DE2548762A1

DE2548762A1 - Schaltung zur erzeugung von gleichspannungen aus impulsen

Info

Publication number: DE2548762A1
Application number: DE19752548762
Authority: DE
Inventors: Willy Ing Grad Minner; Bernhard Dipl Ing Rall
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date: 1975-10-31
Filing date: 1975-10-31
Publication date: 1977-05-05

Description

Schaltung zur Erzeugung von Gleichspannungen aus Impulsen
In der Schaltungstechnik besteht oft der Wunsch, digitale Signale in analoge Signale umzuwandeln. In neuerer Zeit werden beispielsweise analoge Schaltungen weitgehend durch digitale Schaltungen ersetzt. Dabei ist es erforderlich, an den Schnittstellen zu weiteren, nicht digital realisierbaren Schaltungen wieder auf analoge Größen überzugehen. Man benötigt also Digital/Analog-Wandler.
Ein Beispiel hierfür liegt bei Funkempfangsgeräten dann vor, wenn einmal gewählte Abstimmungen für verschiedene Sender als Binärzahlen in einem Speicher (z.B. Halbleiterspeicher) gespeichert sind und zur Abstimmung ausgewählt werden können und dann in eine Gleichspannung für Kapazitätsdioden umgewandelt werden müssen.
Bei einer durch die Zeitschrift "Funk-?echnik", 1975, Heft 7, S. 180-184, bekannten Schaltung wird eine Gleichspannung dadurch erzeugt, daß die von einem Oszillator in Form periodischer Impulse erzeugte Rechteckspannung einem Tiefpaß (Integrierglied) zugeführt wird. Es ist ein elektronischer Schalter vorgesehen, der im Takt der Impulsfolgefrequenz eine Batteriespannung über einen Widerstand an den Tiefpaß schaltet. Infolge der integrierenden Wirkung des Tiefpaßes wird der zeitliche Mittelwert der Impulse ausgesiebt, wobei der Analogwert, also die Größe der Gleichspannung am Ausgang des Tiefpaßes, im Tastverhältnis liegt. Zur Erzeugung einer gewünschten Größe der Gleichspannung wird also das durch den Quotienten der Impulsdauer zur Periodendauer bestimmte Tastverhältnis entsprechend gewählt.
Es hat sich jedoch gezeigt, daß die bekannte Schaltung in vielen Fällen unzureichend ist, was im folgenden erläutert werden soll.
Wie bereits zum Ausdruck gebracht, enthält ein Digital/Analog-Wandler einen elektronischen Schalter, der im Takt der Impulsfolgefrequenz f1 eine Batteriespannung UB über einen Widerstand an ein Integrierglied schaltet. Bezeichnet man die Ausschaltzeit des Schalters mitt und die Periodenzeit mit T, so ist die am Ausgang des Integriergliedes vorhandene Gleichspannung UI = UB/T.
Die Gleichspannung UI ist mit einer Wechselspannung UR überlagert, die auch als Ribbelspannung bezeichnet wird. Diese Ribbelspannung entspricht der Impulsfolgefrequenz fI = 1/T. Soll UR klein sein, so muß die Zeitkonstante des Integriergliedes im Verhältnis zur Impulsfolgefrequenz groß sein, d.h. die Grenzfrequenz des das Integrierglied bildenden Tiefpasses muß sehr viel kleiner sein als die Impulsfolgefrequenz f1. Da diese aber - wie weiter unten erläutert - nicht allzu groß gewählt werden kann, muß die Grenzfrequenz relativ niedrig liegen, der Tiefpaß also relativ schmalbandig sein. Dies führt dazu, daß bei einer Änderung des Tastverhältnisses f/ eine relativ lange Zeit benötigt wird, bis die Ausgangsgleichspannung U1 ihren neuen stationären Wert erreicht hat, da die Zeitkonstante bei einem schmalbandigen Tiefpaß relativ groß ist.
Dies soll an einem Beispiel verdeutlicht werden. In diesem Beispiel sollen Gleichspannungen UI innerhalb eines Gleichspannungsbereiches von 0,5 V und 29,5 V in gewünschten Schritten von 3 mV, also 0,500 - 0,503 - 0,506 mV usw., durch Andern des Tastverhältnisses t/D einstellbar sein. Die Schritte von 3 mV bestimmen die Schrittweite # UI. Die Batteriespannung ÜB soll 30 V betragen. Unter den genannten Bedingungen ergibt sich das Tastververhältnis t/T zu 0,016 für UI = 0,5 Volt und zu 0,983 für U1 = 29,5 Volt.
Für die Schrittweite von # UI = 3 mV beträgt die zugehörige Anderung des Tastverhältnisses ##/T = 1 . 10-4.
Wählt man ## zu 5 psec, was einer Schaltfrequenz von 200 kllz entspricht, so ist die Periodenzeit T = 50 msec, entsprechend einer Impulsfolgefrequenz von 20 Hz. In der Periodenzeit T = 50 msec sind also 10.000 mal die 5 psec enthalten, so daß 10.000 um 3 mV unterschiedliche Gleichspannungen erzeugt werden können. Die kleinste Anderung (z.B. Erhöhung) einer Gleichspannung UI um #UI = 3 mV erfolgt dadurch, daß die die genannte Gleichspannung UI erzeugenden periodischen Impulse in ihrer Zeitdauer um it = 5 µsec verlängert werden. Soll hierbei die Ribbelspannung UR etwa 3 mVss (von Spitze zu Spitze) betragen, benötigt man bei einem 5-gliedrigen RC-Glied eine Zeitkonstante des Integriergliedes, die erst nach etwa 5 Sekunden einen stationären Wert der Ausgangsgleichspannung UI ergibt. Diese große Einschwingzeit ist jedoch nachteilig, insbesondere bei einem Wechsel von einer ersten auf eine zweite gewünschte Gleichspannung. Bei der bekannten Schaltung wird also bei einer Änderung des Tastverhältnisses t/T eine relativ lange Zeit benötigt, bis die Ausgangsgleichspannung ihren stationären Wert erreicht hat.
Man könnte zwar daran denken, die Impulsfolgefrequenz zu erhöhen und damit die Periodenzeit T zu verkleinern, so daß ein Tiefpaß mit höherer Grenzfrequenz, d.h. kleinerer Einschwingzeit verwendet werden könnte. Jedoch sind der Erhöhung der Frequenz bei der bekannten Schaltung Grenzen gesetzt, da die Genauigkeit der analogen Spannung und die geforderte große um A UI verschiedene Anzahl gewünschter Werte verschiedener Gleichspannungswerte eine relativ große Periodenzeit g erfordern, und deshalb eine zur Beseitigung der erwahnten Nachteile erwünschte Verkleinerung von T nicht zulassen. Es ist auch zu berücksichtigen, daß bei geringerer Periodenzeit T auch das erwähnte Nindestzeitintervall At verkleinert werden müßte, wobei man unter Umständen auf eine technologische bedingte Mindestgröße für ## stoßen würde. Andererseits ist die Verkleinerung von T nicht möglich, wenn konstant bleibt, da in diesem Fall der gewünschte kleinste Wert von t #UI der Gleichspannung nicht mehr zu erreichen ist.
Eine große Genauigkeit der Gleichspannung, d.h. eine kleine Ribbelspannung UR wird beispielsweise dann gefordert, wenn sie als Abstimmspannung eines Rundfunk- oder Fernsehgerätes dienen soll. Um die Welligkeit der Gleichspannung am Ausgang des Tiefpasses in annehlTharen Grenzen halten zu können, sind hierfür bei der bekannten Schaltung teure Tiefpässe mit großem Aufwand erforderlich, deren Grenzfrequenz relativ gering ist und deren Filterflanke sehr steil verläuft, wobei die Einschwingzeit nachteilig lang ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zur Erzeugung von Gleichspannungen aus Impulsen zu schaffen, bei der die Gleichspannungen eine geringe Welligkeit aufweisen und sehr genau einstellbar sind, ohne daß die Einschwingzeit groß ist und aufwendige Tiefpässe verwendet werden.
