DE3631099C2

DE3631099C2 - CMOS Ausgangsstufe

Info

Publication number: DE3631099C2
Application number: DE3631099A
Authority: DE
Inventors: Daniel Senderowicz; Germano Nicollini
Original assignee: SGS Microelettronica SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1985-09-18
Filing date: 1986-09-12
Publication date: 1995-11-09
Anticipated expiration: 2006-09-13
Also published as: DE3631099A1; GB2180710B; FR2587561A1; GB2180710A; JPS62117360A; IT1185935B; US4730168A; JP2818165B2; FR2587561B1; IT8522181A0; GB8618636D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine CMOS-Ausgangsstufe.

Ganz allgemein betrifft die vorliegende Erfindung integrierte, d. h. monolithische Halbleiterverstärker und insbesondere solche vom CMOS Typ, d. h. komplementäre Metalloxydhalbleiter. Dabei sind monolithische Schaltelemente auf einem einzelnen Halbleiterchip, vorzugsweise aus Silizium, ausgebildet. Die aktiven Elemente, z. B. Dioden, Transistoren usw., sind im allgemeinen vom unipolaren Flächen-Feldeffekt-Typ von der n-Kanal- oder p-Kanalart, obwohl es durchaus möglich ist, auf demselben Chip oder Halbleitersubstrat auch aktive bipolare Elemente vom Flächenhalbleitertyp auszubilden, wenn besondere Schaltungsanforderungen dies wünschenswert er scheinen lassen. Außerdem ist die vorliegende Erfindung beson ders wirkungsvoll und nutzbringend verwendbar bei der schaltungs mäßigen Realisierung analoger Subsysteme in digitalen integrierten Schaltungen, d. h. bei der Implementierung analoger Funktionen in integrierten digitalen Baustufen.

In jüngerer Zeit tritt in immer stärkerem Maße die Notwendigkeit (oder auch Nützlichkeit) auf, analoge und digitale Subsysteme in derselben integrierten Schaltung vorzusehen und diese auch mit denselben Fabrikationstechniken herzustellen. Dies ist der Grund dafür, daß die Implementierung analoger Funktionen in der MOS Technik immer größere Bedeutung erlangt und hierbei insbesondere die Entwick lung von Operationsverstärkern mit Halbleiterelementen vom Flächen- Feldeffekt-Typ.

Tatsächlich ist der Operationsverstärker das Schlüsselbauelement für den Großteil der Analogsysteme und seine Eigenschaften bestimmen in maßgebender Weise die Eigenschaften des gesamten Systems. Die Anforderungen, die man beim Entwurf eines Operationsverstärkers für den Einsatz in einem monolithischen analogen Subsystem erfüllen muß, unterscheiden sich sehr weitgehend von denen eines traditionellen Operationsverstärkers mit bipolaren Elementen in Einzelbauweise. Der Hauptunterschied besteht dabei vor allem darin, daß für die Mehrzahl der Operationsverstärker in einem Subsystem die zu treibende Last bereits vorbestimmt und oft rein kapazitiv mit Werten von nur wenigen Picofarad ist, während die Operationsverstärker in Einzelbauweise für allgemeinere Anwendungen vorgesehen sind und infolgedessen bestimmte Eigenschaften notwendigerweise unabhängig von der Art der angeschlos senen Last, die kapazitiv (bis zu Hunderten von Picofarad) und/oder resistiv (hinunter bis zu Minimumwerten von ca. 1 Kiloohm) sein kann, aufweisen müssen.

Außerdem müssen innerhalb eines monolithischen analogen Subsystems nur sehr wenige Operationsverstärker Treibersignale nach außerhalb des Chips liefern, wo eine kapazitive oder resistive Last signifikante Werte annehmen oder sehr variabel sein kann. Solche Verstärker wer den als Pufferverstärker oder einfach als Ausgangspuffer bezeichnet. Diese beiden erwähnten Typen von Operationsverstärkern sind struktu rell einander in der Hinsicht ähnlich, daß beide aus einer Eingangs differentialstufe und einer Verstärkerstufe (Fig. 1a und 1b) gebildet sind, mit dem Unterschied allerdings, daß es für die Pufferoperations verstärker (Trennungspuffer) erforderlich ist, auch noch eine Puffer stufe, auch als Ausgangsstufe bezeichnet, vorzusehen, die es erlaubt, relativ große externe Lasten auszusteuern, ohne dadurch die Verstär kung oder die Stabilität der beiden ersten Stufen zu beeinträchtigen (Fig. 1b).

