DE2845210A1 - Verfahren und anordnung fuer die bestimmung des phasenschnittpunktes in einem system mit phasenumtastmodulation - Google Patents

Description

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

heb/se

Verfahren und Anordnung für die Bestimmung des Phasenschnitt-Punktes in einem System mit Phasenumtastmodulation

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur Be- !Stimmung des Phasenschnittpunktes in einem mit Phasensprung-

• modulation arbeitenden Nachrichtenübertragungssystem und insbesondere ein Verfahren und eine Anordnung für die Be-

Stimmung der Anfangsphase eines von einem Datenempfänger

• unter Verwendung kohärenter Gleichrichtung aufgenommenen I Trägers.

^!Phasenumtastung oder Phasensprungmodulation (PSK) ist ein .weitverbreitetes Verfahren, das im einzelnen beispielsweise iin den Büchern "Data Transmission" von R.W. Bennett und J.R. iDavey, Kapitel 10, McGraw-Hill, New York 1965 und "Principles j of Data Communication" von R.W. Lucky, J.Salz und E.J. jWeldon, Nr., Kapitel 9, McGraw-Hill, New York 1968 beschriei ben ist. Beim PSK-Modulationsverfahren wird die Folge der zu

■ übertragenden Bits zunächst in eine Folge von Symbolen umgewandelt, deren jedes eine diskrete Anzahl von Werten annehmen kann, die im allgemeinen gleich einer Potenz von 2 [ ist. Diese Symbole werden dann nacheinander zu Signalzeit- ! punkten genannten Zeitpunkten mit einem Abstand von ΤΙ Sekunden mit Hilfe eines Trägers dadurch übertragen, daß I jedes Symbol so verarbeitet wird, daß es einer gegebenen I Phasenverschiebung im bezug auf die Phase des unmittelbar vorhergehenden Symbols entspricht. Der durch diese Phasen- ;

änderungen modulierte Träger wird dann dem Eingang eines .

Übertragungskanals zugeführt. Der am Ausgang des Kanals ,

angeschlossene Empfänger überprüft den aufgenommenen Träger i

zu den Signalzeitpunkten und leitet daraus die übermittelten j

Daten,-ab. -Kohärente Gleichrichtung eines PSK-Signals ist |

^{FR 977} °⁰⁶

284521p

ein allgemein angewandtes Verfahren, dessen Beschreibung
sich beispielsweise in den beiden oben angegebenen Büchern
findet. Kurz gesagt betrifft die kohärente Gleichrichtung
die Messung der Phase des aufgenommenen modulierten Trägers
durch Vergleich mit einer örtlichen Bezugsphase. Eines der
wichtigsten bei der Datenwiedergewinnung zu lösenden Probleme
besteht darin, Verschlechterungen, die die Phase des aufgenommenen Signals verändern, zu beseitigen. Unter diesen
Beeinträchtigungen spielt die Phasenabweichung bei der = Einleitung der Phasenwiedergewinnung eine ganz wichtige ' Rolle. Die Phasenabweichung ist beispielsweise in der Ver- ', öffentlichung "Transmission Parameters Affecting Voiceband
Transmission-Description of Parameters", Bell System Data
Communications Technical Referenc, PUB 41008, Juli 1974, ' beschrieben. Kurz gesagt ist eine Phasenabweichung auf die j

Nichtlinearität der Phasen-Frequenz-Kennlinie des tjbertra- i i . gungskanals zurückzuführen und bewirkt eine Phasenverschiebung des aufgenommenen Signals. Diese Phasenverschiebung muß | 'für die richtige Wiedergewinnung der übertragenen Daten mit ! !berücksichtigt werden. Wenn die Phase des aufgenommenen ! !Trägers zusätzlich zu der die Daten darstellenden Phasen- j 'verschiebung eine weitere auf Phasenabweichung zurückzuführende Phasenverschiebung enthält, dann ist es erforder- j Ilieh, daß die örtlich erzeugte Bezugsphase die gleiche ₍ !Phasenverschiebung aufweist, damit der Vergleich zwischen I der Phase des aufgenommenen Trägers und der Bezugsphase die
Daten zu liefern vermag. |

' ι

I ι

,Es sind bereits Anordnungen zum Ausgleich dieser Phasenab- ' Iweichung bekannt, insbesondere das in der französischen Pa- ι tentanmeldung 74 30001 (Veröffentlichung Nr. 2 283 606) offen- I barte System. Dieses System, das eine phasenstarre Schleife ' !verwendet, beseitigt die Wirkung der Phasenabweichung im
eingeschwungenen Zustand, doch wird dieser eingeschwungene

FR 977 006

2945210

Zustand, wie bei allen phasenstarren Schleifen, relativ langsam erreicht. Es ist daher erwünscht, eine Anordnung zu schaffen, bei der eine phasenstarre Schleife so schnell als !möglich hochgefahren werden kann, damit die Datenübertragung !beginnen kann.

!Die gleichzeitig durch die Anmelderin eingereichte französiche Patentanmeldung 77 33 120 beschreibt ein Verfahren zum Messen ider Steigung der Gruppenlaufzeit-Kennlinie eines übertrajgungskanals. Die Gruppenlaufzeit-Kennlinie stellt die Verjänderungen der Steigung der Phasen-Frequenz-Kennlinie des 'Kanals dar, und man hat dabei Mittel und Wege gefunden, jden Wert der Phasenabweichung aus der Steigung der Kennlinie |der Gruppenlaufzeit des Kanals abzuleiten, die entsprechend [dem in der Patentanmeldung 77 33120 beschriebenen Verfahren

!gemessen wurde.

Aufgabe der Erfindung ist es also, ein Verfahren und eine Anordnung für die Bestimmung der Phasenabweichung in einem jübertragungskanal anzugeben, wodurch bei Übertragungssyste- |men mit Phasensprungmodulation der Systemanlauf beschleunigt !werden kann.

Dies wird ganz allgemein durch ein Verfahren und eine Anordnung erreicht, bei welchem die Steigung der Gruppenlaufzeit-Kennlinie des Übertragungskanals gemessen und daraus der Wert der Phasenabweichung abgeleitet wird.

Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ein Meßsignal, dessen Frequenzspektrum drei Spektrallinien bei den Frequenzen f , f₁ und f₂ enthält,über den Übertragungskanal geschickt, wobei f die Trägerfrequenz und f-j und f₂ definiert sind als f„ = f - 1/2T und f_o = f + 1/2T, wenn 1/2T die Signal-Übertragungsfrequenz ist. Am ausgangsseitigen Endes des Kanals werden die drei Frequenzkomponenten mit den Frecmenzen f_n , f. und f^ aus dem aufgenommenen Meßsignal ab-

geleitet und die Augenblicksphasen ψ , ψ₁ und ψ» dieser drei Komponenten werden dann gemessen. Den Wert der Steigung S der Gruppenlaufzeit-Kennlinie erhält man dann gemäß der Beziehung

S =

wobei φ' , φ'₁ und ψ'« die Phasen der drei Spektrallinien bei den Frequenzen f , f- und f„ des über den Kanal übertragenen Meßsignals sind. Der Wert der Phasenabweichung φ₁ für eine gegebene Abtastphase Φ wird gemäß der Beziehung

Φ₁ = φ_ο - κ · s

bestimmt, wobei φ die Phase der Frequenzkomponente f , aufgenommen zum Zeitpunkt

ist, K eine Proportionalitätskonstante zwischen 0 und 1 und S die in Millisekunden ausgedrückte Steigung ist.

Gemäß einem anderen Gesichtspunkt der Erfindung wird das Meßsignal dadurch erzeugt, daß der Träger mit der Signalübertragungsgeschwindigkeit abwechselnd Phasenänderungen von +π/2 und -ir/2 Radian unterzogen wird.

pie Erfindung wird nunmehr anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen im einzelnen beschrieben.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 die Kennlinie für die Gruppenlaufzeit eines Übertragungskanals für das Sprachband,

fr 977 006 809 818/074?

7 8 A 5 2 1 O

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines mit PSK-Modulation arbeitenden Senders,

Fig. 3 ein Diagramm zur Darstellung der Signalpunkte für die Erzeugung des Meßsignals,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß aufgebauten PSK-Empfängers,

Fig. 5 eine beispielhafte Ausführungsform der in Fig.4 benutzten Filter 35 und 36,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der im Empfänger von Fig. 4 benutzten Pufferstufe 40,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der Rechenschaltung

48 in dem Empfänger gemäß Fig. 4 zur Berechnung der Steigung,

Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe 50 im Empfänger der Fig. 4,

Fig. 9 eine digitale Ausführungsform der zur Berechnung der Phasenabweichung in Fig. 4 benutzten Stufe 57,

Fig. 10 ein Ausführungsbeispiel der in Fig. 4 benutzten Stufe 32 zur Wiedergewinnung der Daten und

Fig. 11 eine weitere Ausführungsform einer Schaltung zur Erzeugung des Meßsignals.

