigem Beispiel würde sie mit 4 multi pliziert);
- die untere Grenze des Wirksamkeitsbereichs des Waffen systems würde durch die erforderliche Zunahme der Flug strecke des Flugkörpers gesteigert werden, wodurch das Waffensystem für bestimmte Ziele, die in sehr geringer Höhe fliegen und erst spät erfaßt werden können, unwirk sam wird.

Es ist anzumerken, daß die Verwendung einer Antenne mit elektronischer Verschwenkung von herkömmlicher Art die Probleme vermeiden würde, die auf der Massenträgheit der Antenne beruhen; die Situation würde jedoch nicht grund sätzlich verändert, wenn eine wenig genaue Objektbezeich nung vorliegt, denn die Raumexploration müßte weiterhin sequentiell erfolgen. Eine solche Lösung in modernster Technik (Verteilung von aktiven Sende-Empfangs-Moduln über die abstrahlende Oberfläche) wäre im übrigen von hohen Kosten begleitet.

Aus diesem Grunde zieht man es im allgemeinen vor, die Komplexität eher auf das Abschußsystem als auf den Flug körper zu verlagern. Weiterhin ist anzumerken, daß diese Lösung schwerwiegende Operationsmängel in feindlicher Umgebung aufweist:

- die Verbindung zwischen Boden und Flugkörper zur Über tragung der Objektbezeichnungsinformationen kann durch gegnerische Störmaßnahmen unterbrochen werden (ebenso wie die evtl. vorhandene Verbindung zwischen Flugkörper und Boden);
- das Bodenradar kann seinerseits gestört werden, was zum Verlust bestimmter Informationen oder zur Verschlech terung ihrer Qualität führen kann.

Durch die vorliegende Erfindung werden die oben beschrie benen Mängel behoben.

Gemäß der Erfindung ist ein Radar mit großem Augenblicks- Feldwinkel und hohem Augenblicks-Winkelauflösungsvermögen, insbesondere für das Zielsuchsystem eines Flugkörpers, im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß es enthält:

- eine Sendeantenne mit relativ breitem Strahlungsdia gramm, die eine quasi-kontinuierliche Welle ausstrahlt;
- eine Empfangsantenne, die mit mehreren Strahlerelementen versehen ist;
- Mitteln zur Bildung von Bündeln, die mit der Empfangs antenne verknüpft sind, um eine lineare Kombination der Signale zu bilden, die von verschiedenen Strahlerelemen ten der Empfangsantenne abgegeben werden, um eine Gruppe von gleichzeitig vorhandenen Empfangsbündeln zu gewinnen, durch die eine augenblickliche Exploration des vom Sende bündel abgedeckten Raumes ermöglicht wird.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung mehrerer Ausführungsformen und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 bis 4 Diagramme zur Erläuterung des Standes der Technik;

Fig. 5 eine schematische Darstellung des allge meinen Konzeptes eines erfindungsgemäßen Radars;

Fig. 6 die in einem erfindungsgemäßen Radar ange wendete Wellenform;

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der diskreten zeitlichen Fouriertransformation, die bei einem erfindungsgemäßen Radar durchgeführt wird;

Fig. 8 ein Blockschema des Empfängermoduls, der jeweils einem der Strahlerelemente der Empfangsantenne zugeordnet ist;

Fig. 9 die Spektralverteilung der empfangenen Signale;

Fig. 10 einen ersten Verarbeitungsteil, der emp fangsseitig durchgeführt wird;

Fig. 11 einen zweiten Verarbeitungsteil, der emp fangsseitig ausgeführt wird;

Fig. 12 ein Diagramm, welches die Verfeinerung der Winkelmessungen veranschaulicht;

Fig. 13 ein Blockschema des Senders;

Fig. 14 ein Blockschema, welches die eingangssei tige und ausgangsseitige Abtastung mittels des "zeitlichen Fouriertransformations operators" zeigt, für den Fall, daß dieser dem "räumlichen Fouriertransformations operator" vorausgeht;

Fig. 15 ein Blockschema, welches die eingangssei tigen und ausgangsseitigen Abtastungen mittels des "räumlichen Fouriertransfor mationsoperators" für den gleichen Fall wie zuvor veranschaulicht;

Fig. 16 die Anordnung der Strahlerelemente in der Empfangsantenne; und

Fig. 17 ein Blockschaltbild, aus dem die empfangs seitige Verarbeitung entnehmbar ist, wenn die Empfangsantenne mit gleichzeitigen Bündeln in einer Dimension und elektroni scher sequentieller Verschwenkung in einer anderen Dimension arbeitet.

Das allgemeine Konzept eines erfindungsgemäßen Radars, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, beruht im wesentlichen auf fol genden Elementen:

1. Die Sende- und Empfangsantennen sind körperlich vonein ander getrennt und im Inneren des Flugkörpers befestigt. Keinerlei mechanische Bewegung ist zur Erforschung des Raumes erforderlich.
Die Sendeantenne von sehr geringer Abmessung liegt am Ende des Radoms und besitzt ein breites Strahlungs diagramm (beispielsweise ± 45°).
Die Empfangsantenne, deren ebene Oberfläche im wesent lichen gleich dem senkrechten Querschnitt des Flug körpers ist, besteht aus voneinander unabhängigen und gleichen Empfangsmoduln. Die Ausgangssignale der Moduln, vorzugsweise frei von der Trägerfrequenz, werden linear kombiniert, um durch Berechnung eine Gruppe von gleich zeitigen und benachbarten Empfangsbündeln zu bilden. Durch diese wird die Augenblicks-Exploration des gesam ten durch das Sendebündel abgedeckten Raumes mittels paralleler Kanäle ermöglicht. Der lineare Rechenopera tor kann beispielsweise eine diskrete Fouriertransfor mation (im folgenden mit TFD abgekürzt) ausgehend von Abtastproben ausführen, welche durch die Ausgangssignale der Moduln gebildet sind, um eine Gruppe von orthogona len Bündeln zu erhalten.
2. Die Sendefunktion und Empfangsfunktion erfolgen gleich zeitig.
Die Entkopplung zwischen der Sendeantenne und jedem Strahlerelement der Moduln reicht aus, um eine Sätti gung der ersten Empfängerstufe durch Einstreuung des Sendesignals zu vermeiden (Höchstfrequenzmischer und erste Zwischenfrequenz-Verstärkerstufe). Eine automati sche Kompensationsvorrichtung, die im Zwischenfrequenz gebiet arbeitet, eliminiert in jedem Modul den größten Teil der sendeseitigen Störeinstrahlung vor den Ver stärker- und Verarbeitungsstufen, damit diese inner halb einer annehmbaren Dynamik arbeiten können.
3. Die Sendewelle ist kontinuierlich.
Durch Entfallen der Sende-Empfangs-Umschaltung sind Wellenformen möglich, die bei herkömmlichen Radar systemen nicht verwirklichbar sind, insbesondere ein fachere Wellenformen, bei welchen die durch die Signal abtastung bedingten Mehrdeutigkeitseigenschaften ver mieden werden.
4. Die Empfangsmoduln sind einfach.
Sie umfassen keine körperliche Höchstfrequenzverbindung zu dem Lokaloszillator. Der Lokaloszillator speist eine Antenne von sehr geringer Größe, die an der Rückseite der Sendeantenne liegt; sie beleuchtet die gesamte Grup pe von Moduln.
Das Strahlerelement jedes Moduls fängt somit sowohl das empfangene Radarsignal als auch die Referenzfrequenz aus dem Lokaloszillator auf. Der Mischer enthält eine einzige Diode.
5. Durch das vorgeschlagene Konzept wird eine halbaktive Betriebsfunktion in der Vorlenkphase ermöglicht.

Es wird nun das Funktionsprinzip eines erfindungsgemäßen Radars im einzelnen beschrieben.

Die Sendewelle besteht aus elementaren aufeinanderfolgen den Wellen in regelmäßigen Abständen und von konstanter Amplitude, wie in Fig. 6 gezeigt.

Die Dauer jeder elementaren Welle, die auch als "Filter zyklus" bezeichnet wird, beträgt T. Die Periodizität ist T_e.

Die gesendete Frequenz ist konstant und während der Dauer jedes Filterzyklus stabil, kann sich jedoch von einem Zyklus zum nächsten ändern.

Die Menge von N aufeinanderfolgenden Filterzyklen (C₁, C₂ . . . C_N) bildet eine "Sequenz", aus welcher die mehr oder weniger verfeinerten komplementären Informationen durch Verarbeitung der aus jedem Zyklus gewonnenen primä ren Informationen abgeleitet werden.

Die N Zyklen, die mit 1 bis N zeitabhängig numeriert sind, sind den entsprechenden Frequenzen f₁, f₂ . . . f_N zuge ordnet.

