DE2433617A1

DE2433617A1 - Schutzschaltung

Info

Publication number: DE2433617A1
Application number: DE2433617A
Authority: DE
Inventors: Tadao Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1973-07-12
Filing date: 1974-07-12
Publication date: 1975-01-30
Also published as: AU7092174A; JPS561868B2; GB1471673A; DE2433617C2; NL187878C; FR2237342A1; NL187878B; US3935513A; IT1017144B; CA1032230A; JPS5027056A; FR2237342B1; NL7409352A

Description

It 2960

SOFT CORPORATION

Tokyo, Japan

Schutz schaltung

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für wenigstens einen Transistor-Verstärker mit einem Eingangs- und Ausgangs-Anschluß zur Aufnahme eines zu verstärkenden Signals bzw. zur A"bga"be eines Ausgangssignals an eine Last und mit einem ersten Widerstand, der zwischen den Ausgangsanschluß des Verstärkers und ein Ende der Last geschaltet ist, deren anderes Ende an einem Bezugspunkt anliegt.

Es sind "bereits mehrere Schutz schaltungen für Transistor -Verstärker bekannt, die eine Vergleichsschaltung zum Vergleich der Belastungsspannung mit dem Belastungsstrom aufweisen, die jedoch dahingehend einen wesentlichen Nachteil haben, daß sie falsch arbeiten, wenn die Last bzw. der Verbraucher eine Blindlast ist«, Eine bekannte typische Schutzschaltung dieser Art wird nachstehend unter Bezugnahme auf Pig. näher erläutert.

AQ9S8S/1034

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schutzschaltung für Transistor-Verstärker zu schaffen, die den Verstärker bei einer Blindlast schützt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine erste Schaltung mit einem ersten Kondensator, einem zweiten Widerstand und einer ersten Diode, die in Reihenschaltung zum ersten Widerstand angeordnet sind und wobei der erste Kondensator mit einer ersten Gleichspannung einer Polarität im Verhältnis zur am ersten Widerstand anliegenden Spannung bei Vorliegen des positiven halben Zyklus des Ausgangssignals gespeist wird und eine zweite Schaltung mit einer zweiten Diode, einem dritten Widerstand, dem ersten Kondensator und der Last vorgesehen sind, wobei die zweite Diode, der dritte Widerstand, der erste Kondensator und die Last in Reihe geschaltet sind und eine zweite Gleichspannung mit gegenüber der an der Last anliegenden Spannung entgegengesetzter Polarität anlegen, wenn der negative Halbzyklus des Ausgangssignals vorliegt, daß ein erster Transistor mit seiner Basis und seinem Emitter an den ersten Kondensator zur Erzeugung eines Steuersignals in Abhängigkeit von der am ersten Kondensator anliegenden Gleichspannung angeschaltet ist und daß ein zweiter Transistor mit seinem Kollektor-Emitter-· Kreis zwischen den Eingangsanschluß des Verstärkers und den Bezugspunkt geschaltet ist und daß der zweite Transistor das Eingangssignal in Abhängigkeit vom Steuersignal des ersten Transistors zu begrenzen vermag.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

409885/1084

Die erfindungsgemäße Schutzschaltung liefert vorteilhafterweise einen Sperrkreis, der das Eingangssignal in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen an der Last-Impedanz "begrenzt, wenn ein Punkt erreicht wird, an dem eine gefährliche "bzw. schädliche Belastung den Verstärker beaiifschlagt oder wenn ein starker Spannungsa"bfall auftritt. Die Schutzschaltung arbeitet vorteilhafterweise ohne Fehloperation auch in den Fall, wenn eine Blindlast ein vorbestimmtes Maximum überschreitet. Die Schutzschaltung weist eine Detektorschaltung zur Erfassung der Last-Impedanz auf, wobei sie eine einfache Vergleichsschaltung umfasst; ferner ist eine Schaltting zur Feststellung eines starken Spannungsabfalls der Speisespannung vorgesehen; die Schutzschaltung arbeitet in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der Detektorschaltung zur Erfassung der Last-Impedanz sowie der den Spannungsabfall erfassenden Detektorschaltung. Vorteilhafterweise kann außerdem im Ausgangskreis eines Transistors eine wärmeempfindliche Schaltung vorgesehen sein, so daß die Schutzschaltung in Abhängigkeitvon jedem Ausgangssignal der Detektorschaltungen wirksam wird.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine grafische Darstellung der Arbeitsweise einer bekannten Schutzschaltung,

Fig* 2 die Schaltung einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schlitz schaltung,

409885/1084

Fig. JA tmd JB eine G-rundschaltung einer die Last-Impedanz erfassenden Detektorschaltung,in schenatischer Darstellung,

Ms 6 grafische Darstellungen zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Schlitz schaltung, und

Pig. 7 die Schaltung einer abgewandelten Ausfuhrungsfora der Schutzschaltung.

