DE3781542T2

DE3781542T2 - Steuergeraet und methode zur steurerung eines schrittschaltreluktanzmotors.

Info

Publication number: DE3781542T2
Application number: DE8787630271T
Authority: DE
Inventors: Ilija Jovan Obradovic
Original assignee: Emerson Electric Co
Current assignee: Emerson Electric Co
Priority date: 1987-01-28
Filing date: 1987-12-17
Publication date: 1993-07-22
Anticipated expiration: 2007-12-18
Also published as: JP2586918B2; EP0276625A2; JPS63202294A; DE3781542D1; CA1283164C; DK34688A; US4777419A; EP0276625B1; DK34688D0; EP0276625A3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf geschaltete Reluktanzmaschinen und insbesondere auf Steuersysteme und Steuerverfahren für solche Maschinen, die keine Rotorpositionssensoren haben.
Geschaltete Reluktanzmotoren sind Zweifachschenkelpolmotoren, das heißt, daß sie sowohl auf dem Stator als auch auf dem Rotor Zähne aufweisen. Die Statoren solcher Motoren verfügen über Wicklungen, um Phasen des Motors zu bilden, der Rotor hat jedoch keine Wicklungen. Die Phasen des Stators werden sequentiell in einer zyklischen Art erregt, so daß eine magnetische Anziehungskraft zwischen dem erregten Statorpol und dem rotierenden Rotor auftritt. Dieser Strom muß zu den richtigen Zeitpunkten an und abgeschaltet werden, um die richtige Anziehung zwischen den Rotorpolen und dem erregten Statorpol zu erzielen, ohne eine negative oder unterbrechende Anziehung zu erzeugen, wenn der Rotor einmal seine ausgerichtete Position mit dem Stator erreicht. Wegen der Notwendigkeit, diese Phasenerregungsströme synchron mit der Drehposition des Rotors an- und abzuschalten, ist es in der Vergangenheit üblich geworden, einen Wellenpositionssensor zu verwenden, um die Drehposition des Rotors zu bestimmen. Z. B. sind optische Wellendrehgeber als solche Wellenpositionssensoren verwendet worden. Da allerdings die optischen Wellendrehgeber oder andere Wellenpositionssensoren Platz im Motor benötigen und wegen der Notwendigkeit von vom Wellenpositionssensor zur Steuerschaltung laufenden Signaldrähten sind Wellenpositionssensoren nicht ohne ihre Nachteile in geschalteten Reluktanzmotoren. Dieser Nachteil ist in der Vergangenheit überwunden worden, indem der Reluktanzmotor nach Art ähnlich eines Schrittmotors betrieben worden ist. Der Motor wird mit einer konstanten Spannung von einer Gleichstromquelle (DC) mit Folgen von Halbperioden-Rechteckspannungsimpulsen versorgt, die entsprechend der Phasenzahl angelegt werden. Das Drehmoment, das mit solch einem System erzeugt wird, ist höher als benötigt. D. h., daß es eine große Drehmomentreserve gibt, die für große Einheiten nicht wirtschaftlich ist.
Aus der US-A-4520302 ist es bekannt, die Position des Rotors eines Schrittmotors ohne einen Wellenpositionssensor zu bestimmen, indem eine Charakteristik, wie z. B. die Anstiegszeit des Erregerstromes, in den Statorphasenwicklungen bestimmt wird. In diesem Stand der Technik wird der Erregerstrom entsprechend der detektierten Charakteristik desselben gesteuert.
Die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, eine alternative Vorrichtung und ein Verfahren zur Steuerung des Betriebes eines geschalteten Reluktanzmotors vorzusehen, die ohne einen Wellenpositionssensor die Zufuhr des Erregerstromes zu den Motorphasen exakt steuern.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, solch eine Vorrichtung und ein Verfahren vorzusehen, die die Drehmomentreserve des Motors reduzieren, um dessen Wirkungsgrad der Energieumwandlung zu verbessern.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, eine solche Vorrichtung und ein Verfahren vorzusehen, die Wechsel in der vom Motor angetriebenen Last schnell kompensieren.
Eine vierte Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, solch eine Vorrichtung und ein Verfahren vorzusehen, die schneller auf ein Anwachsen der Last als auf ein Reduzieren der Last reagieren.
Eine fünfte Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, solch eine Vorrichtung und ein Verfahren vorzusehen, die schnell auf Änderungen der Last reagieren und dabei die Steuerung der Rotorposition bei erhöhtem Energiewirkungsgrad aufrechterhalten.
