DE2648940B2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Übertragen von binär codierter Information - Google Patents
Verfahren und Schaltungsanordnung zum Übertragen von binär codierter InformationInfo
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 28
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 10
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 39
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 2
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 10
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000002657 fibrous material Substances 0.000 description 1
- 239000011521 glass Substances 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000004886 process control Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/34—Analogue value compared with reference values
- H03M1/36—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type
- H03M1/361—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type having a separate comparator and reference value for each quantisation level, i.e. full flash converter type
- H03M1/362—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type having a separate comparator and reference value for each quantisation level, i.e. full flash converter type the reference values being generated by a resistive voltage divider
- H03M1/363—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type having a separate comparator and reference value for each quantisation level, i.e. full flash converter type the reference values being generated by a resistive voltage divider the voltage divider taps being held in a floating state, e.g. by feeding the divider by current sources
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1407—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels code representation depending on a single bit, i.e. where a one is always represented by a first code symbol while a zero is always represented by a second code symbol
- G11B20/1419—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels code representation depending on a single bit, i.e. where a one is always represented by a first code symbol while a zero is always represented by a second code symbol to or from biphase level coding, i.e. to or from codes where a one is coded as a transition from a high to a low level during the middle of a bit cell and a zero is encoded as a transition from a low to a high level during the middle of a bit cell or vice versa, e.g. split phase code, Manchester code conversion to or from biphase space or mark coding, i.e. to or from codes where there is a transition at the beginning of every bit cell and a one has no second transition and a zero has a second transition one half of a bit period later or vice versa, e.g. double frequency code, FM code
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/508—Pulse generation, e.g. generation of solitons
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
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- Physics & Mathematics (AREA)
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine zu dessen Durchführung geeignete Schaltungsanordnung
gemäß den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 4.
Binär codierte Information wird in weitem Umfang in der Industrie sowohl für Berechnungszwecke als auch
zur Steuerung von Anordnungen und Anlagen verwendet. Häufig wird ein Computer benutzt, um eine
Anordnung zu steuern, die an einem anderen Ort untergebracht ist, und es ist dabei erforderlich, eine
Kommunikationsverbindung zwischen dem Computer und dieser Anordnung herzustellen. Wenn ein Computer
viele Vorgänge oder verschiedene Teile einer Anordnung steuert, ist es häufig erforderlich, daß ein
Datenverbindungsglied vorgesehen wird, das hohe Übertragungsgeschwindigkeiten und eine hohe Störsicherheit
aufweist. Faseroptik-Übertragungsglieder er-
füllen diese Anforderungen gut wegen der hohen bei optischen Signalen möglichen Bandbreite sowie der
Tatsache, daß ein Kabel aus (Glas-)Fasermaterial leicht gegen Störeinflüsse abgeschirmt werden kann.
Eines der bisher auftretenden Probleme bei der Verwendung von Faseroptik-Datenübertragungsgliedern
ist das Erfordernis, daß optische Signale erzeugt werden, welche leicht und eindeutig am Ausgangsende
des Kabels decodiert werden können. Natürlich kann ein einfaches binäres Signal, beispielsweise »Licht
eingeschaltet« für den hohen Pegel und »Licht ausgeschaltet« für den tiefen Pegel verwendet werden.
Indessen ergibt ein solches Signal verschiedene Probleme bei der Decodierung. Da die bei der·
Prozeß-Steuerung verwendeten Signale unterschiedliehe Bit-Übertragungsgeschwindigkeiten haben und
nicht synchron zu einem Taktgeber verlaufen, ist es für den Empfänger erforderlich, eine volle Verstärkung für
Gleichstrom bzw. -spannung sowie Frequenzen bis einschließlich der maximalen Datenübertragungsgeschwindigkeit
für ein asynchrones Steuersignal zu erreichen, das unbegrenzt lange auf einem oberen oder
unteren Pegel verbleiben kann. Wegen der hohen Verstärkung für Gleichstrom bzw. -spannung und
niedrige Frequenzen ergeben sich bei einem derartigen System Nullpunktschwankungen, Rauschen bei Niederfrequenz
und andere Störungen. Auch ist es nicht möglich herauszufinden, ob der tiefe Pegel, der durch
die Abwesenheit eines Lichtsignals dargestellt wird, aufgrund eines entsprechenden Logiksignals oder einer
Unterbrechung im optischen Datenübertragungsglied zustande kommt
Es sind zahlreiche Codes vorgeschlagen und verwendet worden, um die vorgehenden Probleme zu lösen.
Einer der am besten bekannten Codes ist der Manchester-Code, bei dem ein Signal mit einer
konstanten Frequenz abgegeben wird, welche der höchsten Datenübertragungsgeschwindigkeit der zu
codierenden binären Information entspricht. Die Phase des gemäß diesem Code codierten Signals beträgt etwa
0° oder 180° entsprechend der binären Information, und
die Phase des Signals kann bestimmt und decodiert werden, um ein binäres Signal zurückzugewinnen.
Während ein solches Signal die mit dem Rauschen bei niedrigen Frequenzen verbundenen Störungen vermeidet,
da keine volle Verstärkung für die vom Empfänger aufgenommenen Gleichspannungssignale erforderlich
ist, ergibt sich das Problem, daß die Bandbreite nicht wirkungsvoll ausgenützt wird und eine zeitliche
Quantisierung erforderlich ist, welche die Übertragung der Impulszüge mit kontinuierlich veränderlicher
Frequenz verhindert Es wird jedoch angezeigt, ob das Datenübertragungsglied in Betrieb ist oder nicht.