Die Erfindung geht aus von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzten Schaltung. Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die im Kennzeichen beschriebenen Maßnahmen.
Bei der Erfindung wird also zunächst von einer bestimmten minimalen Periodenzeit T ausgegangen, die sich durch die Formel ausdrücken läßt. Der Ausdruck (Umax - Umin) beschreibt den Gleichspannungsbereich, der die gewünschten zu erzeugenden Gleichspannungen umfaßt. Es wird weiter davon ausgegangen, daß eine bestimmte Schrittweite AUI gefordert ist, der ein Nindestzeitintervall at zugeordnet ist. Die Zuordnung besteht darin, daß ein Impuls von der Zeitdauer AZ , der innerhalb der Periodenzeit 2 einmal auftritt, gerade eine Gleichspannung von der Größe #UI erzeugt. Die Zeitdauer at ist demnach die Zeitdauer des kleinsten erforderlichen Impulses. Die oben erwähnte Formel sagt aus, daß die Periodenzeit 2 mindestens so lang sein muß, daß darin der kleinste Impuls der Zeitdauer A<C so oft untergebracht werden kann, wie Schritte # UI gefordert sind* Die Periodenzeit T ist also gleich dem Produkt aus At multipliziert mit der Anzahl M der in dem Gleichspannungsbereich gewünschten verschiedenen Gleichspannungswerte (T = M . ## mit M . #UI = (Umax - Umin)) Bei der Erfindung wird nun eine Gleichspannung nicht wie bei der bekannten Schaltung durch einen Einzelimpuls pro Periodenzeit 2, sondern durch mehrere über die Periodenzeit T verteilte Impulse gewonnen, die dem Integmationsglied, z.B. einem Tiefpaß, zugeführt werden. Der Flächeninhalt der Impulse I, die in der Periodenzeit 2 dem Integrierglied zugeführt werden, ist für je eine Gleichspannung gleich dem Flächeninhalt des Einzelimpulses, der bei der bekannten Schaltung in der Periodenzeit T dem Integrierglied zugeführt wird um die jeweils gleiche Gleichspannung zu erhalten (Anspruch 2). Da der Einzelimpuls, der bei der bekannten Schaltung in der Periodenzeit g auftritt, nach der Erfindung sozusagen in viele Impulse aufgeteilt wird, ist die Summe dieser Impulsdauern gleich der Impulsdauer des Einzelimpulses. Die auf die Periodenzeit 2 verteilten Impulse erzeugen den gleichen Wert der Gleichspannung wie der Einzelimpuls. Da diese Gleichspannung jedoch aus vielen kleineren Impulsen innerhalb derjenigen Periodenzeit 2, die man auch bei der bekannten Schaltung zugrunde legen würde, erzeugt wird, ist die ihr überlagerte Restwechselspannung (Ribbelspannung) sehr viel geringer.
Bei der Erfindung ist es also in vorteilhafter Weise möglich, einen Tiefpaß mit relativ großer Bandbreite, also mit relativ hoher Grenzfrequenz, zu verwenden, wodurch die Einschwingzeit verringert wird. Die Bandbreite kann deshalb groß sein, weil die Spektrallinien der dem Tiefpaß zugeführten Impulse bei höheren Frequenzen liegen als bei nur einen Einzelimpuls innerhalb der erwähnten Periodenzeit T. Die Periodenzeit T kann bei Anwendung der Erfindung groß genug im Sinne der erforderlichen Genauigkeit gemacht werden, so daß trotz geringer Ribbelspannung und trotz geringer Einschwingzeit des Tiefpasses genügend viele um a U unterschiedliche Gleichspannungen erzeugt werden können.
Die Nachteile der bekannten Schaltung, bei der eine Impulsdauermodulation mit variablem t und konstantem T stattfindet, können nach der Erfindung beispielsweise beseitigt werden, wenn die Zeitdauer t der mehreren auf die Periodenzeit T verteilten Impulse I konstant gehalten und die Periodendauer entsprechend der gewünschten Gleichspannung variiert werden. (Anspruch 4). Um die in diesem Fall variable Periodendauer von der konstanten Periodenzeit T zu unterscheiden, innerhalb der die mehreren Impulse auftreten, wird die variable Periodendauer, die gleich der Zeitdauer zwischen dem Einsatz zweier auSeinanderfolgender Impulse ist und in Abhängigkeit von der am Ausgang des Integrationsgliedes gewünschten Abstimmspannung variiert wird, im folgenden anstelle von T mit T' bezeichnet. Wählt man z.B. die konstante Zeitdauer t für die Impulse I gleich t 5 Fzsec, so ist gemäß der Beziehung UI = UB Z/T (mit UB = 30 V) für Durch die Periodendauermodulation (der Periodendauer T') ist hier z.B. die Impulsfolgefrequenz gegenüber der Impulsdauermodulation bei der bekannten Schaltung bei sonst gleichen Verhältnissen um den Faktor 166,66, der sich aus dem Verhältnis von T = 50 msec zu T' = 0,3 msec ergibt, gestiegen. Dies erlaubt für eine Ribbelspannung von UR = 3 mVss die Zeitkonstante der Integrierglieder um den genannten Faktor zu reduzieren, so daß die Einschwingzeit auf einen stationären Wert der Ausgangsgleichspannung nur noch etwa 507isec beträgt.
Andere vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
An Hand der Zeichnung wird die Erfindung nachstehend näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein bekanntes Impulsdiagramm, Fig. 2 einen bekannten elektronischen Schalter mit' nachfolgendem Tiefpaß, Fig. 3 Prinzip-Impulsdiagramme gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, Fig. 4-6 je ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung, Fig. 7 Impulsdiagramme zur Schaltung gemäß Fig. 6, Fig. 8 eine mit Binärteilern aufgebaute Teilerstufe, Fig. 9 ein Schema für die logischen Zustände eines speziell organisierten 5-Bit-Binär-Teilers an dessen Ausgangskletnmen in Abhängigkeit seines Zählerstandes, Fig. 10 eine graphische Darstellung der sich bei Verwendung des Teilers gemäß Fig. 8 ergebenden Frequenz in Abhängigkeit von der erzeugten Gleichspannung, Fig. 11 eine Schaltung zur Erzeugung von Impulsen veränderbarer Impulsbreite nach einer anderen Ausführungsform der Erfindung, Fig. 12 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung und Fig. 13-15 graphische Darstellungen zur Erläuterung der Fig. 12.
Zum besseren Verständnis der Erfindung wird nachfolgend an Hand von Fig. 1 zunächst ein bekanntes Impulsdiagramm beschrieben. In Fig. 1a ist eine Impulsfolge periodischer Impulse dargestellt, deren Impulsbreite mit' bezeichnet ist. Diese Einzelimpulse, die innerhalb der Periodenzeit T je einmal auftreten, werden in Fig. 2 in bekannter Weise einem Tiefpaß 3-8 zugeführt, indem ein elektronischer Schalter 1,2 mit entsprechenden Impulsen angesteuert wird. Die Fläche des Einzelimpulses ist ein Haß für die Größe der am Ausgang des Tiefpasses entstehenden Gleichspannung UI.
Diese läßt sich bekanntlich nach der Formel UI = #/T . Umax errechnen, wobei Umax die Amplitude des Impulses ist, deren Größe hier gleich der Spannung UB in Fig. 2 ist. Während die Einzelimpulse gemäß Fig. 1a eine relativ kleine Gleichspannung h erzeugen, wird auf Grund der Impulse in Fig. Ib wegen der größeren Impulsdauer # bei gleichbleibender Periodenzeit T eine größere Gleichspannung erzeugt. Die Impulsdauer durch in Fig. 1b unterscheidet sich von der Impulsdauer in Fig. 1a durch mehrere Mindestzeitintervalle ##, wobei ## die kleinste diskrete Schrittweite zur Änderung der Impulsbreite darstellt (gestrichelt in Fig. 1a gezeichnet). tVie bereits eingangs erwähnt, stellt sich jedoch bei der bekannten Schaltung der neue Gleichspannungswert bei einem Wechsel der Impulsdauer von Fig. 1a auf die Impulsdauer nach Fig. 1b wegen der Einschwingzeit des Tiefpasses erst nach relativ langer Zeit ein.