Im folgenden wird eine bekannte Schutzschaltung unter Bezugnahme auf Fig. 1 näher erläutert. Die Begrenzungsbzw. Schutz-Linie der bekannten Schutzschaltung für den Ausgangsstrom I und die Ausgangsspannung Y des Verstärkers wird in Fig. 1 beispielsweise durch eine Linie a dargestellt. In dem Pail, in welchem die Last ein Wirk- . Widerstand oder nahezu Wirk-Widerstände sind, kann die Belastungslinie für die vorgenannten Schutzeigenschaften bei einer derartigen Schutzschaltung durch die Linie b in Fig. 1 dargestellt werden; die Schutzschaltung führt somit eine normale Schutzfunktion aus. Wenn die Last jedoch beispielsweise durch einen Kondensatorlautsprecher bzw. elektrostatischen Lautsprecher gebildet wird, welcher starke Reaktanzkomponenten aufweist, so wird die Belastungslinie durch eine Ellipse c (vgl. Pig. 1) dargestellt und die Ellipsenkurve c schneidet die Begrenzungslinie a. Die Schutzschaltung arbeitet dann in entsprechender Weise. Wenn Jedoch in letzterem Pail die Belastungslinie eine Ellipse c darstellt, überschreitet die Ellipse c für ein kurzes Zeitintervall die Begrenzungslinie a.

409885/1084

Nachstehend werden "bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Fig. 2 "bis 7 näher erläutert. Die erfindungsgemäßen Schutzschaltungen sind insbesondere für einen Transistor-Verstärker vorgesehen.

In Jig. 2 ist die Schaltung einer Ausführungsform einer Schutzschaltung für einen Transistor-Verstärker dargestellt. In Fig. 1 bezeichnen 1 einen Eingangsanschluß für ein zu verstärkendes Signal, welcher über einen Widerstand 2 an den Eingang eines Transistor-Verstärkers 3 angeschlossen ist. Der Verstärker 3 steht mit einem Anschluß 4 zur Spannungszuführung in Verbindung; der Anschluß 4 erhält eine negative Spannung -Vcc, während ein Speisespannungs-Anschluß 5 eine positive Spannung +Vcc erhält; der Verstärker 3 wird somit durch positive und negative Spannungen betrieben. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers liegt über einen Widerstand 6 und eine Last an Masse bzw. Erde.

Ein Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 6 und der Last 7 ist an die Kathode einer Diode 8 angeschlossen, deren Anode über Widerstände 9. und 10 an die Kathode einer weiteren Diode 11 angeschlossen ist, wobei die Anode der Diode 11 an Masse liegt. Der Verbindungspunkt zwischen dem Verstärker 3 und dem Widerstand 6 ist an eine Elektrode eines Kondensators und an den Emitter eines PNP-Transistors 13 angeschaltet. Die andere Elektrode des Kondensators 12 liegt an einem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 9. und 10 sowie an der Basis des Transistors

409885/1084

an.. Die vorstehend erwähnten Schaltungselemente bilden eine Detsktor-Schaltung zur Erfassung des Belastungswiderstandc und wird nachstehend näher erläutert.

Der Kollektor des Transistors 13 liegt an der Basis eines HPlT-Transistors 14 en; die Basis des Transistors 14 ist über einen Widerstand 15 an den Anschluß 4 angeschaltet, wobei der Anschluß 4 eine Speisespannung von -Vcc erhält. Die Basis desTransistors steht ferner über den Widerstand 15 ^m^ den Emitter des Transistors 14 in Verbindung. Ein Kondensator 16 ist parallel zum Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors 14 geschaltet. Wenn der Wert des Widerstands 15 derart gewählt wird, daß der · Transistor 13 in den EIIT-Zustand bzw. Leitzustand geschaltet wird, wird eine Ausgangsspannung des Verstärker s 3 abnehmen und den Transistor 14 in Vorwärtsrichtung bzw. in den Leitzustand vorspannen.

Der Speisespannungs-Anschluß 4 ist an die Kathode einer Diode 17 angeschlossen, deren Anode an der Kathode einer weiteren Diode 18 anliegt; die Anode der Diode 18 liegt über einen Widerstand 19 an Hasse. Es ist weiterhin eine Serienschaltung aus einem wärmeempfindlichen Element, beispielsweise einem Thermistor 20, und einem Widerstand 21 vorgesehen, die zwischen die Kathode der Diode 17 und die Anode der Diode 18 geschaltet, und zwar parallel . zu der Reihenschaltung dieser beiden Dioden. Der Verbindungsptmkt zwischen dem Thermistor 20 und dem

409805/1084

Widerstand 21 liegt über einen Widerstand 22 an einem Verbindungspunkt zwischen den Kollektor des Transistors 14- und dem Kondensator 16 an. Der Kondensator 16 und der Widerstand 22 bilden eine Schaltung zur Lieferung einer Zeitkonstanten.

