DE2855082A1

DE2855082A1 - Uebertragungssystem fuer digitale signale

Info

Publication number: DE2855082A1
Application number: DE19782855082
Authority: DE
Inventors: Ezio Dipl Ing Cottatellucci
Original assignee: Societa Italiana Telecomunicazioni Siemens SpA
Current assignee: Italtel SpA
Priority date: 1977-12-21
Filing date: 1978-12-20
Publication date: 1979-07-05
Also published as: BR7808294A; IT1113847B; FR2412986A1; US4232387A

Description

übertragungssystem für digitale Signale.

Die Erfindung bezieht sich auf ein übertragungssystem nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, insbesondere für Signale mit Pulscodemodulation (PCM) .

In Sendestellen für PCM-Signale werden über eine (physische) Leitung zu sendende Binärzeichen gewöhnlich aus folgenden Gründen einer besonderen Codierung unterzogen: Zunächst sollen lange Bitfolgen von Bits desselben Binärwerts und damit möglichst ein Synchronisationsverlust bei der Empfangsstation vermieden werden. Ferner ist eine Überwachung der Signalqualität des in der Empfangsstation empfangenai Signals durch Messung der Fehlerhäufigkeit (Bit Error Rate = BER) erwünscht. Schließlich wird eine optimale Verteilung des Leistungs^ektrums des übertragenen Signals bezweckt.

Einige für Übertragungen über Glasfaserkabel verwendete Code-Arten sind in einem Aufsatz von Yoshitaka Takasaki in der Zeitschrift IEEE Transactions on Communications - Vol. Com. 24 No. 4, April 1976, Seite 404 beschrieben. Die Anwendung solcher Codes erfordert jedoch eine viel größere optische Leistung (1,5 bis 7,2 dB), als zur übertragung des reinen Binärcodes erforderlich ist, wie in dem erwähnten Aufsatz angegeben ist (Tab. V), sowie Schaltungen zur Qualitätsüberwachung des empfangenen Signals, die sehr langsam sind und daher den bestehenden Zustand mit zu großer Verzögerung verändern, wenn sie eine Fehleranzahl feststellen, die eine festgelegte Grenze überschreitet.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines mit einer Leitung wie z.B. einem Glasfaser- oder Koaxialkabel usw. arbeitendes einfaches übertragungssystem anzugeben, das die

909827/0805

erwähnten Codierungsmöglichkeiten hat, aber ohne zu große übertragungsleistung auskommt und bei Bitfehlern relativ schnell wieder die erforderliche Synchronisierung herstellt.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Ein Vorteil der Erfindung besteht in einem hohen Rauschabstand auf der Empfangsseite. Dadurch kann die für reine Binärzeichen erforderliche Übertragungsleistung ausreichend sein.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 den Aufbau eines Kabel-Übertragungssystems;

Fig. 2 das Blockschaltbild der erfindungsgemäß realisierten Sendestation;

Fig. 3 das Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäß realisierten Empfangsstation;

Fig. 4 das Blockschaltbild einer Einheit zur Wiederherstellung der Synchronisierung;

Fig. 5 das Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäß realisierten Empfangsstation und

Fig. 6 Zeitdiagramme für das beschriebene System.

In der Fig. 1 ist ST die Sendestation eines übertragungs systems für PCM-Signale und SR die Empfangsstation des Systems, die mit der Sendestation ST über ein Kabel verbunden ist, das die Übertragung von Breitbandsignalen ermöglicht; gemäß einer bevorzugten Ausführungsform besteht dieses Kabel aus Glasfaser.

909827/0805

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Sendestation ST, deren Arbeitsweise mit Hilfe der Zeitdiagramme der Fig. 6 erläutert wird. Das Diagramm a besteht aus einer Reihe von Zeitintervallen T, die "Bitzeiten" genannt werden und die Dauer der Impulse der im Diagramm b dargestellten Binärkonfiguration bestimmen, welche das an die Empfangsstation SR zu sendende Binärsignal darstellt. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird jedes Bit der Binärkonfiguration des Diagramms b in der ersten Hälfte der Bitzeit T wie das Eingangsdatenbit gesendet, während es in der zweiten Hälfte der Bitzeit wie das Gegenteil oder der inverse Wert des Eingangsbits gesendet wird. Wie aus dem Diagramm b ersichtlich ist, muß also der erste Impuls, der ein Bit vom Wert "Eins" ist, in der ersten Hälfte des Intervalls O bis 1 T als "Eins" und in der zweiten Hälfte als "Null" auf die Leitung gegeben werden. Umgekehrt muß das zweite Bit, das eine "Null" ist, in der ersten Hälfte des Intervalls 1 bis 2 T als "Null" und in der zweiten Hälfte als "Eins" gesendet werden.