Aus der DE-OS 24 48 885 ist ein Code bekannt, bei dem das Pulscode-Signal einen Datenimpuls einer
ersten Polarität aufweist, wenn sich das binär codierte Signal von dem ersten in den zweiten Zustand ändert,
und ein Datenimpuls einer zweiten Polarität aufweist, wenn sich das binär codierte Signal von dem zweiten in
den ersten Zustand ändert. Dies hat gegenüber dem Manchester-Code den Vorteil, daß keine Gleichspannungskomponenten
vorhanden sind und daß die vorhandene Bandbreite des Übertragungsweges voll ausgenützt werden kann. Nachteilig ist bei diesem Code
aber, daß bei ihm nicht feststellbar ist, ob der Übertragungsweg unterbrochen ist. Vielmehr wird,
wenn am Ende des Übertragungsweges kein Impuls ankommt, angenommen, daß der letzte Zustand des
binär codierten Signals andauert.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren bzw. eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art zu schaffen, mittels welchem bzw. welcher eine volle Bandbreitenausnützung
aes Übertragungskanals bei minimalen Gleichspannungskomponenten möglich ist, wobei gleichzeitig
sichergestellt ist, daß Unterbrechungen im Übertragungsweg erkannt werden. Die Lösung dieser Aufgabe
ist in den Ansprüchen 1 und 4 gekennzeichnet
Durch den erfindungsgemäß vorgesehenen Erneuerungsimpuls wird angezeigt, daß der Datenübertragungsweg
in Betrieb ist Bei jedem Übergang des binär codierten Signals von einem Zustand in den anderen
wird ein Datenimpuls erzeugt, und die Polarität des Datenimpulses entspricht der Richtung des Übergangs.
Wenn ein Übergang während einer vorbestimmten Zeitspanne nicht erfolgt ist wird ein Erneuerungsimpuls
mit der gleichen Polarität so oft erzeugt, wie der letzte erzeugte Datenimpuls andauert Dadurch ergibt sich
eine fortlaufende Anzeige, daß der Datenüberiragungsweg funktioniert und daß sich das binär codiene Signal
nicht geändert hat In einem optischen Übertragungssystem können die Impulse dadurch erzeugt werden, daß
eine Leuchtdiode verwendet wird, welche im Ruhezustand mit halber Lichtstärke leuchtet Wenn sich das der
Schaltungsanordnung zugeführte binär codierte Signal beispielsweise von dem niedrigen Pegel zu dem hohen
Pegel ändert, schaltet die Leuchtdiode auf volle Leuchtstärke beim Wechseln des binären Signals um.
Falls das binäre Signal mehr als eine vorbestimmte Zeitspanne den hohen Pegel hat, schaltet die Leuchtdiode
wieder auf volle Leuchtstärke um und zeigt dadurch an, daß das binäre Signal noch den hohen Pegel hat
Wenn das binäre Signal den tiefen Pegel annimmt, wird die Leuchtdiode vorübergehend ausgeschaltet, und
diese schaltet dann wieder auf halbe Leuchtstärke um. Falls das binäre Signal länger als während der
vorbestimmten Zeitspanne den unteren Pegel annimmt, wird die Leuchtdiode wiederum durch einen Impuls
ausgeschaltet, so daß sie anzeigt, daß das Signal noch den tiefen Pegel hat.
Vorteilhafte Ausführungsformen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet
Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen erläutert;
es stellt dar
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Faseroptik-Datenübertragungsgliedes,
Fig.2 schematisch den zeitlichen Verlauf von Signalen in dem Datenübertragungsglied gemäß F i g. 1,
F i g. 3 eine Sendeeinrichtung, die bei der Realisierung des Übertragungsverfahrens verwendbar ist,
Fig.4 ein Blockdiagramm eines Empfängers zur Verwendung für das Datenübertragungsverfahren,
Fig.5 schematisch einen Strom/Spannungs-Umformer
zur Verwendung in der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 4,
Fig.6 schematisch einen Verstärker mit Verstärkungsregelung
zur Verwendung in der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 4,
F i g. 7 schematisch einen gegengekoppelten Verstärker zu.· Verwendung in der Schaltungsanordnung
gemäß F i g. 4,
Fig.8 schematisch einen Spitzenwertdetektor zur Verwendung in der Schaltungsanordnung gemäß
Fig. 4,
F i g. 9 schematisch einen Monitor für das Datenübertragungsglied in der Anordnung gemäß F i g. 4,
F i g. 10 schematisch Schwellwertdetektoren und eine in der Anordnung gemäß F i g. 4 verwendete Kippstufe,
F i g. 11 A, 11 B und 11 C Schaltkreise zur Erzeugung
von Referenzspannungen und -strömen.
Fig. 1 stellt ein typisches Faseroptik-Kommunikationssystem 10 mit einer Quelle 12 für binäre Signale,
beispielsweise einen Computer dar, der mit einem optischen Sender 14 verbunden ist, welcher seinerseits
durch ein Faseroptik-Kabel 16 mit einem optischen Empfänger 18 verbunden ist. Der Empfänger 18 ist
wiederum mit einer Anordnung 20 verbunden, die binäre Information von der Anordnung 12 aufnimmt. In
vielen Fällen überträgt die Anordnung :20 auch Information zurück zur Quelle 12 über ein ähnliches
Faseroptik-Übertragungsglied, wie es durch den Sender 14', das Faseroptik-Kabel 16' und den Empfänger 18'
gebildet wird. Es gibt natürlich andere Konfigurationen, die für Faseroptik-Kommunikationseinrichtungen verwendet
werden können.
