DE3546469A1

DE3546469A1 - Ionosphaeren-echolotsystem

Info

Publication number: DE3546469A1
Application number: DE19853546469
Authority: DE
Inventors: Robert Graham Wilkinson
Original assignee: UK Secretary of State for Defence
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 1984-10-30
Filing date: 1985-10-17
Publication date: 1993-07-29
Anticipated expiration: 2005-10-18
Also published as: NL8515007A; US5230076A; SE8603211L; IT1235572B; FR2714777B1; GB2253971A; IT8648153A0; SE469649B; SE8603211D0; NL192282B; AU632279B2; DE3546469C2; GB2253971B; FR2714777A1; NL192282C; CA1333921C

Description

Die Erfindung betrifft ein Ionosphären-Echolotsystem, das Information zur Verbesserung von HF-Nachrichtenübertragun gen unter Nutzung von Weitstrecken-Raumwellenbahnen lie fert.

Die Nachrichtenübertragung über HF-Funkverbindungen, ins besondere Weitstrecken-Raumwellenbahnen, wurde immer als eine sporadische und allgemein unzuverlässige Methode der Nachrichtenübermittlung angesehen.

Dies ist in hohem Maße in der von Natur aus sporadischen und vorübergehenden Beschaffenheit des benutzten Fortpflan zungsmediums begründet, hauptsächlich hervorgerufen durch die Veränderlichkeit der Dichte der freien Elektronen der Ionosphäre. Ferner ist die Störungsintensität und -dichte durch andere HF-Bandbenutzer zu bedenken.

Allein diese Faktoren haben zu einer Situation geführt, in der aktuelle Nachrichtenverbindungen selbst für relativ nahe Verkehrsverbindungen normalerweise nicht erwartet wer den können. Auch können Verbindungen hoher Güte und gerin ger Fehlerrate weder aufgebaut noch unterhalten werden, ohne daß regelmäßige Änderungen der Betriebsfrequenz vor genommen und/oder Höchstleistungs-Funksender in Verbindung mit Richtantennen hoher Verstärkung verwendet werden.

Für Kriegsschiffe der Royal Navy ist diese Situation sogar noch schlechter. Wegen der begrenzten Größe der Plattform sind hier hohe Senderleistungen praktisch nicht zu erhal ten, und große HF-Richtstrahleranordnungen sind unmöglich. Damit einher gehen die nicht zu lösenden Probleme des Be triebs in feindlicher Umgebung, wo es im Normalbetrieb er forderlich ist, gleichzeitig über ein sehr breites Fre quenzspektrum zu senden und/oder zu empfangen. Dieses Fre quenzspektrum kann Niedrigstfrequenzen, Längstwellenfrequen zen, LW, MF, HF, VHF/UHF und noch wesentlich höhere X-Band- Radarfrequenzen einschließen.

Es ist daher sehr leicht zu verstehen, warum HF-Nachrich tenverbindungen historisch gegenüber den zuverlässigeren und robusteren Satelliten-Nachrichtennetzen für Weit streckenverbindungen an Popularität verloren haben.

Vom militärischen Standpunkt ist jedoch durch die Verletz lichkeit dieser Satellitensysteme, auch infolge physischer Angriffe, die Notwendigkeit für einen HF-Bedarf vorgegeben.

Ein effizientes und effektives HF-Reservesystem hoher Güte ist daher während irgendwelcher Feindseligkeiten sehr wesentlich für die Royal Navy, und es bietet den zusätz lichen Vorteil, daß es immer unter der eigenen nationalen Kontrolle gehalten werden kann, was derzeit in bezug auf Satellitensysteme nicht der Fall ist.

Zwar wurden in letzter Zeit erhebliche Fortschritte hin sichtlich einer Steigerung der Hochentwicklung, Komplexität und Zuverlässigkeit der meisten HF-Nachrichtenübertragungs systeme und -einrichtungen gemacht (hauptsächlich durch die Nutzung von elektronischen Großschaltkreisen, insbesondere Mikroprozessoren), aber leider wurde nur wenig getan, um die drei hauptsächlichen HF-Fortpflanzungscharakteristiken, die für die Verschlechterung ausgesandter Signale verant wortlich sind, zu überwinden oder zu vermindern.

Dies sind Mehrwegeverzerrung bzw. Streuung, Störungen und Schwund.

Im Fall einer mobilen Plattform an Land, auf See oder in der Luft wird die Situation durch die Beschränkungen kom pliziert, die durch den Einbau von HF-Systemen innerhalb des beschränkten verfügbaren Raums entstehen, was speziell für Antennen gilt. Senderleistungen für diese mobilen Systeme sind ebenfalls beschränkt aufgrund des begrenzten verfügbaren Raums und der extrem hohen Kosten und techni schen Komplexität beim Ausrüsten von Funksendern mit HF- Leistungen, die viel höher als einige kW sind. Die typische Leistung für einen HF-Kreis auf einem Kriegsschiff der Royal Navy ist normalerweise auf 1 kW Peak und Mittel pro Funkkreis beschränkt. Die Probleme, die auftreten, wenn man versucht, gleichzeitig bis zu zehn oder eventuell mehr Sende- und Empfangskanäle vorzusehen, wären unüberwindlich, wenn höhere Senderleistungen eingesetzt werden sollten. Gemeinschaftsantennenbetrieb, Zwischenmodulationsprodukte, wechselseitiges Mischen (in den Empfängern) und Breitband sender-Rauschpegel würden sämtlich die Betriebsleistung von HF-Funkkreisen erheblich verschlechtern, und zwar insbe sondere bei den niedrigeren Empfangssignalpegeln, die für Weitstreckenverbindungen notwendig sind.

Zwischenmodulationsfrequenzprodukte, die durch die Nicht linearitäten in den Sendern und durch den Decksaufbau des Schiffs ("Rostiger-Bolzen-Effekt") bedingt sind, können jedoch durch sorgfältige Frequenzplanung vermieden werden, obwohl dadurch unvermeidlich das nutzbare verfügbare Spek trum verringert wird. Ferner kann dies nur erreicht werden, wenn Schmalbandsysteme verwendet werden und wenn die Pro dukte höherer Ordnung vernachlässigt werden können. Wenn die Senderleistungen erhöht werden sollten, erlangen diese Produkte höherer Ordnung zunehmend größere Bedeutung und müssen in allen späteren Frequenzplanungs-Anordnungen berücksichtigt werden.