Der Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors 14 und dem Kondensator 16 ist weiterhin an die Basis eines EPIT-Transistors 23 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand 24-am Speisespannungs-Anschluß 4- anliegt; der Kollektor des Transistors 23 steht über Widerstände 25 und 26 mit dem Anschluß 5 für die Speisespannung +Vcc in Verbindung. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 25 und' 26 liegt an der Anode einer Zener-Diode 27 an, deren Kathode an die Kathode einer weiteren Diode 28 angeschlossen ist; die Anode der Diode 28 liegt an Masse an. Die Verbindung zwischen den Widerständen 25 und 26 liegt weiterhin an der Basis eines EPH-Transistors 29 an, dessen Kollektor an die Verbindung zwischen den Widerstand 2 und dem Verstärker 3 angeschaltet ist; der Emitter des Transistors 29 ist an Masse angeschlossen.

Bei der· oben beschriebenen erfindungsgemäßen Schutzschaltung wird bei Anliegen eines Signals am Eingangs-Anschluß 1 sowie beim Anliegen negativer und positiver Spannungen an den Anschlüssen 4- bzw. 5 die Spannungsdifferenz am Kondensator 12 niedrig sein und der Transistor 13 wird in seinen AUS-Zustand

40988 5/1084

(Sperrzustand) verbracht. Infolgedessen wird an die Basis des Transistors 14 keine Spannung angelegt, so daß sich der Transistor 14 in seinem AUS-Zustand "befindet. Die Elemmenspannung am Kondensator 16 wird daher allmählich auf eine vorbestimmte, durch die Serienschaltung des Thermistors und des Widerstands 21 geteilte . Spannung in Übereinstimmung mit der aus dem Kondensator 16 und dem Widerstand 22 gebildeten Zeitkonstanten-Schaltung ansteigen; die Klemmenspannung wird dann eine Vorspannung zum Vorspannen des Transistors 23 nach einer konstanten Zeitverzögerung von Anlegen der Speisespannung erreichen und den Transistor 23 in dessen Leitzustand schalten. Die Basis des Transistors 29 wird daher vom Anschluß 4 über den Transistors 23 iüit einer negativen Spannung gespeist. Der Transistor 29 wird von dem Speisespannungs-Anschluß 5 nur nit der positiven Spannung über ein Zeitintervall gespeist, welches dem Zeitintervall der aus dem Kondensator 16 und dem Widerstand 22 bestehenden Zeitkonstanten-Schaltung entspricht; infolgedessen wird der Transistor in den Leitzustand verbracht. Das an den Eingang angelegte Signal wird dadurch gesperrt und daran gehindert, an den Eingang "des Verstärkers 3 zu gelangen. ITach einem vorbestimmten Zeitintervall wird der Transistor 23 wieder durchgeschaltet und dem Transistor 29 wird vom Speise-Anschluß 4 eine negative Spannung zugeführt. Wenn eine vorbestimmte negative Zenerspannung, die durch die Zener-Diode 27 festgelegt ist, an den Transistor 29 angelegt wird, schaltet, der Transistor 29 in seinen Sperrzustand um. Das an den

409885/1084

2433S17

Eingang 1 angelegte Signal wird daher den Verstärker 3 zugeführt. Die oben beschriebene Zeitkonstanten-Schaltung kann in den Basis-Snittor-Kreis des Transistors 14 eingesetzt werden.

Da bei der erfindungsgemäßen Schutzschaltung nach einem vorbestimmten konstanten Zeitintervall nach Anlegen der Speisespannung ein Eingangssignal an den Verstärker 3 angelegt wird, kann ein unerwünschtes Knallgeräusch an dem Zeitpunkt vermieden werden, an dem die Speisespannung angelegt wird; darüber hinaus wird ein an den Vorverstärker auftreffender elektrischer Stoß vermieden.