In F i g. 2 sind schematisch ein binär codiertes Signal 22 und ein Pulscode-Signal 24 dargestellt. Bekanntlich
schwankt ein binär codiertes Signal zwischen den beiden Pegeln »1« und »0«. Das gemäß der Erfindung
erzeugte Pulscode-Signal hat einen Ruhepegel »1/2« in F i g. 2. Wenn sich das binär codierte Eingangssignal von
0 auf 1 ändert, wird vorübergehend ein Impuls 26 mit einem Pegel »1« erzeugt, um die Zustandsänderung des
binär codierten Signals anzuzeigen. Dieser Impuls dauert wenigstens eine Periode von \/Ro, wobei V?o die
maximale Geschwindigkeit ist Das Signal kehrt dann zu dem Ruhepegel zurück, und falls in dem Pegel des binär
codierten Signals während einer Zeitspanne von Tr keine Änderungen auftreten, wird ein Erneuerungsimpuls
28 erzeugt. Diese Erneuerungsimpulse werden weiter erzeugt, bis in dem Pegel des binär codierten
Signals eine Änderung auftritt. Wenn das binär codierte Signal wieder auf den Pegel 0 fällt, wird ein Datenimpuls
30 mit einem Pegel »0« erzeugt, und zwar wiederum während der Dauer MRo. Das Signal kehrt wieder in den
Ruhezustand zurück und bleibt dort entweder bis das binär codierte Signal den Zustand ändert oder ein
Erneuerungssignal, beispielsweise ein Impuls 32, erzeugt wird. Die in dem Pulscodesignal genannten drei Pegel
können beispielsweise durch eine Lichtquelle erzeugt werden, die etwa die Hälfte des maximalen Ausgangswertes
abgibt und welche impulsweise entweder ausgeschaltet oder auf maximalen Lichtausgang geschaltet
wird. Falls elektrische Signale für den Impuls verwendet werden, könnten der Ruhepegel 0 V und die
Pegelwerte 1 und 0 entsprechende positive und negative Pegel sein.
F i g. 3 stellt eine bevorzugte Ausführungsform eines Senders zur Erzeugung des Pulscodesignals gemäß
F i g. 2 dar. Der Sender 14 hat Eingänge 40 und 42. Der Eingang 40 ist mit einem Schmitt-Trigger 44 verbunden,
der zur Regeneration der Übergänge von binär codierten Signalen verwendet wird, welche keine
scharfen ansteigenden und abfallenden Flanken aufweisen. Jene Signale, welche eine geeignete Kurvenform
aufweisen, können dem Eingang 42 zugeführt werden. Das binär codierte Eingangssignal wird Pulsgeneratoren
46 und 48 zugeführt. Der Pulsgenerator 46 erzeugt einen positiven Ausgangsimpuls, beispielsweise den
Impuls 26, wenn. das binär codierte Signal sich von einem tiefen zu einem hohen Pegel ändert. Das binär
codierte Signal wird dem einen Eingang eines UND-Gliedes 50 zugeführt. Der andere Eingang des
UND-Gliedes ist mit einer Leitung 52 verbunden, die auf einem hohen Pegel gehalten wird, wie nachfolgend
im einzelnen erläutert wird. Wenn sich ein binär codiertes Signal von einem tiefen Pegel ändert und auf
einem hohen Pegel verbleibt, schaltet das Ausgangssignal vom UND-Glied 50 nach einer Zeitspanne auf
den hohen Pegel um, die durch eine Verzögerungsschaltung 54 bestimmt wird, und verbleibt auf dem hohen
ίο Pegel. Das Signal wird durch einen Inverter 56 invertiert
und einem Eingang eines NAND-Gliedes 58 zugeführt. Der andere Eingang des NAND-Gliedes 58 erhält
ebenfalls das binär codierte Signal, und wenn dieses Signal auf den hohen Pegel umschaltet, nimmt das
is Ausgangssignal des NAND-Gliedes 58 den tiefen Pegel
an. Nach der durch die Verzögerungsschaltung 54 bestimmten Zeitspanne nimmt der Ausgang des
Inverters 56 den tiefen Pegel an, und der Ausgang des NAND-Gliedes nimmt wieder den hohen Pegel an. Der
Ausgangsimpuls vom NAND-Glied 58 wird dann einer Leuchtdiode 60 zugeführt, die nachfolgend im einzelnen
erläutert wird.