Wenn Breitbandsysteme verwendet werden sollen, werden die Beschränkungen hinsichtlich der für Senden und Empfang ver fügbaren Frequenzen noch restriktiver. Dieser Faktor allein wird in schwerwiegender Weise alle zukünftigen Pläne zur Implementierung von Frequenzsprung- und Breitband-Übertra gungssystemen einschränken. Außerdem müssen zum Empfang dienende Antennen unvermeidlich in der unmittelbaren Nähe von Sendeantennen und der Decksaufbauten angeordnet werden. Änderungen der Antennenrichtcharakteristik in den Azi mutal- und Höhenebenen werden das direkte Resultat hiervon sein, so daß Nullen oder bis zu 30 dB oder mehr in jeder dieser Antennen erzeugt werden. Diese Strahlungsverzerrun gen ändern sich mit Frequenzänderungen und mit der Lage des Schiffes, also durch Stampfen, Schlingern und Gieren.

Alle diese Faktoren sowie die allgemeine Unvorhersehbarkeit der HF-Raumwellenfortpflanzung stellen ein Problem zahl reicher Variablen mit einer Vielzahl möglicher Permuta tionen dar.

Signifikante Verbesserungen bei der realistischen Nutzung der Raumwellenfortpflanzung in einem HF-Nachrichtenüber tragungssystem können nur erzielt werden, wenn dem Benutzer Echtzeitdaten hinsichtlich aller relevanten Bahncharak teristiken an die Hand gegeben werden.

Die Alternative hierzu besteht darin, sich auf Langzeit vorhersagen auf der Basis von rechnerprogrammierten Model len, Bluedeck etc. zu verlassen, die in jedem Augenblick vollständig falsch sein können, und zwar besonders für Ver bindungen, die in oder durch die höheren Breiten arbeiten.

Während des vergangenen Jahrzehnts wurden viele Versuche gemacht, den HF-Bandbereich systematischer zu nutzen durch Anwendung verschiedener Ionosphären-Echolotverfahren mit Rückstreuung und schrägem Welleneinfall. Leider haben diese Systeme sämtlich Sender mit Ausgangsleistungen von 30 oder 100 kW oder noch mehr verwendet. Ferner waren diese Sender praktisch immer mit Antennen gekoppelt, die Breitbandeigen schaften, noch wesentlicher jedoch Richtungsmaßeigenschaf ten aufwiesen. Bei einem Richtungsmaß von 10-15 dB betrugen die Antennenstrahlungsleistungen (ERP) dieser frühen Echo lotsysteme häufig 1 MW oder mehr. Die Verwendung dieser hohen gepulsten HF-Leistung führte unvermeidlich zu erheb lichen Störungen für andere HF-Bandbenutzer, und um ein Stören eines wesentlichen Teils des Spektrums zu vermeiden, waren diese Echolotsysteme notwendigerweise hinsichtlich der Anzahl Frequenzen, die jeweils zu einem Zeitpunkt benutzt werden konnten, sowie auch hinsichtlich der Dauer, während der sie tatsächlich eingeschaltet werden konnten, eingeschränkt. Die Impulssignale wurden von einem zeit synchronisierten Empfänger empfangen, und ein Ionogramm wurde für jede Frequenzabtastung erstellt. Da die Impuls breiten dieser Signale vielleicht 1 ms betrugen, war die erzielte Auflösung unvermeidlich klein, aber später wurde die Barker-Sequenzcodierung eingesetzt, um die Auflösung auf 100 µs ohne jeden Empfindlichkeitsverlust zu verbes sern. Codelängen von 11 Bits oder auch mehr wurden verwen det, um eine Phasenmodulation des Sender-Trägersignals mit 10 kb/s durchzuführen. Dies führte zu einer Signalverar beitungsverstärkung beim Empfang von ca. 12 dB oder mehr, aber wegen bestimmter Implementierungsverluste wurde dieser Wert in der Praxis häufig auf etwa 6 dB reduziert.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Lei stungsverbesserung von HF-Nachrichtenverbindungen mittels sorgfältig geplanter Nutzung des HF-Spektrums durch Echt zeit-Kanallotung. Die Aufgabe besteht also in der Bereit stellung eines Niedrigleistungs-Ionosphären-Echolotsystems, das eine Echtzeit-Bewertung der Güte verschiedener Fre quenzbänder im HF-Spektrum erlaubt, so daß die Ausbildung verbesserter Nachrichtenverbindungen unter Nutzung einer optimierten Auswahl an Frequenzen ermöglicht wird.

Die Erfindung betrifft ein Ionosphären-Echolotsystem zur Erzeugung von Frequenzmanagement-Information für die HF- Nachrichtenübertragung, umfassend:

a. einen HF-Funksender mit:
- (i) Frequenzwahlmitteln, die derart arbeiten, daß Energieimpulse mit entsprechenden, aus dem HF-Funk frequenzbereich pseudo-zufällig ausgewählten Frequenzen gesendet werden können; und
- (ii) einem Modulator, der jeden Sendeimpuls mit einem Code moduliert, der eine Impuls-Autokorrelationsfunk tion hat; und
b. einen entfernten HF-Funkempfänger mit:
- (i) Frequenzwahlmitteln, die so programmierbar sind, daß der Empfänger für die gesendete Frequenzfolge sen sibilisierbar ist; und
- (ii) einem Korrelator, der das Empfangssignal während jedes Impulsintervalls mit einer Nachbildung des gesen deten Codes korreliert und ein die Erfassung eines Sendesignals bezeichnendes Ausgangssignal erzeugt.

Dabei ist der Code bevorzugt ein Komplementärcode mit zwei Hälften, deren separate Autokorrelations-Funktionen addiert werden unter Bildung einer Impuls-Funktion. Ebenfalls be vorzugt wird mit Zweiseitenband-Amplitudenmodulation gear beitet. Vorteilhafterweise weist der Sender einen Zeitcode- Modem und eine Modulationssteuerung auf, die den Echolot- Code oder den Zeitcode selektiv mit dem Modulator koppelt. Der Empfänger weist einen gleichartigen Zeitcode-Modem zur Bereitstellung von Tageszeitinformation und zur leichteren Synchronisierung des Empfängers mit dem Empfangssignal auf. Bei einer vorteilhaften Ausbildung sind die zwei Hälften des Komplementärcodes voneinander um mehr als ca. 10 ms ge trennt, um eine Verstümmelung der zweiten empfangenen Hälf te durch Echosignale der ersten empfangenen Hälfte zu ver hindern.

Als Alternative zur Verwendung eines einzigen Echolotcodes kann der Code einer von mehreren Codes sein, wobei der Emp fänger Mittel zum Empfang und zur Unterscheidung jedes Codes aufweist, wodurch die Informationsübertragung ermög licht wird.