In Fig. 3a ist zu erkennen, daß nach der Erfindung beispielsweise der in Fig. 1a gezeigte Einzelimpuls (gemeint ist der eine Impuls innerhalb der Periodenzeit T) praktisch in mehrere Impulse I aufgeteilt ist, die über die gesamte Periodenzeit g verteilt sind und deren Nindestimpulsdauer # gleich dem Mindestzeitintervall ## sein kann.
Die drei Impulse I in Fig. 3a, deren Impulsdauer z.B. gleich dem Mindestzeitintervall d ist, haben zusammen den gleichen Flächeninhalt wie der Einzelimpuls in Fig. 1a. Für einen einzigen Schritt # UI der Gleichspannung, für den man bei der bekannten Schaltung den Einzelimpuls in Fig. 1a innerhalb der Periodenzeit T um ## verbreitern würde, wird bei Anwendung der Erfindung gemäß Fig. 3b ein weiterer Impuls I mit der Impulsdauer d innerhalb der Periodenzeit T hinzugefügt. Entsprechendes gilt für weitere Schritte, bis für die maximale Gleichspannung Umax alle Zwischenräume ausgefüllt sind. Die Summe der Flächeninhalte der vier Impulse I in Fig. 3b ist gleich dem Flächeninhalt des um at verbreiterten Einzelimpulses in Fig. 1a.
Die Fig. 1 und 3 dienen zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Prinzips. Tatsächlich ist das Mindestzeitintervall t im Verhältnis zur Periodenzeit T in der Praxis sehr viel kleiner als dargestellt.
Während die Periodenzeit T der Fig. 3 gegenüber der Periodenzeit der Fig. 1 nicht geändert zu werden braucht und nach Festlegung konstant gehalten wird, wird die Zeitdauer T' in Fig. 3 zwischen dem Einsatz zweier aufeinanderfolgender Impulse I in Abhängigkeit von der am Ausgang des Integrationsgliedes gewünschten Gleichspannung variiert, während die Impulsdauern der Impulse 1 konstant bleiben. Die Periodenzeit T errechnet sich aus der Beziehung T = (Umax - Umin) . ##/ #U, wenn ## die kleinste Zeitdauer eines Impulses, AU die gewünschte kleinste Schrittweite der Gleichspannung und (Umax - Umin) der gewünschte Gleichspannungsbereich sind. TX ergibt sich in Abhängigkeit von der am Ausgang des Integrationsgliedes gewünschten Gleichspannung U1 aus der Beziehung T' = (Umax - Umin) at / I Die Aufteilung der vielen Impulse I innerhalb der Periodenzeit g braucht nicht gleichmäßig zu erfolgen. Es besteht auch die Möglichkeit, die Impulsdauer der auf die Periodenzeit T verteilten Impulse unterschiedlich zu wählen und dabei eine konstante Anzahl von Impulsen innerhalb der Periodenzeit T vorzusehen (Fig.11, 13). Eine andere Möglichkeit ist, wie oben beschrieben, dadurch gegeben, die Impulsdauern aller Impulse gleichbleibend zu wählen, und lediglich die Anzahl der Impulse entsprechend dem gewünschten Gleichspannungswert zu verändern. In jedem Fall wird die Gleichspannung durch eine relativ große Anzahl von Impulsen innerhalb der Periodenzeit T erzeugt, so daß sich nur eine geringe Restwechselspannung (Ribbelspannung) ergibt (nur bei der kleinsten Gleichspannung von der Größe # U1 ist innerhalb der Periodenzeit T ein einziger Impuls der Impulsdauer A # vorhanden. Dieser Impuls wird vorteilhaft in der Mitte der Periodenzeit T angeordnet).
Da die Periodenzeit T gegenüber derjenigen aus Fig. 1 nicht geändert zu werden braucht, können auch ausreichend viele Zwischenwerte der Gleichspannung mit großer Genauigkeit erzeugt werden.
Eine große Genauigkeit der Gleichspannung wird beispielsweise gefordert, wenn sie als Abstimmspannung eines Fernsehgerätes mit Kapazitätsdio-den verwendet werden soll. Bei einem möglichen Gleichspannungsbereich von 0...30 V und einem Abstimmbereich von z.B. 400 MHZ beträgt die dbstimmschrittweite 40 kHz/3mV. Die 40 kHz ergeben sich aus der Tatsache, daß das menschliche Auge bei der vorgegebenen Norm etwa eine 40 kHz-Änderung benötigt, um eine Änderung am Bildschirm feststellen zu können. Nit einer minimalen Änderungsfrequenz von 40 kHz ergeben sich für einen 400 1Hz-Bereich 10.000 Schritte (400 MHz : 40 ki = 10.000).
Diesen 10.000 Schritten entspricht bei einem Spannungsbereich von 0 bis 30 V eine Spannungsschrittweite von bUI = 3 mV (30 V 10.000 = 3 mV). Dementsprechend sind also 10.000 verschiedene Gleichspannungswerte innerhalb der Periodenzeit T zu realisieren.
Diese Genauigkeit ist bei dem bekannten Digital/Analog-Wandler nur mit einer relativ großen Periodenzeit von beispielsweise T = 50 msec zu erreichen, wenn ein Mindestzeitintervall ## von 5 sec vorausgesetzt wird. Zur Siebung der Ribbelspannung auf einen vertretbaren Wert (z.B. 3 mV) werden deshalb bei der bekannten Schaltung Filter benötigt, die bei T = 50 msec eine relativ große, für die genannte Anwendung z.B. nicht vertretbare Einschwingzeit (im Beispiel etwa'5 sec) aufweisen.
Bei der Erfindung hingegen kann die Einschwingzeit trotz der geforderten Genauigkeit erheblich verringert werden, z.B. auf 0,2 Sekunden. Dieser Wert ist für die Abstimmung beim Wechsel von einem Sender auf einen anderen als ausreichend kurz anzusehen. Da das Spektrum der erfindungsgemäß auf die Periodenzeit T verteilten Impulse im wesentlichen im Bereich höherer Frequenzen liegt, ergibt sich ohne großen Filteraufwand nur eine sehr geringe Restwechselspannung, die beispielsweise fast in der Größenordnung der erwähnten Schrittweite von 3 mV liegt. Als Filter kann bei der Erfindung beispielsweise ein aus zwei RO-Gliedern bestehender Tiefpaß verwendet werden.
Bei der nachfolgend an Hand der Fig. 4 erläuterten Ausfahrungsform einer erfindungsgemäßen Schaltung werden möglichst gleichmäßig verteilte viele Impulse konstanter Impulsdauer (Impulsbreite) erzeugt, wobei die Größte der gewünschten Gleichspannung durch die Anzahl dieser Impulse innerhalb der Periodenzeit T gegeben ist.
Bezüglich der Abstände der Impulse zueinander findet also eine Periodendauermodulation statt, wobei hier unter der Periodendauer D' die Periode - also der Abstand - der vielen kleinen Impulse zu verstehen ist (vgl. Fig. 3). Unter der Voraussetzung, daß die Abstimmspannung zwischen O und 30 V variierbar sein soll, daß die Spannungsschrittweite # UI = 3 mV beträgt und daß die Impulse eine Impulsdauer # von 5 µsec haben, die dem Mindestzeitintervall ## entspricht, muß die Periodendauer T' zwischen 0,3 msec (entsprechend 3,33 kHz) und 5,08571sec (entsprechend 197,706 kHz) variierbar sein. Die Periodenzeit T,innerhalb derer die Impulse verteilt angeordnet werden, beträgt T = 10.000' 5 µsec= 50 msec, weil # #UI = 3 mV 10.000 mal in dem Gleichspannungsbereich 0...30 V enthalten ist.