Zu diesem Zweck ist in der Sendestation ST eine Eingangseinheit UI vorgesehen, die durch die an die Empfangsstation zu sendende Binärkonfiguration gemäß Diagramm b gespeist wird, und an welche eine Einheit UE angeschlossen ist, die Taktsignale aus dem Eingangssignal gewinnt. Die Taktimpulsfolge c vom Ausgang der Einheit UE gelangt zum invertierenden Eingang eines Exklusiv-ODER-Glieds P₁, das an seinem zweiten Eingang die Binärkonfiguration gemäß Diagramm b empfängt. Erzeugt die Digitaldatenquelle, an welche die Sendestation angeschlossen ist, außer dem Datensignal gemäß Diagramm b auch die entsprechende Taktimpulsfolge c, so kann man die Einheit UE weglassen. Am Ausgang des ODER-Gliedes P₁ liegt die Bitfolge d, die wie oben erwähnt gestaltet ist und von einer Leitungseinheit UL an die in Fig. 3 ausführlich dargestellte Empfangsstation SR weitergesendet wird.

909827/0805

2855ü82

In der Empfangsstation SR ist eine zweite Eingangseinheit UI₁ vorgesehen, die Verstärker- und Filterstromkreise enthält, und von deren Ausgang die Bitfilge d zum Eingang einer Decodierschaltung DM gelangt, welche die ursprüngliche Binärkonfiguration wiederherstellt. In der Decodierschaltung DM wird die Bitfolge d zum Eingang einer Summierschaltung SM geleitet, welche die den Binärwerten der Bitfolge d entsprechenden Potentialwerte von denen einer Bitfolge d. abzieht, die am Ausgang eines Verzögerungsgliedes ER, erzeugt wird, das die Bitfolge d um ein Zeitintervall T/2 verzögert. Am Ausgang der Summierschaltung SM erscheint daher das in Fig. 6 dargestellte Signal e.

Das Signal e wird einem ersten Entscheidungskreis CD₁ zugeführt, der das Vorzeichen feststellt, das das Signal e in den (theoretischen) Entscheidungszeitpunkten hat, die der Mitte der Intervalle (nT + T/2) bis (n + 1) T entsprechen und im Diagramm f dargestellt sind. Die Impulse f, zur Steuerung des Entscheidungskreises werden durch eine Einheit RS zur Wiederherstellung der Synchronisierung erzeugt, die noch beschrieben wird. Der Entscheidungskreis CD, erzeugt einen dem Binärwert "Eins" entsprechenden Potentialwert, wenn beim Entscheidungs Zeitpunkt das Signal e größer als Null ist, bzw. eine binäre "Null", wenn beim EntscheidungsZeitpunkt das Signal e kleiner ist als Null, wodurch das ursprüngliche Signal wiederhergestellt wird, wie im Diagramm g dargestellt ist.

Betrachtet man das Diagramm des am Ausgang der Summierschaltung SM erzeugten Signals e, so kann man feststellen, daß seine Amplitude doppelt so groß wie die des empfangenen Signals ist, und daß es drei Amplitudenstufen hat, von denen aber eine Diskriminierung des Null-Pegels nicht erfordert ist, weil bei den Entscheidungszeitpunkten gemäß Diagramm f das Signal nur die Werte +1 und -1 annehmen kann. Der Ent-

909827/0805

scheidungskreis CD, soll also nur anzeigen, daß während der durch die Leseimpulse f, definierten Zeitpunkte das Signal e einen Wert aufweist, der größer bzw. kleiner als der Pegel Null ist. Diese einfache Diskriminierung hat den Vorteil, daß keine Schwellenkreise erforderlich sind, deren Schwellenwert sich bei Veränderung der Signalgröße ändert.