Nachstehend wird die in Fig. 2 dargestellte Detektorschaltung zur Erfassung der Last-Impedanz beschrieben. Wie vorstehend erläutert wurde, wird nach Verstreichen eines vorbestimmten Zeitintervalls nach Zuführung der Speisespannung der Transistor 29 gesperrt und dem Verstärker 3 wird ein Eingangssignal zugeführt, um ein Ausgangssignal zur Steuerung der Last 3 zu erzeugen. Setzt man den Ausgengsstrom des Verstärkers 3 oder den über den Widerstand 6 zur Last fließenden Strom zu i , die Belastungsspannung an der Last 7 zu e und die Werte der Widerstände 6, 9 und 10 zu E_x., E₀ und E,, dann ergibt sich eine der aus den Widerständen 6, 9, 10, den Dioden 8, 11, dem Kondensator 12 und der Last 7 gebildeten Schaltung (Fig. 2) entsprechende Äquivalenzschaltung, wie sie in Fig. 3A dargestellt ist. Der Widerstand 6 ist somit als Spannungsquelle 6' mit einer elektromotorischen Kraft oder einer Spannung i_Q^ und die Last 7

9885/1084

- ίο -

Spannungsquelle 7' mit einer Spannung e dargestellt. Der Kondensator 12 wird somit durch den Ausgang der Sparuaungsquelle 6' aufgeladen und durch den ■ Ausgang der Spannungsquelle 7^f entladen. Mit anderen Worten "bedeutet dies, daß die Spannungen i_QE/] f-nd e_Q durch die Dioden 8 und 11 einer Spitzenwert-G-leichrichtung unterzogen und den Kondensator 12 mit entgegengesetzten Polaritäten zugeführt werden.

Vernachlässigt nan die Durchlaßwiderstände der Dioden 3 und 11 und setzt man die Spannungsabfalle in Vorwärts- bzw. Durchlaßrichtung zu Y_f/. und ^Vf2' ¹^iSt ^s^^ciL ä-ie Äquivalenzschaltimg gemäß Fig. durch die Äquivalenzschaltung in Pig. 3B ersetzen. Dies bedeutet, daß ein Ladestrom i aufgrund einer Spannung IP^i durch den Kondensator 12 fließt (i stellt hierbei den Spitzenwert dar), wobei diese Spannung während einer positiven Halbwelle des Ausgangssignals zur Aufladung des Kondensators 12 mit der in Pig. 3B gezeigten Polarität erzeugt wird. Die Klemmspannung V am Kondensator 12 kann somit durch folgende Gleichung (1) wiedergegeben werden:

V = ILp-B₁ - V_{f 1} - i - E₂ (1)

Während einer negativen Halbwelle bzw. einem negativen halben Zyklus des Ausgangssignals fließt aufgrund einer Belastungsspannung e (Spitzenwert) ein Strom i durch den geschlossenen Kreis, welcher die Widerstände Ep und E^ sowie die Spannungsquelle e enthält, in der in Fig. 3B gezeigten Eich-

409885/1084

2A33617

tung. Da dieser Strom i in einer Richtung fließt., um den Ladestrom i zu verringern, dient dieser Strom i hauptsächlich als Entladungsstrom des Kondensators 12. Unter der Annahme, daß die Lade- und Entladeströme i einen ausgeglichenen Zustand einnehmen, läßt sich folgende Gleichung (2) für den die Elenente e , E_p und E₇ enthaltenden geschlossenen Kreis ableiten:

^ep ⁼ f1 ⁺ f2 ⁺ ^ 2 ⁺ y ^χ ^ '

Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich durch Ersetzen des Stromes i die Gleichung:

¹P

Wenn die Spannung V gemäß Gleichung (3) den Spannungsabfall Vp-cj im Basis-Emitter-Kreis des Transistors überschreitet, wird der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Signal, welches eine Überschreitung oder Überlastung anzeigt bzw. erfasst.·

Setzt man in Gleichung (3) V = V-g-g, dann ergibt sich folgende Gleichung (4-) :

τ? ^ τγ ρ γ T? V

J -Ll L_ J-. C—

09885/1084

^VBE _. ^S3 ^Vf1 ^S2 ^yf2 _ K %

Mit anderen Worten heißt dies, daß die Spannungen i Ti. -und e einer Spitzenwert-Gleichrichtung aufgrund der Dioden 8 und 11 unterworfen werden und durch den Eondensator 12 in eine Gleichspannung unigewandelt werden, so daß die Klemmenspannung V an Kondensator 12 unabhängig von der Phasendifferenz zwischen dem Strom i- und der Spannung e ist; die Spannung V ergibt sich, damit zu einem Wert, der von den Spitzenwerten i und e abhängt,. "bzw. zusammenhängt. Der Paktor Z * e /i umfasst somit nicht nur die Wirkwiderstandskomponente der Last 7 sondern auch, deren Scheinwiderstandskomponente.