Die obengenannte Hauptaufgabe wird gemäß der Erfindung durch die in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Merkmale gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beansprucht.
Die Erfindung wird nun anhand eines Beispiels mit Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert, wobei:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer mechanischen Konstruktion eines Elektromotors ist, bei dem die vorliegende Erfindung benutzt werden kann;
Fig. 1A ein Blockschaltbild ist, das die Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 2 eine grafische Darstellung der Spannungen und Ströme ist, die beim Betrieb der vorliegenden Erfindung auftreten; und
Fig. 3 eine grafische Darstellung in vergrößertem Maßstab eines Teils von Fig. 2 ist.
Überall in den mehreren Ansichten der Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile.
Die Fig. 1 und 1A zeigen einen geschalteten Reluktanzmotor 11, der einen Stator 13 und einen Rotor 15 und ein Steuersystem hierfür (Fig. 1A) aufweist. Der Stator 13 ist als eine achtpolige Vierphasenvorrichtung gezeigt, die Phasen PS1, PS2, PS3 und PS4, wie angegeben, hat. Aus Gründen der Klarheit ist in Fig. 1 nur die Wicklung 17 für die Pole, die die Phase PS1 bilden, dargestellt, obwohl die anderen Phasen auch solche Wicklungen enthalten.
Der Rotor 15 hat sechs Pole oder Zähne, die mit 19 bezeichnet sind. Der Rotor 15 rotiert im Hohlraum, der durch den Stator 13 gebildet ist, in Abhängigkeit von der Erregung der verschiedenen Phasen des Stators. Die Erregung einer Phase wie der Phase PS1 bringt den Rotor dazu, in die Position zu rotieren, die in Fig. 1 gezeigt ist, in welcher die nächsten Rotorzähne oder Pole sich zu der gezeigten Minimalreluktanzposition bewegen. Wenn der Rotor einmal diese Position erreicht hat, werden die entsprechenden Phasenwicklungen entregt, und die nächste Phase wird erregt. In diesem Fall würde die Phase PS2 dann für ein Rotieren gegen den Uhrzeigersinn erregt werden.
Die Phasenwicklung 17 (Fig. 1A) ist wie die anderen nicht dargestellten Phasenwicklungen zwischen eine Gleichstromquelle und ein Schaltelement 21 geschaltet, das, wenn es schließt, die Wicklung an Masse anlegt. Das Schaltelement 21 ist vorzugsweise ein Leistungstransistor oder ähnliches. Eine Diode D1 ist zwischen die Wicklung 17 und das Schaltelement geschaltet, um für den Rückfluß der Leistung zur Gleichstromquelle (durch das Bezugszeichen RET bezeichnet) zu sorgen, wenn das Schaltelement keinen Strom führt.
Das Schaltelement 21 wird durch eine konventionelle Treiberschaltung 23 angesteuert, die unter der Kontrolle eines UND-Gatters G1 steht. Das UND-Gatter hat drei Eingangssignale. Das oberste Eingangssignal des UND-Gatters G1 kommt von einer Maximalstrombegrenzerschaltung 25, die dieses Eingangssignal am UND-Gatter G1 auf LOW gehen läßt, wenn ein absolutes Strommaximum in der Wicklung 17 überschritten wird. Diese Maximalstrombegrenzerschaltung 25 ist zwischen das UND-Gatter und einen Stromsensor 27 geschaltet, dessen Sensoranschlüsse zwischen die Wicklung 17 und das Schaltelement 21 geschaltet sind. Dadurch stellt das Ausgangssignal des Stromsensors 27 ein direktes Maß für den aktuellen durch die Wicklung 17 fließenden Strom dar. Wenn dieser Strom die durch die Schaltung 25 vorgegebene maximale Stromgrenze überschreitet, geht der Ausgang der Schaltung 25 auf LOW. Daraufhin geht das Ausgangssignal des UND- Gatters G1 auf LOW, wodurch das Schaltelement 21 öffnet.