Es können folgende drei Fälle auftreten:

a) Sequenz vom Typ A: f₁ = f₂ . . . = f_N
Die Sendefrequenz bleibt konstant und stabil. Die auf einanderfolgenden Zyklen sind miteinander kohärent und resultieren aus der Zerhackung einer einzigen Referenz welle.
b) Sequenz vom Typ B: f₁ ≠ f₂ . . . ≠ f_N
Dies ist die "Frequenzagilitäts"-Betriebsweise. Die Zyklen weisen jeweils verschiedene Frequenzen auf, die in einem großen Gebiet ΔF verteilt sind (beispiels weise ΔF von 10 bis 300 MHz). Es liegt keine Kohärenz zwischen den Zyklen vor.
c) Sequenz vom Typ C:
Die Frequenzen sind regelmäßig um δf beabstandet: f_n = f_n-1 + δfworin δf relativ klein ist. Die N Zyklen sind mitein ander kohärent, d. h. die Phasenbeziehungen zwischen den Zyklusanfängen sind bekannt und werden verwertet.Zum Beispiel:
20 kHz < δf < 100 kHz
N = 16
ΔF = (N-1) δf ≅ (320 kHz bis 1,6 MHz).

Es wird nun die Verarbeitung für die Sendewelle beschrie ben.

A: Verarbeitung, die zu jedem elementaren Filterzyklus gehört

Wenn mit τ_O die Verzögerung des Empfangssignals, die zu Beginn des dem ersten Sendezyklus entsprechenden Signals gemessen wird, mit a = dτ/dt die Änderungssteilheit der zur Radialgeschwindigkeit V_r des Zieles proportionalen Verzögerung bezeichnet wird, so ist die Phase des dem Zyklus C₁ entsprechenden empfangenen Signals s₁ gleich:

Φ₁ = - ω₁ τ₀ - ω₁ at′ ₁ (ω₁ = 2 π f₁)

Φ₁ wird in bezug auf die Phase des Sendesignals gemessen:
Φ_e = ω₁t.
t′₁ = t-τ₀ ist die Zeit, gerechnet ab dem Anfangszeit punkt des empfangenen Signals.

Der Term ω₁a = 2π f₁ ist repräsentativ für die Dopp lerfrequenz (f_d1 = f₁ ).

In analoger Weise entspricht dem Zyklus der Ordnungszahl n ein Empfangssignal s_n mit der Phase:

Φ_n = ω_n [τ_o + (n-1) δτ_o] - ω_n at′_n (1).

Darin ist δτ_o die Änderung der Verzögerung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zyklen, während die Radialgeschwin digkeit als konstant angenommen wird.

t′_n ist die Zeit ab dem Anfangszeitpunkt des Signals der Ordnungszahl n.

Das empfangene Signal s_n besteht nach Synchrondetektion mit dem Sendesignal aus einer kontinuierlichen Sinus schwingung der Dauer T, die zu dem grundsätzlich unbe kannten Zeitpunkt τ_on = τ_o + (n-1) δτ_o beginnt und deren Anfangsphase -ω_nτ_on und deren Frequenz = f_dn sind, welche gleichfalls grundsätzlich unbekannt sind.

Das Signal wird mittels einer Filterbank extrahiert, die aus einem TFD-Operator besteht, welcher das Signal mit ausreichender Kadenz abtastet, damit Mehrdeutigkeiten im Bereich der erwarteten Dopplerfrequenzen vermieden werden. Wenn beispielsweise dieser Bereich zwischen 0 und 100 kHz liegt, so darf die Abtastperiode nicht größer als 10 µs sein.

Um Einstreuungen zwischen den Filtern zu vermeiden, muß das Empfangssignal symmetrisch gewichtet werden. Da sein Ankunftszeitpunkt unbekannt ist, wird willkürlich ein Signal der Dauer T′ = T - τ_oM definiert, welches zum Zeitpunkt τ_oM beginnt und zum Zeitpunkt T endet, bezogen auf den Beginn des gesendeten Signals. Hierzu wird auf Fig. 7 Bezug genommen.

Darin definiert τ_oM eine feste Verzögerung, welche der maximalen Verzögerung entspricht, die für die Empfangs signale geschätzt wird (beispielsweise τ_o = 100 µs). Un abhängig von den Verzögerung zwischen 0 und τ_oM kann also das an dem TFD-Operator angelegte Signal symmetrisch in der Amplitude über die Dauer T - τ_oM gewichtet werden, unter Inkaufnahme einer mäßigen Verkürzung der Signal dauer, wenn τ_oM « T. Wenn als neue Zeitreferenz der Zeit punkt der Mitte dieses neuen Signals angenommen wird, so wird die Gleichung (1) folgende Form annehmen:

mit

Der TFD-Operator unterdrückt den Term -ω_n at′′_n, selbst wenn das Signal nicht genau in seiner Frequenz innerhalb des Filters zentriert ist, vorausgesetzt, daß der Rechen algorithmus symmetrisch auf die eingangsseitigen Abtast proben einwirkt, die symmetrisch um den Zeitpunkt t′′_n = 0 verteilt sind.

Das gefilterte Ausgangssignal S_n, das nach diskreter Fouriertransformation entsteht, hat somit folgende Phase:

Die Ordnungszahl des Ausgangsfilters gibt somit ohne Mehrdeutigkeit die Dopplerfrequenz des Ziels an.

B: Inkohärente Verarbeitung über die N Zyklen einer Sequenz

Es werden nur die Amplituden |S_n| ausgewertet.

Durch Integration der N Amplituden kann das Signal/Rausch- Verhältnis verbessert werden.

Durch Anwendung der Frequenzagilität (Sequenzen vom Typ B) kann ferner die Detektion fluktuierender Ziele ver bessert werden, um das Abwehrvermögen des Zielsuchsystems bei Anwesenheit von Störsendern zu verbessern.

C. Kohärente Verarbeitung über die N Zyklen einer Sequenz a) Sequenzen mit konstanter Frequenz (Typ A)

Die Phase Φ_on des Signals S_n (Ausdruck 3) wird:

(mit δ_o = aT_e)

ϕ_on = ϕ′_o -(-1) 2π f_dT_e (4).

Darin sind:
Φ′_o eine Konstante für eine gegebene radiale Geschwin digkeit,
f_d die Dopplerfrequenz des Ziels,
T_e die Periode der Zyklen, aus welchen die Sequenz besteht (T_e sehr wenig größer als T).

Die Phasendifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalen ist konstant. Daher kann durch Einwirken eines TFD-Operators auf die N Signale:

- das Signal/Störsignal-Verhältnis um den Faktor N ver bessert werden,
- das Geschwindigkeitsauflösungsvermögen in einem Ver hältnis von der Größenordnung N verbessert werden: Die Breite der durch TFD realisierten Filter beträgt etwa 1/NT_e ≅ . Die Frequenzmessungen sind unzweideu tig in einem Gebiet, das gleich 1/T_e (≅ 1/T) ist, wel cher annähernd die Breite des Dopplerfilters der ele mentaren Zyklen überdeckt.

b) Sequenzen aus Zyklen, die regelmäßige Frequenzabstände aufweisen

Durch diese Betriebsweise kann die Zielentfernung (zusätz lich zu ihrer Geschwindigkeit) gemessen werden. Es handelt sich um eine lineare Verarbeitung, die im Gegensatz zu den herkömmlichen Mehrdeutigkeits-Auflösungsverfahren über ein Entfernungsauflösungsvermögen verfügt, das auch dann anwendbar ist, wenn mehrere Ziele gleicher Geschwin digkeit gleichzeitig in einem Entfernungsgebiet des Radars erfaßt werden.

Hierzu ist die Verwendung der Informationen erforderlich, die aus zwei aufeinanderfolgenden Sequenzen gewonnen werden:

- eine Sequenz Nr. 1 bei konstanter Frequenz f₁;
- eine Sequenz Nr. 2 aus regelmäßig um δω = 2πδf in der Frequenz beabstandeten Zyklen.

Die Geschwindigkeit des Ziels wird während der Dauer der Gesamtheit von zwei Sequenzen als konstant angenommen.

Man nimmt an:

Für eine gegebene Radialgeschwindigkeit ist (T - τ_oM) eine Konstante, und δτ′_o = δτ_o.

Die Phase der Sequenz Nr. 1 ist:

Die Phase der Sequenz Nr. 2 ist:

ϕ_on2 = - [ω₁ + (n-1)δω] τ′_o2 - [ω₁ + (n-1) δω](n-1)δτ_o.

Darin sind:

τ′_o1: Verzögerung des Signals (bis auf eine Konstante) im Zeitpunkt des Beginns des ersten Zyklus der Sequenz Nr. 1;
τ′_o2: Verzögerung des Signals (bis auf eine Konstante) zum Zeitpunkt des Beginns des ersten Zyklus der Sequenz Nr. 2.

Es wird zunächst angenommen, daß der Term (n-1)²δωδτ_o vernachlässigbar ist.

Der TFD-Operator, der auf die N Signale der Sequenz Nr. 1 einwirkt, ermöglicht die Messung von ω₁δτ_o bis auf etwa ±.

Diese Messung ist unzweideutig (vergleiche den obigen Absatz a).