Unter der Verwendung der Faktoren Z und K/E. läßt sich die Gleichung (4-) in folgender Weise schreiben:

(5)

^E1 -

Aus der Gleichung (5) laßt sich der Wert der BelastungsimDedanz Z unter der Bedingung i = GO (Z )

P oc?

folgendermaßen ausdrücken:

409885/1084

Wenn die Last-Impedanz Z größer als Z₀₀ aus C-I e ich π r_r

(6) ist, wird der Strom i negativ und der

Transistor '13 ist nicht leitend. Wenn jedoch die Last-Impedanz Z kleiner als Z₀₀ ist - der Stro™. i^ wird dann größer sein als der Strom i gemäß der Gleichung (5) -, so wird der Transistor 13 leitend und erzeugt das Signal, welches die Überschreitung durch die Last anzeigt bzw. erfasst.

Als grafische Darstellung der Gleichung (5) erhält mn Fig. 4. Der Bereich d in Fig. 4 ist derjenige Bereich, in welchem der Transistor 13 leitend ist und das die Überlastung erfassende Signal erzeugt.

Als grafische Darstellung der Gleichung (4) erhält man die grafische Darstellung gemäß Fig. 5· Wenn die Last ein Wirkwiderstand ist, wird der Transistor 13 im Bereich f leitend und erzeugt das die Überlastung erfassende Signal.

Wenn die Last 7 eine Last- bzw. Verbraucher-Imped an ζ darstellt, ist eine geknickte Linie g (Fig. 6) die Begrenzungslinie und ein Bereich h der Begrenzungsbereich. Die Klemmenspannung Y ö.es Kondensators 12 weist dann eine Beziehung zu dem Spitzenstrom i und der Spitzenspannung e auf; wenn eine Belastungslinie bzw. Lastlinie (e. - i _rKennlinie) in Fig. 6 durch die Linie b dargestellt wird, wobei der Verbraucher von einem Wirkwider stand gebildet wird., der gleich dem Impedanzwert des Verbrauchers bzw. der Last ist,

409885/1084

ergeben der Strom i und eine Spannung e des Stroms i bzw. der Spannung e am Kreuzungspunkt Σ zwischen der Linie b und der Begrenzungslinie e einen Bereich, in welchem ein Ausgangssignal abgegeben werden kann. Wenn der Verbraucher eine Impedanz darstellt, wird seine Lastlinie zu einer Ellipse c (in Fig. 6 ist nur ein positiver halber Zyklusbereich dargestellt). Wenn somit die Lastlinie c die Begrenzungslinie e schneidet, wird keine Schutzfunktion bzw. Schutzwirkung erreicht. Hur wenn die Ellipse die abgebogene Linie g schneidet, wird der Transistor 13 leitfähig. Besteht somit eine Phasendifferenz zwischen der Verbraucherspannung und dem Verbraucherstrom, wie es im Falle eines Blind-Verbrauchers der Fall ist, ergibt sich in der Arbeitsweise kein Fehler, jedoch wird ein Signal zur Erfassung einer Überbelac-tung nur dann erhalten, xtfenn die Impedanz des Verbrauchers kleiner als ein vorbestimmter Wert (beispielsweise 1 Ohm), beispielsweise im kurzgeschlossenen Fall, ist.

Wenn der Verbraucher einen Überlastungswert erreicht, der den vorerwähnten eingestellten Wert überschreitet Lind ferner der Transistor 13 in seinen Leitzustand verbracht wird, um ein Signal zur Erfassung der Überlastung zu erzeugen, wird dieses die Überlastung erfassende Signal an die Basis des Transistors 14 ange-* legt. Infolgedessen wird die Spannungsdifferenz des Basis-Emitter-Kreises des Transistors 14 verringert, wodurch dieser in Durchlaßrichtung vorgespannt wird; der Transistor 14 wird dann in seinen Leitzustand umgeschalten. Der Kondensator 16 wird somit durch den

409885/1084

-■15 -

Transistor 14 kurzgeschlossen, um seine gespeicherte Ladung zu entladen; daraufhin wird dor Transistor 23 gesperrt. Der Transistor 29 wird daraufhin wie im !Falle einer Zuführung der Speisespannung leitend und sperrt das Eingangssignal zum Verstärker 3; infolgedessen wird der Verstärker 3 nicht überlastet.

An dem Zeitpunkt, an dom der Überlastungszustand "beendet wird-, wird die Klemmenspannung am Kondensator verringert, der Transistor 13 wird gesperrt, un die Spannungszuführung zur Basis des Transistors 14 zu unterbrechen und dann wird der Transistor 14 wieder gesperrt. Da jedoch der Kondensator 16 entladen ist, wird der Transistor 23 nicht auf Durchgang vorgespannt und wird schließlich nach einer konstanten Zeitperiode wie im Falle einer Zuführung der Speisespannung aufgrund der Zeitkonstanten-Schaltung, "bestehend aus dem Kondensator 16 und dem Widerstand 22, in seinen Leitzustand verbracht. Der Transistor 29 wird gesperrt, so daß ein Eingangssignal wieder an den Verstärker 3 angelegt wird.