Vorteilhafterweise wird synchrone Signalerfassung ange wandt, umfassend Mittel zum Ausgleich von Frequenz- und Phasenänderungen der empfangenen Trägerfrequenz. Dies wird dadurch erreicht, daß das Empfangssignal an sin- und cos- Produktdetektoren geführt und ein Empfängerfrequenzsignal an die Produktdetektoren geführt wird, wobei die Empfänger frequenz vom gesendeten Trägersignal nach Modulations-Aus filtern aus dem Empfangssignal abgeleitet ist. Die Aus gangssignale der Produktdetektoren werden entsprechenden Echt- und Imaginär-Kreuzkorrelatoren zugeführt, und deren Ausgangssignale werden kombiniert unter Bildung des phasen unempfindlichen Modulus-Impulsverlaufs.

Bevorzugt hat der Empfänger eine automatische Verstärkungs regelung (AVR), und es sind Mittel vorgesehen, die den AVR- Pegel während jedes empfangenen Impulses messen. Vorteil hafterweise können Glieder vorgesehen sein, die den gemes senen Empfänger-AVR-Pegel so modifizieren, daß der gemes sene Peakimpulsverlaufspegel kalibriert werden kann. Ferner ist es vorteilhaft, Mittel vorzusehen, die den mittleren Störpegel im Empfänger vor einem Meßintervall bzw. Fenster, in dem der Peakimpulsverlauf gemessen wird, messen. Dabei kann ein Vergleicher vorgesehen sein, so daß immer dann ein Ausgangssignal erzeugt wird, wenn der gemessene Peak den mittleren Störpegel um einen vorbestimmten Betrag über steigt. Der Empfänger kann Mittel aufweisen, die die in dB gemessene Stärke des Empfangssignals, den gemessenen Stör pegel und die Modenstruktur (den Impulsverlauf) jeder Sen defrequenz aufzeichnen.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung nachstehend bei spielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Erfindung, wobei zwei Raumwellen dargestellt sind;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Echolotsenders;

Fig. 3A und Fig. 3B das Signalformat des Echolotsenders;

Fig. 3C zeigt einen komplementären Echolotcode;

Fig. 4 eine Echolotsignal-Empfängerinstallation;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Synchronsignal- Detektorschaltung;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Kreuzkorrelations schaltung;

Fig. 7 eine schematische Darstellung der Empfänger- Abstimmsequenz;

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Empfangssignalpegel- Detektors; und

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Echolotsignal-Er kennungsschaltung.

Die Wahl der besten Sendefrequenz ist aus zwei hinreichend bekannten fundamentalen Gründen wichtig:
Der erste ist, daß eine mehr oder weniger willkürlich ge wählte Frequenz nicht unbedingt in der Lage ist, sich über die Ionosphäre zu einem entfernten Empfänger fortzupflan zen, und daß dies sicher nicht bei 100% der versuchten Frequenzen möglich ist. Frequenzvoraussagen und geplante optimale Arbeitsfrequenzen in Verbindung mit kurzzeitigen Voraussagen, die von begrenzten ionosphärischen Echolotun gen abgeleitet sind, sind zwar hilfreich, aber die Verän derlichkeit der Ionosphäre ist im allgemeinen so stark und so schnell, daß diese Methode der Frequenzwahl immer noch nur als Leitverfahren angewandt werden kann. Echtzeit- Kanallotung sollte dagegen eine wirkliche Lösung dieses speziellen Problems liefern.

Der zweite Grund für die Verwendung einer optimalen Ar beitsfrequenz ist, daß auch dann, wenn eine willkürlich gewählte Frequenz die Radiowellenfortpflanzung durch die Ionosphäre ermöglichen kann, sie doch mit großer Wahr scheinlichkeit bei Ankunft am entfernten Empfänger durch Funkstörungen von anderen HF-Benutzern vollständig ver stümmelt sein wird. Wahl der besten oder optimalen Arbeits frequenz bedeutet also, eine Frequenz oder Frequenzen zu finden, die nicht nur über Weitstrecken-Raumwellenbahnen fortpflanzen, sondern auch relativ niedrige Pegel von Im- Band-Störungen am entfernten Funkempfänger haben.

Das Grundmodell eines HF-Echolotsystems ist in Fig. 1 gezeigt. Diese zeigt zwei Raumwellen S₁ und S₂, die sich zwischen einem Echolotsender 101 und einem entfernten Echo lotempfänger 102 fortpflanzen. Die Raumwelle S₁ erreicht den Empfänger nach einer Reflexion in der Ionosphäre, wäh rend die Mehrwege-Raumwelle S₂ zweimal in der Ionosphäre und nur einmal am Boden reflektiert wird. Die eigentliche Anzahl und Art der empfangenen Signale hängt hauptsächlich ab von:

a. der Höhe und Dichte der reflektierenden ionosphärischen Schichten;
b. der Frequenz des Sendesignals; und
c. der Entfernung zwischen Sender und Empfänger.

In der Praxis ist die Differenz zwischen den Fortpflan zungszeiten ΔT für diese beiden Raumwellen kürzer als die Dauer der beiden Signale S₁ und S₂, so daß eine erhebliche Überlappung auftritt, die nicht der beispielhaften Empfän gercharakteristik 103 entspricht.

Damit das Echolotsystem zusammen mit weiteren Einrichtungen arbeiten kann, ist ein Niederleistungs-Verstärkerausgang des Echolotsenders 101 mit einer Senderantenne 104 verbun den. Die Sendesignale werden von einer mit dem entfernten Echolotempfänger 102 verbundenen 10-m-Peitschenantenne 105 empfangen.