Das binär codierte Signal gelangt durch einen Inverter 62 zu einem Impulsgenerator 48, und das
invertierte binär codierte Signal wird einem UND-Glied 64 und einem NAND-Glied 70 zugeführt Das
UND-Glied 64 und die zugeordnete Verzögerungsschaltung 66, der Inverter 68 und das NAND-Glied 70
arbeiten in der Weise, wie es für die ähnlichen Bauteile in dem Impulserzeuger 46 beschrieben wurde. Wegen
des Inverters 62 spricht der Impulserzeuger auf Änderungen des binär codierten Signals von dem hohen
zum tiefen Pegel an, und zwar komplementär zum Ausgangssignal des Impulserzeugers 46. Das Ausgangssignal
des NAND-Gliedes 70 wird einem Inverter 72 zugeführt, so daß der Ausgang des Inverters 72
normalerweise den tiefen Pegel führt, während der Ausgang des NAND-Gliedes 70 normalerweise den
hohen Pegel führt. Der Inverter 72 arbeitet daher als Stromsenke für die Leuchtdiode 60, und er verbraucht
die Hälfte des für den normalen Leuchtbetrieb der Leuchtdiode verbrauchten Stromes. Daher ist die
Leuchtdiode ungefähr mit halber Leuchtkraft »eingeschaltet«, wenn keine Impulse durch einen der beiden
Impulsgeneratoren erzeugt werden. Wenn der Impulsgenerator 46 einen Impuls erzeugt, zieht das NAND-Glied
58 zusätzlichen Strom von der Leuchtdiode 60 und erhöht die Leuchtkraft der Leuchtdiode. Wenn
umgekehrt der Pulsgenerator 48 einen Impuls erzeugt,
so tritt am Ausgang des Inverters 72 ein hoher Pegel auf, und die Stromsenke wird abgeschaltet, wodurch die
Leuchtdiode 60 abgeschaltet wird.
Wenn das binär codierte Signal in einem Zustand länger als ein vorbestimmtes Zeitintervall bleibt, wird
ein Erneuerungssignal erzeugt und das vorbestimmte Zeitintervall durch einen Impulsgenerator 74 für
Erneuerungsimpulse bestimmt Der Emeuerungs-Impulsgenerator
hat einen Eingang 76, der mit den Eingängen des NAND-Gliedes 58 über das UND-Glied
78 verbunden ist und einen Eingang 88, der mit den Eingängen des NAND-Gliedes 70 Ober das UND-Glied
86 verbunden ist Wenn aufgrund eines Übergangs des binär codierten Eingangssignals ein Impuls der Dauer
1/Λο am Ausgang des NAND-Gliedes 58 oder 70 auftritt, erscheint der hohe Pegel während des gleichen
Zeitintervalls l/Λο am Eingang 76 und 8tt, wobei beide
Eingangssignale normalerweise den niedrigen Pegel führen. Die Eingänge 76 und 88 sind mit einem
NOR-Glied 80 in dem Emeuerungsimpuls-Generator 74 verbunden. Der Ausgang des NOR-Gliedes 80 ist mit
einer Verzögerungsschaltung 81 verbunden, die wiederum über ein UND-Glied 83 mit einem Eingang eines
NOR-Gliedes 84 verbunden ist. Es wird angenommen, daß der andere Eingang des UND-Gliedes 83 dauernd
den hohen Pegel und der andere Eiingang des NOR-Gliedes 84 dauernd den tiefen Pegel führt. Ein
Übergang vom tiefen zum hohen Pegel an einem Eingang des NOR-Gliedes 80 erzeugt einen Übergang
vom hohen zum tiefen Pegel am Ausgang des NOR-Gliedes 80. Dieser Übergang wird durch eine
Verzögerungsschaltung 82 unbedeutend verzögert. Somit erreicht das Ausgangssignal des NOR-Gliedes 80
einen tiefen Pegel innerhalb des Zeitintervalls 1/Äo des
hohen Pegels am Eingang 76 oder 88. Nachdem der Impuls am Ausgang des NAND-Gliedes 58 oder 70, der
einen Übergang des binär codierten Eingangssignals anzeigt, aufgehört hat, wird wieder ein Zustand
hergestellt, bei dem beide Eingänge des NOR-Gliedes 80 den niedrigen Pegel führen. Daher tritt am Ausgang
des NOR-Gliedes 80 ein Übergang von dem tiefen zum hohen Pegel auf. Dieser Übergang wird durch die
Verzögerungsschaltung 82 wesentlich verzögert. Das Zeitintervall Tr zwischen dem Zeitpunkt, in welchem
beide Eingänge des NOR-Gliedes 80 wieder den tiefen Pegel führen und dem Zeitpunkt, in dem der Ausgang
des NOR-Gliedes 80 einen hohen Pegel erreicht, ist typischerweise gleich hundertmal der Impulsdauer 1/A0
am Ausgang des NAND-Gliedes 58 oder 70 bei der bevorzugten Ausführungsform.
Wenn nun übergänge in dem binär codierten Eingangssignal mit einer Geschwindigkeit auftreten, bei
welcher das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Übergängen nicht das Zeitintervall Tr überschreitet,
erreicht der Ausgang des NOR-Gliedes 80 niemals einen hohen Pegel, und der Ausgang des NOR-Gliedes
84 bleibt konstant auf dem hohen Pegel. Wenn einem Übergang des binär codierten Eingangssignals kein
Übergang innerhalb des Zei .Intervalls Tr folgt, erscheint am Ausgang des NOR-Gliedes 80 ein hoher
Pegel, der den Ausgang des NOR-Gliedes 84 auf einen niedrigen Pegel schaltet. Das Ausgangssignal des
NOR-Gliedes 84 speist die Lei! ung 52 zu den Eingängen der UND-Glieder 50 und 64.