Der mittlere Eingang des UND-Gatters G1 ist an den Ausgang eines Komparators 29 geschaltet, der eine geeignete Hysterese aufweist. Der invertierende Anschluß des Komparators 29 ist an den Ausgang des Stromsensors 27 geschaltet. Der nichtinvertierende Eingang des Komparators 29 wird mit einem Signal versorgt, das den Strom darstellt, der im Motor bei den dann herrschenden Lastbedingungen aufrechterhalten werden soll. Wenn das Ausgangssignal des Stromsensors 27 diesen Sollstrom übersteigt, ist der Strom in der Wicklung 17 zu hoch, und der Ausgang des Komparators 29 geht auf LOW. Dies sperrt das UND-Gatter G1, wodurch das Schaltelement 21 öffnet. Wenn der Strom in der Wicklung 17 unter den Sollwert fällt, wie er durch die Hysterese des Komparators 29 eingestellt ist, geht der Ausgang des Komparators wieder auf HIGH und das Schaltelement 21 wird daraufhin geschlossen. Dies erlaubt, den Stromkreis zwischen der Gleichstromquelle und Masse über die Wicklung 17 und das Schaltelement 21 zu schließen, so daß der Strom wieder von der Stromquelle durch die Wicklung fließt. Somit bewirkt der Komparator 29, daß der Strom in der Wicklung 17 zerhackt wird, um ihn auf dem Sollwert zu halten.
An dem dritten Eingang des UND-Gatters G1 liegt das Ausgangssignal Φ1 der Phase 1 einer Vierphasenerzeugerlogikschaltung 31 an, die den Erregungszyklus der verschiedenen Phasen PS1 bis PS4 des Motors 11 steuert. Die Schaltung 31 hat auch drei andere Ausgangssignale Φ2, Φ3, Φ4, für die anderen drei Phasen des Motors, welche an mit 33, 35 und 37 bezeichnete Schaltungen angelegt sind, um die entsprechenden Phasenwicklungen der Phasen PS2, PS3 bzw. PS4 wie angegeben zu erregen. Die Phasenschaltungen 33, 35, 37 sind nicht im Detail dargestellt, da diese identisch zu den in Fig. 1A für die Phase PS1 des Motors dargestellten Schaltungen sind. Tatsächlich benutzen die Schaltungen viele der in Fig. 1A für die Phase PS1 gezeigten Elemente gemeinsam, so daß Rotorpositionsfehler, die in einer Phase detektiert werden, zumindest teilweise in der nächsten Phase korrigiert werden können. Die Erzeugerlogikschaltung 31 wird zur Auswahl verwendet, welche Phase gerade von diesen gemeinsamen Schaltungselementen benutzt wird. Allerdings ist aus Gründen der Klarheit der Darstellung diese gemeinsame Verwendung der verschiedenen Elemente von Fig. 1A in den Schaltungen 33, 35 und 37 nicht gezeigt, obgleich sie für einen Fachmann auf diesem Gebiet offenbar sein würde.
Die Betriebsdrehzahl des Motors 11 wird durch ein Potentiometer P1 oder eine ähnliche Vorrichtung eingestellt, durch die man manuell die Motordrehzahl einstellen kann. Die vom Arm des Potentiometers P1 abgegriffene Spannung wird an einen spannungsgesteuerten Oszillator 35 angelegt, der an einen Zähler 37 geschaltet ist. Das Ausgangssignal des Zählers 37 wird der Vierphasenerzeugerlogikschaltung 31 zugeführt, um es dieser zu ermöglichen, die Phasenfreigabesignale Φ1 bis Φ4 mit der geeigneten Geschwindigkeit zu liefern, um den Motor mit der vom Potentiometer P1 vorgegebenen Drehzahl laufen zu lassen.
Das Drehzahleinstellsignal wird auch an eine Schaltung 39 (deren Ausgangssignal eine Zeit oder ein Zeitintervall darstellt) und eine Referenzschaltung 41 angelegt, deren Ausgangssignal wie das der Schaltung 39 eine Funktion der vom Potentiometer P1 eingestellten Geschwindigkeit ist. Das Ausgangssignal der Abtastzeitschaltung 39 wird an eine Abtast-Halteschaltung 43 gelegt, die an den Stromsensor 27 und an das Freigabesignal der Phase PS1 der Vierphasenerzeugerlogikschaltung 31 geschaltet ist.
Die Schaltung 43 nimmt eine Abtastprobe des durch die Wicklung 17 fließenden Stromes zu einer vorbestimmten Zeit nach dem Anlegen der Spannung an die Wicklung, die durch die Abtastzeitschaltung 39 vorgegebenen wird. Die Abtastzeiten werden so gewählt, daß die Stromabtastprobe zu dieser besonderen Zeit nach dem Anlegen der Spannung repräsentativ für die Drehposition des Rotors 15 in bezug auf den Stator 13 ist. Das Ausgangssignal der Abtast-Halteschaltung 43 wird an einen Summierpunkt 45 angelegt, wo es mit der Referenz aus der Referenzschaltung 41 verglichen wird. Das Ausgangssignal der Referenzschaltung repräsentiert die Sollposition des Rotors zu der Abtastzeit. Das Ausgangssignal des Summierpunktes 45 ist damit ein Fehlersignal, das die Differenz in jeder Richtung zwischen der Istrotorposition zu der Abtastzeit und der Sollrotorposition zu dieser Zeit darstellt.