Wenn die normale Schutzwirkungsweise gegen eine Überbelastung aufgrund des Zustandes einer kontinuierlichen Überlastung erreicht wird, kann sich im Inneren des Verstärkers 3 Wärme angesammelt ha"ben oder die Temperatur des Verstärkers 3 kann aufgrund des Fehlers während des Gebrauchs hoch werden; infolgedessen könnte der Verstärker 3 "beschädigt werden. In diesem Fall verringert sich der Widerstandswert des-Thermistors 20 ^"ιnd die Spannung am Verbindungspunkt zwischen dem Thermistor 20 und dem Widerstand 21 wird niedrig. Die Basisspannung

409886/1064

des Transistors 23 wird auf diese Weise reduziert trod eier Transistor 23 wird gesperrt, Der Transistor 29 wird infolgedessen durehgeschaltet., wie dies "bei einer Zuführung der Speisespannung der Pail ist, um das Eingangssignal zu sperren-. Das Sperren des Eingangs signals wird hierbei unabhängig von der Zeitkonstant en-Sehaltung und nach einer Beendigung des vorstehend erwähnten Wärmezustands hinsichtlich des Verstärkers 3 ausgeführt; das Eingangssignal wird dann wieder an den Verstärker 3 angelegt.

Mit der erfindungsgeiaäßen Schutzschaltung für Transistor—Verstärker können bei der Versorgung mit einer Speisespannung ein Knall- bzw. P op-Geräusch und ein Stoß hinsichtlich des Vorverstärkers vermieden werden. Wenn an dem Verstärker eine Überbelastung anliegt, wird die - Zuführung eines Eingangssignals zum Verstärker 3 automatisch verhindert, so daß eine Beschädigung des Verstärkers 3 vermieden und die Schaltung geschützt wird. Oa das Eingangssignal nach einem ■torbestimmten Zeitintervall nochmals an den Verstärker angelegt wird, ist keine manuelle Rückstellung erforderlich. In dem Zeitabschnitt, in welchem die Zeitkonstanten-Schaltung wirksam ist, wird der Überlastungszustand verbessert. Wenn der Überlastungs.zustand über eine vorbestimmte Zeitdauer anhält, wird die vorstehend erläuterte Schutzfunktion wiederholt sofort ausgeführt, um die Zuführung des Eingangssignals zum Verstärker in wiederholender Weise zu steuern. Die Schutzfunktion bzw. -wirkungsweise wird außerdem sofort in sich wiederholender Weise ausgeführt, um die Zuführung des Singangssignals zum Verstärker in sich ebenfalls

40 9 885/108

wiederholender Weise zu steuern. Außerdem wird die Schutzfunktion gegen eine Überlastung erfindungsgemäß in dem Fall ohne Fehloperation ausgeführt, in dem die Last bzw. der Verbraucher 7 eine Blind-Impedanz ist, um den Verstärker vor einer Überlastung zu schützen. Bei eirer thermischen Überlastung wird das Eingangssignal automatisch gesperrt; nachdem der Überlastungszustand beendet ist, wird das Eingangssignal wieder zugeführt. Das Eingangssignal wird zur Verhinderung einer Beschädigung des Verstärkers 3 gesperrt, weim sich eine thermische Überlastung sowohl aus inneren Ursachen, beispielsweise' einer kontinuierlichen Überlastung wie auch aufgrund äußerer Ursachen, beispielsweise des Betriebsziistandes, ergibt. Aufgrund der Verwendung eines Schaltelements wird ferner das Ansprech-Zeitintervall klein, so daß die Schutewirkung sehr gut ist. Die Vermeidung des Knall- bzw. Pop-Geräusches und die Schutzwirkung für eine elektrische und thermische Überlastung werden durch eine Schaltung ausgeführt, so· daß eine kleine Zahl an Schaltungselementen erreicht wird.

In Fig. 7 ist eine weitere Ausführungsform der Schutzschaltung für Transistor-Verstärker dargestellt, welche sich für einen Mehrkanalverstärker bzw. Vielbandverstärker, beispielsxieise einen Vier-Eanal-Stereo-Verstärker od. dgl. eignet. Elemente, die den in Fig. 2 dargestellten Elementen entsprechen, sind mit gleichen Bezugsziffern versehen.

Bei der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform sind

409885/1084

- ίο - .