Falls das binär codierte Eingangssignal auf einem hohen Pegel bleibt, erzeugt iler Übergang von dem
hohen zu dem niedrigen Pegel am Ausgang des NOR-Gliedes 84 einen Übergang von einem hohen zu
einem niedrigen Pegel am Ausgang des UND-Gliedes so 50. Der Ausgang des UND-G iedes 64 bleibt aufgrund
des tiefen Ausgangspegels dts Inverters 62 auf dem tiefen Pegel.
Falls das binär codierte Eingangssignal auf dem tiefen
Pegel bleibt, erscheint der Übergang vom hohen zum tiefen Pegel am Ausgang des NOR-Gliedes 84 auch am
Ausgang des UND-Gliedes 64, da auch dessen anderer durch den Inverter 62 gespei ;ter Eingang den hohen
Pegel führt. Der Ausgang des UND-Gliedes 50 hat jetzt den tiefen Pegel, und es ergib', sich kein Übergang, da
der andere Eingang dieses Gliedes durch das binär codierte Eingangssignal auf dom tiefen Pegel gehalten
wird. Der Übergang vom hohen zum tiefen Pegel beim Ausgang des UND-Gliedes 50 oder 64 wird nur
unbedeutend beeinflußt durch Verzögerungsschaltungen 54 bzw. 66, und dieses filhrt zu einem schnellen
Übergang vom tiefen zum hohen Pegel am Ausgang des Inverters 56, wenn das binär codierte Eingangssignal
den hohen Pegel hat, oder am Ausgang des Inverters 68, wenn das binär codierte Eingangssignal den tiefen Pegel
führt. Wenn das binär codierte Eingangssignal den hohen Pegel hat, führen der Eingang des NAND-Gliedes
58 und Eingang des UND-Gliedes 78 den hohen Pegel. Dieses Signal zusammen mit dem Übergang von
dem tiefen Pegel zum hohen Pegel vom Ausgang des Inverters 56 an die anderen Eingänge des NAND-Gliedes
58 und des UND-Gliedes 78 löst einen Impuls am Ausgang des NAND-Gliedes 58 aus und erzeugt einen
Übergang vom tiefen zum hohen Pegel am Ausgang des UND-Gliedes 78. Wenn umgekehrt das binär codierte
Eingangssignal den tiefen Pegel führt, wird am Ausgang des NAND-Gliedes 70 ein Impuls ausgelöst und einem
Ausgang des UND-Gliedes 68 ein Übergang vom tiefen zum hohen Pegel erzeugt. Die Impulsflanke beim
Übergang vom tiefen zum hohen Pegel über die Eingänge 76 bzw. 88 zu den Eingängen des NOR-Gliedes
80 erzeugt einen Übergang vom hohen zum tiefer Pegel am Ausgang des NOR-Gliedes. Wie erwiihnl
wurde wird ein Übergang vom hohen zum tiefen Pegel nur unbedeutend durch die Verzögerungsschaltung 82
beeinflußt. Im Ergebnis erscheint am Ausgang des NOR-Gliedes 84, der über eine Leitung 52 mit der
Eingängen der UND-Glieder 50 und 64 verbunden ist ein Übergang vom tiefen zum hohen Pegel.
Wenn das binär codierte Eingangssignal auf dem hohen Pegel bleibt, tritt am Ausgang des UND-Gliedes
50 ein Übergang vom tiefen zum hohen Pegel auf, dei durch die Verzögerungsschaltung 54 verzögert wird
Nachdem ein hoher Pegel erreicht wurde, tritt air Ausgang des Inverters 56 der tiefe Pegel auf, und dei
Impuls am Ausgang des NAND-Gliedes 58 sowie dei hohe Pegel am Ausgang des UND-Gliedes 78 werder
beendet. Somit tritt am Ausgang des NOR-Gliedes 8C ein neuer Übergang vom tiefen zum hohen Pegel auf
der um ein neues Zeitintervall Tr durch die Verzöge rungsschaltung 82 verzögert ist. Gleichzeitig verbleibi
am Ausgang des UND-Gatters 64 der niedrige Pege aufgrund des niedrigen Pegels an dem Eingang de;
UND-Gatters 64, der mit dem Inverter 62 verbunden ist dessen Ausgangspegel niedrig ist, wenn der Pegel des
binär codierten Eingangssignals hoch ist.
Wenn das binär codierte Eingangssignal weiter der tiefen Pegel führt, erzeugt der erwähnte Übergang vor
dem niedrigen zu dem hohen Pegel auf der Leitung 5i einen Übergang vom tiefen zum hohen Pegel arr
Ausgang des UND-Gliedes 64, verzögert durch die Verzögerungschaltung 68. Gleichzeitig bleibt am Aus
gang des UND-Gliedes 50 der tiefe Pegel. Dei Übergang vom hohen zum tiefen Pegel am Ausgang de;
Inverters 68 beendet den Impuls am Ausgang de! NAND-Gliedes 70 und den hohen Pegel am Ausgang
des UND-Gliedes 86, der ein neues Zeitintervall Tj einleitet.
Als Ergebnis des beschriebenen Betriebs des Erneue rungs-Pulsgenerators 74 wird ein Erneuerungsimpuls irr
NAND-Glied 58 erzeugt, wenn das binär codiert« Eingangssignal einen hohen Pegel behält, und eii
Erneuerungsimpuls wird im NAND-Glied 70 erzeugt wenn das binär codierte Eingangssignal weiter einet
tiefen Pegel hat. In beiden Fällen wird der Erneuerungs
impuls in einem Zeitintervall Tr nach der Beendigunf eines vorhergehenden Erneuerungsimpulses oder mac!
einem Impuls erzeugt, der durch einen Übergang in den
binär codierten Eingangssignal erzeugt wurde.