Die dynamischen Charakteristiken (Einschwingverhalten, Bandbreite, Abklingzeit) sind ausschließlich durch die ersten beiden Stufen bestimmt, d. h. durch die Eingangsstufe und durch die Verstärkerstufe, die zusammen den sog. "Kern" des Operationsverstärkers bilden. Es ist deshalb not wendig, daß die Ausgangsstufe in Bezug auf diesen Kern eine große Band breite aufweist und daß sie eine Phasenverschiebung von nur wenigen Graden bei der Leerlauf-Grenzfrequenz des Kerns einführt, um nicht das dynamische Verhalten des ganzen Operationsverstärkers zu beein trächtigen.

Weitere Forderungen an die Ausgangsstufe sind eine niedrige Ausgangs impedanz (viel kleiner als diejenige der Last), einen großen maximalen Hub des Ausgangssignals, das ist ein hoher Spitzenwert der Ausgangs spannung vor dem Einsetzen der Signalabkappung, und die Fähigkeit der Abgabe einer hohen Stromstärke an die Last bei einer relativ niedrigen Gesamtverwerfung der Harmonischen, d. h. Anforderung an eine hohe Linearität. Diese zwei letzten Merkmale sind typische Forderungen an Leistungsstufen, und weil das so ist, werden solche Ausgangs-Operations verstärker oft auch als "Leistungs-Op" bezeichnet.

Häufig sind die benutzten Ausgangsstufen Source-Folgestufen; das ist eine aus zwei p-Kanal oder n-Kanal MOS Transistoren in gemeinsamer Kollek torkonfiguration gebildete Stufe mit einer Spannungsverstärkung kleiner Eins und mit großer Stromverstärkung (Fig. 2).

Eine Ausgangsstufe dieser Art ist durch eine extrem große Bandbreite gekennzeichnet und führt eine vernachlässigbare Phasenverschiebung bei der Leerlauf-Grenzfrequenz des Operationsverstärkers ein. Anderer seits jedoch sind auch einige nicht ganz unwichtige Nachteile zu ver zeichnen, nämlich:

a) Der auf die Last wirkende Spannungshub - positiv bei einer n-Kanal Source-Folgestufe und negativ bei einer p-Kanal Source-Folgestufe - wirkt begrenzt wegen der Summierung eigentümlicher Charakteristiken der zwei integrierten MOS Transistoren, d. h. durch den Wert der Einschalt-Schwellwertspannung, durch den Handkapazitätseffekt und durch die Übersteuerung.
b) Eine begrenzte Fähigkeit der Stromaufnahme aus dem Stromgene rator M2 (Fig. 2).

Um den zuerst genannten Nachteil zu überwinden, hat man vorgeschlagenen, als Ausgang eine Emitter-Folgestufe zu verwenden mit einem bipolaren Flächentransistor Q1 anstatt des MOS Transistors (Fig. 3), d. h. es wird ganz bewußt auf demselben CMOS Chip ein bipolarer Flächentran sistor geschaffen nach einer inzwischen schon bewährten Herstellungs technik ohne die Notwendigkeit der Verwendung zusätzlicher Masken über die beim CMOS Prozeß normalerweise verwendeten hinaus.

Dieser Lösungsvorschlag hat jedoch auch wieder Nachteile, nämlich diese:

i) Die beständige begrenzte Fähigkeit der Stromaufnahme vom Strom generator M2;
ii) Die Gefahr einer Beeinträchtigung der Verstärkung in der voraus gehenden Stufe (Operationsverstärker), wenn β_Q1 nicht sehr hoch ist, weil die Impedanz von der Basis von Q1 her gesehen in etwa dem Produkt aus β_Q1 R_L gleicht, mit R_L als der externen Last, und die Gefahr des Auftretens von Stabilitätsproblemen wegen der niedrigen und kaum beeinflußbaren Grenzfrequenz (f_T) des bipolaren Transistors Q1;
iii) Die Gefahr des Auftretens parasitärer SCR "Latch-up"-Effekte verursacht durch den Kollektorstrom, der durch das Substrat der inte grierten Schaltung fließt.