Signal-ICingangsanscKLiiGse 1a, Tb und 1c über Widerstände 2a, 2b "trad 2c an Verstärker Ja, 3ΐ>₅ 3c angepchlossen, von welchen jeder an eine negative und positive Spannungserielle ^LV und 5 angeschlossen ist. Ausgangsanschlüsse der Verstärker 3a, 3b "und 3c liefen ^ über entsprechende Widerstände 6a, 6b, 6c sowie Verbraucher 7ε₅ 7*o tind 7c an' Masse. Die Verbindungen zwischen den Widerständen 6a, 6b, 6c und den Verbrauchern 7a» 7t» 7c sind durch Serienschaltungen von jeweils einer Diode 8a,8b, 8c, einem Widerstand 9a, 9b, 9c, einem Widerstand 10a, 10b, 10c und eine*" Diode 11a, 11b, 11c an Masse gelegt. Die Ver- bindungspunkte zwischen jedem Widerstand 9a, 9b, 9c und dem Widerstand 10a, 10b, 10c sind jeweils-an die Verbindungspunkte zwischen einem Verstärker 3a bis 3c und einem Widerstand 6a bis 6c über einen entsprechenden Kondensator 12a, 12b, 12c angeschlossen. Jede Basis und jeder Emitter von PKP-ITr ans is tor en 13a bis 13c sind jeweils an die Klemmen eines Kondensators 12a bis 12c angeschaltet. Die Kollektoren der Transistoren 13a bis 13c sind mit der Basis des Transistors 14- verbunden. Der Kollektor des Transistors 23 liegt über den Widerstand 25 an der Basis der Transistoren 29a bis 29c an,während deren Emitter jeweils an Masse liegen. Die Kollektoren der Transistoren 29a bis 29c sind jeweils an einen Verbindungspunkt zwischen den Verstärkern 3a "bis 3c und den Widerständen 2a bis 2c angeschlossen. Die Serien- schal tung aus den Thermistoren 20a bis 20c ist zwischen den Widerstand 21 und die Kathode der Diode 17 geschaltet j die Thermistoren 20a bis 20c sind außerdem thermisch mit dem zugeordneten Verstärker 3a bis 3c ge-' koppelt. Die anderen Schaltungsteile entsprechen der in

409885/1084

s- 2 se zeigten Anordnung. Bei der g form gemäß Eic· 7 korn anstelle von ärei Thermistoren 20a "bis 20c ein einziger Thermistor verwendet werden, wenn die Verstärker 3 a Ms 3 c gleiche thermische IDi-τ en schaft en "besitzen.

Wenn "bei der in Pir. 7 dargestellten Ausführuiigsform einer der Verstärker 3 a Ms 3c überlastet wird, werden alle Eingangssignale zu den drei Verstärkern 3a Ms 3c gleichzeitig gesperrt. Da hei dieser Ausführung sfοrm die Transistoren 1*l·, 23, der Kondensator 16, die Widerstände 15, 21, 22, 24-, 25, 26, die Dioden 17, 18, 28, die Zenerdiode 27 und die Anschlüsse 5, 4- für die Speisespannungen, welche den Hauptteil darstellen, gemeinsam "benutzt werden, eignet sich diese Ausführungsform vorteilnaf terwei se für ein Mehrkanalsystem.

Die Ausführungsform gemäß Pig. 7 erreicht die gleiche Wirkung wie die in I¹Xg. 2 dargestellte Schutzschaltung.

Die Erfindung schafft somit eine Schutzschaltung für Transistorverstärker, die insbesondere "bei Verwendung einer Blind-Last fehlerlos arbeitet und auf eine Last-Impedanz sowie auf einen Spannungsstoß der Speisespannung reagiert.

4098*5/1084

Claims

Patentansprüche

Schutζschaltung für wenigstens einen Transistorverstärker mit einem Eingangs- und Ausgangs-Anschluß zur Aufnahme eines zu verstärkenden Signals "bzw. zur Abgabe eines Aus gangs signals an eine Last und mit einem ersten Widerstand, der zwischen den Ausgangsanschluß des Verstärkers und ein Ende der Last geschaltet ist, deren anderes Ende an einem Bezugspunkt anliegt, dadurch. gekennzeich.net, daß eine erste Schaltung (8, 9₅ 12) mit einem ersten Kondensator (12), einem zx^eiten Widerstand (9) und einer ersten Diode (8), die in Reihenschaltung zum ersten Widerstand (6) angeordnet sind und wobei der erste Kondensator (12 ) mit einer ersten Gleichspannung einer Polarität im Verhältnis zur am ersten Widerstand (6) anliegenden Spannung "bei Vorliegen des positiven halten Zyklus des Ausgangssignals gespeist wird und eine zweite Schaltung (7, 10, 11, 12) mit einer zweiten Diode (11), einem dritten Widerstand (10), dem ersten Kondensator (12) und der Last (7) vorgesehen sind, .wobei die zweite Diode, der dritte Widerstand, der erste Kondensator und die Last in Reihe geschaltet sind und eine zweite Gleichspannung mit gegenüber der an der Last (7) anliegenden Spannung entgegengesetzter Polarität anlegen, wenn der negative Halbzyklus des Ausgangs-