Fig. 1 zeigt eine typische Kennlinie der Gruppenlaufzeit für , einen Übertragungskanal im Sprachband zwischen 300 und 3400 Hz. j Die Kurve stellt die relativen Gruppenlaufzeiten bei verschie* denen Frequenzen in bezug auf die Gruppenlaufzeit bei der Frequenz 1500 Hz dar, die als Bezugsfrequenz genommen wird. Die fr 977 006

Punkte A und B stellen die Gruppenlaufzeiten bei den Frequenzen f₁ = 1200 Hz und f₂ = 2400 Hz dar, während der Punkt H die Projektion des Punktes A auf die Abszisse, d.h. das Lot auf die Frequenzachse beim Punkt f₂ = 2400 Hz darstellt. Es wurde gefunden, daß sich die Gruppenlaufzeit-Kennlinie durch ihre Steigung definieren läßt, die in Fig. 1 durch den Abschnitt BH dargestellt ist. Die Frequenzen f.. und f„ sind so gewählt, daß sie an den Kanten des ausnutzbaren Durchlaßbereichs des Übertragungskanals liegen. Im allgemeinen sind dies diejenigen Frequenzen, bei denen die Dämpfung in der Amplituden-Frequenz-Kennlinie des übertragenen Signals -6dB oder -3dB beträgt.

Der erste Schritt bei dem Verfahren zur Bestimmung des Wertes der Phasenabweichung besteht im Messen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit; wie dies in der bereits erwähnten französischen Patentanmeldung Nr. 77 33120 beschrieben ist. Zu diesem Zweck wird ein Meßsignal, dessen FrequenzSpektrum aus drei Spektrallinien bei- den Frequenzen f_Q, f. und f₂ ^be~ steht, über den Übertragungskanal übertragen, wobei die Frequenz f die Trägerfrequenz und die Frequenzen f.. und f„ definiert sind als

f₁ = f_o - 1/2T und f₂ = f_Q + 1/2T mit 1/T der Signalübertragungsfrequenz.

Wenn das Verfahren zur Messung der Steigung in einem Datenübertragungssystem mit PSK-Modulation (Phasensprungmodulation) eingesetzt wird, wird das oben definierte Meßsignal vorteilhafterweise dadurch erzeugt, daß man den Träger abwechselnd um +π/2 und -ir/2 mit der Signalübertragungsfrequenz 1/T moduliert. Es läßt sich leicht zeigen, daß das so abgeleitete Signal ein aus drei Spektrallinien aufgebautes Spektrum ; besitzt, wovon eine Trägerfrequenz f und die beiden anderen ,jeweils die Frequenzen f^ = f_Q - 1/2T und f₂ = f_Q + 1/2T aufweisen.

FR 977 006 9Ö98 1 8/0743

In Fig. 2 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild für einen PSK-Sender dargestellt, in dem die Erfindung verwirklicht ist. Mit Ausnahme des MeßSignalgenerators 3 ist der in Fig. 2 gezeigte Sender von üblicher Bauart für eine synchrone Datenübertragung mit Phasensprungmodulation. Der Sender enthält eine Datenquelle 1, einen Codierer 2, einen Meßsignalgenerator 3, zwei zweipolige Umschalter 4 und 5, zwei Tiefpaßfilter 6 und 7, zwei Modulatoren 8 und 9, einen Oszillator 10, einen 90°- Phasenschieber 11 und eine Summenschaltung 12. Die Datenquelle 1 ist am Eingang des Decodierers 2 angeschlossen, dessen Ausgangssignale über Leitungen 13 bzw. 14 nach der Position A der zweipoligen Umschalter 4 und 5 abgegeben werden. Der Meßsignalgenerator 3 weist zwei Ausgangsleitungen 15 und 16 auf, die an der Position B des Schalters 4 bzw. 5 angeschlossen sind. Die Ausgänge der Schalter 4 und 5 sind jeweils mit dem Eingang zweier identischer Tiefpaßfilter 6 und 7 verbunden, deren Ausgänge jeweils am Eingang eines der Modulatoren 8 oder 9 angeschlossen sind. Der andere Eingang des Modulators 8 ist unmittelbar am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen, während der andere Eingang des Modulators 9 über den 90°-Phasenschieber 11 ebenfalls am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen ist. Die Ausgänge der Modulatoren 8 und 9 sind an dem Plus- bzw. Minuseingang der Summenschaltung 12 angeschlossen, deren Ausgang am Eingang des Übertragungskanals angeschlossen ist.

Im Betrieb bei der Datenübertragung sind beide Schalter 4 und 5 in Position A. Die zu übertragenden Datenbits werden von der Datenquelle 1 geliefert und im Codierer 2 in zwei Folgen von Symbolen umgesetzt. An jedem der durch die Signalübertragungsfrequenz 1/T, ausgedrückt in Baud, definierten Übertragungszeitpunkte werden zwei Symbole, d.h. eines aus jeder Folge über die Schalter 4 und 5 an die Bandpaßfilter 6 bzw. 7 abgegeben. Ein Symbolpaar stellt die in Phase befindliche Komponente und die um 90° phasenverschobene Komponente des zu übertragenden Signals in einem System rechtwinkliger Koordinaten dar. Die beiden gegeneinander um 90° phasenverschobenen FR 977 006

- 12 - 7 8 4 FS ? 1 Π

Signalkomponenten stehen auf den Leitungen 13 bzw. 14 zur Verfügung. Jede dieser Komponenten hat dabei die Form eines Impulses, dessen Amplitude zum Wert dieser Komponente in Beziehung steht. Die der in-Phase befindlichen Komponente und der um 90 phasenverschobenen Komponente entsprechenden Impulse werden den Filtern 6 bzw. 7 zugeführt, die sie in Basisbandsignalelemente umsetzen, deren Form für die Übertragung besser geeignet ist. Die so erhaltenen Signalelemente werden dann dazu benutzt, einen in-Phase befindlichen Träger und einen um 90° phasenverschobenen Träger in den Modulatoren 8 bzw. 9 zu modulieren. Der in-Phase befindliche Träger wird unmittelbar durch den Oszillator 10 geliefert, während der um 90° phasenverschobene Träger dadurch erhalten wird, daß das in-Phase befindliche Trägersignal des Oszillators 10 dem 90° Phasenschieber 11 zugeführt wird, der die Phase des Trägers um 90° in der Phase verschiebt. Die am Ausgang der Modulatoren 8 und 9 auftretenden modulierten Signale werden in der Summenschaltung 12 zusammengefaßt und dem Eingang des Übertragungskanals zugeleitet.

Zur Messung der Steigung wird der übertragene Träger abwechselnd zur Erzeugung eines Meßsignals aufeinanderfolgenden Phasenänderungen von +ir/2 und -π/2 Radian unterzogen. In dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel wird das Meßsignal dadurch erzeugt, daß fortlaufend die Phase des Trägers um 0 bzw.+iT/2 in der Phase verschoben wird. Man sieht, daß die Übertragung eines Trägers, dessen Phasen 0, π/2, 0, ir/2, 0, π/2, Ο, π/2 sind, äquivalent der Übertragung eines Trägers ist, dessen Phasenänderungen +ττ/2, -π/2, +π/2, -π/2 usw. sind. In der Schaltung gemäß Fig. 2 wird für eine Phase des Trägers = 0 ein Signal übertragen, dessen in-Phase-Komponente und dessen um 90° phasenverschobene Komponente jeweils = 1 und 0 sind, während für die Phase des Trägers = V2 ein Signal übertragen wird (vgl. Fig. 3) dessen in-Phase-Komponente = und dessen um 90° phasenverschobene Komponente = 1 ist. Beim Meßbetrieb werden die Schalter 4 und 5 in Fig. 2 beide in Position B umgelegt. Der Meßsignalgenerator 3 liefert auf Leitung 15 das Signal X 101010101 und auf Leitung 16 die ^{FR 977} °⁰⁶

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Folge Y 010101010 mit der Signalübertragungsgeschwindigkeit. Beide Signale können aus einem einzigen Schieberegister abgeleitet werden, das die Signalfolge 10011001100 ... gespeichert hält und dessen erste Stufe an der Leitung 15 und dessen zweite Stufe an der Leitung 16 angeschlossen ist. Legt man die Folgen X und Y an die Leitungen 15 bzw. 16 an, dann werden Signale übertragen, deren in-Phase-Komponenten und um 90° phasenverschobene Komponenten = (1,0), (0,1), (1,0), (0,1), ..., sind, d.h., daß ein Träger übertragen wird, der aufeinanderfolgende Phasenänderungen von -Hr/2 und -ττ/2 aufweist.