Eine andere verbreitete Lösung ist eine Ausgangsstufe der Klasse AB (Fig. 4). Die kennzeichnenden Merkmale dieser Stufe sind praktisch denjenigen der einfachen Source-Folgestufe sehr ähnlich, allerdings ohne die Einschränkungen hinsichtlich der Fähigkeit der Stromauf- und -abgabe von der Last bzw. an die Last. Nichtsdestoweniger hat diese Ausgangsstufe die Nachteile einer relativ hohen Ausgangsimpe danz in Bezug auf die Last und einer Beschränkung des maximalen Ausgangssignalhubs sowohl gegenüber der Spannung V_DD sowie auch gegenüber V_SS.

Aus Ahuja et al.: "A programmable CMOS dual channel interface proces sor for telecommunications applications", in: IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. SC-19, Nr. 6, Dezember 1994, S. 892-899 ist ein program mierbarer CMOS-Zweikanal-Schnittstellenprozessor für nachrichtentechni sche Anwendungen bekannt. Ein Ausgangspuffer weist zwei Rückkopp lungsverstärker auf, die dazu dienen, einen DC-Vorspannungsstrom zu begrenzen.

Der vorbekannte Prozessor hat den Nachteil, daß der Ausgangsspannungs hub auf einen relativ kleinen Wert beschränkt ist.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es eine Ausgangsstufe der eingangs genannten Art anzugeben, die einen größeren Ausgangssignalhub bildet.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer CMOS- Ausgangsstufe, die durch Anspruch 1 definiert ist.

Im Gegensatz zu den bekannten Ausgangsstufen ist bei der Ausgangsstufe gemäß der vorliegenden Erfindung eine örtliche (lokale) Rückkopplung vorgesehen zur Verbesserung eines maximalen Ausgangssignalhubs und der Linearität, während gleichzeitig in einem vernünftigen Rahmen für eine örtliche (lokale) Kompensation zur Rückstellung der Ausgangsstufe in ihren Stabilitätseigenschaften, die durch die Einführung der Rück kopplung beeinträchtigt werden, vorgesorgt ist. Ein weiteres Merkmal der erfindungsgemäßen Ausgangsstufe ist die Stabilisierung des Ruhe stroms; das ist der von der Ausgangsstufe bei Abwesenheit eines Operationsverstärker-Eingangssignals geführte Strom, wobei mittels eines besonderen Steuerschaltkreises in Verbindung mit der örtlichen Rückkopplung es ermöglicht wird, den Restruhestrom auch bei beträcht lichen Unausgewogenheiten, die von grundsätzlicher Natur sein können oder auf zufälligen Ursachen beruhen mögen, zu stabilisieren.

Im wesentlichen umfaßt diese CMOS Ausgangsstufe zwei, in Gegentakt geschaltete, komplementäre MOS Ausgangstransistoren, wobei deren Fähigkeit der Stromabgabe oder -aufnahme von der Last durch zwei parallele Rückkopplungen gesteuert ist, von denen jede aus einem Ver stärker durch eine Differentialeingangs- und eine Verstärkerstufe ge bildet ist unter Kompensation zur Sicherstellung der Stabilität der ganzen Ausgangsstufe, ohne dabei den Durchlaßbereich und die Phasen verschiebung des Operationsverstärkerhauptteils (Kern) unter irgend welchen, für die Schaltung voraussehbaren Bedingungen von Temperatur, Herstellprozeß und zu treibender Last zu beeinträchtigen. Vorzugsweise ist die Differentialeingangsstufe vereinigt und wird von den beiden Verstärkerstufen der zwei Rückkopplungen parallel gemein sam genutzt.