Die genannten Frequenzen werden in Fig. 4 durch Mischung (Differenzbildung f2 - f1) der von einem Oszillator 10 erzeugten Frequenz f1 von z.B. 16 MHz und der Frequenz f2 eines AFC-Oszillators 11, der mittels einer Nachstimmspannung zwischen 16,033 MHz und 17,977 ritiz nachgestimmt werden kann, gebildet. Durch einen Tiefpaß 12 erfolgt eine solche Siebung der Mischprodukte, daß am Ausgang des Tiefpasses 12 die Differenz f2 - f1 auftritt. Dem Tiefpaß ist ein 10:1-Teiler 13 nachgeschaltet, an dessen Ausgang die gewünschten Frequenzen fIN zwischen 3,33 kHz und 197,706 kHz erscheinen. Die jeweilige Frequenz fIN wird einem getriggerten monostabilen Multivibrator 14 zugeführt, der Ausgangsimpulse von 5/usec Dauer mit der Folgefrequenz fIN erzeugt und diese dem Digital/Analog-Wandler 15 zuführt. Die nach dem Integrationsglied 16 erhaltene Ausgangsgleichspannung UI wird z.B. den Tuner 17 eines nicht dargestellten Fernsehempfängers zugeführt, der mit Varicapabstimmung arbeitet und ii Abhängigkeit von der angelegten Spannung UI den Empfänger auf die gewünschte mpfangsfrequenz abstimmt.
Die Frequenz fIN wird außerdem zur Gewinnung der Nachstimmspannung für den AFC-Cszillator 11 einem programmierbaren Frequenzteiler 18 zugeführt, der entsprechend dem gewählten Wert einer Zahl M die anliegende Frequenz fIN in die Ausgangsfrequenz M fOUT = fIN .
10.000 teilt, wobei II als ganzzahliger Wert programmiert werden kann.
Die Zahl M kann einen ganzzahligen Wert zwischen 0.. .9999 annehmen, gibt also die Anzahl der Schritte # zUI (hier 10.000 Schritte) an. Die Zahl H bestimmt demnach den Wert der gewünschten Gleichspailnung U11 wobei 10.000 verschiedene Werte möglich sind. Jedem Wert von N ist eine bestimmte Frequenz fß1 d.h., eine bestimmte Anzahl von Impulsen der Impulsbreite ## = 5 µsec innerhalb der gewählten Periodenzeit T, zugeordnet.
Zur Erzeugung der dem Wert von H zugeordneten Frequenz fIg wird die Ausgangsfrequenz fOUT mit der von einem Referenzoszillator 20 erzeugten Referenzfrequenz von 3 kHz in einem sogenannten PLL-Phasenregelkreis 9 verglichen. Der PLL-Phasenregelkreis 9 erzeugt eine Spannung, deren Wert sich nach der Größe der Abweichung der Frequenz fOUT von der Referenzfrequenz 3 kHz richtet.
Diese aufgrund der Abweichung erzeugte Spannung beeinflußt die Frequenz f2 des AFC-Oszillators 11 in einem die Abweichung verringernden Sinne. Die Spannung wird über einen Digital/Analog-Wandler 21 dem AFC-Oszillator 11 als Nachstimmspannung zugeführt.
Hierdurch wird eine f2-Frequenz erzwungen, die entsprechend dem programmierten Teilerwert die gewünschte fIN-Frequenz ergibt, weil ist und weil fOUT durch den PLL-Phasenregelkreis 9 auf 3 kHz Referenzoszillatorfrequenz gezogen wird. Wenn fOUT = 3 kHz ist, ist keine Nachstimmung des AFC-Oszillators 11 mehr erforderlich.
Die Frequenz f2 des AFC-Oszillators 11 wird automatisch auf einen solchen Inert geregelt, bis sich die Frequenz IN gemäß der zuletzt genannten Formel ergibt. Die Zahl Die Ausgangsgleichspannung des Digital/Analog-\Jandlers in Qbahängigkeit von N ist UI = 30 V . 5 µsec . 3 kHz. 10 = 4,500 M N wenn Uß = 30 V beträgt. Das Integrationsglied 21a, welches in dem dem PLL-Phasenregelkreis 9 nachgeschalteten Digital/Analog-Wandler 21 eingesetzt ist, muß ebenfalls die Ribbelspannung auf der AFC-Nachstimmspannung auf eine nicht störende Amplitude mindern, wodurch sich eine Erhöhung der Einschwingzeit der Ausgangsgleichspannung U- des gesamten Systems auf etwa 0,15 sec ergibt.
Die Schrittweite #UI der Ausgangsgleichspannung UI ist bei der in Fig. 4 gezeigten Schaltung nicht konstant, weil sich z.B.
bei UI = 29,5 V eine Schrittweite 4500 4500 #UI| = - # 193 mV ergibt, 29,5 V während z.B. für UI = 0,5 V die Schrittweite 4500 4500 #UI = - # 55,6 µV 9000 8999 0.5 V beträgt. Die Ursache der hier auftretenden unterschiedlichen Schrittweiten liegt allein in der speziellen Schaltung gemäß Fig. 4 und hat nichts mit dem Prinzip der Erfindung zu tun.
Eine andere Ausführungsform der Erfindung, bei der die erwähnte Schrittweite konstant ist, ist in den Fig. 5 und 6 dargestellt, wobei Fig. 5 das Prinzipblockschaltbild der Schaltung gemäß Fig. 6 ist. Zwn besseren Verständnis der Schaltung nach Fig. 6 sind in Fig. 7 die Impulsformen an den in Fig. 5 durch eingekreiste kleine Buchstaben gekennzeichneten otellen gezeigt. Die Schaltung gemäß Fig. 5 zeichnet sich durch ihre Einfachheit, durch geringe Einschwingzeit bei guter Unterdrückung der Ribbelspannung und konstanter Schrittweite der Ausgangsgleichspannung auf. Ferner ist die Stabilität des Referenzoszillators 22 von untergeordneter Bedeutung, weil Frequenzabweichungen von der Sollfrequenz den ert der Ausgangsgleichspannung theoretisch nicht beeinflussen.
In Fig. 5 wird die Frequenz fRe des Referenzoszillators 22 einem programmierbaren Teiler 18 zugeführt, an dessen Ausgang die Frequenz M fA = fRe .
10.000 auftritt, wobei M wieder als ganzzahliger Wert von 1 bis 9999 progranmiert werden kann. Die Frequenz fA gelangt zu einem Stelleingang b eines Flip-Flops 19, während die Frequenz fRe des Referenzoszillators 22 einem Rückstelleingang c des Flip-Flops 19 zugeführt wird. Am Ausgang des Flip-Flops 19 treten Impulse der Frequenz fF auf.
Das Vorhandensein eines Impulses kann durch eine logische "1" beschrieben werden. Eine logische "O" bedeutet, daß kein Impuls vorhanden ist, die Spannung also etwa 0 V beträgt. Wie weiter unten an Hand der Fig. 6 und 7 verdeutlicht wird, tritt in Fig. 5 am Ausgang des Flip-Flops 19 -111'1-Potential auf, wenn am Stelleingang aufgrund der Impulse der Frequenz fA eine logische "1" anliegt. Die Rückstellung über den Rückstelleingang c durch die Frequenz fRe erfolgt nach einer halben Periode der Frequenz fRe nur dann, wenn am Stelleingang b "0"-Potential liegt (vgl. Fig. 7). Die Ausgangsimpulse des Flip-Flops 19 werden dem Digital/Analog-Wandler 15 mit nachgeschaltetem Integrationsglied 16 zugeführt, dessen ausgangsgleichspannung U den Tuner 17 eines Fernsehempfängers auf die gewünschte Empfangsfrequenz abstimmt. Der programmierbare dekadische Teiler 18, der hier nur als Beispiel dient - binäre Teiler lassen sich ähnlich organisieren - g-ibt entsprechend dem Wert I1 eine bestimmte Anzahl von Impulsen ab. Diese Impulse sind so auf die Zählstellen der einzelnen Zählerstufen (= Teilerstufen) des Teilers 18 verteilt, daß am Ausgang des Flip-Flops 19 die sit dem verwendeten Teiler maximal mögliche höchste Frequenz fF erhalten wird. Dabei ist zu beachten, daß jeder Impuls am Stelleingang b des Flip-Flops 19 auf die Länge von 5/usec (1:200 kHz = 5 µsec) aufgefüllt wird, obgleich die Impulse am Stelleingang b die Länge # = ½ TA = 2,5 µsec mit TA= 1:fA = 1:200 kHz = 5 Zsec haben. Die Impulsdauer der Impulse an Stelleingang b beträgt also 2,5 sec. Dagegen ist die Impulsbreite der Impulse am Ausgang des Flip-Flops 19 5/usec.