Die Betriebsweise der Decodierschaltung DM ermöglicht es, den Rauschabstand empfangsseitig um 3 dB zu erhöhen, d.h. auf den gleichen Wert, den man bei übertragung reiner Binärzeichen erreicht. Wenn nämlich ein Signal über zwei unterschiedliche Wege zu einer Summierschaltung gelangt, dann summieren sich bekanntlich die entsprechenden korrelierten Spannungen, und man erreicht eine leistungsmäßige Verstärkung von 6 dB, während sich die Rauschsignale, die nicht korreliert sind, leistungsmäßig mit einer Verstärkung von 3 dB summieren. Daraus ergißt sich also eine Erhöhung des Rauschabstandes um 3 dB.

Im Rahmen der Erfindung kann die Codierung des zu übertragenden Signals geändert werden, ohne daß die Decodiereinheit DM wesentlich geändert wird. Wenn man z.B. eine Bitfolge d dadurch erzeugt, daß in der ersten Hälfte der Bitzeit das inverse Eingangszeichen und in der zweiten Hälfte der Bitzeit das Eingangszeichen selbst (gemäß Diagramm b) übertragen wird,' bleibt die Decodierschaltung DM unverändert, außer daß am Ausgang des Entscheidungskreises CD, eine Invertierschaltung vorgesehen werden muß oder stattdessen die Summierschaltung SM die den Binärwerten der Bitfolge d entsprechenden Potentialwerte von denen der Bitfolge d.. abzieht.

Es ist zu berücksichtigen, daß die zur Synchronisierungs-Wiederherstellung dienende Einheit RS so aufgebaut ist, daß sie in der Phase der Entscheidungsimpulse gemäß Diagramm f insofern

909827/0805

- Ii -

eine Unbestimmtheit aufweist, als am Ausgang der Einheit RS Impulse f, mit der im Diagramm f dargestellten Phase oder um T/2 phasenverschobene Impulse erscheinen können. Bei dem hier beschriebenen System erfolgt eine Phasenkontrolle der Impulse f, aufgrund einer Messung der Fehlerrate. Dafür ist in der Empfangsstation SR eine Meßeinheit TE zur Messung der Fehlerrate vorgesehen, welche eine Synchronisierkontrolleinheit VS steuert, die aufgrund des Ausgangssignals der Meßeinheit TE kontrolliert, ob die Phase der Impulse f, im betrachteten Zeitpunkt richtig oder um T/2 verschoben ist.

Aus den Binärkonfigurationen der Bitfolgen d und d. ist ersichtlich, daß der Binärwert der Impulse der Impulsfolge d bei den Intervallen (nT + T/2) bis (n + 1) T stets vom Binärwert der Impulse der Impulsfolge d.. abweicht. Bei den Intervallen (nT) bis (nT + T/2) liegt dagegen, bei tatsächlich übertragenen Daten die Wahrscheinlichkeit, daß der Binärwert der Impulsfolge d gleich dem der Impulsfolge d^ ist, bei 50%. Wenn die Meßeinheit TE nur wenige Fehler (z.B. weniger als 1 Bit von 10.000) feststellt, bedeutet dies, daß beim betrachteten Zeitpunkt am Ausgang der Einheit RS Impulse f^ mit richtiger Phase liegen. Wird dagegen eine relativ hohe Fehleranzahl festgestellt (z.B. mehr als ein Fehlerbit von 100), bedeutet dies Impulse mit falscher Phase am Ausgang der Einheit RS. Die Synchronisierkontrolleinheit VS bewirkt also eine Phasenänderung der Entscheidungsimpulse f ·, bei einer Fehleranzahl, die eine festgelegte Schwelle überschreitet.

Die indirekte Messung der Fehlerrate bei dem hier beschriebenen System ermöglicht deren schnelle Anzeige und eine schnelle Steuerung der Phasenänderung der Leseimpulse f^. Da aufgrund der in der Sendestation durchgeführten Codierung der