Für ein besseres Verstehen der Erfindung sind der Beschreibung Dar stellungen des Standes der Technik und von Ausführungsbeispielen der Erfindung als Zeichnungen beigefügt. Darin zeigen:

Fig. 1a und 1b schematisch Blockdiagramme von den Stufen eines Operationsverstärkers mit Eingangs-, Verstärker- und Ausgangsstufen;

Fig. 2 die Schaltung einer Ausgangs-Source-Folgestufe nach dem Stand der Technik;

Fig. 3 die Schaltung einer anderen bekannten Ausgangsstufe vom Emitter-Folge-Typ;

Fig. 4 die Schaltung einer weiteren bekannten Ausgangsstufe vom Gegentakt-AB-Typ;

Fig. 5 die Schaltung einer Ausgangsstufe nach der Erfindung;

Fig. 6 die Schaltung eines bevorzugten erfinderischen Ausführungs beispiels einer Ausgangsstufe;

Fig. 7 weitere Einzelheiten der Schaltung der Ausgangsstufe nach Fig. 6;

Fig. 8 die Schaltung des Ruhestromsteuerkreises in der erfindungs gemäßen Ausgangsstufe;

Fig. 9 die Schaltung der Ausgangsstufe nach Fig. 7 unter Einbeziehung Ruhestromsteuerkreises nach Fig. 8.

Auf die Fig. 1a und 1b wurde bereits in der vorausgegangenen Be schreibung kurz Bezug genommen; dort sind schematisch die zwei Arten von Operationsverstärkern, wie sie in analogen Subsystemen Verwendung finden, dargestellt.

Die Fig. 2, 3 und 4 zeigen verschiedene Ausgangsstufen des Standes der Technik, wie sie ebenfalls bereits in der vorausgegangenen Beschrei bung unter (2) "Stand der Technik" mit ihren verschiedenen Nachteilen beschrieben wurden.

Die Bezeichnung V_BIAS bedeutet in allen Figuren und wo immer es nicht andersartig gekennzeichnet ist, eine feste Vorspannung, die in der Regel von einer extrem stabilen Spannungsquelle, hauptsächlich gegen Störungseinflüsse unempfindlich, stammt und normalerweise auf dem Chip der integrierten Schaltung selbst zur Verfügung steht. Ansonsten sind die in den Figuren verwendeten Symbole und Bezeichnungen die selben, die auch in der relevanten technischen Literatur üblich sind. Sofern in dieser Beschreibung nicht ausdrücklich eine spezifische Be deutung angegeben ist, wird angenommen, daß sie für den Durchschnitts fachmann in ihrer Bedeutung verständlich sind.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 5 gezeigt. Die zwei in Gegentakt geschalteten komplementären MOS Transistoren M18 und M19 sind durch entsprechende Rückkopplungsschleifen gesteuert unter Verwendung der Differentialverstärker 1 und 2.

Wie man sehen kann, ist die Spannungsverstärkung der Ausgangsstufe kleiner Eins unter Rückkopplung des Ausgangssignals zum nicht-inver tierenden Differentialverstärkereingang jedes der zwei Rückkopplungs verstärker 1 und 2.

Aus praktischen Erwägungen heraus kann die Differentialeingangsstufe der Verstärker 1 und 2 in Fig. 5 auch ausgebildet sein als einzelne Eingangs-Gegenwirkleitwert-Differentialstufe G_M welche die beiden folgenden separaten Gegenwirkwiderstandsstufen Z_M1 und Z_M2 steuert, wie schematisch in Fig. 6 dargestellt.

Die erfindungsgemäße Ausgangsstufe gemäß den Fig. 5 oder 6 weist gegenüber den bekannten Ausführungsformen nach dem Stand der Technik, wie beispielsweise in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellt, folgende Vorteile auf:

- großer maximaler Ausgangssignalhub, insoweit seine Amplitude die Werte der entsprechenden Versorgungsspan nungen V_DD und V_SS erreichen kann;
- keine Begrenzung der Stromversorgung der Last, weil es für V_GS (Spannungen zwischen Gate und Source) bei M18 und M19 einen genügend großen Spielraum gibt;
- keine Herabsetzung der charakteristischen Kenndaten des Operationsverstärker-Hauptteils ("Kern") wegen der theo retisch unendlichen Eingangsimpedanz;
- relativ niedrige Ausgangsimpedanz wegen der Aufteilung des Leerlaufwiderstandswertes durch die Summe der örtlichen (lokalen) Rückkopplungsverstärkungsfaktoren der zwei Ver stärker 1 und 2 (vgl. Fig. 5), oder G_MZ_M2 und G_MZ_M1 (vgl. Fig. 6) mit den Verstärkungsfaktoren der Transistoren M18 bzw. M19, woraus folgt, daß die Ausgangsimpedanz dieser Stufe Werte in der Größenordnung von ohmschen Zehnerwerten aufweist.