Anhand der Fig. 6 und Fig. 7 werden die oben beschriebenen Zusammenhänge naher erläutert. Die in Fig. 7 gezeigten Impulsformen treten an den zugehörigen, in Fig. 6 durch die eingekreisten Buchstaben gekennzeichneten Stellen auf.
In Fig. 6, in den eine Schaltung nach dem Prinzip gemäß Fig. 5 dargestellt ist, werden über eine Eingangsklemme 40 die in Fig. 7 bei (a) dargestellten Impulse der Teilerstufe 18 zugeführt, die aus vier voreinstellbaren Dzimal-Tei].erstufen 43-46 besteht. Die Eingangsfrequenz der Impulse beträgt beispielsweise Re = 200 kHz. über die Teilerstufe 18 kann die Eingangsfrequenz wie folgt in eine Frequenz fA geteilt werden: fA = FRe .
10.000, wobei M = 0.. .9999 wahlweise über Speicher 48 oder 49 eingestellt werden kann. Die Genauigkeit der zu erzeugenden Gleichspannung ist also so groß vorgegeben, daß 9999 Zwischenwerte für die Gleichspannung möglich sind. Die vorhandenen Ausgänge der Deziral-Teilerstufen 43...46 werden über ein NAND-Gatter 47 zusammengefaßt. Am Ausgang des NAND-Gatters 7 entsteht so das in Fig. 7 bei (b) gezeigte Im!pulsdiagramm, wenn die Dezimal-Teilerstufen 43...46 von dem Speicher 48 entsprechend dessen Speicherinhalt von z.B. sieben, null, null, null voreingestellt worden sind.
In diesem Fall beträgt also M = 7000. Das Teilerverhältnis beträgt hier demnach sieben, d.h. bei zehn Impulsen am Eingang der Teilerstufe 18 treten sieben Impulse am Ausgang der Teilerstufe 18 auf (vgl. Fig. 7 bei (a) und bei (b)).
Die Eingangsfrequenz fRe wird außerdem einer Trenn- und Differenzier-Stufe 50,51 zugeführt, so daß die Ausgangsimpulse dieser Stufe zeitgleich mit den negativen 200 kHz-Impulsflanken sind, wie dies in Fig. 7 bei (c) dargestellt ist. Die Impulse am Ausgang des NAND-Gatters 47 in Fig. 6 und am Ausgang der Trenn- und Differenzier-Stufe 50,51 steuern das triggerbare Flip-Flop 19 an, dessen mit der Basis eines Transistors 53 verbundener Ausgang (d) immer "O"-Potential führt, wenn der Ausgang (b) des NAND-Gatters 47 unabhängig vom Pegel am Ausgang (c) der Trenn-und Differenzier-Stufe 50,51 positiv - also auf "1"-Potential -ist. Nur wenn der Ausgang (b) des NAND-Gatters 47 "0; ist, wird der Ausgang (d) des Flip-Flops 19 mit dem folgenden differenzierten Impuls auf "1"-Signal geschaltet. Für aufeinanderfolgende Impulse am Ausgang (b) des ITAND-Gatters 47 ist der Ausgang (d) des Flip-Flops 19 immer auf "Low"-Signal, wie Fig. 7 bei (d) zeigt.
Das Signal am Ausgang (d) des Flip-Flops 19 steuert eine Verstärker- und Treiberstufe 53,54, die den Schaltertransistor 1 (wie in Fig. 2) schaltet. Der Schaltertransistor 1 ist über seinen Kollektor-iderstand 2 mit einer konstanten Gleichspannung U von beispielsweise 33 Volt verbunden. Zwischen dieser Spannung und seiner Sättigungsspannung von beispielsweise 70 mV schaltet der Schaltertransistor 1 im Grundtakt von hier 5 µsec.
Uber ein durch die beiden RC-Glieder 3,4 und 5,6 gebildetes Integrierglied kann die gewonnene Gleichspannung dem Tuner 17 eines Fernsehgerätes zur Abstimmung mittels einer oder mehrerer Kapazitätsdioden 64 zugeführt werden.
Die Umschaltung von einer kleinen Gleichspannung, z.B. 0,4 V auf eine große Gleichspannung, z.B. 30 V, erfolgte bei einer Realisierung der beschriebenen Schaltung in ca. 0,2 sec. Die Restwechselspannung zwar kleiner als 3 mV. Die Schrittweite der Gleichspannung betrug 3,3 mV. Für das Integrierglied wurden folgende Bauelemente verwendet: Widerstand 3 und 5: 10 k#; Kondensator 4: 1 f , Kondensator 6: 0,2 µF.
Die Sendereinstellung bei einem Fernsehgerät erfolgt in Fig. 6 dadurch, daß man in einem der Speicher 48,49 eine dem gewünschten Sender zugeordnete Zahl für M speichert. Mittels eines Schalters S kann die tibernahne des jeweiligen Speicherinhalts in die Dezimal-Teilerstufen 43-46 bewirkt werden, wodurch diese auf das gewünschte Teilerverhältnis programmiert werden.
Wie bereits erwavhnt, wird durch die Zahl M das Teilerverhältnis der Teilerstufe 18 und damit die Frequenz A bzw. fF bestimmt.
Wird z.B. M zu 165 gewählt, dann ist die Frequenz = 165 - 200 kflz 16500 = 3,3 kHz.
In der Zeit von 1 sec werden also 3300 Impulse mit einer Impulsbreite von NC = 5 sec vom Flip-Flop 19 an den Digital/Analog-Wandler 15 gegeben, so daß bei UB = 30 V eine Ausgangsgleichspannung von 30 V . 5 µsec . 3,3 kHz - 0 495 V 1 sec bzw.
erzeugt wird. Bei dieser Spannung sind die Impulse innerhalb der Periodenzeit T = 50 msec so verteilt, daß zwischen ihnen noch relativ große Abstände - bezogen auf die Impulsbreite von 5 7sec - bestehen. Es können demnach noch viele Impulse innerhalb der Periodenzeit T untergebracht werden. Die am Ausgang des Flip-Flops 19 erhaltene Frequenz steigt bei der Schaltung gemäß Fig. 6 mit dem dort verwendeten dekadischen Teilerstufen 43-46 linear bis zu M = 4000 an, wobei 200 kHz 4000 fF = = 80 kHz 10.000 M = 4000 beträgt.
Die Frequenz bleibt bei weiterer Erhöhung von M bis zu Vi = 5999 konstant, obwohl bei der Erhöhung des Wertes von M auch mehr Impulse der Impulsdauer von 5 sec innerhalb der Periodenzeit T erzeugt werden. Die Frequenz kann deshalb konstant bleiben, weil in dem Bereich von M = 4000 bis M = 5999 die zusätzlichen Impulse direkt neben bereits vorhandenen Impulsen angeordnet werden, so daß zwei Impulse der Impulsbreite von 5 µsec zu einem einzigen Impuls der doppelten Impulsbreite von 10 µsec verschmelzen. Bei dem verwendeten dekadischen Teilerstufen werden nämlich ab M -= 4001 zwei benachbarte Zählstellen belegt. Die Anzahl der Impulse in der Periodenzeit T bleibt deshalb zwischen M = 4000 und M = 5999 konstant. jedoch treten dabei Impulse unterschiedlicher Impulsbreite - entweder 5 sec oder 10 µsec - auf, je nachdem welche benachbarten Zählstellen belegt werden. Da bis zu dem Wert M = 4000 die Abstände zwischen den Impulsen größer als 5 sec sind, kann es hier nicht vorkommen, daß durch das Hinzufügen eines Impulses zwischen zwei anderen, drei Impulse miteinander verschmelzen.