909827/0805

Binärwert der Impulse der Bitfolge d während der durch die Impulsfolge gemäß Diagramm f definierten theoretischen Zeitpunkte vom Binärwert der Bitfolge d, stets abweichen muß, läßt sich die Fehlerrate über diese Impulsfolgen durch Erfassung der Anzahl von Abweichungen von dieser Bedingung messen. In der Meßeinheit TE sind daher ein zweiter und ein dritter Entscheidungskreis CD₂ bzw. CD₃ vorgesehen, die den Binärwert der Impulse der Bitfolge d bzw. d. bei den Leseimpulsen f _l erfassen. Ihre Ausgangssignale gelangen zu einemjzweiten Exklusiv-ODER-Glied P₂, welches Invertierkreise besitzt, und an dessen Ausgang ein Impuls erzeugt wird, wenn ein Fehler festgestellt wird. An den Ausgang des ODER-Gliedes P₂ ist eine Meßschaltung BER zur Messung der Bit-Fehlerrate geschaltet, die von an sich bekannter Art ist und am Ausgang ein Dauersignal liefert, dessen Pegel der Anzahl von Impulsen proportional ist, die am Ausgang des ODER-Gliedes P₂ erscheinen.

Dieses Ausgangssignal der Meßschaltung BER ist zur Weitergabe an Anzeigegeräte (nicht dargestellt) bestimmt und wird ferner der Synchronisierkontrolleinheit VS zugeführt. In der Einheit VS ist ein Schwellenkreis CS vorgesehen, der im wesentlichen aus einer Kapazität besteht, die durch das am Ausgang der Einheit BER verfügbare Dauersignal aufgeladen wird und sich bei einer festgelegten Zeitkonstante entlädt. Wenn am Ausgang der Meßeinheit TE eine große Anzahl von Impulsen erscheint, dann steigt die Spannung an den Anschlußenden der Kapazität an bis zum überschreiten eines festgelegten Schwellwertes. Dies verursacht die Erzeugung eines Ausgangssignals des Schwellenkreises CS, wodurch gemeldet wird, daß im betrachteten Zeitpunkt die Phase der Impulse f^ falsch ist. Das Ausgangssignal des Schwellenkreises CS öffnet eine Torschaltung P₃, an deren zweiten Eingang eine Folge von in der Einheit RS verfügbaren Impulsen m₂ gelangt. Die Torschaltung P₃ erzeugt ihrerseits

909827/0805

einen Impuls m₃, der zur Rückstellung des Schwellwertkreises CS sowie zur Steuerung der Phasenänderung in der die Synchronisierung wiederherstellenden Einheit RS benutzt wird, wie mit Bezug auf Fig. 4 erläutert wird.

Gemäß Fig. 4 gelangt in der Einheit RS das aus der Leitung kommende Signal zu einer Begrenzerschaltung SQ, , an deren Ausgang ein Ableit- oder Differenzierglied DR₁ geschaltet ist, das Schaltungen zur Polaritätsinversion der negativen Impulse besitzt, und an dessen Ausgang die in Fig. 6 dargestellte Impulsfolge h liegt. Die Impulsfolge h gelangt zum Eingang eines Oszillators oder Schwingkreises OS, der auf eine Frequenz F = 2/T abgestimmt ist und das dargestellte Signal k erzeugt. Dieses Schwingungssignal wird einer zweiten Begrenzerschaltung SQ₂ zugeführt, von deren Ausgang das dargestellte Signal 1 zu einem zweiten Differenzierglied DR₂ gelangt, das die in Fig. 6 dargestellte Impulsfolge m erzeugt. Die Impulsfolge m gelangt zu einer ersten Trennschaltung SP., an deren Ausgang die positiven Impulse dieser Impulsfolge erscheinen, vgl. die Impulse m.. Die Impulsfolge m gelangt ferner zu einer zweiten Trennschaltung SP₂, an deren Ausgang die negativen Impulse m₂ dieser Impulsfolge liegen, wie es in Fig. 6 dargestellt ist. Die Impulse m₂ werden, wie erwähnt, dem zweiten Eingang der Torschaltung P₃ (siehe Fig. 3) zugeführt. Der Verlaif des an deren ersten Eingang erscheinenden Signals des Schwellenkreises CS ist im Diagramm η dargestellt, in welchem mit einer Strichlinie der Schwellenpegel des bis dahin stetig ansteigenden Signals angegeben ist.