Dieser selbe Operator, der auf die Sequenz Nr. 2 angewen det wird, ermöglicht die Messung der Größe (δωτ′_o2 + ω₁δτ_o) gleichfalls bis auf ±. Durch die vorherige Kenntnis des Terms ω₁δτ_o kann somit der Term δωδ′_o2 und folglich die Verzögerung τ′_o2 berechnet werden.

Das unzweideutige Gebiet für τ′_o2 ist τ′_o2M = . Ferner ist zu beachten, daß die Komponente (T-τ_oM) für alle praktischen Fälle vernachlässigbar gegenüber 1/δf ist, und man nimmt an:

δωτ′_o2 = δωτ_o2.

(Beispielsweise erhält man für V_r = 1500 m/s, T = 10^-3 s, τ_oM = 50 µs:

entsprechend einem Entfernungsfehler von weniger als 1 Meter).

Beispiele

1. Wenn δf = 20 kHz und N = 16, so beträgt der unzwei deutige Entfernungsbereich 7,5 km, und das Entfernungs auflösungsvermögen beträgt = 470 m.
2. Wenn δf = 100 kHz und N = 16, so erhält man für das unzweideutige Gebiet 1,5 km und das Entfernungsauflö sungsvermögen etwa 90 m.
3. Wenn δf = 200 kHz und N = 32, so beträgt das unzwei deutige Gebiet 750 m und das Auflösungsvermögen ≅ 23 m.

Anmerkung

1. Die Ursprungsphasen -ω₁ τ′_o1 und -ω₁ τ′_o2 der zwei Sequenzen werden nicht verwertet und sind auf das Ergebnis ohne Einfluß.
2. Wenn der Term (n-1)² δωδτ_o nicht vernachlässigbar ist, muß er vor Anlegen der Abtastproben an TFD-Operator kompensiert werden. Aufgrund der Kenntnis der Doppler frequenz durch die Verarbeitung jedes elementaren Zyklus kann er mit ausreichender Näherung berechnet werden.

D. Kohärente Verarbeitung über eine kleine Anzahl von auf einanderfolgenden Zyklen

Die Anwendung der Phasenbeziehungen zwischen einer kleinen Anzahl von aufeinanderfolgenden Zyklen ermöglicht die Ab leitung der Entfernung eines Ziels, ohne jedoch vom Ent fernungsauflösungsvermögen Gebrauch zu machen.

Beispiel 1

Man betrachtet eine kurze Sequenz, die aus drei aufeinan derfolgenden Zyklen C₁, C₂ und C₃ besteht:
C₁ und C₂ haben dieselbe Frequenz f₁. Die Frequenz von C₃ ist f₁ + δf.

Die zuvor bereits angegebenen Formeln liefern die Phasen der entsprechenden verarbeiteten Signale:
ϕ₁ = -ω₁τ′_o
ϕ₂ = -ω₁τ′_o - ω₁δτ_o
ϕ₃ = -ω₁τ′_o - (δωτ′_o + 2δτ_oω₁)
(Unter Vernachlässigung des Termins 2 δτ_oδω).

Hieraus leitet man unmittelbar ab:

ϕ₂ - ϕ₁ = - ω₁ δτ_o (= -2πf_d T_e)
ϕ₃ - ϕ₂ = -(δωτ′_o + ω₁δτ_o).

Die Messung von (Φ₂ - Φ₁) und von (Φ₃ - Φ₂) ermöglicht somit die Berechnung von δωτ′_o und somit die Bestimmung von τ′_o.

Die Messung von τ′_o ≅ τ_o kann weiter verfeinert werden, indem die Messungen aus einigen kurzen Sequenzen dieser Art gemittelt werden. Dabei kann beachtet werden, daß die kurzen aufeinanderfolgenden Sequenzen bei sehr ver schiedenen Trägerfrequenzen ausgesendet werden können, um so einen Betrieb in Frequenzagilität bei einer Kadenz aus drei Elementarzyklen zu ermöglichen.

Beispiel 2

Es werden zwei aufeinanderfolgende Zyklen C₁ und C₂ be trachtet. Die Welle im Zyklus C₁ besteht aus zwei gleich zeitig auftretenden Signalen gleicher Amplitude mit den Frequenzen f₁ und f₂, die den Frequenzabstand Δf aufwei sen (in der Größenordnung von 1 MHz bis einige 10 MHz).

Zwei parallele, völlig gleiche Verarbeitungskanäle, die gleichzeitig arbeiten, messen für jeden Zyklus die Phasen differenz zwischen den gleichzeitig auftretenden Ausgangs signalen:

- für C₁: ΔΦ₁ = 2πΔfτ′_o1.

Der Zyklus C₂ ist in gleicher Weise zusammengesetzt, je doch mit einer Frequenz f′₂, die von f₂ geringfügig ver schieden ist (f′₂ = f₂ + δf).

- Für C₂ gilt: Δϕ₂ = 2π(Δf + δf) (τ′_o1 + δτ_o)

und Δϕ₂ - Δϕ₁ = 2π(Δfτ′_o1 + Δfδτ_o + δfδτ_o).

Bei Vernachlässigung des Terms 2πδfδτ_o:

Δϕ₂ - Δϕ₁ = 2π(δfτ′_o1 + Δfδτ_o).

Der Term Δfδτ_o ist mit guter Näherung aufgrund der Kennt nis der Dopplerfrequenz bekannt. Die Messung von ΔΦ₂ - ΔΦ₁ ermöglicht somit die Berechnung von 2πδfτ′_o1, also die Entfernung des Ziels.

Auch hier kann das Radar mit Frequenzagilität in beiden Zyklen arbeiten (bei dem gewählten Beispiel etwa alle zwei Millisekunden), wobei jeder Zyklus als solcher "doppelfrequent" ist.

E. Anwendung verschiedener Verarbeitungstypen

Die Anwendung aller mehr oder weniger komplexer Verarbei tungstypen oder eines Teiles derselben hängt von der Um gebung ab, insbesondere von der Anzahl von zu verarbei tenden Zielen und von den gegnerischen Gegenmaßnahmen.

Wenn beispielsweise nicht mehr als ein Ziel pro Empfangs bündel und pro Geschwindigkeits-Auflösungszelle vorhan den ist, kann die Messung der Zielentfernung mittels kurzer Sequenzen (aus zwei oder drei Elementarzyklen) mit Frequenzagilität von einer Sequenz zur nächsten er folgen.

Wenn in einem oder mehreren Empfangsbündeln mehrere Ziele gleicher Geschwindigkeit vorhanden sind, müssen Sequenzen mit Zyklen angewendet werden, die regelmäßig frequenz beabstandet sind, um die Ziele in der Entfernung auflösen zu können. Mehrere Gruppen von zwei Sequenzen können not wendig sein, um immer genauere Entfernungsmessungen und ein gesteigertes Auflösungsvermögen zu erzielen (auf Kosten des Mehrdeutigkeitsgebiets). Diese komplexere Betriebsweise wird vorzugsweise auf Ziele angewendet, bei denen zuvor die Richtung und Geschwindigkeit erfaßt wurden.

Es wird nun die Konzeption der Empfangsmoduln beschrieben.

Die gesamte Empfangsantenne besteht aus M Moduln, die untereinander völlig gleich und voneinander unabhängig sind. Das Aufbauprinzip des Moduls "m" (m = 1, 2, . . . M) ist in Fig. 8 schematisch veranschaulicht.

Ein Strahlerelement 1 m, das kleine Abmessungen aufweist, bildet die elementare Empfangsantenne mit sehr breitem Diagramm (Gewinn in der Größenordnung von 6 bis 10 dB). Diese Antenne empfängt:

- die Radarsignale der Frequenz f_s = f_o + f_d;
(f_d: Dopplerfrequenzen der Gesamtheit von aus der Um gebung empfangenen Signalen, also Zielechos und Boden echos);
- die Lokaloszillatorreferenz mit der Frequenz f_o1 = f_o - f_i;
(f_i: Zwischenfrequenz);
- das Störsignal der Frequenz f_o1 welches von der Stör strahlung der Sendeantenne (Rückwärtsstrahlung) her rührt.

Diese Höchstfrequenzsignale werden in ihrer Gesamtheit an eine Mischerdiode 2 m (oder gegebenenfalls an eine Gruppe aus mehreren parallelen Dioden) angelegt, die einen un symmetrischen Mischer bildet.

Das zwischenfrequente Ausgangssignal der Frequenz f_i = f_o - f_o1 oder f_i + f_d (je nachdem, ob es sich um Streusignale von der Sendeseite oder um die eigentlichen Radarsignale handelt) wird an einen Vorverstärker 3 m von geringer Verstärkung angelegt, dem ein Filter 4 m mit relativ schmalem Durchlaßband zugeordnet ist.
(Beispielsweise: f_o = 10 GHz, f_i = 50 MHz, Δf_i = 1 MHz.)

Die Spektralverteilung der empfangenen Signale ist in Fig. 9 dargestellt.