Wegen des Unterschiedes zwischen der Erzeugunf
von Datenimpulsen und Erneuerungsimpulsen ergib
sich auch ein Unterschied in der Breite beider Impulse.
Die Breite des Datenimpulses ist prinzipiell gleich der Verzögerung zwischen einem Übergang von einem
tiefen zum hohen Pegel am Eingang des UND-Gatters 50 oder 64 und dem Ausgang des Inverters 56 oder 68.
Die Erneuerungsimpulse sind breiter als die Datenimpulse, und zwar um die Verzögerung zwischen einem
Übergang vom tiefen zum hohen Pegel am Eingang des UND-Gliedes 78 oder 86 und dem Ausgangssignal vom
NOR-Glied 84. Diese Verzögerung schließt die Wirkung der Verzögerungsschaltung 82 auf Übergänge
vom hohen zum tiefen Pegel am Ausgang des NOR-Gliedes 80 ein, und diese Verzögerung sollte
vernachlässigbar gehalten werden, falls im wesentlichen gleich breite Erneuerungs- und Datenimpulse erforderlich
sind.
Der Sender 14 hat auch Eingänge 90 und 92. Durch ein Signal am Eingang 90 kann durch ein weiteres Signal
der Sendebetrieb eingeschaltet bzw. ausgeschaltet werden, wobei ein hoher Pegel des binär codierten
Eingangssignals bewirkt, daß die Leuchtdiode 60 mit maximaler Helligkeit leuchtet. Ein tiefer Pegel bedeutet
entsprechend, daß die Leuchtdiode 60 abgeschaltet wird. Durch ein entsprechendes Signal am Eingang 92
kann der Erneuerungsimpulsgenerator abgeschaltet und damit die Ausgabe von Erinnerungsimpulsen verhindert
werden.
Gemäß F i g. 1 ist die Leuchtdiode 60 mit einem Empfänger 18 durch ein Glasfaserkabel 16 verbunden.
F i g. 4 zeigt schematisch einen Empfänger 18 mit einer Photodiode 100 am Eingang. Die Leitfähigkeit der
Photodiode 100 ändert sich mit dem Lichteinfall, und die Diode ist mit dem Eingang eines Strom/Spannungsverstärkers
102 verbunden. Der Ausgang dieses Verstärkers ist mit einem Verstärker 104 mit Verstärkungsregelung
verbunden, der ein Rückkopplungssignal auf einer Leitung 106 aufnimmt, wie noch im einzelnen erläutert
wird. Der Verstärker 104 ist mit einer dritten Verstärkerstufe 108 verbunden, deren differentieller
Ausgang mit einem Widerstandsnetzwerk 110 verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandsnetzwerks 110
ist mit einer Referenzstromquelle 112 verbunden. Ein Schwellwertdetektor 114 ist mit einem Widerstandsnetzwerk
110 verbunden, und die Ausgänge des Schwellwertdetektors sind mit einer Kippstufe 116
durch Kopplungskondensatoren 118 und 120 verbunden. Der Ausgang der Kippstufe 116 führt das
wiederhergestellte binär codierte Signal und ist bezeichnet mit Datenausgang. Der Schwellwertdetektor
114 enthält zwei Komparatoren 122 und 124, deren Eingänge über das Widerstandsnetzwerk 110 verbunden
sind. Eine Spitzenwertdetektorschaltung 126 ist ebenfalls über ein Widerstandsnetzwerk 110 verbunden.
Der Spitzenwertdetektor spricht auf Impulse der einen oder anderen Polarität an und erzeugt eine Spannung
beim Empfang von Impulsen an einem Kondensator 128, der mit dem Ausgang des Spitzenwertdetektors
verbunden ist. Der Ausgang des Spitzenwertdetektors ist mit dem Verstärker 104 über die Leitung 106
verbunden und ändert die Verstärkung dieses Verstärkers entsprechend dem Pegel des empfangenen Signals.
Diese automatische Verstärkungssteuerung erlaubt somit Änderungen in der Amplitude des optischen
Signals, die auf Änderungen in den Längen der Faseroptikkabel und dergleichen beruhen. Der Ausgang
des Spitzenwertdetektors 126 ist auch mit einem Eingang eines Komparator 130 verbunden, der das
Ausgangssignal vom Spitzenwertdetektor mit einer Referenzspannungsquelle 132 verbindet. Wenn das
Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors über der Referenzspannung liegt, erzeugt der Komparator 130
ein Ausgangssignal für einen Monitor, der anzeigt, daß das Datenübertragungsglied funktioniert, da Impulse
über diese Leitung empfangen werden.
Mit dem Widerstandsnetzwerk 110 ist auch ein Rückkopplungsverstärker 134 verbunden, um ein
Gleichspannungs-Gegenkopplungssignal an den Strom/
ίο Spannungs-Umformerverstärker abzugeben, wodurch
ein Referenzpegel für den Ruhepegel »1/2« des optischen Signals erzeugt und eine wirksame Wechselspannungskopplung
am Eingang des Verstärkers 102 erzeugt wird, ohne einen großen Reihenkondensator zu
erfordern.