Wie bereits weiter oben ausgeführt, muß die Kompensation der Ver stärker 1 und 2 bzw. der Verstärker Z_M2 und Z_M1 so bemessen sein, daß die Stabilität der gesamten Ausgangsstufe sichergestellt ist und gleichzeitig keine Beeinträchtigung des Durchlaßbereichs und der Phasenverschiebung des Operationsverstärkerhauptteils (Kern) gegeben ist unter welchen Bedingungen von Temperatur, Herstellprozeß und zu treibender Last die Schaltung betrieben wird und funktionieren muß.

Ein praktisches Ausführungsbeispiel der in Fig. 6 schematisch dar gestellten Ausgangsstufe ist in aller schaltungstechnischen Ausführ lichkeit in Fig. 7 gezeigt.

V_BIAS 1 bis 4 sind die Transistorvorspannungen in der Ausgangsstufe; sie werden in einem Vorspannungsschaltkreis erzeugt, der sich vorzugs weise ebenfalls aus demselben Chip der integrierten Schaltung bindet.

Die Eingangs-Differentialstufe G_M besteht aus dem Stromgenerator (2I_o) M1, den Stromgeneratoren (3I_o) M5 und M4 und den Transistoren M3 und M2, deren Gates die zwei Eingänge der Differentialstufe bilden, in die sich die zwei aus den Transistoren M6 bis M9 bzw. M14 bis M17 gebildeten Verstärker Z_M1 bzw. Z_M2 sozusagen "teilen". Die Tran sistoren M10 bis M13 bilden hingegen eine Umsetzerschaltung für den Grundstrom I_o. Die für die Gewährleistung der dynamischen Stabilität erforderliche Kompensation ist hinsichtlich des unteren Teils der Schal tung in Fig. 7 durch eine Kapazität C_c′ und einen Widerstand R_z′ für den negativen Ausgangsspannungshub und hinsichtlich des oberen Teils der Schaltung in Fig. 7 durch eine Kapazität C_c′′ und einen Wider stand R_z′′ für den positiven Ausgangsspannungshub implementiert.

In Abwesenheit eines Eingangssignals treten dann hinsichtlich der Stromwerte des sog. Rest- oder Ruhestroms in den einzelnen Lei tungszweigen der Schaltung die in Fig. 7 gezeigten Bedingungen auf. Diese Ströme sind alles Vielfache des von einem Generator gelieferten Grundstroms I_o, der sich dann in der Ausgangsstufe widerspiegelt. Die Wahl von I_o ist ein Kompromiß zwischen den Anforderungen an die Stabilität (je größer I_o, desto stabiler ist die Schaltung für gleiche Arbeitsweise) und der Verlustleistung. In den zwei Ausgangstransi storen tritt ein Ruhestrom von kI_o auf, wobei k Werte in der Größenordnung von Zehnervielfachen, z. B. etwa 40, aufweist.

Bei Vorhandensein eines Eingangssignals ermittelt die Differential stufe G_M eine Unbalance der Ströme in den Transistoren M2 und M3, die sich als eine Veränderung von V_GS des Ausgangstransistors M18 in der einen Richtung (z. B. Anstieg) und von V_GS des Ausgangstran sistors M19 in der entgegengesetzten Richtung (z. B. Abnahme) aus wirkt, das heißt, daß einer der beiden Transistoren dazu neigt, einen größeren Stromwert als kI_o abzugeben, während der andere dazu neigt, den Strom abzuriegeln.