Man sieht, daß die Signalspitze aus der Hauptkeule bei einer derartigen Darstellung nicht auftritt, aufgrund des praktisch omnidirektionalen Charakters des Strahlungs diagramms jedes Moduls. Die Signalspitze bei der Frequenz f_i, welche auf von der Sendeseite her eingestreute Stör signale zurückzuführen ist, hat hingegen gegenüber dem Pegel der erwarteten Ziele einen sehr großen Wert. Sie darf einen Pegel nicht überschreiten, bei welchem eine Sättigung des Mischers und des zugeordneten Vorverstär kers beginnt, wodurch Intermodulationen zwischen diesem Signal und den Bodenechos von hoher Intensität erzeugt würden.

Die Gesamtheit der Signale nimmt ein Gebiet ein, das sich von - bis erstreckt (V_M = Geschwindigkeit des Flugkörpers, V_rmax. = Maximalgeschwindigkeit der erwünschten Ziele, λ = Wellenlänge).

Beispielsweise erstreckt sich das Spektralgebiet von f_i - 50 kHz bis f_i + 100 kHz, wenn λ = 3 cm (f_o = 10 GHz), V_rmax. = 1500 m/s und V_M = 750 m/s.

Die nutzbare Zone, welche dem Gebiet von Zielen in Front darstellung entspricht, erstreckt sich von + bis +, also bei dem genannten Beispiel von f_i + 50 kHz bis f_i + 100 KHz.

Diese Zone muß möglichst weit vorne in der Empfangskette selektiert werden, um Nichtlinearitäten in den verschie denen Verstärker- oder Frequenzumsetzstufen zu vermeiden. Die Unterdrückung der Bodenstörechos und der vom Sender herrührenden Störstrahlung durch Filterung kann auf ver schiedene Weise erfolgen. Man kann beispielsweise eine Filterung in drei aufeinanderfolgenden Stufen in Betracht ziehen:

a) Ein Kompensationssignal der Frequenz f_i, das durch Umsetzung des Signals eines Lokaloszillators der Frequenz f_o1 mit einer einen geringen Pegel aufweisenden Abtast probe des vom Sender abgegriffenen Sendesignals der Frequenz f_o erhalten wird, wird mit entgegengesetzter Phasenlage zu dem vom Sender herrührenden Streusignal an den Vorverstärker angelegt. Dieses Kompensationssignal wird nach Abgleich seiner Amplitude A_m und seiner Phase Φ_m mittels zwei Abgleichelementen 6 m und 7 m angelegt. Diese zwei Parameter sind charakteristisch für den Modul der Ordnungszahl m und liegen im Prinzip fest (oder sind zumindest in der Praxis nur langsam mit der Alterung oder Temperatureffekten veränderlich), denn die Geometrie der Sende-Empfangs-Einheit ist unveränderlich.

Die Wirksamkeit der Kompensation ist relativ schwach und beträgt beispielsweise zwischen 20 und 40 dB.

Anmerkung

Aufgrund der hier auftretenden kurze Wege (deren Unter schiede erforderlichenfalls kompensiert werden können) sind die Störsignalanteile mit Frequenzen, die zu den Mittenlinien der Referenzoszillatoren gehören (Sender, Lokaloszillator, Zwischenfrequenz-Referenz), sehr eng korreliert. Die bei der Referenzfrequenz f_i erhaltene Kompensation gilt somit innerhalb eines sehr breiten Spektralgebiets (beispielsweise wenigstens 10 MHz). Die Unterdrückung der störenden Frequenzlinie bei f_i zieht somit automatisch die Unterdrückung des Störsignals von zugehöriger Frequenz innerhalb des gesamten Nutz bereiches mit gleichem Kompensationsgrad nach sich.

Gleiches gilt für das durch den Sender in die Amplitude eingebrachte Störsignal.

b) Auf diese Teil-Kompensationsstufe folgt eine Frequenz umsetzstufe 8, um die Signale auf eine relativ niedrige Trägerfrequenz (von einigen Megahertz) umzusetzen, so daß ein Bandpaßfilter 9 relativ leicht verwirklicht werden kann, welches das Gebiet

selektiert.

Die innerhalb des Nutzbereichs liegenden Signale werden anschließend mittels eines Verstärkers 10m auf der Zwi schenfrequenz mit einer Verstärkung verstärkt, die mit dem Restpegel der Störsignale vereinbar ist, welcher nach den beiden oben beschriebenen Operationen übrig bleibt.

c) Zwei Quadratur-Synchrondetektoren, wie der Detektor 12m, die durch eine Frequenzreferenz f′_i gleich f_i - f_i1 gespeist werden (worin f_i1 von einem Generator 11m ge liefert wird), die gleichfalls durch Abgreifen einer Abtastprobe der Sendewelle erhalten wird, liefern Signale mit verschwindender Trägerfrequenz in Form von zwei Videokomponenten X_m und Y_m. Das Rest-Streusignal (und der zugeordnete Störfrequenzanteil) wird wiederum stark gedämpft.

Nach dieser dritten Filterstufe werden die dem Nutzgebiet angehörigen Videosignale verstärkt und an die Verarbei tungseinheit weitergeführt, wo in einer ersten Phase eine Analog-Digital-Codierung erfolgt. Nach Bildung der Bündel durch Berechnung erfolgt mittels der TFD-Verarbeitung, die einer Filterbank aus schmalbandigen Filtern ent spricht, eine vierte Filteroperation.

Es wird nun die Bildung der Empfangsbündel beschrieben; hierzu wird auf Fig. 10 Bezug genommen.

Die Ausgangssignale s′₁, s′₂, . . . s′_M der Empfangsmoduln 15m, die nach Durchlaufen eines Analog-Digital-Codierers 16m in Digitalform vorliegen, weisen grundsätzlich be liebige relative, jedoch stabile Phasen auf. Diese diffe rentiellen Phasen beruhen auf unterschiedlichen elektri schen Weglängen zwischen den M "Lokaloszillatorwellen", auf unvermeidbaren Herstellungsstreuungen der Moduln in den Höchstfrequenz- und Zwischenfrequenzbereichen und auf unvollkommener Montage der Moduln usw.

Diese Differenzen müssen vor der Bildung der Empfangs wege korrigiert werden. Ein einfaches Mittel besteht bei spielsweise darin, die gesamte Antenne mit einer ebenen Welle der innerhalb des Nutzgebietes gewählten Frequenz f_o + f_d zu beaufschlagen, wobei die Ausbreitungsrichtung der Welle normal zur Antennenebene ist. Die gemessenen Phasen Φ_o1, Φ_o2, . . . Φ_oM (bezogen auf eine beliebige Referenz, beispielsweise die Phase eines der Moduln) müssen alle untereinander gleich sein. Die Signale s′₁, s′₂ . . . s′_M müssen somit lediglich (bis auf eine will kürliche konstante Phase) mittels Phasenschiebern 17m mit den entgegengesetzten Phasen - Φ_o1, - Φ_o2 . . . - Φ_oM behaftet werden. Diese im Prinzip unveränderlichen Korrek turen können unter Anwendung des gleichen Verfahrens er neut vorgenommen werden, um eventuellen längerfristig auftretenden Veränderungen Rechnung zu tragen.

Die nach Korrektur der ursprünglichen Phasen der Moduln gewonnenen Signale s₁, s₂ . . . s_M werden an eine Gruppe 18 für eine Verarbeitung zur Bildung von Bündeln angelegt. Die herkömmliche Lösung besteht darin, die M Bündel zu erzeugen, indem eine diskrete Fouriertransformation (TFD) aus den M Eingangssignalen gebildet wird.

Die Gesamtheit dieser Bündel oder nur ein Teil derselben wird vom Radar verwertet. Die Ausgangssignale Σ₁, Σ₂ . . . Σ_M entsprechen Zielen in den Richtungen Θ₁ bzw. Θ₂ . . . Θ_M.

Was die Erfassung und Messung der Parameter in der Such phase anbetrifft, so ist jedem Kanal Σ_m des interessie renden Winkelgebietes eine Doppler-Filterbank 19 zuge ordnet, deren Filter Σ_m1, Σ_m2 . . . Σ_mk die Selektion von vielen in der Richtung Θ_m und die Messung ihrer Redial geschwindigkeit ermöglichen. (Es wird auf Fig. 11 Bezug genommen.)

Eine mehr oder weniger komplexe Verarbeitung 20 der auf einanderfolgenden Signale ermöglicht anschließend die Entfernungsmessung.

Durch herkömmliche Vorrichtungen mit steuerbarem Schwell wert kann jeder Kanal Σ_mk bezeichnet werden, der ein ge wünschtes Ziel enthält.

Das Gebiet der gewünschten Ziele wird somit augenblicklich untersucht (oder quasi-augenblicklich, wenn die Entfernung gemessen wird).

Die Winkelmessung kann durch Interpolation verfeinert werden, indem das Vorhandensein von benachbarten Bündeln ausgenutzt wird:

- entweder im Falle der Detektion in zwei benachbarten Bündeln (siehe Fig. 12): Σ_m und Σ_m+1, wenn die Ampli tudenantworten vergleichbar sind;
- oder innerhalb desselben Bündels Σ_m, indem eine zweite Gruppe von Bündeln Σ′_m gebildet wird, deren Winkel gegenüber der ersten Gruppe um die halbe Breite eines elementaren Bündels versetzt ist (durch eine Linear kombination beispielsweise vom Typ (Σ_m + Σ_m+1)).