Wenn die Amplitude des Ausgangssignals der Meßeinheit TE den Schwellwert überschreitet, läßt die Torschaltung P₃ einen der Impulse m₂ durch, nämlich den in Fig. 6 dargestellten Impuls m₃. Dieser stellt den Schwellwertkreis CS zurück und

909827/0805

steuert einen Frequenzteiler DV, der durch die Impulse m, gespeist wird, und dessen Ausgangssignal ρ beim Erscheinen des Impulses nu eine Phasenänderung erfährt, wie in Fig. 6 dargestellt ist. Am Ausgang des Frequenzteilers DV liegt ein drittes Differenzierglied DR₂, das Schaltungen zur Unterdrückung der negativen Impulse aufweist, und an dessen Ausgang die dargestellte Impulsfolge f, vorliegt.

Es ist zu bemerken, daß die der Phasenänderung vorhergehenden Impulse der Impulsfolge f, um T/2 gegenüber den EntscheidungsZeitpunkten gemäß Diagramm f phasenverschoben sind. Da dies durch die Synchronisiereinheit VS festgestellt wurde und letztere eine Phasenentzerrung bewirkt hat, sind die nach der Phasenentzerrung erscheinenden Impulse f, mit den durch die Impulse f dargestellten theoretischen Entscheidungszeitpunkten ausgerichtet.

Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform der Empfangsstation SR, in welcher zur Fehlerratekontrolle geprüft wird, ob die empfangene Bitfolge d im Mittenzeitpunkt T/2 jeder Bitzeit T eine Vorzeichenänderung aufweist. Als Fehlerkriterium wird das Ausbleiben des Überganges mit Vorzeichenänderung angenommen. Es gilt jedoch auch hier das Kriterium, wonach bei einer eine festgelegte Schwelle überschreitenden Fehlerrate (z.B. ein Fehlerbit von 100) die Impulse f, gegenüber den Entscheidungszeitpunkten gemäß Diagramm f um t/2 phasenverschoben sind.

Die Empfangsstation SR nach Fig. 5 enthält eine Decodiereinheit DM, die mit der von Fig. 3 übereinstimmt, während die Meßeinheit TE so geändert ist, daß sie die genannten übergänge erfassen kann. Dafür ist eine Torschaltung P* vorgesehen, die

909827/0805

an einem ersten Eingang durch die invertierte Impulsfolge des Signals ρ und an einem zweiten Eingang durch die von einem Verzögerungsglied ER₂ um ein Zeitintervall T/8 verzögerte Impulsfolge h gesteuert wird. Am Ausgang der Torschaltung P. wird die dargestellte Impulsfolge q erzeugt, die zu einer monostabilen Kippschaltung MN gelangt, deren Kippzeit etwa T/2 beträgt, und an deren Ausgang die ebenfalls dargestellten Impulse r erzeugt werden.

Hierzu sei bemerkt, daß eine zufällige Rauschüberlagerung des Nutzsignals auf der übertragungsleitung Abweichungen der Lage der Impulse der Bitfolge d von der in Fig. 6 dargestellten Lage verursacht. Rauschen kann nämlich den Nulldurchgang der übergänge der Bitfolge d beschleunigen oder verzögern. Demgemäß werden als "Jitter" bezeichnete Verschiebungen der Lage der Impulse h, g und r entstehen. Im hier beschriebenen System wird (durch die Kippschaltung MN) die Lage der aus den Impulsen r bestehenden Zeitmasken so geändert, daß die Impulse f, in der Mitte dieser Masken liegen.

Die am Ausgang der Kippschaltung MN erzeugten Impulse r werden an einen invertierenden Eingang einer Torschaltung P^ angelegt, die an ihrem anderen Eingang die Impulse fj, empfängt. Die Torschaltung P₅ erzeugt als Ausgangssignal s so viele Impulse, wie Fehler erfaßt werden. Aus dem Diagramm der Fig. 6 ist zu ersehen, daß zu den einer Phasenentzerrung vorangehenden Zeitpunkten die Torschaltung Pr eine relativ große Anzahl Fehler anzeigt. Das entsprechende Signal s gelangt zu der Meßschaltung BER zur Messung der Fehlerrate, an deren Ausgang ein Signal erscheint, das aufgrund seiner Größe die Anregung des Schwellenkreises CS und folglich die Phasenentzerrung in Bezug auf Fig. 3 beschriebenen Weise bewirken kann.