Es wird also dieser Strom an die Last abgegeben, an der sich eine Span nung aufbaut und damit Leistung verbraucht wird bis zum Erreichen eines Gleichgewichtszustandes und wegen des Vorhandenseins der örtlichen Rückkopplung (Ausgangs und anderer Eingang der Differen tialstufe kurzgeschlossen) wird diese Spannung gleich der Eingangs spannung (V_IN) selbst.

Es ist klar, daß es - um für den Ausgangsspannungshub einen ausrei chend großen Spielraum zu gewährleisten - notwendig ist, daß die Ausgangstransistoren M18 und M19 von vornherein über eine ausrei chende Fähigkeit der Stromlieferung an die Last bei einem vorhandenen Eingangssignal verfügen. Das heißt mit anderen Worten - will man vernünftige Dimensionen einhalten - dann ist es bereits im Stadium des Schaltungsentwurfs notwendig, dafür vorzusorgen, daß man be züglich der Spannung für das Gate vom Transistor M19 eine beträcht liche Absenkung und für das Gate vom Transistor M18 einen beträcht lichen Anstieg herbeiführen kann.

Abgesehen von der Festlegung der Ruheströme der Schaltung, werden die Vorspannungen (V_BIAS1 bis V_BIAS4) zweckmäßigerweise zusammen mit der entsprechenden Größendimensionierung der be treffenden Transistoren so gewählt, daß große Spannungshübe zwi schen Gate und Source (V_GS) der Transistoren M18 und M19 er möglicht werden.

Obwohl die Ausgangsstufe gemäß Fig. 7 die oben erwähnten Vorteile aufweist gegenüber den Ausgangsstufen nach dem Stand der Technik und obwohl sie zweckentsprechend durch die zwei RC Glieder in den beiden Zweigen des charakteristischen dynamischen Teils der Aus gangsstufe kompensiert ist, können sich beim Einstellen gewisser Umstände und Gegebenheiten Differenzen im Niveau des Ruhestroms bezüglich des optimalen Wertes kI_o einstellen.

Beispielsweise können Ungleichgewichtszustände in den beiden Paaren der identischen Transistoren M8, M9 und M16, M17 auftreten. Es sei angenommen, daß zwischen den Transistoren M8 und M9 eine Unbalance dergestalt besteht, daß - in Abwesenheit eines Eingangs signals - das Gate von M18 sich auf einem höheren Potential als dem vorhergesehenen Wert befindet (z. B. dem Drainpotential von M8), so wird ein solcher Zustand zu einem starken Anstieg des Stromes durch den Transistor M18 bezüglich des normalen Wertes kI_o führen. Wenn dann auch noch gleichzeitig eine Unbalance in dem Transistorpaar M16 und M17 dergestalt besteht, daß das Gate von M19 sich auf einem niedrigerem Potential als dem vorhergesehenen Wert befindet (z. B. dem Drainpotential von M16), so wird dies zu einem starken Anstieg (bezogen auf den Normalwert kI_o) des Stromes durch den Transistor M19 führen. Die Ausgangsspannung V_OUT über der Last ist aber im wesentlichen unempfindlich hinsichtlich eines gleichzeitigen An stiegs des Ruhestroms durch beide Zweige der Ausgangsstufe, so daß die örtliche Rückkopplung so einem Anstieg nicht mit der Kon sequenz entgegenwirken kann, daß es zu einer unkontrollierten Stei gerung der Verlustleistung kommt.

Es kann natürlich auch der entgegengesetzte Fall eintreten, daß nämlich wegen gleichzeitiger Ungleichgewichtszustände ein Abfall des Ruhestromes (bezogen auf den Normalwert kI_o) beobachtet wird mit der Konsequenz von Instabilitätsproblemen.