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Datenempfängers unter Einsatz der Erfindung. Das über den Übertragungskanal ankommende Signal gelangt über Leitung 20 auf eine Stufe 21 mit automatischer Verstärkungsregelung, wo die Energie des Signals normalisiert wird. Der Ausgang der Stufe 21 ist am Eingang eines Bandpasses 22 angeschlossen, der außerhalb des Durchlaßbereichs liegende Störungen aussiebt. Das Ausgangssignal des Bandpasses 22 wird parallel einer Gruppe von Analogentzerrerstufen zugeführt. Es sind hier der Einfachheit halber nur drei Entzerrerstufen ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 gezeigt. !Solche festeingestellten Entzerrerstufen sind allgemein bekannt Und eine Beschreibung einer solchen Entzerrerstufe findet sich in der französischen Patentnameldung 70 26336 (Veröffentlichungslummer 2 097 657) . Die Ausgangssignale der Entzerrerstufen 3NTZ 1 bis ENTZ 3 liegen an den Klemmen A, B und C eines vierstufigen Schalters 23. Die Position D des Schalters 23 ist inmittelbar am Ausgang des Bandpasses 22 angeschlossen. Der \usgang des Schalters 23 liegt an einer Abtastvorrichtung 53, lie ausgangsseitig am Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 24 angeschlossen ist. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 24 ist am Eingang eines digitalen Hilbert-Transformators ?5 angeschlossen. Ein Hilbert-Transformator ist eine Anordnung, lie die in-Phase-Komponente und die um 90° phasenverschobene

FR 977 006 §0981$/O?42

Komponente eines Eingangssignals liefert. Eine digitale Ausführungsform einer solchen Schaltung ist beispielsweise in einem Aufsatz von L.R. Robiner und CM. Rader mit dem Titel "Theory and Implementation of the Discrete Hilbert Transform", in Digital Signal Processing, IEEE Press, 1972 beschrieben. Der Hilbert-Transformator 25 hat zwei Ausgänge, die über die Leitungen 26 und 27 jeweils am Eingang eines Umschalters 28 bzw. 29 angeschlossen sind. Die Positionen A dieser Schalter sind mit den beiden Eingängen eines digitalen Phasendetektors 30 verbunden, der ausgangsseitig über Leitung 31 an einer Datenwiedergewinnungsschaltung 32 angeschlossen ist. Eine Einzelbeschreibung eines digitalen Phasendetektors findet sich im französischen Patent 71 47 850 (Veröffentlichungs-Nr. 2 164 544), und ein Ausführungsbeispiel· einer geeigneten Datenwiedergewinnungsschaltung ist im französischen Patent 74 30001 (Veröffentlichungs-Nr. 2 283 606) beschrieben. Die Positionen B der Schaiter 28 und 29 sind über Leitung 33 bzw. 34 mit je einem Eingang zweier identischer Filter 35 bzw. 36 verbunden, die im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden so^en. Das Fiiter 35 hat drei Ausgänge, die über Leitungen 36, 38 und 39 am Eingang einer Pufferstufe 40 angeschlossen sind, die im Zusammenhang mit Fig. 6 noch zu beschreiben ist. Filter 36 weist ebenfalls drei Ausgänge auf, die über Leitungen 41, 42 und 43 am Eingang der Pufferstufe 40 angeschlossen sind. Die Pufferstufe 40 weist zwei Ausgänge auf, die über Leitungen 44 und 45 am Eingang einer digital·en Phasenwiedergewinnungsschaitung 46 angeschlossen sind, die identisch wie die Schaitung 30 aufgebaut ist. Ausgangsseitig ist die Phasenwiedergewinnungsschaltung 46 über Leitung 47 am Eingang einer Stufe 48 zur Steigungsberechnung angeschlossen, die mit einem ihrer Ausgänge über Leitung 49 am Eingang einer Vergleichs- und Auswahlstufe 50 angeschlossen ist, die die Ar- , beitsweise des Schalters 23 über Leitung 52 steuert. Die j Stufe 48 hat vier weitere Ausgänge, die über Leitungen 51, 54, \ 55 und 56 an einer Rechenschaltung 57 für die Berechnungen des Wertes der Phasenabweichung angeschlossen sind. Das Aus-

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gangssignal der Rechenschaltung 57 liegt am Datendetektor 32, der im Zusammenhang mit Fig. 10 noch zu beschreiben ist. Ein digitaler phasenstarrer Oszillator 59 nimmt von der Rechenschaltung 57 ein Phasenkorrektursignal auf und liefert mit der Signalübertragungsfrequenz 1/T ein Abtastsignal, dessen Phase geregelt werden kann. Analoge und digitale Schaltungen dieser Art sind bekannt. Ein digitaler phasenstarrer Oszillator enthält im allgemeinen einen quarzgesteuerten Oszillator, der eine Sinuswelle hoher Frequenz liefert. Dieses Signal wird in eine Rechteckwelle umgewandelt und die sich dabei ergebenden Impulse werden einer Frequenzteilerkette zugeführt, die ein Signal mit der gewünschten Frequenz liefert. Durch Veränderung des Frequenzteilerverhältnisses kann die Phase der vom Oszillator gelieferten Impulse verändert werden. Diese Änderung wird durch ein Korrektursignal gesteuert.

Bei Datenübertragungsbetrieb sind die Schalter 28 und 29 beide in Position A eingestellt. Es sei angenommen, daß der richtige Entzerrer, beispielsweise ENTZ 1 zuvor ausgewählt wurde und daß der Schalter 23 in Position A eingestellt ist. Das vom Übertragungskanal aufgenommene Datensignal durchläuft die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 21, das Bandpaßfilter 22 und den Entzerrer ENTZ 1. Das am Ausgang des Ent-.zerrers ENTZ 1 auftretende Ausgangssignal wird mit der Signalübertragungsgeschwindigkeit oder Frequenz 1/T abgetastet und im Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Dieises am Ausgang des A/D-Wandlers 24 auftretende Ausgangssignal :wird dem Hilbert-Transformator 25 zugeführt, der auf den Leitungen 26 und 27 die in-Phase-Komponente und die um 90° phasenverschobene Komponente des Eingangssignals liefert. Der Phasendetektor 30 leitet aus diesen Komponenten die Phase des ι aufgenommenen Signals ab und der Phasendetektor 32 leitet da- - raus die aufgenommenen Daten ab. Die Arbeitsweise der Datendetektoren oder der Datenwiedergewinnungsschaltung werden in Verbindung mit Fig. 10 beschrieben.

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Im Meßbetrieb erzeugt der Sender (Fig. 2) ein Meßsignal, wodurch der Träger aufeinanderfolgende Phasenänderungen von +π/2 und —it/2 mit Signalfrequenz ausführt. Das Spektrum dieses Signals besteht aus drei Apektrallinien, deren eine bei der Trägerfrequenz f liegt, während die beiden anderen die Frequenzen f₁ und f₂ haben, die mit f.. = f - 1/2T und f_ = f + 1/2T mit 1/T der Signalfrequenz definiert sind.

Demgemäß wird das zu übertragende Meßsignal durch überlagerung dreier Sinusschwingungen mit den Frequenzen f , f.. und f₂ gebildet. Diese drei Sinusschwingungen können in vereinfachter Form wie folgt ausgedrückt werden:

cos (2ir£_ot - \ )

cos (2Trf.,t + J ) (1)

cos (2irf₂t + J )

wobei - T' ⁺ τ ^un^ ⁺ J ^die Phasen dieser drei Sinusschwingungen darstellen, die sich aus den Phasenänderungen des Trägers ergeben. Das am Eingang des Empfängers auftretende Meßsignal nimmt dabei die Form dreier überlagerter Sinusschwingungen F , F₁ und F₂ an, die ausgedrückt werden können als

F_o : cos (

F₁ : cos ( 2-ITf₁1 + j + φ₁ ) (2)

F₂ : cos ( 2Trf₂t + f + Φ₂ ) '

wobei φ , φ₁ und φ₂ die durch den tibertragungskanal eingefügten Phasenverschiebungen oder Phasenabweichungen sind.