9 09827/0805

Wenn die Phase der Impulse ^ richtig ist, die Rauschüberlagerung des Nutzsignals jedoch einen gegebenen Impuls der Impulsfolge q um mehr als T/4 verschiebt, dann weist die zugehörige Zeitmaske eine solche Abweichung auf, daß sie den zugehörigen Impuls der Impulsfolge f₁ nicht umfaßt, weshalb die Torschaltung P₅ einen Fehler meldet. Es wurde festgestellt, daß die statistische Wahrscheinlichkeit von Fehlern dieser Art ziemlich klein (kleiner als 10 ) ist, so daß das am Ausgang der Meßschaltung BER (unter der Annahme, daß die Phase der Impulse f, richtig ist) erzeugte Signal klein und jedenfalls nicht ausreichend ist, den Schwellenkreis CS anzuregen.

909827/0805

Claims

Patentansprüche

Iy) übertragungssystem für digitale Signale, insbesondere PCM-Signale, mit einer Sendestation, die eine Codierschaltung zur Codierung der zu übertragenden digitalen Signale enthält, und mit einer mit der Sendestation durch eine Leitung verbundenen Empfangsstation, in der eine Decodierschaltung für die übertragenen Signale von einer Einheit zur Wiederherstellung der Synchronisierung zwischen Sende- und Empfangsstation im Falle von Bitfehlern gesteuert wird, deren Häufigkeit von einer an den Ausgang der Decodierschaltung angeschlossenen Fehlermeßeinheit feststellbar ist, dadurch gekennzeichnet , daß die Codierschaltung der Sendestation (ST) jeweils während des halben für jedes Bit bestimmten Zeitintervalls T ein Signal mit dem an ihrem Eingang vorliegenden Binärwert und während der anderen Hälfte dieses Zeitintervalls ein hierzu inverses Signal auf die Leitung sendet, daß die Decodierschaltung (DM) der Empfangsstation (SR) eine Schaltung (SM) enthält, welche die Differenz aus einer dem übertragenen Signal entsprechenden ersten Bitfolge (d) und einer durch Verzögerung der ersten Bitfolge (d) um T/2 erzeugten zweiten Bitfolge (U₁) bildet und ein entsprechendes Differenzsignal (e) an einen Entscheidungskreis

909827/0805

2855083

(CD₁) anlegt, der durch ein Zeitsignal (Impulse f,) gesteuert wird, das eine Periode der Größe T und eine Phasenverzögerung von 3/4 T gegenüber der Periode T des übertragenen Signals hat, und an seinem Ausgang ein digitales Signal mit dem einen oder anderen Binärwert in Abhängigkeit davon erzeugt, ob zu den durch das Zeitsignal (Impulse f,) definierten Zeiten das Differenzsignal (e) größer oder kleiner ist als ein gegebener Wert (Null).
2.) übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß ein von der Fehlermeßeinheit (TE) erzeugtes Signal mit einer zur Fehlerhäufigkeit proportionalen Amplitude die Einheit (RS) zur Synchronisierungs-Wiederherstellung über eine Synchronisierkontrolleinheit (VS) steuert, die bei überschreiten eines festgelegten Schwellwertes durch die Amplitude dieses Signals einen Impuls (iru) erzeugt, mit dem die Phasfc; des von der Einheit (RS) zur Synchronisierungs-Wiederherstellung erzeugten Zeitsignals (Impulse f,) um T/2 verschiebbar ist.
3.) übertragungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Einheit (RS) zur Synchronisierungs-Wiederherstellung die Reihenschaltung aus einer durch das von der Leitung kommende Signal gespeisten ersten Begrenzerschaltung (SQ₁); einem ersten Differenzierglied (DR₁), das eine Schaltung zur Polaritätsumkehr der negativen Impulse versehen ist; einem auf eine Frequenz F = 2/T abgestimmten Schwingkreis (OS); einer zweiten Begrenzerschaltung (SQ₀);

ei»

einem zweiten Differenzierglied (DR₂); einer ersten Trennschaltung (SP₁), welche die am Ausgang des zweiten Differenziergliedes (DR₂) erscheinenden positiven Impulse aufnimmt; einem Frequenzteiler (DV), der bei Erscheinen eines Ausgangsimpulses der Synchronisierkontrollschaltung (VS) die Phasenverschiebung