Das Fehlersignal aus dem Summierpunkt 45 wird an einen Integrator 47, der das Fehlersignal integriert, und über einen Verstärkerblock 49, der ein zum Fehlersignal proportionales Signal generiert, angelegt. Insbesondere für positive Fehlersignale, die die Notwendigkeit erhöhten Stromes anzeigen, generiert der Verstärkerblock 49 ein Signal mit einem größeren Proportionalitätsfaktor als für negative Fehlersignale. Der Grund für diese Differenz im Ausgangssignal des Verstärkerblockes 49 liegt darin, daß der Motor 11 schnell dann ausfallen kann, wenn die Drehmomentanforderungen schnell anwachsen, während ein Verlust der Steuerung im Falle einer Erniedrigung der Drehmomentanforderungen viel weniger wahrscheinlich ist. Die Ausgangssignale des Verstärkerblocks 49 und des Integrators 47 werden in einem Summierpunkt 51 summiert, dessen Ausgangssignal das Sollstromsignal ist, das an den nichtinvertierenden Eingang des Komparators 29 angelegt wird.
Aus dem obigen kann ersehen werden, daß der geschaltete Reluktanzmotor 11 mit konstanter Gleichspannung in Folgen von Halbperioden-Rechteckspannungsimpulsen, wie in Fig. 2 in Zeile a gezeigt, versorgt wird. Wie ebenso oben beschrieben wird der Strom in jeder der Wicklungen auf seinen Nennwert durch Zerhacken begrenzt. Dieser Nenn- oder Sollstromwert ist variabel und wird hoch genug gewählt, damit der Motor das Startlastdrehmoment überwindet und die gewünschte Beschleunigung erreicht.
Nachdem die Solldrehzahl unter dem Lastdrehmoment erreicht ist, wird die Rotorposition relativ zu den Spannungsimpulsen durch die Abtast-Halteschaltung 43 erfaßt, und der Strombegrenzungswert (das Ausgangssignal des Summierpunktes 51) wird wie unten beschrieben korrigiert, um den Wirkungsgrad der Energieumwandlung des Motors 11 zu verbessern.
Die relative Rotorposition wird in bezug auf die Spannungsimpulse durch Abtasten und Halten des Stromwertes während des Anfangs des Stromanstiegs innerhalb eines festen Zeitintervalles gemessen. Dies ist in Fig. 2, Zeile b, dargestellt, wo das feste Zeitintervall mit Δt bezeichnet ist und der abgetastete Stromwert Δi erfaßt wird, während der Strom in der Wicklung 17 noch ansteigt. Das ist ein indirektes Maß für die Induktivität des magnetischen Kreises. Die relative Rotorposition in bezug auf die Spannungsimpulse ist durch ein festes Zeitintervall nach dem Zeitpunkt gegeben, in welchem die Spannung eingeschaltet wird. Insbesondere ist der abgetastete Stromwert proportional zum Reziprokwert des Induktivitätsmittelwerts für den magnetischen Kreis während des Zeitintervalles Δt.
Fig. 2 illustriert nicht nur diese oben beschriebenen Prinzipien, sondern auch das Steuerverfahren als Funktion der Zeit für eine Phase des Motors 11. Die Spannungsänderung an der Wicklung 17 ist in Zeile a von Fig. 2 dargestellt. Die Frequenz dieser Halbperioden-Rechteckspannungsänderungen wird, wie oben beschrieben, durch das Potentiometer P1 festgelegt, dessen Einstellung die Solldrehzahl des Motors darstellt. Wenn der geschaltete Reluktanzmotor mit Hilfe eines Rotorpositionssensors gesteuert würde und die Drehzahl langsam wäre, würde das Einschalten für die Wicklung 17 mit der nicht ausgerichteten Rotorzahnposition zusammenfallen, d. h. der Position, in welcher zwei benachbarte Rotorzähne die gleiche Distanz vom Statorzahn aufweisen. Diese Rotorposition ist in Fig. 2, Zeile b, mit N bezeichnet. In diesem Fall steigt der Strom auf seinen Begrenzungswert an, welcher in einer geschlossenen Schleife durch die Solldrehzahl und die Last geregelt wird. Nachdem der Rotor seine ausgerichtete Position erreicht hat, die in Fig. 2, Zeile b, mit A bezeichnet ist, werden die Spulen abgeschaltet, und der Strom vermindert sich über die Diode D1, wobei die im magnetischen Feld gespeicherte Energie durch die Gleichspannungsquelle zurückgegeben wird.
Mit der vorliegenden Erfindung wird der Strom nach dem festen Zeitintervall Δt, das in Fig. 2, Zeile b bis f, gezeigt ist (wobei das feste Zeitintervall natürlich eine Funktion der Drehzahl ist), abgetastet, und der Wert Δi wird durch die Abtast-Halteschaltung 43 festgehalten. Für den Motor mit einem Rotorpositionssensor ist dies der optimale Einschaltzeitpunkt. Für die vorliegende Erfindung ohne einen Rotorpositionssensor ist dies der kritische Grenzwert für einen stabilen Antrieb, und das Lastdrehmoment muß kleiner sein als das, welches entsprechend dem in Fig. 2, Zeile b, angegebenen Strom erzeugt wird.