Zur Ableitung der Augenblicksphasen ψ , ψ₁ und ψ₂ der Sinusschwingungen F , F₁ und F₂ kann man die Beziehung 2 auch schreiben als

FR 977 006

§09818/0743

F_o : cos Ψ_ο

D₁ : cos Ψ₁ (3)

F₂ : cos ψ 2

ο ο¹ - 1 ^{+ φ}ο

Ψ₁ = 2TTf^ + j + Φ₁ (4)

ψ₂ = _2lrf₂t + f

Die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in Fig. 1 kann auch geschrieben werden als

S = τ . (f₂) - τ (JE₁) (5)

wobei τ (f..) und τ (f_) die entsprechenden Gruppenlaufzeiten bei Frequenzen f.. und f„ darstellen.

Angenommen, die Kennlinie der Gruppenlaufzeit sei eine Kurve zweiter Ordnung, dann kann gezeigt werden, daß sich die Steigung S ausdrücken läßt als

!Kombiniert man die Beziehungen (6) und (4), dann läßt sich die jSteigung S schreiben zu

! ^S ■

In der Praxis kann es für viele Anwendungsgebiete ausreichend jsein, die Größe θ zu kennen, die als

θ = I (f₂ - f.,) S (8)

FH977OÖS"

definiert ist, wobei gemäß Gleichung (7) dieser Ausdruck auch geschrieben werden kann als

θ = τ + 2ψ_ο - ψ₁ - ψ₂ (9)

was der Steigung S entspricht. Es ist wichtig, anzumerken, daß die Gleichungen (6), (7) und (9) nicht zeitabhängig sind.

Der in Fig. 4 dargestellte Empfänger benutzt die Beziehung 4 für die Bestimmung der Steigung S.

In Fig. 4 werden im Meßbetrieb die Schalter 28 und 29 in Position B und Schalter B zunächst in Position D eingestellt. Das über Leitung 10 aufgenommene Meßsignal durchläuft die automatische Verstärkungsregelung 21, das Bandpaßfilter 22, Schalter 23 in Position D und Abtastschaltung 53 und wird in Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Das vom Analog-Digital-Wandler 24 kommende Ausgangssignal wird dem Hilbert-Transformator 25 zugeleitet, der auf Leitung 26 bzw. 27 die in-Phase-Komponente bzw. die um 90° phasenverschobene Komponente des aufgenommenen Signals liefert. Die inPhase liegende Komponente dieses Signals wird über den Schalter 28 in Schaltstellung B und Leitung 33 dem Filter 35 zugeführt. Das Filter 35, von dem ein Ausführungsbeispiel in Fig.5 gezeigt ist, besteht aus drei elementaren Filtern, deren Mit- , tenfrequenzen bei f , f.. und f„ liegen. Das Filter 35 filtert aus der in-Phase liegenden Komponente des aufgenommenen

Signals die "in Phase" liegenden Komponenten der Frequenzen f , f₁ und f~ dieses Signals aus. Die Komponenten mit den Frequenzen f , f₁ und f_o des aufgenommenen Signals sind die zuvor definierten Sinusschwingungen F , F- und F₂- Die in-¹ Phase-Komponenten cos ψ , cos ψ.. und cos ψ- der Signale E , !F., und F₂ sind dann auf den Ausgangsleitungen 37, 38 und 39 des Filters 35 abzunehmen. Die um 90° phasenverschobene Komponente des aufgenommenen, auf Leitung 27 liegenden Signals,

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wird über Schalter 29 in Schaltstellung B und Leitung 34 dem Filter 36 zugeführt, das genauso aufgebaut ist wie das Filter 35. Auf den drei Ausgangsleitungen 41, 42 und 43 des Filters 36 treten die um 90° phasenverschobenen Komponenten sin ψ , sin ψ.. und sin Ψ₂ der Signale F , F₁ und F₂ auf. Die in-Phase liegenden Komponenten und die um 90 phasenverschobenen Komponenten der Signale F , F₁ und F₂ werden einer Pufferstufe 40 zugeführt, dort in Registern abgespeichert und nacheinander paarweise dem Phasendetektor 46 wie folgt zugeführt: Die Pufferstufe 40 liefert auf den Leitungen 44 bzw. 45 die Signalkomponenten cos ψ und sin ψ , dann die Komponenten cos ψ₁ und sin Ψ₁ und schließlich die Komponenten cos ψ₂ und sin ψ₂. Der Phasendetektor 46 leitet den Momentanwert oder Augenblickswert der Phase ψ aus den Komponenten cos ψ und sin ψ ab, den Wert der Augenlicksphase ψ₁ aus den Komponenten cos ψ₁ und sin ψ₁ und den Wert der Augenblicksphase ψ ₂ aus den Komponenten cos Ψ₂ und sin Ψ₂·

Der Phasendetektor 46 ist eine Schaltung üblicher Bauart, der eingangsseitig die Werte des Sinus und Cosinus eines Winkels zugeführt werden und der ausgangsseitig den Wert des Winkels liefert. Dem Fachmann leuchtet ohne weiteres ein, daß der Empfänger in Fig. 4 zwar zwei Phasendetektoren 30 und 46 zeigt, daß ein tatsächlich aufgebauter Empfänger auch mit einem einzigen Phasendetektor auskommen könnte, der dann als Detektor 46 beim Meßbetrieb und beim Datenbetrieb als Detektor 30 arbeitet.

j Die Phasen ψ , Φ₁ und ψ ₀ werden nacheinander der Rechenschaltuiig

O I £» '■

,48 für die Steigung zugeführt. Die Rechenschaltung 48 berechnet ■die Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemäß der Be-' Ziehung (7), die hier nochmal wiederholt sei.

⁽⁷⁾

S= _2ir(f₂ - f.,) ^{( Έ+ 2}^o - *1 * Der digitale Wert der Steigung S steht dann an der Ausgangs-

FR 977 006

leitung 51 der Rechenschaltung 48 zur Verfügung.

Hat man auf diese Weise den Wert der Steigung S abgeleitet, dann kann man aufgrund dieses Wertes auch den richtigen fest eingestellten Entzerrer ermitteln. Wie in der Beschreibungseinleitung erwähnt, liefern die Fernsprechgesellschaften ein Profil, das den Bereich angibt, in dem die Kennlinien der Gruppenlaufzeiten von Leitungen einer vorgegebenen Qualität liegen. Dies ermöglicht die Bestimmung eines Bereiches, innerhalb dessen die Steigungen S von Leitungen, die die durch dieses Profil definierten Eigenschaften aufweisen, liegen. Die CCITT-Empfehlungen für eine nichtbelastende Leitung geben einen Bereich von Steigungen von 1,7 ms an. Zur Auswahl des richtigen Entzerrers wird der Bereich der Steigungen N Abschnitte unterteilt, wobei für jeden dieser N Abschnitte ein fester Entzerrer vorgesehen wird. Die Steigung S der benutzten Leitung wird gemessen und dann wird der Bereich, in dem die gemessene Steigung S liegt, zusammen mit dem zugeordneten fest eingestellten Entzerrer ausgewählt. Es wird in Fig. 4 angenommen, daß der durch seine Extremwerte, beispielsweise S und S₃ festgelegte Bereich der Steigungen in drei Intervalle I, II und III unterteilt wird, die jeweils durch ihre extremen Steigungswerte S bis S₁, S-. bis S₂ und S₂ bis S₃ definiert sind. Es wird ferner angenommen, daß die Entzerrer ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 den entsprechenden Bereichen I, II und III zugeordnet sind. Man muß daher bestimmen, in welchem Bereich die gemessene Steigung S liegt, und die so gemessene Steigung mit den Steigungswerten S , S₁ und S₃ zur Festlegung des Bereichs vergleichen. Es hat sich jedoch als zweckmäßiger erwiesen, die durch Gleichungen (8) und (9) definierte Größe θ für die Auswahl der richtigen Entzerrer heranzuziehen.

^!Gemäß Gleichung (9) kann man auch schreiben

' ^Θ1 ⁼ i ^(f2 " ^f1^{} S}i ^für i = 0, 1, 2 und 3 (10)

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Statt eines Vergleichs der gemessenen Steigung S mit den Werten S , S₁, S₉ und So kann die Größe θ mit den durch Gleichung (10) definierten Werten θ _f Θ-_f Q₂ und θ₃ verglichen werden.