Wenn mehrere Ziele vorhanden sind, erfolgt die Selektion eines dieser Ziele nach einem zuvor festgelegten ope rationellen Kriterium, in welches die gemessenen Para meter eingehen (Richtungen, Entfernungen, Geschwindig keiten). Die Geschwindigkeits- und gegebenenfalls auch Entfernungsverfolgung geschieht in herkömmlicher Technik. Die Winkelverfolgung kann unter Anwendung der Monopuls technik verwirklicht werden:

- entweder unter Verwendung fester Bündel (die mit der Geometrie des Flugkörpers verknüpft sind) und unter Durchführung einer Operation des Typs: wodurch eine Messung der Winkelablage ΔΘ des Ziels gegenüber der Überschneidungsrichtung von zwei benach barten Bündeln ermöglicht wird;
- oder aber in herkömmlicher Weise durch elektronische Nachführung der Position beider benachbarter Bündel, damit ΔΘ = 0; eine solche Nachführung wird gesteuert, indem eine Phasendifferenz εΦ zwischen zwei aufeinan derfolgenden Moduln eingebracht wird, die von der Po sition des Zieles abhängt; die Beziehung, welche den Nachführungs-Winkelfehler ε_Θ mit dem Phasenfehler εΦ verknüpft, ist: (λ: Wellenlänge, d: Abstand zwischen zwei aufeinander folgenden Strahlerelementen, Θ: Winkel zwischen der Visierrichtung und der Normalen auf die Antennenebene).

Anmerkung

Bei Anwesenheit von Störquellen, die gegenüber dem Ziel winklig versetzt sind, können durch Anwendung der ge bräuchlichen Algorithmen "Nullen" in ihren Richtungen durch Verarbeitung der N komplexen verfügbaren Signale gebildet werden.

Das vorgeschlagene Konzept ist auch für die halbaktive Funktionsweise geeignet.

Die Beleuchtungsquelle beleuchtet das Ziel mit einer Welle gleicher Art wie die aus dem Sender des Zielsuch systems, also mit einer Folge von gleichen Zyklen konstan ter Frequenz. Im Prinzip werden nur die Richtung und die Geschwindigkeit in dieser Vorlenkphase gemessen. Die Anstrahlung ist im allgemeinen diskontinuierlich (z. B. 20 bis 50 Millisekunden pro Sekunde).

In der Praxis muß die Frequenz des Lokaloszillators der Frequenz der Beleuchtungsquelle nachgeregelt werden (bis auf die Zwischenfrequenz f_i), was mittels einer Phasen- (oder Frequenz-)regelschleife erfolgt, in der ein Signal verwertet wird, das durch Abgreifen der Beleuchtungswelle mittels einer auf der Rückseite des Flugkörpers angeordne ten Antenne gewonnen wird.

Diese auf der Rückseite auftretende Referenzgröße ermög licht auch die annähernde Bestimmung der Anfangszeitpunkte für jeden Verarbeitungszyklus.

Anmerkung

Eine Informationsübertragung von der Abschußplattform zu dem Flugkörper ist möglich, ohne die spektrale Reinheit der Beleuchtungswelle zu stören.

Die Zeiträume zwischen den Zyklen können ausgenutzt wer den, um codierte Informationen bei relativ geringem Daten durchsatz zu übertragen (beispielsweise die geschätzte Entfernung zwischen Flugkörper und Ziel, die geschätzte radiale Geschwindigkeit, die Anzahl der im Winkelgebiet des Zielsuchsystems vorgesehenen Ziele, Zielselektions befehl usw.).

Es wird nun der Aufbau des Radarsystems genauer beschrie ben. Zunächst werden der Sender und der Lokaloszillator unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert.

Ein sehr stabiler Referenz-Höchstfrequenzoszillator bil den den Lokaloszillator 21 (f_o1). Der Sender 22 (f_o) wird seinerseits über einen weiteren stabilen Oszillator 23 der Zwischenfrequenz f_i (f_o - f_o1 = f_i), in der Phase nach geregelt mittels einer Regelschleife, die einen Synchron detektor 24, einen Verstärker 25 und ein Filter 26 mit der Übertragungsfunktion H(p) enthält. Das Durchlaßband der Regelung (einige MHz z. B.) reicht aus, damit die Phase der Lokaloszillatorschwingung nachgebildet werden kann, obwohl eine Zerhackung erfolgt, die auf den elementaren Sendezyklen beruht, welche die Dauer von etwa 1 Milli sekunde aufweisen. Der Sender speist direkt die Sende antenne 27. Der Lokaloszillator speist ferner direkt eine weitere Antenne 28, deren Strahlung gegen die Empfangs oberfläche gerichtet ist.

Wie Fig. 8 zeigt, wird ein geringer Bruchteil der Sende welle in die Zwischenfrequenz umgesetzt und dient als Referenzsignal, das zwischen den Empfangsmoduln aufgeteilt wird, mit geeigneten Amplituden und Phasen für die Kompen sation der Einstreuungen aus der Sendeseite. Da die Empfangsmoduln keine symmetrischen Mischer aufweisen, erfassen sie auch das Amplituden-Störsignal der Lokal oszillatorschwingung. Insbesondere kann die Störsignal leistung, die innerhalb des Empfangs-Nutzbandes auftritt und auf die Zwischenfrequenz zentriert ist, die Empfangs empfindlichkeit verschlechtern.

Dieser Mangel wird durch Einfügung eines Filters 29 in den Ausgangskreis des Lokaloszillators behoben; dieses Bandfilter ist auf die Frequenz f₀₁ zentriert und weist die Breite Δf < 2f_i auf, wodurch die Nutzfrequenzen um f_o1 + f_i ausreichend gedämpft werden (beispielsweise um 10 bis 15 dB).

Bei der Empfangsantenne sind die Strahlerelemente (im allgemeinen Dipole) auf einer ebenen Oberfläche von all gemein kreisrunder Gestalt angeordnet. Sie sind um etwa λ/2 beabstandet (λ=Wellenlänge der Sendewelle). Ihre Anzahl M beträgt in herkömmlicher Weise einige Zehn für einen Flugkörper kleiner Abmessungen (M = 50 bis 100 für einen Flugkörper von etwa 15 cm Durchmesser).

Der Aufbau der Empfangsmoduln wurde bereits zuvor unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben. Es kann hinzugefügt werden, daß für den Fall relativ schwacher Amplituden modulations-Frequenzlinien oder -Störsignalanteile, die auf Einstreuungen aus dem Sender oder auf nahen Boden echos beruhen, die sehr enge Korrelation zwischen den Augenblicksphasen der Schwingungen des Lokaloszillators und des Senders ein Entfallen der Kompensationsschaltun gen ermöglichen kann. Ein Filter zur Selektion der ge nutzten Zone im Zwischenfrequenzbereich reicht aus. Nach der Umsetzung in den Zwischenfrequenzbereich liegen näm lich diese Störsignale mit praktisch verschwindender Verzögerung (im Maßstab der Modulationsperioden der Stör signalanteile) in Form von sehr stark gedämpften Frequenz linien oder Störsignalanteilen vor. Dieses Filter muß direkt am Ausgang des eine geringe Verstärkung aufweisen den Vorverstärkers angeordnet werden, um die Sättigung der darauffolgenden Verstärker zu vermeiden.

Wenn die Kompensationsvorrichtung hingegen erforderlich ist, wird vorzugsweise eine automatische Amplituden- und Phasenregelung des Kompensationssignals vorgesehen, damit den langsamen Veränderungen des eingestreuten Signals gefolgt werden kann, die auf verschiedenen Ursachen be ruhen, insbesondere Temperaturänderung, Alterung der Komponenten, mechanische Beanspruchungen usw. Eine sehr schmalbandige Regelung (beispielsweise einige Hz) bewirkt diese automatische Kompensation, ausgehend von einem an dauernden Vergleich zwischen dem eingestreuten Signal F und dem Kompensationssignal C, was leicht verwirklicht werden kann: Beispielsweise wird das Kompensationssignal in jedem zweiten Zyklus angelegt, wodurch die Größen C + F und F getrennt an einem geeignet in der Empfangs kette gewählten Punkt gemessen werden können, also F und C gewonnen werden können, woraufhin schließlich ihre Phasendifferenz εΦ und ihre Amplitudendifferenz ε_a, welche die Regelfehler bilden, die voneinander entkoppelt sind, nach Filterung und Verstärkung die Größen A_m und Φ_m steuern.

Was die Analog-Digital-Codierung anbetrifft, so kann das Signal, da das genutzte Frequenzgebiet Δf_d einige Zehn kHz beträgt und zwischen und liegt (beispielsweise

durch Abtastproben dargestellt werden, die höchstens um beabstandet sind. In der Praxis können Abtastproben in den Abständen verwendet werden, unter der Bedingung, daß sie gleich zeitig von den beiden um 90° gegeneinander phasenverscho benen Komponenten abgenommen werden.