Fig.5 zeigt ein schematisches Diagramm des
Strom/Spannungsverstärkers 102. Eine Diode 100 ist mit der Basis eines Transistors 140 in Emitterschaltung
verbunden, der wiederum mit einem Transistor 142 in Kollektorschaltung verbunden ist. Das Gegenkopplungssignal
auf der Leitung 135 wird auch dem Eingang des Spannungs/Strom-Umformerverstärkers zugeführt.
Das Ausgangssignal des Verstärkers erscheint auf der Leitung 144.
Fig.6 zeigt die Verstärker 104 und 108 sowie das
Widerstandsnetzwerk 110. Das Ausgangssignal vom Verstärker 102 auf der Leitung 144 wird einem Eingang
eines Paares von Transistoren 146 im Differenzverstärker 104 zugeführt. Der andere Eingang des Transistorpaares
146 ist mit einer Referenzspannungsquelle 149 verbunden. Das Ausgangssignal vom Spitzenwertdetektor
auf der Leitung 106 wird den Transistoren des Transistorpaares 148 zugeführt. Der andere Transistor
in dem Paar ist mit einer Referenzspannung von Vcc— 3Vbe verbunden, wobei V^den Spannungsabfall
an dem Basis/Emitterübergang eines Transistors oder an einer in Durchlaßrichtung vorgespannten Diode,
typischerweise 0,7 V bei einer Siliziumdiode, bedeutet. Der Ausgang dieses Verstärkers ist mit einem Paar
AO Dioden verbunden, die wiederum mit den Kollektoren der Transistoren 146 verbunden sind und zur Steuerung
der Verstärkung dieses Verstärkers dienen. Der Ausgang des Verstärkers 104 ist über Leitungen 150 und
152 mit den Differenzeingängen des Verstärkers 108 verbunden. Die Ausgänge des Verstärkers 108 sind mit
dem Widerstandsnetzwerk 110 verbunden, das Widerstände 154, 155, 156 und 157 enthält. Das andere Ende
des Widerstandsnetzwerks ist mit Transistoren 158 und 160 verbunden, deren Basisanschlüsse an eine Referenzspannung
B angeschlossen sind. Das Widerstandsnetzwerk gibt Wechselspannungsausgangssignale ab, die
den Eingangs-lmpulscodesignalen mit den verschiedenen Gleichstromverschiebungen entsprechen, die für
die nachfolgenden Schaltkreise erforderlich sind.
F i g. 7 stellt schematisch einen gleichstrommäßig rückgekoppelten Verstärker 134 dar, dessen Eingänge
Φ und L mit den entsprechenden Punkten auf dem Widerstandsnetzwerk HO verbunden sind. Der Verstärker
134 formt die Spannungsimpulse am Ausgang des Verstärkers 108 in ein Stromsignal um, welches dem
Eingang des Verstärkers 102 über eine Leitung 135 zugeführt wird, um den Ruhepegel in Abhängigkeit von
dem Pegel der empfangenen Impulse einzustellen.
Fig.8 stellt ein schematisches Diagramm des Spitzenwertdetektors 126 dar, dessen Eingänge Qund L
mit einem Transistorpaar 162 und dessen Eingänge Φ und N mit einem Transistorpaar 164 verbunden sind.
Diese differentiellen Transistorpaare sind wiederum mit
einem Paar Transistoren 168 in Emitterfolgeschaltung verbunden, die mit einem Kondensator 128 und einem
Puffertransistor 170 verbunden sind. Das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors wird am Kondensator
128 abgenommen und über den Puffertransistor 170 der Leitung 106 zugeführt
In F i g. 9 ist schematisch der Komparator dargestellt, der das Ausgangssignal des Monitors erzeugt Der
Ausgang des Spitzenwertdetektors ist mit einem Eingang eines Transistorpaares 172 und der andere
Eingang ist zur Aufnahme einer Referenzspannung Vlm von einer Referenzspannungsquelle 132 verbunden.
Wenn das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors größer als Vlm ist, hat das Ausgangssignal des Monitors
174 den hohen Pegel. Wenn das Signal des Spitzenwertdetektors unter Vlm fällt, nimmt das Ausgangssignal des
Monitors den tiefen Pegel an und stellt eine Leitungsunterbrechung dar.
Fig. 10 zeigt schematisch den Schwellwertdetektor 1ί4 und die Kippstufe 116. Der Komparator 122 im
Schwellwertdetektor 114 ist mil den Ausgängen A/iM.d
Φ des Widerstandsnetzwerks 110 und der Komparator 124 mit den Ausgängen L and P verbunden. Diese
Verstärker sind wiederum mit der Kippstufe 116 über Kopplungskondensatoren 118 bzw. 120 verbunden. Der
Ausgang der Kippstufe 116 wird über den Verstärker 176 gepuffert, um einen mit TTL-Schaltungen verträglichen
Datenausgang zu ergeben.
Die F i g. 11 A, 11 B und 11 C stellen Beispiele von
Referenzspannungs- und Stromformen entsprechender Strom- und Spannungsquellen dar, die in den beschriebenen
Schaltungsanordnungen vorkommen.