In Fig. 4 wird der gemessene Wert von θ durch den Detektor auf die Ausgangsleitung 49 gegeben und einer Vergleichs- und Auswahlstufe 50 zugeleitet, von der ein Ausführungsbeispiel in Fig. 8 gezeigt ist. Die Vergleichs- und Auswahlstufe 50 vergleicht den auf Leitung 49 zur Verfügung stehenden gemessenen Wert von θ mit den Werten von θ , Q₁, Q₀ und Θ-, wodurch Schalter 23 in Abhängigkeit davon, ob der gemessene Wert von θ zwischen θ und Θ-, zwischen Θ- und Θ.,, oder zwischen θ₂ und θο liegt, in Stellung A, B oder C umgeschaltet wird.

Das Verfahren zur Bestimmung des Wertes der Phasenabweichung wird nunmehr beschrieben. Wie bereits erläutert, wird das aufgenommene Meßsignal mit der Signalfrequenz 1/T abgetastet. Es ist jedoch bekannt, daß der Wert der Phasenabweichung mit der Phase der Signalabtastung schwankt, d.h. mit der Phase der Takt-.signale, die die Abtastung steuern. Daher kann der Wert der Phasenabweichung nur für einen gegebenen Wert der Abtastsignal-'phase bestimmt werden. Es sei angenommen, daß die Augenblicks-

,phasen ψ , ψ,, und Ψ₂ zum Zeitpunkt t = 0 gemessen wurden, d.h., ^!daß die Abtastsignalphase = 0 ist. Die Phase θ stellt die Phase des Signals F dar, d.h., die Phase des aufgenommenen

rägers zum Zeitpunkt t = 0. Es sei ferner angenommen, daß jdie Abtastsignalphase dann für die Übertragung von Daten auf jeinen Wert Φ eingestellt wird. Es ist daher erforderlich, den jWert der Phasenabweichung für eine gegebene Abtastsignalphase ϊφ zu bestimmen. Die Drehung der Abtastsignalphase von 0 bis

Φ_ε ist gleich der Verzögerung des Abtastzeitpunktes um die pröße t , die als

T
s 2 ir s

definiert ist.

fr 977 σσδ 9 0 9 8 1 8 / 0 7 4 a

Die Phase ^φ des aufgenommenen Trägers zum Zeitpunkt t = t wird ausgedrückt durch

^φ ' = 2¹Tf t + Φ . (12)

O O S O

Zuvor war für die Messung der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit angenommen worden, daß diese Kennlinie eine Kurve zweiter Ordnung ist. Es sei nunmehr angenommen, daß die Phasenkennlinie eine Kurve dritter Ordnung ist. Es wurde festgestellt, daß sich die Phasenabweichung φ. linear als Punktion der Steigung ändert.

Für eine Abtastsignalphase φ kann die Phasenabweichung φ.

S JL

ausgedrückt werden als

φ j ⁼ φ_. "* K · S,

wobei die Steigung S in ms ausgedrückt wird und K eine Proportionalitätskonstante ist, deren Wert zwischen 0 und 1 liegt.

Es wurde festgestellt, daß ein Wert von K = 0,327 sehr gute Ergebnisse liefert und dieser Wert wird anschließend benutzt, per Wert der Phasenabweichung kann geschrieben werden als

*i ^{= φ}ο " °'³²⁷ " ^s' ⁽¹³⁾

wobei S die Steigung in ms ist.

Gemäß Gleichung (12) kann Gleichung (13) nunmehr geschrieben werden als

φ_± = 2_πί_ο t_s + φ_ο - 0,327 · S. (14)

Der Wert der Phasenabweichung φ. kann außerdem als Punktion ler zum Zeitpunkt t = 0 gemessenen Phasen ausgedrückt werden.

fr 977 006 909818/07 42

- 23 Setzt man t = O in Gleichung (4) ein, so erhält man

Φ = Ψ + -τ ^Yo ^ro 4

und Gleichung (14) kann nunmehr geschrieben werden als

φ. = 2i f t + I + J - 0,327 - S. (15)

J- U S U fr

Die Lehren der französischen Patentanmeldung Nr. 75 14020 (Veröffentlichungs-Nr. 2 309 089) werden nun auf den Empfänger der Fig. 4 angewandt und die Abtastsignalphase wird dadurch eingestellt, daß man eine Phasendrehung um den Wert Φ = Φ- - Φ₂ vornimmt.

Die Gleichung (11) wird dann zu

t_s =2! U₁ - Φ₂) (16)

oder gemäß Gleichung (4) zu

t_s = 2! (I₁ - Ψ₂). (17)

Setzt man den letzten Wert von t in Gleichung (15) ein, so lerhält man

! φ_± = ί_οΤ(Ψ₁ - Ψ₂) + Ψ_ο + I - 0,327 · S. (18)

üia Ausgang der Rechenschaltung 48 stehen die Werte der Steigung S und die Phasen Ψ , Ψ., und Ψ₂ auf Leitungen 51, 54, 55 und 56 zur Verfügung und werden damit der Rechenschaltung 57 für die Phasenabweichung zugeführt, die den Wert der Phasenabweichung Φ. gemäß Gleichung (18) berechnet. Dieser so Derechnete Wert von Φ. wird über Leitung 58 der Datenwieder- <jewinnungsschaltung 32 zugeführt, deren Arbeitsweise noch im

:?r 977 006 909818/0742

284^210

Zusammenhang mit Fig. 10 beschrieben wird. Die Rechenschaltung 57 (Fig. 9) liefert die Differenz ψ. - ψ. als Phasenregelsignal an den phasenstarren Oszillator 59. Somit liefert Oszillator 59 ein Abtastsignal mit der Signalfrequenz 1/T und einer Phasenlage Φ = φ. - Φ₂ und steuert damit die Abtastschaltung 53 für die Datenübertragung.

Der allgemeine Aufbau eines digitalen Filters, das als Filter 35 oder 36 im Empfänger der Fig. 4 verwendet werden kann, soll nunmehr im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden. Die in Fig. 5 gezeigten Eingangs- und Ausgangsleitungen des Filters beziehen sich auf das Filter 35, während die in Klammer gesetzten Bezugszeichen sich auf das Filter 36 beziehen. Die in-Phase befindliche Komponente des aufgenommenen Signals wird über Leitung 33 (Fig. 4) einer aus den Verzögerungselementen 60, 61 und 62 bestehenden Verzögerungsleitung zugeleitet, die jeweils eine Verzögerung von T/2 Sekunden liefern. Das auf Leitung 33 liegende Eingangssignal wird in einer Subtrahierstufe 63 vom Ausgangssignal des Verzögerungselements 61 abgezogen, die über Leitung 37 die in-Phase befindliche Komponente des Signals F liefert. Das Eingangssignal auf Leitung 33 wird außerdem in der Addierstufe 64 zu dem Ausgangssignal des Verzögerungselements 61 hinzuaddiert. In der Addierstufe 65 wird das Ausgangssignal des Verzögerungselements 60 zum Ausgangssignal des Verzögerungselements 62 hinzuaddiert. In der Subtrahierstufe 66, die die in-Phase-Komponente des Signals F- über Leitung 38 abgibt, wird das von der Addierstufe 65 kommende Ausgangssignal vom Ausgangssignal der Addierstufe 64 abgezogen. In der Addierstufe 67, die die in-Phase-Komponente des Signals F₂ über Leitung 39 : liefert, werden die Ausgangssignale der Addierstufen 64 und 65 miteinander addiert. Wenn das in Fig. 5 gezeigte Filter , als Filter 36 verwendet wird, dann wird es über Leitung (34) ! . mit der um 90° phasenverschobenen Komponente des aufgenom- ι menen Signals angesteuert und liefert über Leitungen (41), (42}

' I

fr 977 006 909816/0742

2 8 u 5 :r\ n

und (43) die um 90 phasenverschobenen Komponenten der Signale F_Q, F^ bzw. F₃.

Fig. 6 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel der in Fig. 4 durch ein Rechteck dargestellten Pufferstufe 40. Die auf den Leitungen 37, 38 oder 39 ankommenden in-Phase liegenden Komponenten der Signale F , F₁ bzw. F„ werden in den Registern 70, 71 und 72 eingespeichert, während die über Leitungen 41, 42 und 43 ankommenden, um 90° phasenverschobenen Komponenten der Signale F , F- und F₂ in den Registern 73, 74 bzw. 75 eingespeichert werden. Die Ausgänge der Register 70, 71 und 72 sind an den Anschlüssen A, B und C eines Schalters 76 mit drei Stellungen angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung 44 angeschlossen ist. Die Ausgänge der Register 73, 74 und 75 sind an den Schaltstellungen A, B und C eines dreistufigen Schalters 77 angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung 45 angeschlossen ist. Die Schalter 76 und 77 wer-'den gleichzeitig auf die Schaltstellungen A, B oder C eingestellt. Liegen beide Schalter in Schaltstellung A, dann lie- :gen der Inhalt der Register 70 und 73 auf Leitung 44 bzw. 45 ■usw.