Wenn das Lastdrehmoment reduziert wird, der Sollrotorstrom jedoch der gleiche bleibt wie in Zeile b, wird der Rotor sich weiterbewegen und seine nicht ausgerichtete Position passieren, bevor die Spannung eingeschaltet ist. Diese Situation ist in Zeile c illustriert. Weil der Rotor sich in seiner Position weiterbewegt hat, erreicht er nun seine ausgerichtete Position, während die Spannung noch an die Wicklung angelegt ist, wie es durch den Buchstaben A in Zeile c angegeben ist, und der Motor arbeitet für eine kurze Zeit als ein Generator und gibt elektrische Energie zurück zur Energiequelle.
Beim Prüfen des aktuellen Betriebes und der Erregung der Wicklungen wird gesehen werden, daß während der Zerhackungsperioden, wie es in Fig. 3 detallierter dargestellt ist, der Motor abwechselnd als Motor und als Generator arbeitet. Bis zur ausgerichteten Rotorposition arbeitet der Motor 11 mehr als Motor und nach der ausgerichteten Rotorposition arbeitet er mehr als Generator. In Fig. 3, welche den in Fig. 2, Zeile c, angegebenen Stromänderungen entspricht, ist der reale Energiefluß während des Zerhackens im Detail dargestellt. Der Strom in der Wicklung 17 ist durch die ausgezogenen Linien und der Strom, der durch die Diode D1 fließt, durch die gestrichelten Linien und die Schrägschraffur angegeben. Bis zur ausgerichteten Rotorposition A sind die Intervalle, während der Motor als Generator arbeitet, kürzer als die Intervalle, während er als Motor arbeitet. Nachdem der Rotor seine ausgerichtete Position passiert hat, arbeitet er mehr als ein Generator als ein Motor.
Die Energieumwandlung unter solchen Bedingungen erfolgt mit niedrigem Wirkungsgrad, weil die Kupferverluste dieselben wie in der in Fig. 2, Zeile b, angegebenen Situation sind, aber die umgewandelte Energie ist kleiner. In diesem Fall hat das kleinere Lastdrehmoment die Rotorposition während des Einschaltzeitpunkts in die in Zeile c mit N bezeichnete geändert, und die Induktivität des magnetischen Kreises ist angewachsen. Darum erniedrigt sich der abgetastete Stromwert Δi nach dem gleichen Intervall Δt, wie es in Fig. 2, Zeile c, gesehen werden kann.
Mit der vorliegenden Erfindung wird jedoch die Situation von Fig. 2, Zeile c, so korrigiert, daß die Kurve in Zeile d resultiert. Dies geschieht, weil dann, wenn der abgetastete Strom Δi unter die Referenz fällt, wie es in Zeile c der Fall ist, das Ausgangssignal des Summierpunkts 45 negativ geht. Dieses negative Ausgangssignal bringt das Ausgangssignal des Verstärkersblockes 49 dazu, aufgrund der kleinen Proportionalitätskonstante für negative Signale in kleinem Ausmaß abzunehmen, und bewirkt auch langsam, daß das Ausgangssignal des Integrators 47 abnimmt. Diese beiden Faktoren führen dazu, daß das Ausgangssignal des Summierpunktes 51, das den Sollmotorstrom darstellt, langsam abnimmt. Dieser Prozeß kann andauern, bis der abgetastete Stromwert Δi bis nahe an den Grenzwert anwächst, der durch das Ausgangssignal des Summierpunktes 51 festgelegt ist. Die Zeile d stellt die Rotorpositionsstromänderungen für diese korrigierte Situation dar. Man beachte, daß die nichtausgerichtete Position N und die ausgerichtete Position A in Zeile d viel näher bei ihren Sollwerten liegen, als es in Zeile c gezeigt ist. Folglich resultiert der Betrieb nach der Korrektur der Schaltung von Fig. 1A in einem bedeutenden Anwachsen des Wirkungsgrades des Motors. Das Lastdrehmoment ist das gleiche, aber die Kupferverluste sind geringer, und nur eine kleine Menge an Energie wird am Zyklusende in Zeile d generiert.