Bei dem Wert M = 6000 springt die Ausgangsfrequenz fF auf 40 kHz, weil nunmehr zweimal zwei Zählstellen benachbart belegt sind, und bleibt bis M = 8000 bei 40 kIIz. Innerhalb dieses Bereiches können die zuvor bereits aus zwei 5 µsec-Impulsen zu 10 µsec-Impulsen verschmolzenen Impulse zu Impulsen der Impulsbreite von 15 µsec verschmelzen, wenn ein zusätzlicher Impuls von 5 µsec wegen der Erhöhung von M zugefügt wird. Dies ist auch in Fig. 7 bei (f) zu erkennen, wo der linke Impuls l5jisec breit ist (entspricht drei Impulsen zu 5 µsec) und der Impuls daneben durch Verschmelzung zweier 5 µsec-Impulse entstanden ist.
Ab M = 8001 nimmt die Frequenz fF linear ab mit @F|M = 8000 = 200 kHz (1 - 10.000 ), so daß die Frequenz fF für M = 9853 = 200 kHz (1-0,9853)=200 kHz . 0,0165= 3,3 kHz fF| M = 9853 beträgt.
Die Ausgangsspannung bei M = 9853 ist Es wäre zwar möglich, anders als mit der Schaltung gemäß Fig. 6 mit den dort verwendeten Teilerstufen 43-46, die Frequenz F - und damit die Anzahl der 5 µsec-Impulse innerhalb der Periodenzeit T - auch für größere Werte als M = 4000 zu erhöhen. Man könnte die Anzahl der Impulse z.B. so weit erhöhen, bis der Abstand der Impulse voneinander nur noch 5 µsec beträgt, also gleich der Impulsbreite selbst ist.
Es kann jedoch aus folgenden GrLinden nachteilig sein, die Frequenz fF bis zum maximal möglichen Wert zu erhöhen. In der Praxis sind die Impulse nicht von der in Fig. 3 oder Fig. 7 dargestellten idealen Form. Wegen der endlichen Anstiegszeit und Abfallzeit, die von einen nicht idealen Transistor als Schalter herrühren, sind die Impulse in der Praxis mit einer leicht schräg verlaufenden Anstiegs- und Abfallflanke versehen. Dadurch vergrößert sich der Flächeninhalt der Impulse um einen geringen Betrag. Da der Flächeninhalt der Impulse aber auch ein Maß für die durch Integration gewonnene Spannung ist, führt der größere Flächeninhalt zu einer größeren Spannung. Je größer nun die Anzahl der Impulse innerhalb der @eriodenzeit T ist, umso größer wird der in Form einer höheren Spannung auftretende Fehler Es ist deshalb vorteilhaft, die Frequenz fF nicht bis zum maximal möglichen Wert zu erhöhen, sondern auf einen bestimmten größten Wert zu beschränken, bei dem der beschriebene Fehler vernachlässigbar ist.
Die Ansteuerfrequenz fF des Digital/Analog-Wandlers 15 ist in Fig. 5 im Ausgangsgleichspannungsbereich von 0,5 Nf bis 29,5 V fF 2 3,3 kHz. Wählt man die Zeitkonstante für das Integrierglied so, daß die Ribbelspannung UR = 3 mV ist, beträgt die gemessene Einscfrwingzeit auf einen stationären Wert der Ausgangsgleichspannung U1 etwa 0,2 sec.
Wegen der beschriebenen endlichen Anstiegs- und Abfallzeit eines nicht idealen Schaltertransistors ist es vorteilhaft, die Frequenz fF auf einen bestimmten größten Wert zu beschränken, der bei dem heutigen Stand der Transistortechnologie bei einer optimalen Frequenz fF opt Ä 30 kHz liegt. Dies ist durch Verwendung eines entsprechend organisierten Binärteiiers 18a, 18b, 18c nach Fig. 8 möglich, der anstelle des Dezimalteilers 18 in Fig. 6 eingesetzt wird. Die Frequenz fA ist N = @Re. 8192 mit ganzzahligen Werten N von 0...8191. Durch eine spezielle Organisation und bei normaler üblicher Organisation der beiden 4-Bit-Teiler 18b, 18c ist mit UB = 32 V für z.B. UI = 0,5 V mit M = #### 8192 = 128 die Frequenz f: fF fA = 200 kHz. = 3,125 kHz, 8192 also etwa gleich der Frequenz, die bei Verwendung eines Dezimalteilers erhalten wird. Der hier zugrundeliegende Teiler 18 enthält gemäß Fig. 8 drei Binärteiler 18a, 18b und 18c, von denen der erste Binärteiler 18a, dem über die Leitung 40 die Impulse zugeführt werden, ein 5-Bit-Teiler ist. Die beiden anderen Teiler 18b und 18c, die ebenfalls über die Leitung 40 angesteuert werden, sind 4-Bit-Teiler. Die Ausgänge ,Q' und i" sind über das NAND-Gatter 47 zusammengefaßt, an dessen Ausgang (b) die gewünschte Frequenz fA auftritt.
Der 5-Bit-Teiler 18a weist eine spezielle Organisation auf, die in Fig. 9 erkennbar ist. Die Organisation ist so gewählt, daß eine besondere Belegung der Ausgangsklemmen A-E auftritt. Durch die Kreuze ist in Fig. 9 dargestellt, nach wieviel Impulsen - bzw. bei welchem Zählerstand - an den Ausgangsklemmen A-E ein Impuls (eine logische "1") auftritt. Beispielsweise liegt der Ausgang C auf logisch "1" bei den Zählerständen zwölf, dreizehn, sechsundzwanzig und siebenundzwanzig, während die anderen Ausgänge A,B,D und E "O"-Potential haben. Das in Fig. 9 gezeigte Schema ist entsprechend für die Programmierung des 5-Bit-Teilers 18a anzuwenden. Es fällt auf, daß en jeweils nur einer der Ausgangsklemmen "1"-Potential vorhanden ist, während gleichzeitig die anderen auf logisch "0" liegen.
beiden 4-Bit-meiler 18b, 18c sind normal in üblicher Weise organisiert, so daß ihre Ausgangsklemmen A'-D' und A''-D'' die bei bekannten 4-Bit-Binärteilern übliche logische Belegung aufweisen.
Wie in Fig. 10 gezeigt, steigt bei Verwendung der Binärteiler 18a, 18b, 18c die Frequenz fF bis UI # 3 V monoton auf 18,725 kIIz an. Beim nächsten #UI-Schritt fällt fF auf 12,5 MIz zurück, weil dann zwei 5 µsec-Impulse des 5-Bit-Teilers zu einem 10 /Isec-Ilflpuls verschmolzen werden. Bis zu einer Spannung von UI = 31 V schwankt die Frequenz F zwischen 12,5 und 25 kHz, um bei noch höheren Spannungen UI, die jedoch in der Praxis kaum benötigt werden, wieder abzufallen (Anspruch 16).