'Fig. 7 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel einer Rechenschaltung 48 zur Berechnung der Steigung, welche in Fig. 4 ;nur als Block dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Phasen- :detektors 46 (Fig. 4) wird über Leitung 47 einem dreistufigen !Schalter 80 zugeführt, dessen Schaltstellungen A, B und C jeweils am Eingang eines Schieberegisters 81 und am Eingang !eines Registers 82 bzw. eines Registers 83 angeschlossen

!sind. Somit werden die nacheinander durch den Phasendetektor |46 abgeleiteten Phasen Ψ , Ψ., und Ψ₂ über den Schalter 80 in Register 81, 82 bzw. 83 abgespeichert. Der Inhalt des Schieberegisters 81 wird dann um eine Bitposition nach links verschoben, so daß nach dieser Operation das Schieberegister 81 die Größe 2Ψ enthält. Eine Addierstufe 84 ist eingangsseitig an

fr 977 0Ö6 909818/0742

den Ausgängen der Register 82 bzw. 83 angeschlossen und liefert auf der Ausgangsleitung 85 die Summe ψ.. + ψ_. Der aus dem Schieberegister 81 entnommene Wert 2ψ , wird dann über Leitung 86 dem Pluseingang einer Subtrahierstufe 87 zugeleitet, deren Minuseingang über Leitung 85 das Summensignal Ψ₁ + ψρ aufnimmt. Dies Subtrahierstufe 87 liefert dann die Größe 2ψ ~ Ψι ~ Ψτ' ^zu ^^er dann der Wert von ir in einer Addierstufe 88 hinzuaddiert wird. Am Ausgang der Addierstufe 88 steht dann auf Leitung 49 die Größe

θ = TT + 2ψ_ο - If)₁ - φ₂

zur Verfügung. Der so berechnete Wert νοηθθ wird dann in der Multiplizierstufe 89 mit der Größe

2Tr(f₂ - f.,)

multipliziert. Die Multiplizierstufe 89 liefert somit auf ihrer Ausgangsleitung 51 den Wert der Steigung S gemäß den Gleichungen (7) und (8). Die durch Auslesen der äußersten linken Bits aus dem Schieberegister 81 abgeleitete Phase ψ ist auf Leitung 54 verfügbar. Die aus Register 82 bzw. 83 ausgelesenen Phasen Ψ₁ und ψ~ stehen auf Leitung 55 bzw. 56 zur Verfügung.

Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe 50 in Fig. 4. Der durch die Rechenschaltung 48 in Fig. 4 berechnete Wert von Θ, wird über Leitung 49 den Pluseingängen von drei Vergleichsstufen 90, 91 und 92 zugeführt. Die Minuseingänge dieser Vergleichsstufen sind dabei jeweils an Speichern 93, 94 bzw. 95 angeschlossen, die die Werte von θ., θ bzw. θ_ gespeichert halten. In dem dargestellten Beijspiel liefern die Vergleichsstufen 90 bis 92 dann ein hohes Potential,wenn der Wert des am Pluseingang liegenden Signals größer ist als der Wert des am Minuseingang liegenden Signals.

fr 977 cos 909818/0 74

Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 wird über die Auswahlleitung 96 für den Entzerrer 3 dem Eingang einer Schalter-Steuerung 97 zugeführt. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 wird dem einen Eingang eines UND-Gliedes 98 zugeleitet, dessen anderer Eingang das durch eine Inverterstufe 99 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 aufnimmt. Ausgangsseitig ist das UND-Glied 98 über die Auswahlleitung 100 für den Entzerrer 2 am Eingang der Schaltersteuerung 97 angeschlossen. Der Ausgang der Vergleichsstufe 92 ist am Eingang eines UND-Gliedes 101 angeschlossen, an dessen anderen Eingang das durch Inverterstufe 102 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 liegt. Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 101 wird über die Auswahlleitung 103 für Entzerrer " 1 dem Eingang der Schaltersteuerung 97 zugeführt. Im Betrieb sei beispielsweise angenommen, daß Θ- ■< θ < θ₂ ist, dann ist das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 auf niedrigem Potential, wodurch die Leitung 96 gesperrt wird und das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 ist auf niedrigem Potential, wodurch das UND-Glied 98 gesperrt wird, was die Leitung 100 abschaltet. Das von der Vergleichsstufe 92 kommende Ausgangssignal ist auf hohem Potential, das von der [inverterstufe 102 kommende Ausgangssignal ist ebenfalls auf hohem Potential. Dadurch wird das UND-Glied 101 entsperrt und tjibt die Auswahlleitung 103 für Entzerrer 1 frei. Die Schalterpteuerung 97 ist von üblicher Bauart und kann, je nachdem, yelche Leitung 103, 100 oder 96 angesteuert wird, den Schalter 23 in Position A, B oder C umschalten.

JEn Fig. 9 ist ein digitales Ausführungsbeispiel für die Rechenkchaltung zur Berechnung des Wertes der Phasenabweichung ge- [ seigt. Die an dem von der Rechenschaltung 48 für die Steigung ; commenden Ausgangsleitungen 55 und 56 liegenden Phasen ψ₁ und j 12 werden dem Plus- bzw. Minuseingang einer Subtrahierstufe j 110 zugeführt, die die Phasendifferenz ψ„ ~ Ψο liefert. Diese i

fr 977 006 909818/0742

Differenz wird in einer Multiplizierstufe 111 mit der Größe f T multipliziert, so daß. man die Größe f T (f., - ψ_ο) erhält. Die auf der von der Rechenschaltung 48 kommenden äiisgangsleitung 54 zur Verfugung stehende Phase ψ wird dem Plus eingang einer Addier stufe 12 zugeführt,, an deren anderen Pluseingang die Größe ir/4 liegt. Die Äusgangssignale der Multiplizierstufe 111 und der Addierstufe 112 werden in der Addierstufe 113 zueinander addiert_r so daß man die Größe

*o ⁺ J ^{+ f}o^T »1 - ^ψ2>

erhält. Der auf der von der Rechenschaltung 48 kommenden Ausgangsleitung 51 liegende Wert der Steigung S wird in einer Multiplizierstufe 114 mit der Größe 0,327 multipliziert und !das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 114 wird dem Minuseingang einer Subtrahierstufe 115 zugeleitet. Der Pluseingang ■dieser Subtrahierstufe ist am Ausgang der Addierstufe 113 !angeschlossen. Die Subtrahierstufe 115 liefert auf ihrer Ausgangsleitung 58 den Wert der Phasenabweichung φ., der entsprechend der Gleichung (18) bestimmt ist. Die Differenz 1*1 ~ *2 ^wird außerdem als Steuersignal dem phasenstarren !Oszillator 59 in Fig. 4 zugeführt.
I

In Fig. 10 ist ein digitales Ausführungsbeispiel der Dateniwiedergewinnungsschaltung 32 dargestellt, die die Auswirkungen der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren gemessenen Phasenabweichung beseitigt. Der diskrete Wert der Phase des !aufgenommenen Signals wird durch den Phasendetektor 30 (Fig. 4) 'bestimmt und über Leitung 31 einem der Eingänge einer Multi-,plizierstufe 120 zugeführt, an deren anderen Eingang die Größe 0/2π liegt. Der Ausgang der Multiplizierstufe 120 ist am Pluseingang einer Subtrahierstufe 121 angeschlossen, die ausgangsseitig am Eingang einer Detektortrennstufe liegt, von der ein Ausgang die Daten liefert und ein anderer

^PR977006 909818/0742

Ausgang über !Leitung 123 am Eingang eines linearen Filters 124 angeschlossen ist. Der Ausgang des Filters 124 ist über Leitung 125 am Minuseingang der Subtrahierstufe 121 angeschlossenDas lineare Filter 124 enthält eine Addierstufe 126, die eingangsseitig an der Leitung 123 angeschlossen ist und ausgangsseitig an einem Verzögerungsglied 127 liegt, das eine Verzögerung von T Sekunden liefert. Der Ausgang des Verzögerungsgliedes 127 liegt am anderen Eingang der Addierstufe 1126 und an einem Eingang einer Addierstufe 128. Ausgangsseitig •ist die Addierstufe 128 am Eingang einer weiteren Addierstufe J129 angeschlossen, deren Ausgang wiederum am Eingang eines jverzögerungsgliedes 130 angeschlossen ist, das eine Verzögerung von T Sekunden liefert und ausgangsseitig am anderen JEingang der Addierstufe 128 liegt. Der Ausgang der Addierstufe 129 ist außerdem am Eingang einer Multiplizierstufe 131 angeschlossen, an deren anderen Eingang die Größe 2 (1-ot) liegt. Der Ausgang des Verzögerungselementes 130 ist außerdem am Eingang einer Multiplizierstufe 132 angeschlossen, an deren