909827/0805

bewirkt; und einem dritten Differenzierglied (DR₃) enthält, das mit einer Schaltung zur Unterdrückung der Impulse mit negativer Polarität versehen ist und an dessen Ausgang das Zeitsignal (Impulse f^) vorliegt; und daß an den Ausgang des zweiten Differenziergliedes (DR₂) eine zweite Trennschaltung (SP₂) angeschlossen ist, welche die negativen Impulse des zweiten Differenziergliedes (DR₂) aufnimmt.
4.) übertragungssystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Fehlermeßeinheit (TE) einen zweiten und einen dritten Entscheidungskreis (CD₂, CD₃) enthält, welche durch die erste Bitfolge (d) bzw. die zweite Bitfolge Cd₁) gespeist werden und ein Potential vom Binärwert "Null" bzw. "Eins" erzeugen, wenn an ihren Eingängen zu den durch das Zeitsignal (Impulse f^) definierten Zeitpunkten ein Impuls mit dem Binärwert "Null" bzw. "Eins" erscheint, und daß die Ausgangssignale des zweiten und dritten Entscheidungskreises (CD₂, CD₃) ein Exklusiv-ODER-Glied (P₂) steuern, welches mit einer Schaltung zur Polaritätsumkehr des Ausgangssignals versehen ist und eine Meßschaltung (BER) steuert, die das zur Fehlerhäufigkeit proportionale Signal erzeugt.
5.) übertragungssystem nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Fehlermeßeinheit (TE) ein erstes UND-Glied (P₄) enthält, das durch das invertierte Ausgangssignal (ρ) des Frequenzteilers (DV) und über ein Verzögerungsglied (ER₂) durch das Ausgangssignal (h) des ersten Differenziergliedes (DR₁) gesteuert wird, und an dessen Ausgang eine monostabile Kippschaltung (MN) geschaltet ist, deren Ausgang über ein Invertierglied mit einem ersten Eingang eines zweiten UND-Gliedes (P₅) verbunden ist, das am Eingang durch das Zeitsignal (Impulse f^) gesteuert wird; und daß an den Ausgang des zweiten UND-Gliedes (P₅) eine das zur Fehlerhäufig-

909827/0805

keit proportionale Signal erzeugende Meßschaltung (BER) angeschlossen ist.
6.) übertragungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisierkontrolleinheit (VS) einen Schwellenkreis (CS) enthält, der das zur Fehlerhäufigkeit proportionale Signal empfängt und an dessen Ausgang ein drittes UND-Glied (P₃) geschaltet ist, dessen zweitem Eingang das Ausgangssignal (nu) der zweiten Trennschaltung (SP2) zugeführt ist, und daß durch das Eingangssignal des Schwellenkreises (CS) ein Impuls (m₃) am Ausgang des dritten UND-Gliedes (P₃) erzeugt wird, der die Einheit (RS) zur Synchronisierungs-Wiederherstellung steuert und den Schwellenkreis (CS) auf Null zurückstellt.
7.) Übertragungssystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Codierschaltung der Sendestation (ST) ein Exklusiv-ODER-Glied (P₁) enthält, das an einem ersten Eingang das zu übertragende Binärsignal (b) und an seinem zweiten, invertierenden Eingang eine Impulsfolge (c) empfängt, die von einer Einheit (UE) zum Gewinnen von Taktimpulsen aus diesem Binärsignal (b) erzeugt werden.
8.) übertragungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der zweite Eingang des Exklusiv-ODER-Gliedes (P,) der Sendestation (ST) durch eine Folge (c) von Impulsen gesteuert wird, deren Phase mit der der Taktiüipulse übereinstimmt, und daß in der Empfangsstation (SR) eine Suipjaier schaltung (SM) die erste Bitfolge (d) von der Bitfolge (d,) abzieht*

JL

2855002
9.) Übertragungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der zweite Eingang des zweiten Exklusiv-ODER-Gliedes (P₁) der Sendestation (ST) durch eine Folge (c) von Impulsen gesteuert wird, deren Phase zu der der Taktimpulse entgegengesetzt ist, und daß in der Empfangsstation (SR) eine Summierschaltung (SM) die zweite Bitfolge (d^ von der ersten Bitfolge (d^) abzieht.

übertragungssystem nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungsglied (ER₂) der Meßeinheit (TE) eine Verzögerung der Größe T/8 einführt.

909827/0805