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild des Echolotsenders. Ein Echolotsendermodem 201 erzeugt Zufallsfrequenz- und Code modulations-Ansteuersignale 202 bzw. 203 für einen HF-Nor malfrequenzgenerator (mit Frequenzsynthese) 204. Nach Lei stungsverstärkung in einem Breitbandverstärker 205 von 1 kW (Peak) wird das Normalfrequenzgenerator-Signal einer loga rithmisch periodischen Richtantenne 206 zugeführt. Die Sen defrequenzen werden durch den Modem 201 willkürlich aus dem gesamten HF-Bandbereich von 3-30 MHz ausgewählt. Dann wird Codemodulation jeder Sendefrequenz angewandt, so daß eine hohe empfängerseitige Verarbeitungsverstärkung erzielbar ist, so daß Signale ohne die Notwendigkeit für hohe über tragene Leistung empfangen werden können. Die Modulation des Ausgangs des Normalfrequenzgenerators 204 wird durch ein Modulations-Steuerinterface 207 gesteuert. An entspre chende Eingänge 208-210 des Modulations-Steuerinterface 207 sind das Codemodulations-Ansteuersignal 203, ein Zeitcode- Modem 211 und ein rahmenbildender 1-kHz-Tongenerator 212 gekoppelt. Das Modulations-Steuerinterface 207 koppelt wahlweise das Echolotsystem, das Zeitsignal oder den rah menbildenden 1-kHz-Ton mit dem Normalfrequenzgenerator 204, wo das Frequenzsprung-Ausgangssignal eine 90%ige Zwei seitenband-Amplitudenmodulation erfährt. Wie aus den Fig. 3A und 3B hervorgeht, springt das Echolotsendersignal zwi schen Pseudo-Zufallsfrequenzen 301-306, die aus 550 Einzel frequenzen zwischen 3,8 MHz und 30 MHz ausgewählt sind, mit zehn Frequenzsprüngen je Sekunde. Beim Senden des Echolot codes umfaßt der 100 ms-Durchgangsrahmen 307 bei jeder aus gewählten Frequenz ein erstes Beruhigungsintervall 308 von 20 ms, so daß nach einem Frequenzwechsel ausreichend Zeit verfügbar ist für die Stabilisierung der Normalfrequenz generatoren an beiden Enden der Echolotverbindung und sich ferner die automatische Verstärkungsregelung (AVR) des Emp fängers stabilisieren kann. Zur Vermeidung von spektralen Störungen wird das Ausgangssignal des Normalfrequenzgenera tors unmittelbar vor und auch nach dem Frequenzwechsel ge dämpft unter Anwendung von verstärkter Kosinusformung 309. Der Modulationscode besteht aus zwei Hälften, Code A und Code B, die voneinander durch ein Intervall 310 von 12,8 ms getrennt sind und mit 10 kb/s gesendet werden. Die beiden Hälften des Modulationscodes bilden eine spezielle komple mentärcodierte Folge mit einer Länge von 512 Bits (256+256 Bits).

Codierte Echolotimpulse sind Impulskompressionssignale, die aus einer besonderen Folge binärer Daten gebildet sind. Die binäre Folge ist so ausgelegt, daß sie eine Impuls-Auto korrelationsfunktion hat. Barker-Codes sind eine spezielle Art einer digitalen Sequenz, aber diese können nur für relativ kurze Folgen erzeugt werden. Ein Beispiel für eine komplementäre Codefolge ist durch das Signal 311 in Fig. 3C gegeben, wobei die erste Hälfte des Signals Code A und die zweite Hälfte Code B ist. Der Verlauf 312 zeigt die Auto korrelationsfunktionen von Code A (0AA) zusammen mit Code B (0BB). Dies zeigt, daß die Autokorrelationen 0AA und 0BB ein schlechtes Peak-(313)/Seitenzipfel-(314)-Verhält nis bilden, aber die von diesen beiden Codes gebildeten Seitenzipfel 314 und 315 sind die exakten Umkehrgrößen oder Komplemente voneinander. Die Peaks 313 und 316 haben die gleiche Amplitude und Polarität. Wenn also diese beiden Code-Autokorrelationsfunktionen addiert werden, heben sich die Seitenzipfel auf, während sich die Peaks addieren. Die resultierende Funktion (0XX (317) für die komplette Sequenz hat ein unendliches Peak/Seitenzipfel-Verhältnis. Es kann gezeigt werden, daß die Impuls-Ansprechcharak teristik eines erprobten Systems (die Moden-Struktur des Funkwegs zwischen dem Sender und dem Empfänger) vollständig bestimmbar ist unter Anwendung einer pseudo-zufälligen Digitalcodefolge, wenn die Autokorrelationsfunktion der Folge impulsförmig und ihre spektrale Empfindlichkeit grö ßer als die Bandbreite des in Erprobung befindlichen Systems ist. Bei einem Komplementärcode-Digitalsignal muß die Bitgeschwindigkeit ausreichend hoch sein zur Erzeugung eines Frequenzgangs, der über die betreffende Bandbreite annehmbar flach ist. Dadurch wird die Erfaßbarkeit des Si gnals unter schlechten Rauschabstands-Bedingungen sowie die Selektivität hinsichtlich der Zurückweisung irgendwelcher anderer Eingangssignale verbessert. Weitere Information über Komplementärcodes wurde veröffentlicht in "Complemen tary Series" von M.J.E. Golay in IRE Transactions on Infor mation Theory, Bd. 17-7, S. 82-87, April 1961.

Es wurde ein 512-Bit-Komplementärcode verwendet unter Erhalt einer Verarbeitungsverstärkung von 27 db. Dies ergibt eine maximale Auflösung von ca. 100 µs bei einer Erfassungsbandbreite von 10 kHz oder weniger.

Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 2 ist zu sagen, daß der Zeittaktmodem 211 in der GB-Patentanmeldung Nr. 81 27 713 beschrieben ist. Er wird von einem 1 MHz-Bezugstaktgeber gesteuert und erzeugt eine pseudozufällige binärcodierte Folge, die in spezieller Weise die zum Senden bestimmte Tageszeit codiert und es einem gleichartigen Modem im ent fernten Empfänger erlaubt, eine zeitliche Synchronisation innerhalb eines sehr kleinen zeitlichen Fehlers zu erzie len. Genaue Zeitsteuerung und Stabilität sind wesentlich, um Gleichlauf zwischen Sender und Empfänger zu erzielen und dann auch zu unterhalten.

Es ist zwar erwünscht, die Tageszeit mit einer Genauigkeit von ± 5 ms oder noch besser zu kennen, um sofortigen Gleich lauf zu garantieren, ein erheblich größerer Zeitfehler könnte aber ohne weiteres akzeptiert werden, weil die Emp fänger-Zeitsteuerung manuell vor- oder rückgestellt werden könnte, um nach dem Einschalten perfekten Gleichlauf zu erzielen. Anfängliche Zeitfehler bis zu plus oder minus eine oder zwei Sekunden könnten in der praktischen Anwen dung ohne zu große Schwierigkeiten aufgefangen werden, wenn eine annehmbare Anzahl von Ausbreitungsfrequenzen vorhanden ist. Wenn jedoch die Anzahl der Arbeitsfrequenzen aufgrund von schlechter Ausbreitung und Störungen zu gering wird, wird die brauchbare Anwendung dieser Methode der Erzielung von Gleichlauf zunehmend schwieriger und zeitraubender.