2
anderen Eingang die Größe (α -1) liegt. Die Ausgangssignale der Multiplizierstufe 131 und 132 werden in einer Addierstufe 133 zueinander addiert, deren Ausgangssignal, nämlich das kusgangssignal des Filters 124, über Leitung 125 dem Minuseingang der Subtrahierstufe 121 zugeleitet wird. Der andere ' Eingang der Addierstufe 129 ist über Leitung 58 an einem i Schalter 134 angeschlossen. ;

Bei Datenübertragungsbetrieb ist der Schalter 134 offen. Es ί ieht daher so aus, als ob der Ausgang der Addierstufe 128 j

unmittelbar mit dem Verzögerungselement 130 verbunden wäre. Die Schaltung arbeitet so, wie dies in der französischen Patentanmeldung Nr. 74 30001 (Veröffentlichungs-Nr. 22 83 606) beschrieben ist. Kurz gesagt wird die aufgenommene Phase mit äer Größe Q/2ir multipliziert, wobei Q die Anzahl diskreter unterscheidbarer Werte angibt, die das PSK-Signal zu jedem Signalzeitpunkt annehmen kann. Diese Multiplikation hat den Zweck, an den Pluseingang der Subtrahierstufe ein Signal y

^{FR 977} °⁰⁶ 909818/0742

gleich einer ganzen Zahl in Abwesenheit von Rauschen und insbesondere bei Abwesenheit einer Phasenabweichung zu liefern. Am Minuseingang der Subtrahierstufe 121 liegt ein durch das lineare Filter 124 geliefertes Pehlersignal u , dessen Übertragungsfunktion wie von ζ definiert ist als

w(z) = 1-2 z~' - ζ

mit O -ί α 4 1.

Die Subtrahierstufe 121 liefert die Differenz y - u , die der Detektortrennstufe 122 zugeführt wird. Diese Differenz kann auch geschrieben werden als

^n - ^un - ¹U ^{+ f}n'

wobei I eine positive ganze Zahl ist, die die Daten

: darstellt und ;

j j

¹ f eine Zahl ist, deren Wert zwischen O und 1 !

; liegt und die einen Restfehler darstellt. !

Die Detektortrennstufe 122, von der ein Ausführungsbeispiel in Fig. 11 der oben genannten Patentanmeldung 70 30001 dargejstellt ist, liefert die den Daten entsprechende ganze Zahl I und liefert außerdem auf Leitung 123 den Restfehler f . Das Filter 124 erzeugt aus dem Restfehler f das Fehlersignal u_n.

Im Meßbetrieb sind die Schalter 28 und 29 (Fig. 4) beide in 'Stellung B umgeschaltet, so daß die Schaltung gemäß Fig. über Leitung 31 kein Eingangssignal erhält. Schalter 134 ist geschlossen. Die in der Rechenschaltung 57 berechnete Phasenabweichung φ. wird über Leitung 58 der Addierstufe 129 als Anfangswert für Filter 124 zugeführt. Nach Ansteuerung des

FR 977 006 909818/G

Filter 124 mit dem Wert der Phasenabweichung Φ₁ öffnet der Schalter 134 und die Schaltung kann nunmehr im Datenbetrieb arbeiten.

,Bisher war beschrieben worden, wie der Wert der Phasenabweichung in einem PSK-Empfanger der in Fig. 4 gezeigten Art benutzt werden kann. Selbstverständlich ist für den Fachmann ₍einleuchtend, daß der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren !bestimmte Wert der Phasenabweichung auch zur Nachstellung ^!der Phase des örtlichen Bezugsträgers in einem üblichen PSK-i

,Empfänger verwendet werden kann, wo das aus dem Übertragungskanal kommende Signal durch einen örtlich erzeugten Bezugs-'träger demoduliert wird.

;Bis jetzt war im Zusammenhang mit Fign. 2 bis 10 eine übertra- '. gungsanlage beschrieben worden, bei der Schaltmittel für die \ Messung der Steigung S und des Wertes der Phasenabweichung ; j Φ. sowie für die automatische Auswahl eines fest eingestellten i Entzerrers vorgesehen sind. In diesem System werden aufeinanderfolgende Phasenänderungen des Trägers von +π/2 und —ir/2 Radian j zur Erzeugung eines Meßsignal benutzt, das aus drei synchronen Frequenzen f , f.. und f₂ besteht. Selbstverständlich können auch andere Mittel für die Erzeugung dieses Meßsignals eingesetzt werden. I

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Steigung S eines Sprachband-Übertragungskanals gemessen werden soll, daß man für die Erzeugung eines Meßsignals aus einem 600 Hz-Oszillator in Fig. 11 die Frequenzen f = 1800 Hz, f₁ = 1200 Hz und f₂ = 2400 Hz ausgewählt hat. Der in Fig. 11 gezeigte Meßsignalgenerator enthält einen 600 Hz-Oszillator 140 und drei Frequenzvervielfacher 141, 142 und 143, die diese Frequenz mit 2 bzw. 3 bzw. 4 multiplizieren, so daß die Signale 1200 Hz, 1800 Hz bzw. 2400 Hz erzeugt werden. Die Ausgangssignale der Multiplizierstufen 141 bis 143 werden in einer Summenschaltung

fr 977 006 9 09818/0742

144 aufsummiert und liefern damit ein Meßsignal, das sich aus der Überlagerung von drei Sinusschwingungen mit den Frequenzen f , f.. und f₀ ergibt.

In diesem Fall, der der allgemeine Fall ist, lassen sich die drei Sinusschwingungen in vereinfachter Form ausdrücken wie folgt:

cos ( 2irf_ot + Φ'_ο

cos \

cos ( 2irf Jc + Φ'ο),

wobei Φ' F Φ' -ι und Φ' ₂ die Phasen der übertragenen Sinusschwingungen sind. Es sei darauf hingewiesen, daß die Gleichung (1), die die drei das Meßsignal bildenden Sinusschwingungen aus- drückt, die durch aufeinanderfolgende Phasenänderungen des Trägers um +ir/2 und -π/2 erzeugt werden, nur ein Sonderfall der oben angegebenen Beziehungen (V) ist. Die Gleichungen (1) werden aus den Gleichungen (V) dadurch abgeleitet, daß man den \ Phasen Φ'-f Φ ' -ι und <j>'₂ die folgenden Werte gibt: ι

♦Ό - -\ ^φΊ = ^φΙ2 = ⁺ϊ '

Verwendet man die in bezug auf Gleichungen (V) gemachten -

i Annnahmen, so erhält man die Gleichungen (2) als Gleichungen

: cos ( 2,rf_ot + Φ_ο + Φ'_ο)

: cos ( 2-ITf₁1 + φ₁ + φ^) (2¹)

cos ( 2irf₂t + Φ₂ + Φ'₂)·

In gleicher Weise werden Gleichungen (4) nunmehr zu FR 977 006

909813/0742

? 8 Λ 5 2 1 O

ψ_ο = _2irf_ot + φ_ο + φ'_ο

ψ₁ = 2,rf ₁t + φ₁ + φ¹., (4¹)

ψ₂ ~ 2irf ₂t + Φ2 ⁺ Φ* 2"

Kombiniert man Gleichung (6) und Gleichung (4¹), so findet man den allgemeinen Ausdruck für die Steigung S, bei dem die drei erzeugten Sinusschwingungen der Frequenzen f , f.. und f₂ die entsprechenden Phasen φ'^ φ¹ -ι und φ'₂ aufweisen

Pie durch Gleichung (8) definierte Größe θ sei hier nochmals wiederholt

θ = f (f₂ - f.,) S (8)

und wird, beginnend mit Gleichung (7¹)

θ= 2ψ_ο - _Ψι - ψ₂ - 2φ'_ο + φ¹., + _φ·₂ (9¹)

Natürlich wird auch diejenige Gleichung, die die Phasenabweichung liefert, verändert, setzt man in Gleichungen (4¹) 't = 0, so erhalt man