Da die Störsignale zuvor praktisch vollständig eliminiert wurden, ist die Dynamik im Bereich der Codierung relativ gering (beispielsweise 40 bis 50 dB).

Beispiel

Wenn Δf_d = 50 kHz, so werden die von jedem Modul abgegebe nen komplexen Abtastproben alle 20 µs abgenommen und mit 8 Bits codiert. Ein herkömmlicher komplexer Codierer, der mit 8 Bits und 0,4 µs Taktperiode codieren kann, ist somit imstande, sequentielle 20/0,4 = 50 Empfangskanäle paral lel abzutasten. Je nach der Anzahl von Moduln sind im all gemeinen ein oder zwei herkömmliche komplexe Codierer aus reichend, um den digitalisierten Informationsdurchsatz zu gewährleisten, welcher der Gesamtheit von Moduln ent spricht, wenn die üblichen eingangsseitigen und ausgangs seitigen Multiplexieroperationen durchgeführt werden.

Die Doppler-Filterung wird mittels diskreter Fouriertrans formation (TFD) durchgeführt, welche auf die K Abtast proben jedes Zyklus angewendet wird, wobei diese Abtast proben zu den Zeitpunkten t₁, t₂ . . . t_k für jeden der Moduln abgenommen werden (siehe Fig. 14).

Der Modul der Ordnungszahl m liefert die aufeinanderfol genden komplexen Abtastproben

s′_m(t₁), s′_m(t₂) . . . s′_m (t_k)im Abstand
K = T·Δf_d (m = 1, 2 . . . M).

Am Ausgang des TFD-Operators erhält man parallel K Aus gangssignale, welche die Filterbank für die genutzte Zone bilden, die jedem Modul zugeordnet ist:

S′_m1, S′_m2 . . . S′_nk . . . S′_mk (k = 1, 2 . . . K).

Die Bandbreite jedes Filters beträgt

Die Ordnungszahl des Filters gibt die Dopplerfrequenz f_dk des Ziels bis auf etwa ± 1/2T an.

Beispiel: Wenn Δf_d = 50 kHz und T = 10^-3 s, so ergibt sich K = 50 und δf_d = 1 kHz.

Im Bereich dieses Elementarmoduls ist die Energiebilanz im allgemeinen zu gering, um die Filter identifizieren zu können, in welchen gegebenenfalls Nutzsignale vorhan den sind. Eine lineare Integration der einander entspre chenden Signale aus allen Moduln ist erforderlich, bevor die üblichen Detektions- und Meßoperationen zur Erfassung der Parameter durchgeführt werden. Dies ist Zweck der Ver arbeitung, durch welche die Bündel mittels Berechnung ge bildet werden.

Was die Bildung der Empfangsbündel durch Berechnung anbe trifft, so werden die gleichzeitig auftretenden M Ausgangs signale, welche der Dopplerfrequenz f_dk entsprechen, an einen Fouriertransformations-Operator mit zwei aufeinan der senkrechten Dimensionen X und Y, nämlich im allgemei nen horizontal und vertikal (siehe Fig. 15) angelegt.

Wenn M_x Quellen in der Richtung X und M_y Quellen in der Richtung Y vorhanden sind: M_x × M_y = M.

Die Ausgangssignale Σ_1k, Σ_2k . . . Σ_mk . . . Σ_Mk ermöglichen die Identifikation der Bündel, in welchen gegebenenfalls Ziele bei der Dopplerfrequenz f_dk vorhanden sind.

Jedem Filterkanal der Ordnungszahl k ist somit eine dis krete Fouriertransformation in zwei Dimensionen und zu M Punkten zugeordnet.

Wenn ein Signal im Kanal Σ_1k vorhanden ist, so rührt dieses Signal folglich von einem Nutzziel her, das in der Richtung Θ₁ liegt und dessen Dopplerfrequenz f_dk ist. Der Geschwindigkeits-Radialrichtungs-Raum ist somit in MK Auflösungszellen unterteilt, die sich alle durch Ver arbeitung eines Zyklus der Dauer T ergeben.

In dem praktischen Falle einer Ausführungsform, bei wel cher die Signale der Moduln durch einen einzigen schnel len Abtaster abgenommen werden, treten die Eingangssignale S′_mk, die der räumlichen diskreten Fouriertransformation in zwei Dimensionen zugeführt werden, nicht streng gleich zeitig auf. Wenn zwischen zwei Abtastproben mit den Ordnungszahlen i und j eine Zeitdifferenz δT_e auftritt, muß zuvor die Phasendifferenz zwischen den Abtastproben S′_ik und S′_jk, welche auf der betrachteten Dopplerfre quenz f_dk beruht, korrigiert werden:

Δϕ_i,j = 2¶ f_dk δT_e.

Diese Differenz, die im voraus bekannt ist, wird mit ge eignetem Vorzeichen an den Eingang des TFD-Operators für zwei Dimensionen angelegt.

Wenn die M Moduln regelmäßig in der Reihenfolge ihrer Ordnungszahlen mit einer Periode T_e abgetastet werden, so ist die zu korrigierende Phasendifferenz proportional zur Ordnungszahl des Moduls:

Δϕ_{(m, m-1)} = 2¶ f_dk T_e (m = 2, 3 . . . M)
Δϕ_(m,1) = 2¶ (m-1) f_dk δT_e.

Beispiel

δT_e

= 0,4 µs, f_dk

= 50 kHz, M = 100, T = 1 ms
Δϕ_(m,m-1)

= 2¶·5·10⁴·0,4·10^-6

Δϕ_(m,m-1)

= 7,2°
Δϕ_(M,1)

= 99·7,2° = 713°.

Die Dopplerfrequenz des Ziels ist mit einer Genauigkeit von etwa ± 500 Hz bekannt (d. h. etwa 7° für die maximale Phasendifferenz ΔΦ_(M,1), was durchaus tragbar ist).

Anmerkung

1. Der TFD-Operatur verarbeitet im allgemeinen die Ein gangssignale nach Amplituden- und/oder Phasenwichtung zur Minimierung der Nebenzipfel.
2. Jeglicher weitere lineare oder adaptive Operator kann auf die Signale S′_mk (m = 1, 2 . . . M) einwirken, um die Empfangsdiagramme nach den jeweiligen Bedürfnissen zu optimieren.

Es wird nun die Detektion und Gewinnung der Parameter Geschwindigkeit, Richtung und Entfernung betrachtet. Die Detektion erfolgt mittels herkömmlicher Mittel, die einen festliegenden oder nachgeführten Schwellwert aufweisen (Vorrichtungen mit konstanter Fehlalarmrate), oder aber ausgehend von den KM Geschwindigkeits-Richtungs-Zellen, die jedem Elementarzyklus zugeordnet sind, oder auch aus gehend von einer kohärenten oder inkohärenten Integration der Signale, welche durch Verarbeitung der aufeinander folgenden Zyklen in der zuvor beschriebenen Weise ent stehen.

Die Identifikation für die Ordnungszahl (k, l) derjenigen Zelle, in welcher die Detektion erfolgt, liefert die Rich tung und die Radialgeschwindigkeit. Die Entfernung wird erforderlichenfalls durch Verarbeitung von aufeinander folgenden Zyklen in der zuvor beschriebenen Weise erhal ten.

Die Vorzüge des oben beschriebenen Systems liegen einer seits im operationellen Bereich, andererseits im techni schen und technologischen Bereich.

Operationelle Vorzüge

- die augenblickliche Exploration eines großen Winkel volumens ermöglicht eine relativ ungenaue Objektbe zeichnung und eine verzögerte Aktivierung des Ziel suchsystems. Sie ermöglicht ferner eine kontinuierli che Beurteilung der Umgebung: Anzahl und Richtung von eventuellen Störquellen und Zielen, Gewinnung von Auswahlkriterien für die Ziele (verknüpft mit den Geschwindigkeits- und Entfernungs-Parametern);
- Steigerung der Abwehrmöglichkeiten gegen Störquellen:
- a) die Möglichkeit, durch Verarbeitung "Nullstellen" in der Richtung der Störquellen zu erzeugen (theore tisch ermöglichen M Empfangsmoduln die Erzeugung von (M-1) Nullstellen);
- b) geringe Entdeckbarkeit des Zielsuchsystems des Flug körpers im Sendebetrieb im Vergleich zu einer her kömmlichen Lösung:
  - - der Gewinn der Sendeantenne ist gering;
  - - bei mittlerer gegebener Leistung ermöglicht die Anwendung einer kontinuierlichen Welle eine Absen kung der Spitzenleistung gegenüber einer herkömm lichen Radarwelle mit hoher Folgefrequenz im Ver hältnis von etwa 3 bis 5;
  - - die energetische Ausnutzung der gesamten Sende- Empfangs-Einheit wird erheblich verbessert: Die ohmschen Mikrowellenverluste werden vermindert, durch Anwendung einer kontinuierlichen Welle ent fallen die Verarbeitungsverluste aufgrund der Abdunkelungen und der Abtastung der empfangenen Impulse. Bei im übrigen gleichen Verhältnissen kann die Sendeleistung abgesenkt werden.
- c) Die von jedem Modul empfangene Störleistung wird im Vergleich zu der durch eine Antenne für einen ein zigen Empfänger empfangenen Leistung (mechanische oder passive elektronische Antenne) annähernd durch M dividiert. Bei ansonsten gleichen Verhältnissen kann somit die insgesamt von der Antenne empfangene Störleistung mit M multipliziert werden, bevor der Sättigungspegel in den Moduln erreicht wird, was in der Praxis bedeutet, daß der Flugkörper sich an eine sendende Störquelle bis auf eine Entfernung annähern kann, die um √ kleiner ist, bevor die Störabwehrvorrichtungen unwirksam werden (Verfolgung eines mit Störsender ausgestatteten Ziels, Eliminie rung von abliegenden Störquellen usw.).
- Die Kompatibilität zwischen mehreren fliegenden Flug körpern kann leicht gewährleistet werden, weil mit sehr geringer spektraler Augenblicks-Bandbreite gesendet wird (etwa 1000 Hz gegenüber einigen MHz).