Wie Fig. 4 zeigt, arbeitet ein Standard-Funkempfänger 401 mit einer externen Empfängeroszillator-Ansteuerung von einer Normalfrequenzerzeugereinheit 402. Eine 10-m-Peit schenantenne 403 koppelt das Signal an den Empfänger 401. Der Ausgang des Empfängers 401 überträgt ein 100-kHz-ZF- Signal zu einer Systemsteuerungs-Interfaceeinheit 404, in der eine pseudo-synchrone komplexe Amplitudendemodulation erfolgt. Dadurch werden die richtigen phasengleichen (echten) und Rechtwinkelphasen-(imaginären)-Erfassungskom ponenten für die beiden Kreuzkorrelationseinheiten 405, 406 erzeugt. Die die einzelnen Erfassungskomponenten erzeugende Schaltung wird später unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrie ben. Der digitalisierte Modulus (vgl. Fig. 6) der Ausgänge der Kreuzkorrelationseinheiten 405 und 406 wird einem zen tralen Analyse- und Aufzeichnungsrechner 407 zugeführt. Nach einer gewissen Voranalyse wird diese Information zusammen mit Zeit- und Frequenzmarkierungen von einem digi talen Bandaufzeichnungsgerät 408 aufgezeichnet. Die Infor mation kann gleichzeitig auf einem Drucker 409 ausgegeben werden und kann Ausgangssignale für eine Sichtanzeige 410 von Ionogrammen und Impulsansprechcharakteristiken zur Auf zeichnung durch eine 16-mm-Kamera 411 bilden. Der Empfänger enthält einen Zeittakt-Modem 412, der von einer 1-MHz-Be zugsversorgung betrieben wird zur Erzielung von Gleichlauf mit dem Sender und zur genauen zeitlichen Steuerung durch das Systemsteuerungs-Interface 404 des Normalfrequenzgene rators 402 und der Kreuzkorrelationseinheiten 405 und 406. Ein Bandlesegerät 413 ist vorgesehen für die Programmsteue rung des Rechners 407.

Die Demodulation des Signals erfolgt unter Anwendung der Synchronsignal-Detektorschaltung von Fig. 5. Das 100-kHz- ZF-Signal vom Ausgang des Empfängers 401 wird an den Ein gang 501 der Detektorschaltung geführt. Der Eingang 501 ist über einen Verstärker 502 mit zwei Produktdetektoren 503 und 504 gekoppelt, in denen das 100-kHz-ZF-Signal gleich phasig und um 90° phasenverschoben mit einem 100-kHz-Signal 505 gemischt wird, das vom ZF-Trägersignal abgeleitet ist. Das Einfügungssignal 505 ist erhalten durch Kopplung des 100-kHz-ZF-Signals über einen zweiten Verstärker 506 mit einem Bandpaßfilter 507, das das zweiseitenband-amplituden modulierte empfangene Echolotsignal sowie den größten Stör anteil herausfiltert. Das Bandpaßfilter 507 hat eine Mit tenfrequenz von 100 kHz und eine Bandbreite von ± 50 Hz. Das gefilterte Trägersignal wird begrenzt (508) und nach wei terem Filtern (nicht gezeigt) mit einem Phasenteiler 509 gekoppelt. Die um 90° phasenverschobenen Signale an den Phasenteilerausgängen werden den entsprechenden Mischern 503 und 504 zugeführt.

Die Produktterme in den Ausgangssignalen der Mischer 503 und 504 werden dann tiefpaßgefiltert (510, 511) unter Erhalt von zwei um 90° phasenverschobenen Tonausgangssi gnalen 512 und 513.

Das Echolotsignal verwendet konventionelle Zweiseitenband- Amplitudenmodulation. Diese Signale werden normalerweise in einem Funkempfänger unter Anwendung von Hüllkurven- oder Diodendetektoren demoduliert. Diese Methoden sind zwar sehr einfach, leider arbeiten sie nur ordnungsgemäß bei gutem Rauschabstand. Um eine richtige Demodulation bei geringem Rauschabstand zu erhalten, ist es wichtig, daß mit syn chroner Erfassung gearbeitet wird. Wenn die Frequenzstabi lität des Systems und die Raumwellenbahn gut genug waren, kann ohne weiteres eine synchrone Erfassung erfolgen, indem die bekannte Trägerfrequenz wieder in einen Produktdetektor eingefügt wird. In diesem Anwendungsfall kann jedoch keine wirkliche synchrone Erfassung angewandt werden, weil nicht garantiert werden kann, daß die Frequenzstabilität des Ge samtsystems vom einen Ende zum anderen immer kleiner als 4 Hz ist. Dieser Stabilitätsgrad ist erforderlich, um einen genauen Betrieb der Kreuzkorrelationseinheiten sicherzu stellen. Die Synchronsignal-Detektorschaltung von Fig. 5 hat ein sehr schnelles Ansprechvermögen, wobei es normaler weise weniger als 20 ms dauert, um Phase und Frequenz der Mischersignale zu korrigieren. Sie kann auch Signale mit Schwunderscheinungen verarbeiten, vorausgesetzt, daß der Schwund nicht zu tief oder der Rauschabstand nicht zu schlecht ist.