Mit dem Ziel der Stabilisierung des Ausgangsruhestroms und folglich der Sicherstellung der Stabilität der Stufe umfaßt deshalb eine beson ders vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Ausgangs stufe einen speziellen Steuerschaltkreis, der in der Lage ist, eventuelle Ungleichgewichtsbedingungen festzustellen und die richtigen Zustands bedingungen wiederherzustellen. Dieser Steuerschaltkreis ist in dem Diagramm von Fig. 8 dargestellt. Er besteht aus den Transistoren MST 1 bis MST 4, die wie in Fig. 8 gezeigt, zusammengeschaltet sind. Ist die Gate-Spannung von M18 gleich der Drain-Spannung von M8, so verhalten sich die seriegeschalteten Transistoren MST3 und MST4 wie ein einzelner Transistor doppelter Länge, und wenn ihre Dimensio nierung beim Entwurf richtig bemessen ist, so wird ein Strom gleich I_o erzeugt. Die Transistoren MST 1 und MST 2 führen einen Strom gleich I_o/2 wenn ihre entsprechenden Source-Elektroden auf gleichem Poten tial sind.

Da I_A = I_o + I_o/2 und I_B = I_o + I_o/2 gilt, so gibt es am Ausgang einen Strom kI_o, der die Breite von M19 entsprechend reduziert, um den Spannungsanstieg zwischen Gate und Source von M19 - bedingt durch den größeren Stromfluß durch M16 und M17 - zukompensieren und folglich den Ruhestrom von der Drainelektrode von M17 herabzusetzen.

Es sei nun angenommen, daß zum Beispiel ein Ungleichgewichtszustand zwischen M8 und M9 besteht, so daß sich das Gate von M18 auf höherem Potential befindet als es das Potential an der Drainelektrode von M8 ist. Dann steigt der Strom in MST3 und MST4 so weit, wie er letztlich nur durch MST4 fixiert ist und er letztlich doppelt so groß wird wie der Stromwert im Gleichgewichtszustand. Infolgedessen steigt auch der Strom I_A der, sich widerspiegelnd im Strom I_B, den An stieg des Gatepotentials von M19 bestimmt und den durchfließenden Strom auf einen Wert, der kleiner ist als der Wert kI_o für den stabi lisierten Zustand, reduziert. Auf diese Weise tendiert der Ausgangs ruhestrom bei Vorhandensein einer Unbalance abzunehmen, und die örtliche Rückkopplung, die auf die Ausgangsspannung entsprechend an spricht (diese gewissermaßen abfühlt), greift in den Schaltungszustand mit der Wirkung einer Ausbalancierung der durch M18 und M19 fließenden Ströme ein und bringt das Gatepotential von M18 auf das Drainpotential von M8, wodurch die Gleichgewichtsbedingungen wieder hergestellt werden.

Die vollständige Schaltung der erfindungsgemäßen Ausgangsstufe unter Einbeziehung der Steuerschaltung für den Ruhestrom - wie zunächst nur prinzipiell in Fig. 8 offenbart - ist in Fig. 9 in allen Schaltungs einzelheiten dargestellt.

Die Ruhestromsteuerschaltung ermöglicht eine Limitierung der Verlust leistung in der Ausgangsstufe im Zustand des üblicherweise vorkommen den Ungleichgewichts, größtenteils bedingt durch nur schwer kontrollier bare Parameter und Fehlanpassungen, die typischerweise auf den Fabri kationsprozessen der MOS Halbleiterelemente beruhen, in den Grenzen von ± 10% der Verlustleistung, wenn keine derartigen Unausgeglichen heiten bestehen.

Vergleicht man die Veränderung der Verlustleistung im Ruhestromzustand und bei solchen vorhandenen typischen Unausgeglichenheiten aufgrund von Fabrikationsprozessen und ohne den Stabilisierungsschaltkreis, so ist es leicht möglich, daß sich Variationen der Verlustleistung bis zu ± 500% ergeben.

Eine Besonderheit der Steuerschaltung beruht auf der Tatsache, daß sie mit ihrer Wirkung nur und ausschließlich bei Abwesenheit eines Eingangs signals interveniert. In der Tat bewirkt das Vorhandensein eines Signals am Eingang der Ausgangsstufe eine Deaktivierung der Stabilisierungs schleife, wodurch dann die Ausgangsstufe in die Lage versetzt wird, die gesamte an ihrem Eingang vorhandene Spannung auf die Last weiter zugeben.

Es dürfte klar sein, daß die in den Fig. 7, 8 und 9 gezeigte und mit n-Kanal Transistoren ausgeführte Stufe durch Invertierung und ent sprechende Dimensionierung der Transistoren auch mit p-Kanal Transistoren entworfen werden kann.