Technische und technologische Vorzüge

Durch das vorgeschlagene Konzept kann ein sehr leistungs fähiges Zielsuchsystem für Flugkörper mittels relativ kostengünstiger Herstellungs-, Abgleich- und Fertigstel lungsverfahren verwirklicht werden. Diese Vorzüge beruhen insbesondere auf der Einfachheit der gesendeten Welle und der Einfachheit der Empfangsmoduln.

Einfachheit der gesendeten Wellenform

a) der Sender ist einfach ausgebildet, denn er liefert eine quasikontinuierliche Welle: Die Spitzenleistung und die Versorgungsspannungen sind somit minimal. Die zulässige Toleranz für die Steilheit und Lage der Anstiegs- und Abfallfronten jedes Zyklus ist sehr groß, im Gegensatz zu Radarsystemen mit hoher oder mittlerer Folgefrequenz, die eine große spektrale Reinheit des Zerhackungssignals erfordern;
b) die Verarbeitungsverluste, die mit den Abdunkelungen und der Abtastung bei herkömmlichen Radarsystemen ver knüpft sind, entfallen. Den so erzielten Gewinn kann man auf etwa 5 dB gegenüber einer Radarwelle mit hoher Folgefrequenz ansetzen (Formfaktor der Welle von 0,5 bis 0,25);
c) der Lokaloszillator kann der tatsächlich ausgesendeten Welle nachgeführt werden (oder umgekehrt), im Gegen satz zu Pulsradarsystemen, bei welchen er nur der Sende- Referenzschwingung vor Modulation durch die Zerhackungs impulse nachgeführt werden kann.
Die Frequenzstörungen und die Störfrequenzlinien stim men somit (zumindest innerhalb eines weiten Frequenz bereichs) für die gesendete Welle und die Lokaloszilla torschwingung überein. Nach Umsetzung in die Zwischen frequenz weisen die Signale, deren Verzögerung ver schwindend oder gering ist, entsprechende Frequenz störungen auf, die verschwindend oder zumindest stark gedämpft sind. Dieser Vorteil ist von besonderem Interesse im Falle der Störsignale von sehr hohem Pegel, die durch Einstreuungen von der Sendeseite her (praktisch verschwindende Verzögerung) und nahe Boden echos beim Flug in sehr geringer Höhe gebildet sind.
Das Eindringen dieser starken Signale in das genutzte Spektralgebiet kann folglich erheblich reduziert wer den:
Beispiel: Man betrachtet ein Bodenecho von hoher Lei stung, dessen Verzögerung τ₀ = 2 µs (d = 300 m) be trägt.
Wenn die Sendewelle eine Störlinie enthält, die bei f_m = 10 kHz neben der Trägerfrequenz f_o liegt und die relative Amplitude ΔΦ_e aufweist (ΔΦ_e: Modulationsindex), so ist die relative Amplitude der zu dem Empfangs signal gehörenden Störlinie: Δϕ_r = 2Δϕ_e sin ¶ f_m τ_od. h.Δϕ_r = 2Δϕ_e sin ¶·10⁴·2·10^-6 = 2Δϕ_e sin 2¶·10²
Δϕ_r = 0,125Δϕ_e.
Die Störlinie wird folglich um 18 dB gedämpft (sie würde für das Echo von einem reflektierenden Objekt in 30 m Entfernung um 38 dB gedämpft).
d) Der in der Entfernung unzweideutige Bereich kann sehr viel größer sein als mit einem herkömmlichen Radar für hohe Folgefrequenz.
e) Die vorgeschlagene Wellenform erfordert nicht die Anwendung von sehr stabilen Taktgebern für die Ab tastung der Empfangssignale (insbesondere im Höchst frequenzbereich und Zwischenfrequenzbereich).

Einfachheit der Empfangsmoduln

a) die Höchstfrequenzverluste sind sehr gering:
- - Entfallen von Drehkupplungen auf der Sendeseite und Empfangsseite;
- - die Länge der Übertragungsleitung für das Empfangs signal ist praktisch gleich Null, da der Mischer direkt dem Strahlerelement zugeordnet werden kann;
b) Höchstfrequenzkomponenten können praktisch vollkommen entfallen (insbesondere Phasenschieber und Dämpfungs glieder), wodurch die Herstellungskosten relativ nie drig gehalten werden.
Es verbleibt lediglich eine Mischdiode.
c) Entfallen von materiellen Höchstfrequenzverbindungen zwischen den Referenzoszillatoren (Sendewelle und/oder Lokaloszillator) und den Moduln, wodurch der Zusammen bau der Moduln gegenüber einer herkömmlichen aktiven Antenne erheblich vereinfacht wird;
d) Entfallen von Einzelabgleich an den Moduln zur Kom pensierung von Gewinn- und Phasendifferenzen aufgrund von Herstellungs- und Montagetoleranzen. Die Einstel lung der relativen Gewinn- und Phasen-Werte vor Bil dung der Bündel erfolgt lediglich bei den Ausgangs signalen der Moduln mittels einer Gesamtüberprüfung (beispielsweise durch Beleuchtung der ganzen Antenne mittels einer externen Quelle, die eine ebene Welle aussendet);
e) trotz dieser Einfachheit bleiben alle Möglichkeiten der Antennen mit getrennten Signalaufnehmern erhalten.

Das vorgeschlagene Konzept ist auf alle Arten von Radar systemen anwendbar. Es ist jedesmal dann vorteilhaft, wenn die Energiebilanz nicht von ausschlaggebender Bedeutung ist und die Raumüberwachung in Echtzeit bei genauen Winkelmessungen erfolgen soll.

Neben Radarsystemen für Flugkörper sind besonders zu nen nen:

- an Bord von Fluggeräten mitgeführte Radarsysteme, welche der Umgehung von Hindernis sen oder der Geländenachfüh rung dienen;
- Bodenradarsysteme (die auch auf Fahrzeugen angeordnet sein können) von kurzer Reichweite für Waffensysteme mit sehr kurzer Reaktionszeit;
- bei passiver Betriebsweise: Winkelortung von externen Quellen im Betriebsfrequenzband (andere Radarsysteme, Störsender usw.).

Die vorgeschlagene Technik erscheint besonders vorteilhaft bei Radarsystemen im Millimeterwellenbereich (beispiels weise um 100 GHz), bei denen die herkömmlichen Konzepte der Antennen mit elektronischer Verschwenkung vom passi ven oder aktiven Typ aufwendige Bauelemente und Höchst frequenzkreise und schwierig auszuführende Montagetech niken erfordern.

Die vorgeschlagene Ausbildung kann leicht vereinfacht werden, wenn die sich aus einer solchen Vereinfachung ergebenden Kompromisse operationell tragbar sind. Wenn entweder die Anzahl von voneinander unabhängigen Moduln reduziert oder aber der Berechnungsumfang (bei gegebener Anzahl von voneinander unabhängigen Moduln) vermindert werden soll, so sind verschiedene Lösungen möglich. Einige von ihnen werden hier genannt:

- Die Antenne arbeitet in herkömmlicher Weise mit mecha nischer Verschwenkung in einer Ebene und gleichzeitig gebildeten Empfangsbündeln in der anderen Ebene. Sie kann aus einer herkömmlichen Gruppe von Wellenleiter abschnitten mit Strahlerschlitzen bestehen, welche die Richtwirkung des Bündels in der zur Ebene der Wellen leiter normalen Richtung herstellen. Jedem Wellenleiter ist ein Empfangskreis zugeordnet, wobei die Gesamtein heit einen Modul bildet. Die starke Verminderung der Anzahl von unabhängigen Moduln und des Rechenumfangs (insbesondere die räumliche Fouriertransformation in nur einer Dimension) führt zu einer Verlängerung der Explorationsdauer für den Raum und zum Entfallen der vielfältigen Auslegungsmöglichkeiten in der Ebene der mechanischen Ablenkung.