Den nachfolgend beschriebenen Fig. 11-15 liegen die in den Ansprüchen B-15 angegebenen Weiterbildungen der Erfindung zugrunde. Zum besseren Verständnis der Fiz. 12 sei zunächst die Schaltung gemäß Fig. 11 erläutert, mit der Impulse erzeugt werden können, deren Impulsbreiten in gewünschter Weise veränderbar sind. Hier soll die Gleichspannung also dadurch erzeugt werden, daß - anders als an Hand der Fig. 4-7 erläutert - die Impulsbreiten der Impulse innerhalb der Periodenzeit T entsprechend dem gewünschten Gleichspannungswert verändert werden. Die Impulsbreiten können sich - wie bereits erwähnt - nur um bestimmte Mindestzeitintervalle ## unterscheiden. Diese Nindestzeitintervalle sind die Taktzeiten eines Impulsgenerators 65 in Fig. 11, der die Impulsverhältniszähler 66 und 67 antreibt. Der Zahler 66 teilt die Taktimpulse auf die Periodenzeit T, die nachfolgend auch als Rahmenlänge T bezeichnet wird, herunter. Mit seiner Ausgangstaktflanke wird die Kippstufe 69 und damit der Transistor 1 (wie in Fig. 2) geschaltet. Gleichzeitig wird dafür gesorgt, daß der Zähler 67 nur bis zu einem Wert M zählt. Das kann durch eine Vergleichsschaltung des Zählermusters des Zählers 67 mit einem (hier nicht gezeigten) Register, das den Wert M enthält, geschehen. Einfacher ist aber die Voreinstellung des Zählers 67 vom Register 68, das den Wert 2n - M als Binärzahl enthält. Der Zähler 67 erhält über das von Taktzeitbeginn geöffnete Gatte 70 die Zählimpulse und zählt vom Wert 2n - M -beginnend M Taktimpulse ab, bis er den Wert 2n erreicht und da mit die Kippstufe 69 wieder zurückwirft. Der Transistor 1 wird wieder leitend nach der Zeit # = M . ## , wenn T = 2n. ## ist.
Das Gitter 70 wird gesperrt bis zum Ende des Intervalls T.
Mit 2n Zeitintervallen tt kann man genau 2n Spannungsschritte #UI erzeugen, wobei #UI = U . 2-n ist. Je größer die geforderte Genauigkeit ist, desto größer muß n werden und desto größer wird T, wenn t t durch die Technologie der Groß-Schaltkreise auf einige µsec nach unten hin beschränkt ist. Für die Abstimmung von Fernsehgeräten ist eine Genauigkeit von z.B. 10-4 erforderlich oder n = 13 (2n = 8192). Das würde bei ## = 5 fis ein T von 40,9 ms ergeben. Ein Tiefpaß, der 10 = 80 db zu unterdrücken hatte, hätte aber sehr große Zeitkonstanten und würde beim Umschalten auf eine neue Einstellung eine Einschwingzeit von vielen Sekunden haben, was unzulässig ist.
Da es nur Zeitintervalle ## geben soll und die Zahl M jeden Wert annehmen kann, ist eine Aufteilung des Impuispaketes # = M . ## in genau gleiche Teile nicht möglich, dann M könnte -ja eine Primzahl sein.
Gemäß Fig. 12 wird deshalb die Periodenzeit T - 2n.## in 2k Unterintervalle aufgeteilt, wobei jedes Unterintervall 2m.##= 2n-k.## lang ist. Ist n = 13 und z.B. k = 7, so ist m = 6. Die Periodenzeit T ist in 128 Unterintervalle mit je 64 Zeitplätzen aufgeteilt worden. Die untere Grenzfrequenz liegt jetzt mit 128- 24,4 Hz = 3,13 kllz - 0,2 msec hoch genug, um mit einfachen Filtern kurze Einschwingzeiten auf 10 4 Genauigkeit zu erhalten. Die Zeit # = M.## wird nun zunächst durch 2k geteilt.
In jedem Unterintervall wird ein Impuls der Grundlänge N. ## erzeugt, wobei N = (M-R).2-k, d.h. die bei der Division durch 2k erhaltene ganze Zahl (ohne Rest R) ist; z.B. M = 3517,N = 27,R=61.
Den Rest R r 61 kann nran den 128 Impulsen zu 27 Schritten am besten so hinzufügen, daß von den 128 Impulsen 128 - 61 = 67 die Länge von 27 Schritten der Zange ## und 61 die Länge von 27 + 1 Schritten haben, wobei die 61 verlängerten Impulse möglichst gleichmäßig auf die 128 Unterint;ervalle zu verteilen sind, um nicht durch Massierung der Restimpulse niederfrequente Spektralkomponenten zu erzeugen, die das Filter nicht mehr ausgleichen kann.
Zum besseren Verständnis wurden bisher die Zahlen M, UM=UI,N und R als Dezimalzehlen dargestellt. Im realisierten System sind sie binär verschlüsselt und im offenbarten Beispiel reine Dualzahlen.

M = 011011 0.111101 = 3617

N R

Die Division einer Dualzahl durch eine Zweierpotenz 2k ist eine reine Kommaverschiebung um den Exponenten k nach links. Die Werte N und R stehen einfach nebeneinander. Man I"U3 sie nur getrennt verarbeiten.
In Fig. 12 ist die aus der Schaltung gemäß Fig. 11 abgeleitete Schaltung hierfür dargestellt. Ohne die mit 71 bezeichnete Impulsverlängerungsschaltung werden die Impulse zur Ausgang des D/A-Wandlers N.## lang. (Es wird das Komplement 1T-1 = 2m-N vom Register 14 in den Zeilen 12 voreingestellt, der dann N-Schritte zählt.) Wird die Impulsverlängerungsschaltung 71 oder eine Schaltung, die einen Zählimpuls zum Zähler 67 unterdrückt, aus einem Restverteiler 72-75 aktiviert, so ist der Ausgang impuls N + 1 Schritte lang. Der Restverteiler 72-75 wird vom k-stufigen Taktteiler 72 gesteuert. Durch das vom Register 75 mit dem Rest R aktivierte Gatterfeld wird festgelegt, welcher "0"-"1" uebergang der Stufen des Zählers 72 eine Impulsverlängerung um 1 .## bewirken soll. Dabei steuern die Stufen der kleinsten Wertigkeit von R die Gatter 74, die an der Teilerstufe mit den seltensten Ubergängen liegt und umgekehrt. Das Verfahren läßt sich für duale und anderweitig binär codierte Zahlenverschlüsselungen und beliebige Stellenzahl anwenden. Beispielsweise kann in integrierter Schaltungstechnik als Zähler 72 ein Synchronzähler verwendet werden, bei dem die Übergänge von "0"-"1" einer Zählerstufe mit Hilfe von Gattern selektiert werden. Kleine Erweiterungen dieser Gatter ermöglichen dann die vom Register 75 gesteuerte Auswahl der Übergänge. Zur Demonstration seiner Wirkungsweise werden in Fig. 14 nur acht Unterintervalle vorgegeben (t ), deren Zählerstellungen des Zählers 72 über den p Spalten stehen. Die Zeilen sind einzelnen Restwerten R vorbehalten.
Die angekreuzten Felder zeigen die Zeitplätze, an denen verlängerte Impulse erzeugt werden (in Fig. 13 sind die Impulse für R = 100 (dual) = 4 dargestellt), indem ein Übergang "0"-"1" durch eines der Gatter 74 (Fig. 12) über das NOR-Gatter 73 die Impulsverlängerung in der Impulsverlängerung-sschaltung 71 um einen Schritt bewirkt. Man sieht, daß in Fig. 14 die Stufe 2° des Registers 75 für R den Übergang "0"-"1" der dritten Stufe des Zählers 72 steuert, die Stufe 21 den der zweiten Stufe und die 22-Stufe den der ersten Stufe des Zählers 72. Die größte Ungleichförmigkeit in der Verteilung, die vorkommen kann, ist 1 bei ungeradzahligem 2 über den Zeitraum von T.
Die Funktion der gleichmäßigen Verteilung der Restimpulse kann auch mit einem der bekannten programmierten Dualzähler z.B. des 7497 in TTL-Technik realisiert werden. Die in Fig. 12 dargestellten Bausteine 72,73 und 74 können durch einen programmierten Binarzahler ersetst werden, wenn die Ausgänge des Registers 75 an die Steuereingänge des Zählers angeschlossen werden und der Ausgang für die geteilte Zählerfrequenz mit der Impulsverlängerungsschaltung 71 verbunden wird.