Der Betrieb der Schaltung von Fig. 1A im Falle einer Überlastung ist in Zeile e dargestellt. Im Falle einer Überlastung nimmt die rotierende Masse des Rotors etwas von dem Anwachsen des Drehmomentes auf, allerdings nähert sich die Rotorposition in bezug auf den Stator zum Einschaltzeitpunkt an die nichtausgerichtete Position an und durchquert diese möglicherweise, wie es in Zeile e gezeigt ist. Der abgetastete Stromwert Δi erreicht in dieser Situation den kritischen Wert. Entsprechend der Erfindung muß der Sollstromwert, das Ausgangssignal des Summierpunktes 51, so schnell wie möglich erhöht werden. Dies geschieht wegen des größeren Proportionalitätsfaktors des Verstärkerblockes 49 für positive Signale. Es ist zu erkennen, daß der abgetastete Strom Δi in Zeile e wegen der Position des Rotors zu dem Zeitpunkt, in dem die Spannung angelegt wird, größer als die Referenz ist. Dieses positive Signal wird im Verstärkerblock 49 verstärkt, wodurch das Ausgangssignal des Summierpunktes 51 schnell ansteigt. Obwohl die Änderung im Lastdrehmoment schnell geschehen kann, ist die rotierende Masse des Rotors immer genügend groß, um der Elektronik von Fig. 1A genügend Zeit zu geben einzuschreiten. Überdies erfolgen die Energieumwandlungszyklen viele Male während nur einer Rotorumdrehung. D.h., der Sollwicklungsstrom, der das Ausgangssignal des Summierpunktes 51 ist, wächst nicht einmal in jedem Zyklus an, sondern vielmehr einmal für jede Phase. Deswegen werden der abgetastete Stromwert und der Sollmotorstromwert beide schnell erhöht.
In den Fällen von schnellen Drehmomentsteigerungen kann die Stabilität des Motors 11 gesichert werden, wenn zur gleichen Zeit, zu der die Korrektur von Zeile e stattfindet, die Frequenz der Spannungsimpulse von Zeile a leicht vermindert wird. In solchen Fällen kann die relative Rotorposition zum Einschaltzeitpunkt über ihre nichtausgerichtete Position kommen und nach einigen Zyklen in die in Zeile e angegebene stabile Position zurückgebracht werden. Solch eine wahlfreie Schaltung ist in Fig. 1A dargestellt und enthält einen Kondensator C1, der an den Ausgang des Summierpunktes 51 geschaltet ist, und einen zusätzlichen Summierpunkt 55, der als ein Eingangssignal das Signal durch den Kondensator C1 aufweist. Das andere Eingangssignal am Summierpunkt 55 ist das Drehzahleinstellsignal aus dem Potentiometer P1. Wenn das Ausgangssignal des Summierpunktes 51 schnell anwächst, wird ein Stromimpuls durch den Kondensator C1 geführt. Dieser Impuls wird vom Ausgangssignal des Drehzahleinstellpotentiometers P1 subtrahiert, um ein niedrigeres Spannungssignal an dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 35 zu ergeben, wodurch die momentane leichte Reduzierung der Frequenz der Spannungsimpulse verursacht wird.
Hat sich die Rotorposition einmal stabilisiert, ist die mögliche Drehmomenterzeugung zu groß für das Sollastdrehmoment, und eine langsame Korrektur der Rotorposition muß vorgenommen werden. Die neue Energieumwandlung entsprechend der Stromänderung ist in Zeile f von Fig. 2 gezeigt.
Wenn die Solldrehzahl des Motors 11 höher ist, ist es notwendig, das Zeitintervall Δt zu ändern. Dies deswegen, weil, wenn die Frequenz der Spannungsimpulse erhöht wird, eine optimale Energieumwandlung nur realisiert werden kann, wenn der Einschaltzeitpunkt vor dem Zeitpunkt liegt, in welchem die Rotorzähne ihre nichtausgerichteten Positionen erreichen. Die Induktivität des magnetischen Kreises wächst an, und das Zeitintervall Δt muß, um zuverlässige Abtaststromwerte zu erhalten, mit anwachsender Drehzahl erhöht werden. Somit ist gezeigt worden, daß Δt eine Funktion der Solldrehzahl ist, die durch das Potentiometer P1 eingestellt wird.
Im Hinblick auf das obengenannte kann ersehen werden, daß die verschiedenen Ziele und Merkmale der vorliegenden Erfindung erreicht und andere vorteilhafte Ergebnisse erzielt werden. Da verschiedene Änderungen in den obigen Konstruktionen und Verfahren gemacht werden können, ohne den Gedanken der Erfindung, wie dieser in den nachfolgenden Ansprüchen definiert ist, zu verlassen, ist gewollt, daß alles, was in der obigen Beschreibung enthalten und in den dazugehörigen Zeichnungen gezeigt ist, als beispielhaft und nicht in einem einschränkenden Sinne zu verstehen ist.