Anmerkung

Die Antenne mit breitem Strahlungsdiagramm, welche die Lokaloszillatorschwingung abstrahlt, muß geometrisch mit der beweglichen Strahleroberfläche verbunden sein.

- Die Antenne arbeitet in der einen Ebene mit sequen tieller elektronischer Verschwenkung und in der anderen Ebene mit gleichzeitig gebildeten Bündeln.

Diese Ausführungsform ist in den Fig. 16 und 17 veran schaulicht. Wie in Fig. 16 gezeigt ist, enthält die recht winklige Antenne M = P · Q Moduln, die als Matrix von P waagerechten Zeilen und Q senkrechten Spalten angeordnet sind.

Jeder Modul wird durch zwei Buchstaben p und q bezeich net. Er umfaßt das Strahlerelement, den Mischer, den Vorverstärker und gegebenenfalls einen Kompensationskreis für die sendeseitigen Einstreuungen. Wie in Fig. 17 ge zeigt ist, werden die zwischenfrequenten Signale, die von den Moduln 15 _pq derselben Zeile der Ordnungszahl p abgege ben werden, in einem Summierer 30 aufsummiert, nachdem ein Abgleich mittels Phasenschiebern 31 _pq erfolgte, durch welche die relativen Phasendifferenzen zwischen den Moduln kompensiert werden, und nachdem das Phasengesetz angewen det wurde, welches linear mit der Ordnungszahl q ist und die sequentielle Orientierung des Bündels in der Horizon talebene gestattet.

Das resultierende Signal erfährt anschließend eine analoge Verarbeitung der bereits beschriebenen Art (Ausfiltern der Bodenechos, Frequenzumsetzung, Verstärkung usw.). Anschließend wird es codiert und an den TFD-Operator an gelegt, welcher die Doppler-Filterung vornimmt. Man ver fügt dann für jeden Dopplerkanal über P gleichzeitig auf tretende Signale, durch welche die Berechnung von P gleich zeitigen Bündeln in der Vertikalebene ermöglicht wird. In jedem Elementarzyklus verfügt man somit nur über P.K Geschwindigkeits-Richtungs-Auflösungszellen. Die Gesamt heit der M.K Zellen wird im günstigsten Fall während einer Zeitspanne abgefragt, die Q Elementarzyklen entspricht.

Dieser Nachteil wird durch eine Vereinfachung der Elemen tarmoduln und eine starke Reduzierung des erforderlichen Rechenumfangs kompensiert.

Dieses Konzept bleibt jedoch relativ flexibel. Es ermög licht insbesondere eine leichte Umkehrung der Funktionen der beiden Ebenen (vertikale sequentielle elektronische Verschwenkung und in einer Horizontalebene gebildete gleichzeitige Bündel), wenn P und Q vergleichbar sind, indem andere Gruppen gebildet werden.

Claims

1. Radar mit großem Augenblicks-Winkelfeld und hohem Augenblicks-Winkelauflösungsvermögen, insbesondere für Zielsucheinrichtungen von Flugkörpern, gekennzeichnet durch:

- eine Sendeantenne mit einem relativ breiten Strahlungs diagramm, welche eine quasi kontinuierliche Welle aus sendet;
- eine Empfangsantenne, die mit mehreren Strahlerelementen versehen ist;
- Mittel zur Bildung von Bündeln, die der Empfangsantenne zugeordnet sind, um eine lineare Kombination der Signale zu bilden, die von den verschiedenen Strahlerelementen der Empfangsantenne abgegeben werden, um eine Menge von gleichzeitig vorhandenen Empfangsbündeln zu bilden, durch welche die Augenblicks- bzw. Echtzeit-Exploration des vom Sendebündel überdeckten Raumes ermöglicht wird.

2. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsantenne eine zweidimensionale Gruppe aus Strahlerelementen (1m) mit gleichzeitig in beiden Dimen sionen gebildeten Empfangsbündeln ist.

3. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsantenne eine zweidimensionale Gruppe aus Strahlerelementen (1m) und mit gleichzeitig in einer Dimension gebildeten Empfangsbündeln sowie mit elektroni scher Verschwenkung in der anderen Dimension ist.

4. Radar nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß es Mittel enthält, um die Phasen differenzen zwischen den von den verschiedenen Strahler elementen der Empfangsantenne abgegebenen Signalen zu kompensieren, bevor die Empfangsbündel gebildet werden.

5. Radar nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß es ferner Mittel (19) zur Verwirkli chung einer Doppler-Filterung der Empfangssignale enthält.

6. Radar nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (19) zur Doppler-Filterung den Mitteln (18) zur Bildung der Empfangsbündel vorausgehen.

7. Radar nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (18) zur Bildung der Empfangsbündel den Mitteln (19) zur Doppler-Filterung vorausgehen.

8. Radar nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (18) zur Bildung der Emp fangsbündel einen TFD-Operator enthalten, welcher eine räumliche diskrete Fouriertransformation der Signale aus führt, welche von den verschiedenen Strahlerelementen ab gegeben werden.

9. Radar nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (19) zur Doppler-Filterung einen TFD-Operator enthalten, welcher eine zeitliche dis krete Fouriertransformation vornimmt, die symmetrisch auf die eingangsseitigen Abtastproben aus einem Filterzyklus angewendet werden, welche symmetrisch um den Zeitpunkt verteilt liegen, worin t′ die Zeit ab dem Beginn des betrachteten Filterzyklus ist, T die Dauer des Filterzyklus bezeichnet und τ_oM eine feste Verzögerung angibt, die der maximalen geschätzten Verzögerung der Empfangssignale entspricht.

10. Radar nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer eines Filterzyklus gleich der Dauer der langen Sendeimpulse ist.

11. Radar nach einem der Ansprüche 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendefrequenz von einem Filter zyklus zum anderen konstant ist.

12. Radar nach einem der Ansprüche 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendefrequenz von einem Filter zyklus zum anderen variabel ist.

13. Radar nach einem der Ansprüche 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterzyklen regelmäßige Frequenz abstände aufweisen.

14. Radar nach einem der Ansprüche 5 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß es ferner Mittel (20) zur Messung der Zielentfernungen aufweist.

15. Radar nach den Ansprüchen 11, 13 und 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (20) zur Messung der Ziel entfernungen einen TFD (diskrete Fouriertransformation)- Operator enthalten, an welchen angelegt werden:

- während einer ersten Zeit die ausgangsseitig erhaltenen Signale gleicher Ordnungszahl des TFD-Operators für die Doppler-Filterung, für N aufeinanderfolgende Filter zyklen, die eine erste Filtersequenz vom Typ mit kon stanter Frequenz von einem Filterzyklus zum anderen bilden;
- in einer zweiten Zeit die ausgangsseitig erhaltenen Signale gleicher Ordnungszahl des TFD-Operators für die Doppler-Filterung, für N aufeinanderfolgende Filter zyklen, die eine zweite Filtersequenz vom Typ mit regel mäßig frequenzbeabstandeten Filterzyklen bilden.

16. Radar nach einem der Ansprüche 19 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die ausgangsseitig erhaltenen Signale gleicher Ordnungszahl des TFD-Operators für die Doppler- Filterung für N aufeinanderfolgende Filterzyklen an einen TFD-Operator angelegt werden, um das Geschwindigkeits auflösungsvermögen zu steigern.

17. Radar nach einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine Integration der Amplitude der ausgangsseitig erhaltenen Signale gleicher Ordnungszahl des TFD-Operators für die Doppler-Filterung für N aufein anderfolgende Filterzyklen vorgenommen wird, um das Signal/ Störsignal-Verhältnis zu erhöhen.

18. Radar nach den Ansprüchen 11 und 14, dadurch ge kennzeichnet, daß es Entfernungsmeßmittel enthält, die ihrerseits Mittel enthalten, um die Phasendifferenz zwi schen einerseits den ausgangsseitig erhaltenen Signalen gleicher Ordnungszahl des TFD-Operators für die Doppler- Filterung für zwei Filtersequenzen gleicher Frequenz f₁ und andererseits den ausgangsseitig erhaltenen Signalen gleicher Ordnungszahl des TFD-Operators für die Doppler- Filterung für zwei Filtersequenzen, von denen die eine die Frequenz f₁ und die andere die Frequenz f₁ + δf auf weist, zu messen.

19. Radar nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Lokaloszillator (21) enthält, welcher eine Hilfsantenne (28) von geringen Abmessungen speist, die auf der Rückseite der Senderantenne (27) ge legen ist und die Gesamtheit der Strahlerelemente (1m) der Empfangsantenne beleuchtet.

20. Radar nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzänderungsstufe des Empfängers dieses Radars jeweils eine Mischerdiode (2 m) enthält, die an je eines der Strahlerelemente der Empfangsantenne ange schlossen ist.

21. Radar nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger dieses Radars Mittel (6m, 7m) enthält, um die Einstreuungen von der Sender antenne in die Empfangsantenne zu kompensieren.