409885/1084

signals vorliegt, daß ein erster Transistor (13) mit seiner Basis und seinem Emitter an den ersten Kondensator (12) zur Erzeugung eines Steuersignals in Abhängigkeit von der am ersten Kondensator (12) anliegenden Gleichspannung angeschaltet ist und daß ein zweiter Transistor (29) mit seinem Kollektor-Emitter-Kreis zwischen den Eingangsan-• Schluß (1) des Verstärkers (3) und den Bezugspunkt geschaltet ist und daß der zweite Transistor (29) das Eingangssignal in Abhängigkeit vom Steuersignal des ersten Transistors (13) zu begrenzen vermag.
2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Widerstand (15) in den Emitter-Kollektor-Kreis des ersten Transistors (13) eingeschaltet und ein dritter Transistor (14) vorgesehen ist,- in dessen Emitter-Basis-Kreis der vierte Widerstand (15) liegt und daß der dritte Transistor (14) ein Steuersignal in Abhängigkeit von der am ersten Kondensator (12) anliegenden Gleichspannung zur Steuerung des zweiten Trans ist or s-(29) liefert.
3." Schutzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ." gekennzeichnet, daß eine Zeitkonstanten-Schaltung (16, 22) mit einem Widerstand (22) und einem Kondensator (16) vorgesehen ist, daß die Zeitkonstanten Schaltung (16, 22) zwischen die Basis des dritten Transistors (14) und einen Anschluß einer eine Gleichspannung an den Verstärker (3) liefernden Spannungsquelle (-Vcc) eingeschaltet ist, daß der

409885/1084

dritte Transistor (14-) einen starken Spannungsabfall der Spannungsquelle erfasst und. den zweiten Transistor (29) "bis zum Überschreiten eines vorbestimmten Wertes durch den starken Spannungsabfall in den Leitzustand schaltet.
4-. Schutzschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Transistor (23) in Kaskadenschaltung zum dritten Transistor (14) vorgesehen ist.
5. Schutzschaltung nach wenigstens einem, der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstanten-Schaltung (16, 22) zwischen die Basis des vierten Transistors (23) und einen Anschluß der die Gleichspannung an den Verstärker (3) liefernden Spannungsquelle geschaltet ist und daß der vierte Transistor (23) einen starken Spannungsabfall dieser Spannungsquelle zur Steuerung des zweiten Transistors (29) erfasst, wobei der zweite Transistor bis zum Überschreiten eines vorbestimmten Wertp diirch den starken Spannungsabfall dtirchgeschaltet wird.
6. Schutzschaltung nach wenigstens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (22) der Zeitkonstanten-Schaltung (16, 22) ein wärmeempfindlicher Widerstand ist und die Temperatur des Verstärkers (3) erfasst und daß der zweite Transistor (29) in Abhängigkeit von einem vorbestimmten, zu erfassenden Temperaturwert steuerbar ist.

409885/1084
7. Schutzschaltung nach wenigstens einem der vorangehenden Ansprüche, mit mehreren ersten Widerständen, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils mehrere erste Schaltungen (8a "bis Sc, 9a bis 9c, 10a "bis 10c), zweite Schaltungen (7a Ms 7c, 10a Ms 10c, 11a Ms 11c, 12a Ms 12c),. erste Transistoren (13a Ms 13c) und zweite Transistoren (29a Ms 29c) vorgesehen sind.
8. Anwendung der Schutzschaltung nach wenigstens einem der vorangehenden Ansprüche "bei einem Transistor-Verstärker mit einem Leistungsausgangstransistor, welcher an eine Impedanz-Last mit Wirk-Widerstands- und Blind-Widerstandskomponenten angeschlossen ist und wobei der Transistor ein Eingangssignal empfängt, dadurch gekennzeichnet., daß eine Einrichtung zur phasenwinkelunabhängigen Erfassung der Überschreitung eines vorbestimmten Maximalwerts durch die an den Transistor angeschlossenen Ausgangslast, eine Einrichtung zur Erfassung eines starken Spannungsabfalls, eine Einrichtung zur Erfassung einer über einem vorbestimmten Temperaturwert liegenden Temperatur des Transistors und eine Einrichtung zur Sperrung des Transistors bei Erfassung eines unerwünschten Arbeitszustands durch eine dieser Einrichtungen vorgesehen sind.

409885/108