Eine Kreuzkorrelationsschaltung nach Fig. 6 ist vorgesehen zum Empfang des Basisband-Tonsignals von jedem der Ausgänge 512, 513 der Detektorschaltung (Fig. 5). Das Signal am Ein gang 601 wird von einem 8-Bit-Analog-Digital-Umsetzer 602 abgetastet, der durch ein Signal von einem 40-kHz-Taktgeber 603 gesteuert ist. Das digitalisierte Signal wird in ein spezielles Schieberegister 604 getaktet, das drei reihen geschaltete Schieberegisterspeicher 605-607 umfaßt. Das mittlere Schieberegister 606 wirkt als Zeitverzögerung von ca. 12,8 ms gleich der zeitlichen Trennung der beiden Hälf ten A und B des komplementärcodierten Sendesignals (Fig. 3). Die Speicher 605 und 607 haben eine solche Speicher kapazität, daß dann, wenn Code A vollständig im Register 607 gespeichert ist, Code B im ersten Register 605 gespei chert ist. Die Speicher 605 und 607 sind Umlaufspeicher, so daß die getrennten Hälften A und B vollständig und synchron in den jeweiligen Speichern 607 und 605 zwischen aufeinan derfolgenden 40-kHz-Taktimpulsen umlaufen. Die Teile A und B des Korrelationsprozesses werden in den Empfängerspei chern 608 und 609 gespeichert. Der Ausgang des Schiebere gister-Code-B-Speichers 605 und der Ausgang des Code-B- Speichers 609 sind mit Eingängen eines ersten 8-Bit-Multi plizierers 610 gekoppelt, und in gleicher Weise sind die Speicher 607 und 608 für den gesendeten Code A und den ge speicherten Code A mit einem zweiten Multiplizierer 611 gekoppelt. Die Inhalte beider A- und B-Schieberegister wer den mit der entsprechenden Codefolge nach jedem Schiebe register-Taktimpuls multipliziert. Diese beiden Produkt ströme werden dann in entsprechenden Summiergliedern 612, 613 über die Codelänge summiert und in einem Addierer 614 addiert, bevor sie in einem Digital-Analog-Umsetzer 615 umgesetzt und in einem Tiefpaßfilter 616 gefiltert werden. Dadurch werden die beiden Hälften des Codes getrennt kreuz korreliert und dann addiert unter Bildung des erwünschten Ausgangswerts. Die Korrelationsspitze wird erhalten, wenn das erste Bit der ersten Hälfte des Codes in der letzten Stufe des Code-A-Schieberegisters 607 ist. Das erste Bit der zweiten Hälfte des Codes befindet sich dann in der letzten Stufe des Code-B-Schieberegisters 605.

Die Verzögerung zwischen den beiden Codehälften ist zwar auf 12,8 ms eingestellt, sie könnte aber geändert werden. Es ist jedoch wichtig, daß sie die maximale Bahnstreuung übersteigt. Diese ist typischerweise 10 ms oder kleiner. Wenn die Verzögerung kleiner als diese maximale Bahnstreu ung ist, würde das Ausgangssignal 617 vom Kreuzkorrelator durch Echosignale von Code A, die am Empfänger gleichzeitig mit dem Code B einlaufen, verstümmelt werden. Dadurch wür den "Geister"-Spitzen im Ausgangsimpulsverlauf auftreten.

Fig. 7 zeigt die für den Empfänger erforderliche zeitliche Steuerung. Der gesendete Signalimpuls 701 nimmt einen 100-ms-Zeitrahmen 702 ein, und die Empfängerfrequenzände rungen 703, 704 erfolgen alle 100 ms synchron mit den Fre quenzänderungen in den Empfangsimpulsen. Das Korrelator- Ausgangssignal wird auf das Vorhandensein eines Sendesi gnals während eines 10-ms-Fensters 705 abgetastet, das auf die Zeit 706 zentriert ist, zu der die letzte Stufe des Code-B-Registers mit dem ersten Bit des zweiten Teils der codierten Übertragung gefüllt sein sollte. Das Fenster 705 ist kleiner als das Schutzintervall zwischen den beiden Hälften A und B des Code. Das Peaksignal wird in diesem Fenster 705 in der nachstehend erläuterten Weise gemessen. Unmittelbar vor dem Signalfenster 705 wird der mittlere Rauschpegel über das durch die Gerade 707 bezeichnete zeit liche Intervall gemessen. Aus dem Verhältnis dieser beiden Größen kann der Rauschabstand für diese spezielle Frequenz berechnet werden. Der Verstärkungsfaktor des Empfängers wird ständig durch Messen des Funkempfänger-AVR-Pegels in jedem 100-ms-Impulsrahmen überwacht. Die Messung erfolgt kurze Zeit nach der Frequenzumschaltung 704, um eine Sta bilisierung der Empfänger-AVR zu ermöglichen.

Die Verarbeitung des Signalausgangs von den Kreuzkorrela toren 405, 406 ist im einzelnen in Fig. 8 gezeigt. Das phasengleiche Basisbandsignal am Ausgang 501 und das 90° phasenverschobene Signal am Ausgang 503 des Synchronsignal- Detektors (Fig. 5) werden den Eingängen 801, 802 des Real- und des Imaginär-Kreuzkorrelators 803, 804 zugeführt. Die Ausgangssignale der Korrelatoren, die den komplexen Impuls verlauf darstellen, werden mit einer Einheit 805 gekoppelt, die den Modulus der Ausgangssignale ableitet. Die Ausgangs signale werden entsprechenden Rechteckumformern 806, 807 zugeführt, und deren Ausgangssignale werden in einem Addie rer 808 verknüpft und die Quadratwurzel aus der im Addierer 808 befindlichen Summe gezogen. Das Impulsverlaufsignal am Ausgang 810 wird während der Dauer des Fensters 705 von einem Peakdetektor 811 abgetastet, und dieser Peak wird dann in einem Pegelkreis 812 in ein in dB gemessenes Binär zahl-Pegelsignal umgeformt. Der AVR-Pegel des Empfängers 401 (Fig. 4) wird durch Einstellung des Nullpunkts und der Steilheit seiner Ansprechkurve modifiziert. Das Empfänger- AVR-Signal, das entsprechend Fig. 7 gemessen wird, wird mit einem ersten Eingang eines Differenzverstärkers 813 gekop pelt, dessen zweite Eingangsspannung so einstellbar ist, daß der Nullpegel für den Verstärker einstellbar ist. Das Ausgangssignal des Nullpunkt-Einstellverstärkers 813 ist an einen ersten Eingang eines zweiten Differenzverstärkers 814 mit einstellbarer Rückkopplung zum zweiten Eingang geführt, so daß die Steilheit des AVR-Signals einstellbar ist. Das eingestellte AVR-Ausgangssignal des Verstärkers 814 wird von einem 7-Bit-Analog-Digital-Umsetzer 815 digitalisiert. Die Einstellungen werden so vorgenommen, daß das digitale Ausgangssignal des ADU 815 ein dB-Verhältnis bezogen auf 1 uV hat. Dieses digitale Ausgangssignal wird dann in einem Binäraddierer 816 mit dem gemessenen Peakimpuls-Verlaufs pegel (ebenfalls in dB umgesetzt) addiert unter Erzeugung des gewünschten Ausgangssignals.

Es ist notwendig, den Echolotsignalpegel unter Anwendung dieser speziellen Methode zu messen, weil bei zu geringem Eingangs-Rauschabstand manchmal Anzeigewerte erforderlich sind.