Claims

1. Verfahren zum Betreiben einer geschalteten Reluktanzmaschine (11), die Statorphasenwicklungen (PS1, PS2, . . .) und einen Rotor (15) hat, durch:

zyklisches Erregen der Phasenwicklungen, um die Maschine mit einer Solldrehzahl zu betreiben;

Abtasten des Erregerstroms zu einer vorbestimmten Zeit nach dem Beginn eine Zyklus, wobei der Erregerstrom zu dieser Zeit eine Funktion der Rotorposition ist;

Vergleichen des abgetasteten Stromwerts mit einer Referenz, um ein Fehlersignal zu erzeugen, das die Differenz zwischen der Rotorposition und einer Sollrotorposition am Beginn eines Zyklus darstellt;

Steuern des Erregerstroms aufgrund des Fehlersignals, so daß die Rotorposition während des nächsten Zyklus in Richtung der Sollposition korrigiert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Maschine mehrere Phasen hat, wobei jede Phase während eines entsprechenden Zyklus erregt wird, wobei die Abtast-, Vergleichs- und Steuerschritte während jedes Phasenerregungszyklus ausgeführt werden, so daß ein Fehlersignal, das während des Erregungszyklus einer Phase erzeugt wird, während des Erregungszyklus der nächsten Phase wenigstens teilweise korrigiert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Zeit eine Funktion der Sollmaschinendrehzahl ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, wobei die Referenz eine Funktion der Sollmaschinendrehzahl ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Steuerschritt beinhaltet, ein Steuersignal aus dem Fehlersignal zu gewinnen, wobei das Steuersignal insbesondere eine Funktion des Fehlersignals und seines Integrals ist.

6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Steuersignal die Summe eines zu dem Fehlersignal proportionalen Signals und eines das Integral des Fehlersignals darstellenden Signals ist.