' ^r, ⁼ Ψ ο "Φ 'η'

! O O O

!Substituiert man diesen Wert von Φ in Gleichung (12), so •,erhält man

t + ψ _ φ> M-

Aus Gleichung (15) wird dann

φ. = 2 ir ft + ψ - φ¹ - 0,327 S (15¹)

1 OSO O

^FR977Ö°⁵ 909818/0742

wobei der Wert der Steigung S natürlich der durch Gleichung (7¹) definierte Wert ist. Wird die Phase des Abtastsignals um den Wert Φ₁ - Φ₂ gedreht, d.h., wenn

t_s = I^ (₊₁ - φ₂) (16)

dann erhält man die Übereinstimmung mit Gleichung (4¹) bei t = O

<f>_s = Φ₁ - Φ₂ = Ψ-j ~

Der Wert der Phasenabweichung kann dann geschrieben werden als

Φ. = f T (ψ,. — ψ« φ' — φ¹,,) + ψ — φ¹ — 0,327 · S (18¹) i ο 1 ZtZ οο

Man sieht, daß man, wenn man den Phasen φ¹ , φ'.. und φ¹« die Werte

Φ _o ~ ~ "4 ^φ 1 ~ Φ 2 ~ 4

gibt und in Gleichungen (7¹), (9')f (15¹) und (18") einsetzt, die zuvor abgeleiteten Gleichungen (7), (9), (15) und (18) erhält.

Man sieht sofort, daß die Bestimmung der Steigung S durch die Gleichung (7¹) in der in den Fign. 4 bis 10 dargestellten Anordnung nur geringfügige Änderungen erfordert. In der Jlechenschaltung gemäß Fig. 7 muß zum Ausgangssignal der Subtrahierstufe 87 noch ein Korrekturausdruck -2Φ' + Φ¹^ + Φ'J ninzuaddiert werden, anstelle des in der Figur dargestellten Wertes von π. ι

fr 977 006 9 0 9 8 1 δ / 0 7 4 2

~ 35 ~

Mit der so modifizierten Schaltung gemäß Fig.7 muß die in Fig. 9 gezeigte Schaltung dadurch geändert werden, daß man von dem am Ausgang der Subtrahierstufe auftretenden Ausgangswert den Ausdruck <j>".. + <j>'₂ abzieht.

977 006 309818/0742

Claims (1)

1. -X-

   Verfahren zum Bestimmen des Wertes einer in einem
   Übertragungskanal eine Phasenverschiebung des übertragenen Signals bewirkenden Phasenabweichung/
   gekennzeichnet durch folgende Verfahrenschritte:
   Erzeugen und übertragen eines aus drei Schwingungen mit
   den Frequenzen £ , f und f₂ bestehenden Meßsignals über den Übertragungskanal, wobei f die Trägerfrequenz ist
   und f₁ und f, zu f₁ = f - 1/2T und f„ = f + 1/2T definiert sind mit 1/T gleich der Signalfrequenz,
   Ableiten der Komponenten der Frequenzen f , f.. und f„
   am empfangsseitigen Ende des Übertragungskanals,
   Ableiten der Augenblicksphase φ , ψ^ und ψ« aus den
   Komponenten der Frequenzen f , f₁ und f~ des aufgenommenen Meßsignals,

   Berechnen der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit des Kanals entsprechend der Gleichung

   '²VW²* O⁺*

   wobei Φ', Φ '.ι und φ'₂ die Phasen der Spektrallinien

   bei den Frequenzen f , f₁ und f_o des über den Kanal überttragenen Meßsignals sind und

   j Berechnen der Phasenabweichung φ₁ für eine gegebene ''■ Abtastsignalphase gemäß der Beziehung j

   ! *i = *o -^K-^s !

   wobei Φ die Phase der Komponente mit der Frequenz f , ι

   aufgenommen zum Zeitpunkt ^!

   _ ^T '

   s 2π ^s ι

   K eine zwischen 0 und 1 liegende Proportionalitätskonstante und
   S die Steigung in Millisekunden ist.

   FR 977 006

   Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Φ nach der Beziehung

   Φ = 2πχ t + ψ - φ¹

   O O S ^yO ^ψ O

   berechnet wird.

   Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß φ aus der Gleichung

   *s ^{= ψ}1 " ^ψ2 ^ΦΊ - ^φ*2
   berechnet wird.

   Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das über den Übertragungskanal übertragene Meßsignal dadurch erzeugt wird, daß ein Träger mit der Frequenz f übertragen wird, dessen Phase abwechselnd mit der Signalfrequenz 1/T um +π/2 und -π/2 Radian geändert wird, so daß das auf diese Weise erzeugte Spektrum des Meßsignals aus drei Spektrallinien mit den Frequenzen f , f- und f₂ besteht, wobei f₁ = f_Q - 1/2T und f₂ = f_Q + 1/2T ist, mit folgenden Verfahrensmerkmalen: Ableiten der Komponenten der Frequenzen f , f.. und f₂ aus dem am Ende des Übertragungskanals aufgenommenen Meßsignal,

   Ableiten der Augenblicksphasen ψ , ψ- und ψ₂ aus den Komponenten des mit den Frequenzen f , f- und f₂ aufgenommenen Meßsignals,

   Berechnen der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit des Kanals gemäß der Gleichung

   ^S= und

   009818/0742

   FR 977 006

   9845210

   Berechnen der Phasenabweichung φ. für eine gegebene
   Phase φ des Äbtastsignals gemäß der Beziehung

   ^φο ~ ^K'^S

   wobei Φ die Phase der zum Zeitpunkt

   aufgenommenen Komponente mit der Frequenz f definiert
   ist als

   ^φο ^{= 27rf}o S⁺¹¹O ^{+ π/4}

   K eine zwischen O und 1 liegende Proportionalitätskonstante und
   S die Steigung in Millisekunden ist.

   Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
   daß φ gemäß Φ_=ψ₁ -ψ-, ermittelt wird.

   Verfahren nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch

   gekennzeichnet,

   daß K = 0,327 ist.

   Schaltungsanordnung zur Durchführung eines Verfahrens ι nach einem oder mehreren der Ansprüche 1-6 mit einem '

   j mit Phasensprungmodulation (PSK) arbeitenden Sender,

   einem Übertragungskanal und einem PSK-Empfanger, j

   dadurch gekennzeichnet, !

   daß sendeseitig vor den Filtern (6, 7) und den Modu- '

   latoren (8, 9) ein wahlweise an Stelle der Datenquelle :

   anschaltbarer Meßsignalgenerator (3) vorgesehen ist, ' der mit Signalfrequenz die Phase des Trägers fortlaufend

   um +tt/2 bzw. —n/2 ändert, so daß damit ein ι

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   P45210 ; - 4 - ;

   Meßsignal erzeugt wird, dessen Spektrum aus drei j Spektrallinien mit der Trägerfrequenz f , und zwei
   weiteren Frequenzen f., = f - 1/2T und f„ = f + 1/2T
   mit der Signalfrequenz 1/T₁. besteht, '

   daß empfangsseitig (Fig. 4) zur Auswahl eines der fest
   eingestellten Entzerrer (ENTZ 1, EHTZ 2, EKTZ 3) und
   zur Phasenregelung des örtlichen mit phasenstarrer
   Schleife arbeitenden Oszillators (59) eine bei Übertragung von Meßsignalen anschaltbare (23, 26, 27, 28, \

   29) Regelschleife vorgesehen ist, die am Eingang mit '

   ι selektiven Filtern (35, 36) für die phasenrichtigen :

   und um 90° phasenverschobenen Komponenten der drei
   Frequenzen f , f.. und f₂ ausgerüstet sind und ausgangssei tig die Phasenkomponenten cos ψ , cos ψ., und cos ψ₂
   bzw. sin ψ , sin ψ., und sin ψ₂ liefern, die einem
   Pufferregister (40) parallel zugeführt und diesem nacheinander entnommen werden, und

   daß nach dem am Pufferregister (4o) angeschlossenen
   Phasendetektor eine Rechenschaltung (48, Fig. 7) für
   die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemäß
   der Formel

   S =

   zur Steuerung einer Auswahl- und Vergleichsstufe
   (50, Fig. 8) für die Umschaltung (23) der Entzerrer
   und eine weitere Rechenschaltung (57, Fig. 9) für die
   logische Berechnung von φ. nach der Formel

   φ_± = 2irf_o t_s + ψ_ο + J- - 0.327 S

   für eine Regelung des Oszillators (10) mit phasen
   starrer Schleife und des Datendetektors (32 )
   vorgesehen ist.

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