Die Verarbeitungsverstärkung des Empfangssystems erzeugt einen Ausgangs-Rauschabstand, der erheblich besser als der Eingang ist. Aber der eigentliche Ausgangssignalpegel (der Peakpegel des Impulsverlaufs) hängt vom Eingangs-Rausch abstand zum Funkempfänger ab. Der Empfänger-AVR-Pegel stellt das Gesamteingangssignal zum Empfänger dar, das nor malerweise das Echolotsignal und/oder etwaiges Rauschen enthält. Diese AVR wird jedoch dazu genutzt sicherzustel len, daß der Audio-Ausgangspegel des Empfängers konstant ist, und zwar unabhängig vom Eingangs-Rauschabstand. Daraus folgt, daß der Signal-(Echolot)Pegel zu und von den Kreuz korrelatoren fällt, wenn der Eingangs-Rauschabstand zum Funkempfänger fällt.

Bei Eingangs-Rauschabständen von mehr als 10 dB ist das Signal zu den Korrelatoren konstant, weil die AVR vom Echo lotsignal "eingefangen" wird. Unterhalb 10 dB wird die AVR durch Signal und Rauschen beeinflußt. Bei 0 dB arbeitet die Empfänger-AVR mit gleichen Rausch- und Signalpegeln, somit ist der Signalausgangspegel um 3 dB niedriger. Bei niedri geren Eingangs-Rauschabständen ist der Signalausgangspegel proportional niedriger.

Die korrekte Erkennung der Echolotsignale kann unter Anwen dung der Schaltung von Fig. 9 durchgeführt werden. Der Modulus des Impulsverlaufsignals am Ausgang 810 des Emp fangssignal-Pegeldetektors (Fig. 8) ist mit dem Eingang 901 an einen Multiplexer 902a am Eingang eines umlaufenden Schieberegisterspeichers 902, der mit 10 kHz getaktet ist, gekoppelt. Der Impulsverlauf am Eingang 901 ist ebenfalls mit einem Peakdetektor 903 gekoppelt, der das Peaksignal im Zeitfenster 705 mißt, wie dies der Peakdetektor 811 bei der Anordnung von Fig. 8 tut. Der Ausgang des Umlaufspeichers 902 ist an eine Recheneinheit 904 geführt, die den mittle ren Rauschwert in der Periode 707 (Fig. 7) vor dem Peakmeß fenster 705 berechnet. Die Ausgänge der Rausch-Rechenein heit und des Peaksignaldetektors 903 sind 7-Bit-Binärzah len, die in einem Vergleicher 905 verglichen werden, der so ausgelegt ist, daß er als Ausgang eine binäre "1" erzeugt, wenn S/N 8 dB, und im übrigen eine "0" erzeugt.

Somit wird für jeden Impuls ein "1"- oder ein "0"-Zustand in Abhängigkeit davon erzeugt, ob diese Frequenz einen nutzbaren Echolotkanal bietet. Bei einer Übertragungsge schwindigkeit von 10 pseudozufälligen Frequenzsprüngen je Sekunde wird ein 10-Bit/s-Strom von Zustandsbits zusammen mit Signalpegel- und Impulsverlauf-Charakteristiken zurück zu einem am Ort des Echolotsenders installierten Übertra gungs-Empfänger/Sender geleitet, so daß der Übertragungs- Sender die für die Nachrichtenübermittlung über die Echo lotbahn gewählten Frequenzen optimieren kann. Streufunk tionen für jeden Kanal können aus den empfangenen Echolot impulsen abgeleitet werden, und Charakteristiken für viel leicht einige hundert Frequenzen können innerhalb etwa einer Minute akkumuliert werden. Diese Charakteristiken können dann mit der Abtastgeschwindigkeit fortgeschrieben werden. Die Empfangssignalstärke (dB µV) und der Modenauf bau für jede geprüfte Frequenz können für eine nachfolgende Abfragung und Verarbeitung gespeichert werden, wonach dann möglicherweise entschieden wird, welche Frequenz bzw. Fre quenzen die höchste Wahrscheinlichkeit für die Fortpflan zung eines Sendesignals unter minimaler Verzerrung und mit dem höchsten Empfangs-Rauschabstand haben.

Versuche haben gezeigt, daß es gelegentlich notwendig ist, bis zu 200mal am Tag eine Frequenzumschaltung vorzunehmen, um einen Nachrichtenübertragungskreis aufrechtzuerhalten, der die höchstmögliche Empfangssignalstärke hat. Bei der praktischen Anwendung ist dies aber nicht unbedingt notwen dig, denn ein guter Rauschabstand ist erheblich wichtiger als der Erhalt des stärksten Signals. Dadurch kann die Anzahl Frequenzumschaltungen wesentlich verringert werden.

Die frühen Versuchsarbeiten waren hinreichend positiv, um an die Anwendung von Einrichtungen zu denken, die eine stärkere Auswertung eines HF-Nachrichtenübermittlungs-Be triebsmanagementsystems erlauben. Es ist möglich, eine an spruchsvollere Codierstruktur für die Echolotimpulse anzu wenden, so daß die gleichzeitige Übertragung von Informa tion über das Rundfunk-Echolotnetz möglich ist. Diese Echo lotimpulse liefern dem mobilen Funker nicht nur die Charak teristiken der Funkbahn, sondern auch Information hinsicht lich Störpegeln und Kanalverfügbarkeit an der Basisstation. Im einfachsten Beispiel können zwei semi-orthogonale Binär codes verwendet werden, um jeweils eine Information "1" bzw. eine Information "0" darzustellen. In Erweiterung dieser Grundidee wurde vom Erfinder ein 512-Satz von semi orthogonalen 100-Bit-Binärcodes gefunden. Durch Ersatz des einzelnen 512-Bit-Komplementärcodes durch eine code-gewähl te 100-Bit-Binärfolge können zusätzliche Daten oder codier te Information als Hilfe bei der Verbesserung des Gesamt- Frequenzmanagements eines Nachrichtenübertragungssystems gesendet werden. Diese Sonderinformation ist besonders vor teilhaft, wenn das Echolotsystem in ein HF-Managementsystem einzubauen ist. Die codierte Information könnte genutzt werden, um folgendes zu übermitteln:

a) Störpegel für die gegebene Frequenz am Ort (oder Nebenort) des Echolotsenders;
b) selektives Rufen - jeder Empfänger der Echolot- Rundfunkübertragung würde durch einen speziellen Code/ eine spezielle Zahl identifiziert;
c) Verbreiten der Frequenzverfügbarkeit - bereits benutzte Frequenzen würden identifiziert werden;
d) Steuerung der ausgestrahlten Leistung - Anweisungen zur Erhöhung oder Verringerung der Leistung könnten über die Echolot-Funkübertragung gesendet werden;
e) Nachrichtenfehlerkontrolle - es könnten Anforderun gen für erneutes Senden von Nachrichten gegeben werden;
f) Nachrichtenverbindungstechnik-Anweisungen - weitere Anweisungen wie etwa Kryptoeingabe, Datengeschwindig keit, Dringlichkeit von Nachrichten, benutzter Dienst (z. B. Funkfernschreiber, Faksimile) etc.