7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei das zu dem Fehlersignal proportionale Signal einen größeren Proportionalitätsfaktor für positive Werte des Fehlersignals hat als für negative Werte des Fehlersignals, so daß der Erregerstrom unter Bedingungen zunehmender Belastung schneller erhöht wird als er unter Bedingungen verringerter Belastung verringert wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei der Erregerstrom auf den Stromgrenzwert zum Korrigieren der Rotorposition begrenzt wird.

9. Steuervorrichtung für eine geschaltete Reluktanzmaschine (11), die Statorphasenwicklungen (PS1, PS2, . . .) und einen Rotor (15) hat, mit:

einer Einrichtung (23, 31, 29, 47, 49, 51) zum zyklischen Erregen der Phasenwicklungen, um die Maschine mit einer Solldrehzahl zu betreiben;

einer Einrichtung (27, 43) zum Abtasten des Erregerstroms zu einer vorbestimmten Zeit nach dem Beginn eines Zyklus, wobei der Erregerstrom zu dieser Zeit eine Funktion der Rotorposition ist;

eine Einrichtung (45) zum Vergleichen des abgetasteten Stromwerts mit einer Referenz, um ein Fehlersignal zu erzeugen, das die Differenz zwischen der Rotorposition und einer Sollrotorposition am Beginn eines Zyklus angibt;

wobei die Erregereinrichtung eine Einrichtung (29, 47, 49, 51) aufweist zum Steuern des Erregerstroms aufgrund des Fehlersignals, so daß die Rotorposition während des nächsten Zyklus in der Richtung der Sollposition korrigiert wird.

10. Steuervorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Maschine mehrere Phasen hat, wobei die Erregereinrichtung eine Einrichtung (31) aufweist zum zyklischen Auswählen der zu erregenden Phase und zum Steuern der Länge der Zeit, während der die Phase erregt wird, wobei die Abtasteinrichtung (27, 43) auf den Beginn der Erregung einer Phase anspricht, um den Strom in dieser Phase zu der vorbestimmten Zeit nach dem Beginn der Erregung abzutasten.

11. Steuervorrichtung nach Anspruch 9, weiter mit einer Einrichtung (P1) zum Einstellen der Sollbetriebsdrehzahl der Maschine und mit einer Einrichtung (39, 41), die auf die Drehzahleinstelleinrichtung anspricht, um die vorbestimmte Zeit und die Referenz einzustellen.

12. Steuervorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Steuereinrichtung (29, 47, 49, 51) eine Einrichtung (49) aufweist, die auf das Fehlersignal anspricht, um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, das zu dem Fehlersignal proportional ist, wobei die Einrichtung zum Erzeugen des ersten Steuersignals ein Signal mit einem ersten Proportionalitätsfaktor für Fehlersignale erzeugt, die zunehmende Belastungen angeben, und ein Signal mit einem zweiten, kleineren Proportionalitätsfaktor für Fehlersignale erzeugt, die abnehmende Belastungen angeben.

13. Steuervorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Steuereinrichtung (29, 47, 49, 51) eine Einrichtung (47) aufweist, die auf das Fehlersignal anspricht, um den Erregerstrom aufgrund eines Fehlersignals, das eine erhöhte Belastung angibt, mit einer ersten Geschwindigkeit zu erhöhen, und um den Erregerstrom aufgrund eines Fehlersignals, das eine verringerte Belastung angibt, mit einer zweiten Geschwindigkeit zu verringern, wobei die erste Geschwindigkeit größer als die zweite Geschwindigkeit ist.

14. Steuervorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Steuereinrichtung (29, 47, 49, 51) eine Einrichtung (47, 49, 51) aufweist zum Erzeugen eines Strombegrenzungswertes aus dem Fehlersignal, wobei der Strombegrenzungswert insbesondere eine Funktion des Fehlersignals und des Integrals desselben ist.

15. Steuervorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Steuereinrichtung (29, 47, 49, 51) weiter eine Einrichtung (29) aufweist zum Beeinflussen des Erregerstroms aufgrund des Stromgrenzwertes, um den Erregerstrom nicht größer als den Stromgrenzwert zu halten.

16. Steuervorrichtung nach Anspruch 9, weiter mit einer Einrichtung (C1, 55), die auf eine plötzliche Zunahme der Belastung anspricht, um die Geschwindigkeit der zyklischen Erregung der Phasenwicklungen für eine relativ kurze Zeitdauer zu reduzieren.