Die Ausgangsstufe (Ausgangspuffer) der vorliegenden Erfindung ist durch eine extrem niedrige Ausgangsimpedanz in der Größenordnung von wenigen ohmschen Zehnerwerten gekennzeichnet. Sie eignet sich gut zum Treiben von Lasten mit Kapazitäten bis zu etwa 100 pF und mit Impedanzwerten von nur 300 Ohm und noch darunter.

Obwohl die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele be schrieben worden ist, soll der Schutzumfang nicht auf diese speziellen Ausgestaltungen beschränkt sein, denn mit der offenbarten Lehre zum technischen Handeln ist es dem Fachmann ohne weiteres möglich, ver schiedene Alternativen und Modifikationen der offenbarten Schaltungs diagramme im Rahmen des grundsätzlichen Erfindungsgedankens zu entwerfen.

Claims

1. CMOS-Ausgangsstufe zum Bilden eines verstärkten Ausgangssignals an einem Ausgangsanschluß der Ausgangsstufe entsprechend einem Signal, das einem Eingangsanschluß der Ausgangsstufe zugeführt wird, wobei die Ausgangsstufe aufweist:
ein Paar in Gegentakt geschalteter, komplementärer MOS- Transistoren (M18, M19) mit Source-, Drain- und Gateelektroden, wobei die Drain-Elektroden der Transistoren miteinander verbunden sind und den Ausgangsanschluß der Ausgangsstufe bilden;
eine Differentialeingangsstufe (GM) mit einem ersten Ein gang, der den Eingangsanschluß der Ausgangsstufe bildet, und die einen zweiten Eingang hat, der mit dem Ausgangsanschluß der Ausgangsstufe verbunden ist, um eine Rückkopplung zu bilden, wobei die Differentialeingangsstufe Ausgangssignale an Differentialstufen ausgangsanschlüssen entsprechend dem Signal bildet, das dem Ein gangsanschluß zugeführt worden ist;
zwei parallele Verstärkerstufen (ZM1, ZM2), die jeweils zwei Differentialeingangsanschlüsse haben, die jeweils mit den Diffe rentialstufenausgangsanschlüssen verbunden sind, um ein Ausgangs signal an dem zugehörigen Verstärkerstufenausgangsanschluß entspre chend den Ausgangssignalen der Differentialeingangsstufe (GM) zu bilden;
wobei der Ausgangsanschluß der einen parallelen Verstärker stufe mit der Gate-Elektrode eines der beiden komplementären MOS-Transistoren (M18) verbunden ist und wobei der Ausgangs anschluß der anderen parallelen Verstärkerstufe mit der Gate-Elek trode des anderen der beiden komplementären MOS-Transistoren (M19) verbunden ist, wobei diese beiden MOS-Transistoren (M18, M19) die Gegentaktschaltung bilden, und wobei die Ausgangsan schlüsse der beiden parallelen Verstärkerstufen jeweils über ein lokales Kompensationsnetzwerk, das aus einem Widerstand (R′z; R′′z) und einer zu diesem in Reihe geschalteten Kapazität (C′c; C′′c) besteht, mit dem Ausgangsanschluß der Ausgangsstufe verbun den sind; und
wobei die Differentialeingangsstufe, die zwei parallelen Ver stärkerstufen und die direkte Verbindung des Ausgangsstufenaus gangsanschlusses mit dem zweiten Eingang der Differentialeingangs stufe zwei parallele Rückkopplungsschleifen bilden, die jeweils eine Rückkopplung zum Treiben einer der beiden komplementären MOS- Transistoren bilden.

2. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiterhin eine Ruhestromsteuerschaltung (MST1, MST2, MST3, MST4) umfaßt, die auf Ruhepotentialungleichheiten in den Stufen (ZM1, ZM2) der beiden Rückkopplungsschleifen reagiert und die bei Ruhepotentialungleichheiten eine Ausgangsspannungsabweichung vom Wert des Ruhepotentials ermittelt, welcher Ausgangsspannung durch die genannten Rückkopplungsschleifen entgegengewirkt wird.