Ein mit einer Echolot-Funkstation gekoppeltes HF-Kanal managementsystem würde in sehr wirksamer Weise die automa tische Steuerung von Nachrichtenübertragungssystemen von zahlreichen Fernstationen (mobile Luft-, Land- und See stationen) ermöglichen, so daß diese in eine einzige Leit station mit hoher Zuverlässigkeit, Verfügbarkeit und Lei stungsfähigkeit arbeiten.

Wenn die Möglichkeit gegeben ist, eine Betriebsfrequenz auszuwählen, die bestimmte Fortpflanzungs-Charakteristiken hat, kann der eine Nachricht Sendende einen Kanal mit einem oder mehreren der folgenden Parameter wählen:

1) minimaler Funkbahnverlust;
2) minimaler Störpegel;
3) einwellige Bahnstruktur;
4) höchste nutzbare Frequenz (dann ist es jedem anderen Empfänger, der sich in größerer Nähe als die Trennung zwischen Sender und Empfänger befindet, unmöglich, das Sendersignal auf einer Raumwelle zu empfangen) oder
5) maximaler Empfangs-Rauschabstand.

In der Praxis hat sich gezeigt, daß bei den meisten natür lich auftretenden Ausbreitungsbahnen die Tendenz besteht, durch signifikante Störungen, hauptsächlich von anderen Benutzern, beeinträchtigt zu werden. Der Grund dafür ist, daß eine Bahn, die ein Signal für einen bestimmten Benutzer fortpflanzen kann, dies gleichermaßen auch für andere Be nutzer tun kann, insbesondere, wenn die Sender und Empfän ger geographisch mehr oder weniger nahe beieinander liegen. Glücklicherweise sind jedoch die meisten HF-Signale schmal bandig, so daß Störungen durch diese weiteren Benutzer nahezu immer einfach dadurch vermieden werden können, daß die Betriebsfrequenz um einige wenige kHz zu einem relativ ruhigeren Kanal für die Übertragung umgeschaltet wird. Durch die Erfindung werden also die Mittel für die Echt zeit-Frequenz-Echolotung angegeben, die so ausgelegt sein können, daß eine automatische Anpassung an die optimale Frequenz bzw. Frequenzen erfolgt.

Claims

1. Ionosphären-Echolotsystem zur Erzeugung von Frequenz management-Information für die HF-Nachrichtenübertragung, umfassend einen HF-Funksender mit Frequenzwahlmitteln, die derart arbeiten, daß Energieimpulse mit entsprechenden, aus dem HF-Funkfrequenzbereich ausgewählten Frequenzen gesendet werden können, und einen entfernten HF-Funkempfänger, der Frequenzwahlmittel aufweist, die so programmierbar sind, daß der Empfänger für die gesendete Frequenzfolge sensi bilisierbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender einen Modulator (201) aufweist, der jeden Sendeimpuls mit einem Code moduliert, der eine Impuls-Auto korrelationsfunktion (317) hat, und der Empfänger einen Korrelator (405) aufweist, der das Empfangssignal während jedes Impulsintervalls mit einer Nachbildung des gesendeten Codes korreliert und ein die Erfassung eines Sendesignals bezeichnendes Ausgangssignal erzeugt.

2. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Code ein Komplementärcode (311) mit zwei Hälften ist, deren separate Autokorrelations-Funktionen (312) addiert werden unter Erzeugung einer Impuls-Funktion (317).

3. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Code aus einer Mehrzahl Codes wählbar ist und daß der Empfänger die Codes empfangen und unterscheiden kann, so daß Information mittels der Codewahl gesendet werden kann.

4. Ionosphären-Echolotsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender einen Zeitcode-Modem (211) und eine Modula tionssteuerung (207) aufweist, die den Echolot-Code (203) oder den Zeitcode selektiv mit dem Modulator (201) koppelt, und daß der Empfänger einen gleichartigen Zeitcode-Modem (412) aufweist, der Tageszeitinformation liefert und die Synchronisierung des Empfängers mit dem Empfangssignal er leichtert.

5. Ionosphären-Echolotsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit synchroner Signalerfassung (501-513) gearbeitet wird, umfassend Mittel zum Ausgleich von Frequenz- und Pha senänderungen der empfangenen Trägerfrequenz.

6. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal an sin- und cos-Produktdetektoren (503, 504) geführt und ein Empfängerfrequenzsignal (505) an die Produktdetektoren geführt wird, wobei die Empfänger frequenz vom gesendeten Trägersignal nach Modulations-Aus filtern aus dem Empfangssignal abgeleitet ist und wobei die Ausgangssignale (512, 513) der Produktdetektoren dann an entsprechende Echt- und Imaginär-Kreuzkorrelatoren (803, 804) geführt und die Ausgangssignale der Kreuzkorrelatoren kombiniert werden unter Bildung des phasenunempfindlichen Modulus-Impulsverlaufs.

7. Ionosphären-Echolotsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger eine automatische Verstärkungsregelung (AVR) hat und daß Mittel vorgesehen sind, die den AVR-Pegel während jedes empfangenen Impulses messen.

8. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß Glieder (813, 814) vorgesehen sind, die den gemessenen Empfänger-AVR-Pegel so modifizieren, daß der gemessene Peakimpulsverlaufspegel kalibriert werden kann.

9. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die den mittleren Störpegel im Empfänger vor einem Meßintervall bzw. Fenster, in dem der Peakimpulsverlauf gemessen wird, messen.

10. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein Vergleicher (905) vorgesehen ist, so daß immer dann ein Ausgangssignal erzeugt wird, wenn der gemessene Peak den mittleren Störpegel um einen vorbestimmten Betrag über steigt.

11. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger Mittel (811, 812) aufweist, die die in dB gemessene Stärke des Empfangssignals, den gemessenen Stör pegel und die Modenstruktur (Impulsverlauf) jeder Sende frequenz aufzeichnen.

12. Ionosphären-Echolotsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendefrequenzen (301-306) pseudo-zufällig ausge wählt und über den gesamten HF-Bandbereich verteilt sind.

13. Ionosphären-Echolotsystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Frequenzimpuls (301-306) ein Schmalbandimpuls mit weniger als ca. 1 kHz ist.