Zur Abschätzung der verursachten erhöhten Störgeräusche am Ausgang des Filters überlagert man seine Impuls antwort für einen Impuls der Länge ## (76 in Fig. 15) dem gemessenen oder berechneten Wert der normalen Störspannung 77. Da das Filter aber Impulse einer Zeit N.## (OCN<22) bis auf die zulässige Restwelligkeit 78 ausgleichen kann, bleibt der Einfluß dieser Impulsantwort 76 und 77 unter 2 @. U und stört nicht.
Es kann mit geringem technischem Aufwand die günstigste Zeitstruktur für einen Impulsverhältnis-D/A-Wandler hoher Auflösung und kurzer Einschwingzeit gewonnen werden, wobei der Einfluß der Schaltflanke zu einem Minimum gemacht wird.

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e 1. Schaltung zur Erzeugung von innerhalb eines Gleichspannungsbereiches liegenden Gleichspannungen aus Impulsen, die einem Integrierglied zugeführt werden, an dessen Ausgang die Gleichspannungen auftreten, insbesondere zur Erzeugung von Abstimmspannungen eines Fernseh- oder Tonrundfunkgerätes, dadurch gekennzeichnet, daß dem Integrierglied (3-8; 16) innerhalb einer dem gewünschten Gleichspannungsbereich zugeordneten Periodenzeit (T) mehrere Impulse zugeführt werden, wobei die Periodenzeit (T) ## mindestens von der Größe T = (Umax - Umin). ist, wenn #UI (Umax - Umin) der gewünschte Gleichspannungsbereich und ## die kleinste Zeitdauer eines Impulses (I) sind und UI die kleinste, dem kleinsten Impuls ## zugeordnete Uchrittweite ist, un die sich zwei verschiedene Gleichspannungen (UI) mindestens voneinander unterscheiden.
2. Schaltung na.ch anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Summe der Flächeninhalte der auf die Periodenzeit (T) verteilten und eine bestimmte Gleichspannung, (UI) erzeugenden Impulse (I) gleich dem Flächeninhalt desjenigen gedachten Einzelimpulses in der Periodenzeit (T) ist, dessen Impulsdauer (#) die genannte bestimmte Gleichspannung (UI) gemäß der Beziehung UI=Umax, #/T zugeordnet ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse (I) die gleiche Spannungsamplitude haben.
4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Integrationsglied (3-6; 16) zugeführten Impulse (I) die der gegewünschten Schrittweite ( # UI) zugeordneten Impulse mit der kleinsten Zeitdauer (##) sind, und daß die Periodendauer (T') der Impulse (I) und damit die Anzahl dieser Impulse innerhalb der Periodenzeit (T), entsprechend dem gewünschten-Gleichspannungswert (U1) gewählt ist (Fig. 3-6).
5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der auf die Periodenzeit (mi) verteilten Impulse (I) gleichbleibend ist, und daß ihre Impulsbreiten entsprechend dem gewünschten Gleichspannungswert (UI) gewählt sind
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Zeitdauern ( t) der Impulse mindestens um die kleinste Zeitdauer (##) voneinander unterscheiden.
7. Schaltung nach nspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse der um ein Nindestzeitintervall (##) größeren Impulsbreite ungefähr gleichmäßig über die Periodenzeit (T) verteilt sind.
8. Schaltung nach anspruch 5, gekennzeichnet durch eine an sich bekannte digital gesteuerte Impulsverhältniszähleranordnung (67-75), deren Zählverhältnis von außen um einen bestimmten Jert zu vorgegebenen Zeiten verändert werden kann, zur Erzeugung von Impulslängen mit dem ganzzahligen Jert [M/P] ## und einer mit Hilfe von Zahlenverschlüsselur.gen arbeitenden vom Rest R R = M - [M/P] . P ( [M/P] = ganzzahliger Wert von x) gesteuerten Impulsauslrahleinrichturg,die R-Impulse möglichst gleichmäßig in der Periodenzeit (T) vorgesehenen Unterzeitintervallen zuordnet und mit den Impulsen deren Zählverhältnisse um einen festen Wert verändert, wobei M eine ganzzahlige Maßzahl ist, durch die der gewünschte Gleichspannungswert (UI) bestimmt ist.
9. Schaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch die Aufteilung der 2n Taktzeiten (Mindestzeitintervalle ßt ) langen Periodenzeit (T) in P = 2k Unterzeitintervalle, deren Länge 2m.##=2nk.## beträgt, bei dem die Grundläge N der Impulse der Unterzeitintervalle durch die ersten m Bit des Dualwortes für N und der Rest R durch die folgenden k Bit dargestellt wird.
10. Schaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Impulsauswahleinrichtung zur möglichst gleichmäßigen Verteilung der Restimpulse auf die P Unterzeitintervalle mit einem an sich bekannten programmierbaren Zähler (67) oder mit einem Dualzähler, bei dem die Zustandsübergänge einzelner Stufen - gesteuert vom Zustand der Bits des Restwertes R - über eine NOR-Schaltung (73) der Impulsverlängerungseinrichtung (71) zugeführt werden, derart, daß das Restwertbit mit der wertigkeit 20 die Zählerstufenübergänge mit der niedrigsten Frequenz steuert, während die Bits mit den Vielfachen dieser Wertigkeit 2° = 1 die Zählerstufenübergänge mit dem gleichen Vielfachen der niedrigsten Frequenz steuern (Fig.9).
11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die Periodenzeit (2) gleichmäßig verteilten Impulse durch Addition der Impulse der Zeitdauer der Mindestzeitintervalle (##) gebildet sind, deren Anzahl die Impulsbreite bestimmt.
12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die von einem Gszillator (65) erzeugten Taktimpulse mit der Impulsbreite des kleinsten Impulses (##) einer ersten (56) und einer zweiter Dual-Teilerstufe (67) zugeführt werden, dessen Ausgänge je einen Eingang eines Flip-2lops (o9) ansteuern, an dessen Ausgang die gewünschten Impulse entstehen, wobei die erste Teilerstufe (56) den Beginn des Impulses und die zweite Teilerstufe (67) dessen Ende bestimmt.
13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch ge'~ennzeichnet, daß das Deilerverhältnis der ersten Teilerstufe (66) die Länge des Unterzeitintervalls bestimmt.
14. Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Teilerstufe (67) ein voreinstellbarer Zähler ist der über ein erstes Register (68) zu Beginn der Perioden auf einen Wert M-1 1 (Komplement von N-1) voreingestellt wird, wobei N das gewünschte Teilerverhältnis ist, das die Länge der Impulse bestimmt.
15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der zweiten Teilerstufe (67) über eine Impulsverlängerungsschaltung (71) mit dem einen Eingang des Flip-Flops (69) verbunden ist, und daß die Impulsbreite durch die Impulsverlängersschaltung (71) um einen kleinsten Impuls (ist) verlängerbar ist.
16. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der dem Integrierglied (3-6; 16) zugeführten Impulse ein Oszillator (10,11,22) vorgesehen ist, der Rechteckschwingungen der Frequenz 1/## erzeugt, daß die Schwingungen des Oszillators (10,11,22) programmierbaren Dezimal- oder Binärstufen (18) zugeführt werden, wobei die Teilerstufen (18) durch ihre Verknüpfung so organisiert sind, daß am Ausgang eines nachgeschalteten Flip-Flops (19) bei jeder Programmierstellung die optimal mögliche höchste Frequenz fF erhalten wird (Fig. 4,5,8-10).
17. Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Teilerstufen (18) über ein NZND-Gatter (47) mit dem Stelleingang des Flip-Flops (19) verbunden sind, dessen ckstelleingang die Schwingungen des Oszillators (22) um eine halbe Periode versetzt zugeführt sind, so daß die Zeitdauer der Impulse am Ausgang des Flip-Flops (19) mindestens gleich der kleinsten Zeitdauer (At) ist (Fig. 6).