Hierzu 7 Blatt Zeichnungen
Claims (10)
1. Verfahren zum Übertragen binär codierter information, bei welchem ein binär codiertes Signal
mit einem ersten und einem zweiten Pegel empfangen wird und entsprechend diesem binär
codierten Signal ein Pulscodesignal erzeugt wird, das einen Datenimpuls einer ersten Polarität aufweist,
wenn das binär codierte Signal sich von dem ersten zu dem zweiten Pegel ändert, und einen Datenimpuls
einer zweiten Polarität aufweist, wenn das binär codierte Signal sich von dem zweiten zu dem ersten
Pegel ändert, dadurch gekennzeichnet, daß das Pulscodesignal einen Erneuerungsimpuls (28
oder 32) aufweist, der die gleiche Polarität wie der vorhergehende Datenimpuls hat, wenn während
eines vorbestimmten Zeitintervalle (Tr) kein nachfolgender Datenimpuls auftritt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Erneuerungsimpuls periodisch wiederholt wird, bis ein nachfolgender Datenimpuls
erzeugt worden ist
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Pulscodesignal empfangen und daraus wieder ein
binär codiertes Signal hergestellt wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein Monitorsignal über das
Datenübertragungsglied beim Empfang des Pulscodesignals erzeugt wird.
4. Schaltungsanordnung zur Ausführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche
mit einer Eingabeeinrichtung zur Aufnahme des binär codierten Signals mit einem ersten und
einem zweiten Zustand, dadurch gekennzeichnet, daß ein Impulsgenerator (46, 48, 74) mit dem
Eingang verbunden ist und ein Pulscodesignal erzeugt, das einen Datenimpuls einer ersten
Polarität aufweist, wenn das binär codierte Signal sich von dem ersten zu dem zweiten Zustand ändert,
einen Datenimpuls einer zweiten Polarität enthält, wenn das binär codierte Signal sich von dem zweiten
zu dem ersten Zustand ändert, und einen Erneuerungsimpuls enthält, der die gleiche Polarität wie der
vorhergehende Impuls hat, wenn während eines vorbestimmten Zeitintervalls kein nachfolgender
Impuls auftritt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulserzeuger einen
ersten Datenimpulserzeuger (46) aufweist, welcher einen mit der Eingabeeinrichtung verbundenen
Eingang aufweist, der auf den Übergang des binär codierten Signals von dem ersten in den zweiten
Zustand anspricht, indem er den Datenimpuls der ersten Polarität an einem Ausgang des ersten
Datenpulsgenerators erzeugt, daß der Impulsgenerator einen zweiten Datenimpulsgenerator (48)
aufweist, dessen einer Eingang mit der Eingabeeinrichtung verbunden ist und auf einen Übergang des
binär codierten Signals von dem zweiten in den ersten Zustand anspricht, indem der Datenimpuls
der zweiten Polarität an einem Ausgang des zweiten Datenimpulsgenerators erzeugt wird und eine
lichtemittierende Einrichtung mit den Ausgängen der ersten und zweiten Datenimpulsgeneratoren
verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator
eine Zeitschaltung (74) aufweist, die mit den Eingängen und den Ausgängen der ersten und
zweiten Datenimpulsgeneratoren verbunden ist und einen Datenimpuls von einem der ersten und
zweiten Datenimpulsgeneratoren aufnimmt und ein Signal an den Eingang des Datenimpulsgenerators
abgibt, von dem der Datenimpuls nach einer Verzögerung aufgenommen wurde, die im wesentlichen
gleich dem vorbestimmten Zeitintervall ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 mit
ίο einer Einrichtung zur Aufnahme des Pulscodesignals
zwecks Erzeugung eines wiederhergestellten binär codierten Signals und einer Übertragungseinrichtung
zur Kopplung der vorgenannten Einrichtung mit dem Impulsgenerator, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Monitor mit der Übertragungseinrichtung und der Einrichtung zur Wiederherstellung eines
binär codierten Signals vorgesehen ist und ein Monitorsignal erzeugt, während das Pulscodesignal
empfangen wird.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, bei welcher die Einrichtung zum Wiederherstellen eines
binär codierten Signals eine Eingabeeinrichtung zur Aufnahme des Pulscodesignals und einen mit der
Eingabeeinrichtung verbundenen Signalverstärker aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schwellwertdetektor
(114) einen mit dem Signalverstärker (102, 104, 108) verbundenen Eingang zum Erfassen
der Datenimpulse der ersten und zweiten Polarität aufweist und einen Ausgang zur Anzeige der
Aufnahme eines Datenimpulses der ersten oder zweiten Polarität hat und ein Speicherelement (116)
mit dem Ausgang des Schwellwertdetektors verbunden ist und eine Anzeige der Polarität des zuletzt
aufgenommenen Datenimpulses aufweist
9. Schaltungsanordnungen nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Monitor einen
mit dem Signalverstärker (102, 104, 108) verbundenen Spitzenwertdetektor (126) und einen mit dem
Spitzenwertdetektor verbundenen Schwellwertdetektor (1301 aufweist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, bei welcher die Eingabeeinrichtung einen Photodetektor
und das Speicherelement eine Kippstufe aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalverstärker
eine Verstärkungsstufe (104) mit veränderlicher Verstärkung und einen mit dem Spitzenwertdetektor
verbundenen Steuereingang (106) aufweist.
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| ZA765660B (en) | 1977-08-31 |
| AU2002276A (en) | 1978-06-01 |
| DE2648940A1 (de) | 1977-06-08 |
| FR2333387A1 (fr) | 1977-06-24 |
| JPS5267203A (en) | 1977-06-03 |
| SE414442B (sv) | 1980-07-28 |
| MX3848E (es) | 1981-08-18 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
| 8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |