DE2440795A1 - Temperaturabhaengiger bezugsspannungsgeber - Google Patents

Description

7723-74/Kö/S

US-SN 391 664

RCA Docket No. 67,495

Convention Date:

August 27, 1973

RCA Corporation, New York. N.Y., V.St.A.

Temperaturabhängiger BezugsSpannungsgeber

Die Erfindung betrifft einen temperaturabhängigen Bezugsspannungsgeber mit zwei an eine Betriebsstromquelle anschließbaren Anschlußklemmen, zwischen denen eine temperaturabhängige Spannung auftritt. Der'Bezugsspannungsgeber liefert eine Bezugsspannung, die mit der Temperatur bestimmter Temperaturfühler-Transistoren ansteigt.

Bezugsspannungsgeber, die eine sich linear mit der Temperatur eines JTühltransistors ändernde Bezugsspannung liefern, eignen sich als Thermometer. Dabei kann als Anzeigevorrichtung ein einfaches Voltmeter dienen, das die Bezugsspannung mißt und so geeicht sein kann, daß es die Temperatur direkt anzeigt. Bezugsspannungsgeber, deren erzeugte Bezugsspannungen sich in voraussagbarer Weise in Abhängigkeit von Bauelementtemperaturen ändern, werden außerdem in vielen Fällen angewendet, wo es gilt, das Arbeiten anderer elektronischer Geräte zu kompensieren, so daß sich Betriebseigenschaften ergeben, die sich bei Abkühlung oder Erwärmung des Gerätes in kontrollierter Weise ändern.

Es wurde nach einem Bezugsspannungsgeber gesucht, bei dem

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die Bestimmung der Bezugsspannung nicht von der Anpassung der temperaturabhängigen Betriebseigenschaften von Bauelementen unterschiedlicher Art, beispielsweise eines Transistors und eines Widerstands, abhängig ist. Es ist nämlich wünschenswert, daß die Bezugsspannung stattdessen durch Vergleichen der Betriebseigenschaften mit der Temperaturänderung gleichartiger Bauelemente gewonnen wird, die gleichzeitig im Zuge ein und desselben Fertigungsverfahrens hergestellt worden sind. Solche Schaltungsanordnungen könnten dann ohne das Erfordernis individueller Einstellungen massengefertigt werden. Man könnte auf diese Weise z.B. eine Anordnung erhalten, die sich ohne weiteres als monolithisch integrierte Halbleiterschaltung nach Serienfertigungsverfahren herstellen läßt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine temperaturabhängige Bezugsspannungsgeberschaltung zu schaffen, die diese wünschenswerten Merkmale aufweist.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist ein temperaturabhängiger Bezugsspannungsgeber der eingangs genannten Art erfindungsgemäß gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Flächentransistor vom gleichen Leitungstyp, die in emittergekoppelter Differenzverstärkerschaltung ausgelegt und beide bei im wesentlichen der gleichen Temperatur, auf welche die temperaturabhängige Spannung anspricht, betrieben werden; durch eine Anordnung, die zwischen die Basen des ersten und des zweiten Transistors einen Bruchteil der zwischen den beiden Anschlußklemmen herrschenden Spannung legt; durch einen ersten Stromverstärker, der mit seinem Eingang an den Kollektor des ersten Transistors, mit einem gemeinsamen Anschluß an die zweite der beiden Anschlußklemmen und mit seinem Ausgang an den Kollektor des zweiten Transistors angeschlossen ist und eine umgekehrte oder negative Stromverstärkung zwischen Eingang und Ausgang aufweist; und durch einen zweiten Stromverstärker, der mit seinem Eingang an den Ausgang des ersten Stromverstärkers angeschlossen, mit einem gemeinsamen Anschluß an die eine und mit seinem Ausgang an die andere der beiden Anschlußklemmen angekoppelt ist

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und eine Stromverstärkung eines solchen Sinnes aufweist, daß er zusammen mit den vorgenannten Schaltungselementen einen Gegenkopplungsweg bildet, wobei die Stromverstärkung des ersten Stromverstärkers so bemessen ist, daß durch-die.Gegenkopplung die Stromdiehten in den Basis-Emitterübergängen des ersten und des zweiten Transistors in einem vorbestimmten,-/-von-1 abweichenden Verhältnis zueinander gehalten werden»

Die Bezugsspannung wird dabei von der Differenz der Basis-Emitterspannungen abgeleitet, die den beiden Temperaturfühl-Transistoren über den Gegenkopplungsweg zugeleitet wird, so daß die Stromdiehten in den Basis-Emitterübergängen dieser Transistoren ungleich und in einem vorbestimmten Sollverhältnis zueinander gehalten werden.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigen: . .

Figur 1 das Schaltschema eines erfindungsgemäßen Bezugsspannungsgebers, der sich als monolithisch integrierte Halb-, leiterschaltung ausführen läßt; ·

Figur 2 ein teilweise in Blockform wiedergegebenes Schaltschema, das eine Verschaltungsmögliehkeit des Bezugsspannungsgebers nach Figur 1 mit Erzeugung einer Bezugsspannung, die sich linear mit der gemessenen Temperatur ändert, veranschaulicht;

Figur 3 das Bezugsspannungs/Temperatur-Diagramm für die Anordnung nach Figur 2;

Figur 4, 6,8 und 10 teilweise in Blockform wiedergegebene Schaltschemata, die VerSchaltungsmöglichkeiten des Bezugsspannungsgebers nach Figur 1 mit Erzeugung von Bezugsspannungen, die sich jeweils im nichtlinearen Verhältnis zur Temperatur ändern, veranschaulichen;

Figur 5, 7, 9 und 11 die entsprechenden Bezugsspannungs/ Temperatur-Diagramme; und

Figur 12 das Schaltschema eines Bezugsspannungsgebers gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.

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Der Bezugsspannungsgeber 10 nach Figur 1 erzeugt zwischen seinen Anschlußklemmen 11 und 12 bei Anschluß an eine Betriebsstromquelle (nicht gezeigt) eine temperaturabhängige Spannung. Die Betriebsstromquelle sollte einen so hohen Innenwiderstand, daß eine Nebenschlußregelung möglich ist, haben und so gepolt sein, daß die Anschlußklemme 11 positiv gegenüber der Anschlußklemme 12 ist. Der Bezugsspannuigsgeber 10 kann als monolithische integrierte Halbleiterschaltung mit an die Anschlußklemme 12 angeschlossenem Substrat ausgebildet sein. Aufgrund der kleinen Abmessungen und der guten Wärmeleitfähigkeit solcher monolithisch integrierter Halbleiterschaltungen an die Temperatur der gesamten Anordnung und der in ihr vorhandenen Bauelemente durch Ändern der thermischen Umgebung schnell verändert werden.

Aufgrund der ohmschen Spannungsteilerwirkung von Widerständen 15, 16 und 17 erscheint zwischen den Anschlußklemmen 15 und 14 ein Bruchteil ν..,., der Spannung V_11-12 zwischen den Anschlußklemmen 11 und 12. Die Widerstandswerte der Widerstände 15, 16 und 17 betragen R₁ j-, R₁₆ bzw. R₁₇. Ferner beträgt:

^V13-14 ⁼ R₁₅ + R₁₆ + R₁₇ (1)

Diese Teilspannung V₁^_-1. liegt zwischen den Basen von PNP-Transistoren 19 und 18, die als emittergekoppelter Differenzverstärker 20 geschaltet sind.

Die Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 werden mit Hilfe eines Stromverstärkers 21 differentiell verglichen, der den Kollektorstrom des Transistors 19 umkehrt und zum Kollektorstrom des Transistors 18 hinzufügt. Das Resultat dieses Dlfferenzvergleiches ist ein Fehlersignalstrom, der dem Eingangskreis eines weiteren Stromverstärkers 24 zugeleitet wird. Der verstärkte Fehlersignalstrom im Ausgangskreis des Stromverstärkers 24 wird den Anschlußklemmen 11 und 12 zugeleitet und bewirkt eine Nebenschlußregelung der Spannung zwischen diesen Anschlußklemmen 11 und 12 im Sinne einer Verringerung des verstärkten Fehlersignalstromes durch Gegenkopplung.

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Der verstärkte Fehlersignalstrom ist nur dann minimal, wenn die Kollektorströme der Transistoren18 und 19 im richtigen Verhältnis zueinander stehen, so daß ihr Differenzvergleich ein nur sehr kleines Fehlersignal ergibt. Dies entspricht einem Zustand, bei dem die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 19 fließenden Stromes kleiner als die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 18 fließenden Stromes ist. Damit dieser Zustand sich einstellt, müssen die Basis-Emitterspannungen Vg₂₁₈ und Vg^-m der Transistoren 18 bzw. 19 um einen bestimmten Betrag AVgx» voneinander abweichen. Aus den Grundgleichungen für die Bipolartransistorwirkung ergibt sich:

<^VBE18 - ^VBE19^} = ^AVBE = *f ¹ⁿ

Darin bedeuten: k die Boltzmannsche Konstante,

T die absolute Temperatur, q die Ladung eines Elektrons und η das Verhältnis der Dichte des durch den

Basis-Emitterübergang des Transistors 18

i -

fließenden Stromes zur Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 19 fließenden Stromes.

Bei 300° K ist ^Vg₂ gleich 26 In η Millivolt. Diese Spannung

die sich direkt proportional mit der Temperatur ändert, bestimmt den Wert der Spannung ^λ-ζαλ* ^die vom Spannungsteiler mit den Widerständen 15, 16 und 17 geliefert werden muß. Dieser Spannungsteiler bestimmt die Beziehung von V-j-, -12 ^zu "^i 3-1-4.-» die ihrerseits diejenige Änderung von V_11-12 ^* der Temperatur bestimmt, die erforderlich ist, um eine Spannung V-^_--JA zu liefern, die sich linear mit der Temperatur ändert, so daßjsich ein solcher Wert &V_BE ergibt, daß das Pehlersignal in dem die Spannung V_11-12 regelnden Gegenkopplungsweg herabgedrückt wird.

In der Schaltungsanordnung nach Figur 1 steht die effektive Fläche des Basis-Emitterübergangs des Transistors 19 im Verhältnis 16:4 zur effektiven Fläche des Basis-Emitterübergangs

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des Transistors 18. (Die in kleinen Kreisen stehenden Zahlen bei den Basis-Emitterübergängen bestimmter PNP-Transistoren sowie bestimmter NPIT-Transistoren zeigen die relativen Flächen der Basis-Emitterübergänge der betreffenden Transistoren an.) Durch Differenzvergleich der Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 wird ein Fehlersignal erhalten, mit dessen Hilfe diese Ströme im wesentlichen gleich gemacht werden. Bei gleichen Kollektorströmen der Transistoren 18 und 19 sind auch die durch ihre Basis-Emitterübergänge fließenden Ströme (d.h. ihre Emitterströme) gleich. Da jedoch die effektive oder wirksame Fläche des Basis-Emitterüberganges des Transistors 19 viermal so groß ist wie die des Transistors 18, ist bei gleichen Emitterströmen die Dichte des durch den Basls-Emitterübergang des Transistors 18 fließenden Stromes viermal so groß wie die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 19 fließenden Stromes, d.h. η = 4. Demnach sollte V_15-I* gleich 36 Millivolt bei 30O⁰K sein, damit die Kollektorströme Iq₁₈ und Iq₁Q ^{der ΤΓεαΐί3:Ι}·⁸*^ο:Γβ11 18 bzw. 19 gleich sind. Iq₁₈ ist gleich Iq-jq» wenn V_11-12 gleich 3 Volt, bei den angegebenen Werten von R₁ c» R^g und R-j^» ist.

Der Strom Iq-jq gelangt zum Eingang eines Stromverstärkers 21, der einen Stromverstärkungsfaktor von annähernd -1 aufweist. Der Ausgang des Stromverstärkers 21 ist an den Kollektor des Transistors 18 angeschlossen, so daß der umgekehrte Kollektorstrom -Iq.,Q des Transistors 19 zu Iq₁₈> dem Kollektorstrom des Transistors 18, addiert wird. Der Stromverstärker 21 enthält einen Transistor 22, dessen Basis-Emitterübergang ein als Diode geschalteter Transistor 23 parallelgeschaltet ist, welche Anordnung bekanntlich einen Stromverstärkungsfaktor von nahezu gleich -1 aufweist, wenn die Transistoren 22 und 23 Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungen von mindestens normaler Höhe (d.h. h_fe mehr als 30) aufweisen. Wenn -Iq₁ 9» eier durch den Stromverstärker 21 umgekehrte Kollektorstrom des Transistors 19, gleich Iq₁₈» dem Kollektorstrom des Transistors 18, ist, so erhält aufgrund des Kirchhoffsehen Stromgesetzes der Eingangskreis des nachgeschalteten Stromverstärkers 24 im wesentlichen

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keinen Eingangs strom. Der Stromverstärker 24 bestellt aus in Emitterschaltung angeordneten Verstärkertransistoren 25, 26 und 27, die in direkt gekoppelter Kaskade geschaltet sind.

Der Ausgangskreis des Stromverstärkers 24 ist zwischen die Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltet. Wenn V-, -* gleich oder kleiner als derjenige Wert von AV_ßE ist, der erforderlich ist, um Iq.ο gleich Iq₁Q zu halten, so wird dem Eingangskreis des Stromverstärkers 24 kein irgendwie bedeutsamer Eingängsstrom angeliefert, und der Ausgangskreis dieses Stromverstärkers liefert keinen regelnd auf V_11-12 einwirkenden Stromfluß. Wenn ^V13-14 ^{als Bruclrt}eil ^{von V}11_12 ^über denjenigen Wert von ÄVg_E anzusteigen bestrebt ist, der erforderlich ist, um Iq₁₈ und I_c1q gleich zu halten, so übersteigt der vom Transistor 18 gelieferte Strom Iq₁₈ den vom Ausgangskreis des Stromverstärkers 21 verlangten Wert von -Iq₁Q. Dem Eingang des Stromverstärkers 24 wird daher ein Eingangsstrom von entsprechender Größe angeliefert. Dieser Strom, verstärkt um den Stromverstärkungsfaktor des Stromverstärkers 24, der über 100 000 beträgt, bewirkt eine Ableitung des den Anschlußklemmen 11 und 12 zugeleiteten Betriebsstromes, wodurch V₁^₁₂ verringert wird. Dadurch wird der Gegenkopplungsweg geschlossen, über den V₁^₁₂ herabgedrückt wird, bis dessen Bruchteil ^₁- ... im wesentlichen gleich demjenigen Wert von AV_ßE ist, der erforderlich ist, um In-I₈ ' gleich Iq₁Q zu machen.

Wenn jetzt die Temperatur über 300° K ansteigt, so steigt Δν_ΒΕ gemäß Gleichung (2) linear mit der Temperatur von seinem Wert von 36 Millivolt an. Da durch die Gegenkopplung V-- +λ so verändert wird, daß sich ein Wert Δν_ΒΒ ergibt, der linear mit der Temperatur ansteigt, und da V₁^_-1 . ein fester Bruchteil von ^vii_i2> S^eS^eben gemäß Gleichung (1), ist, muß die Gegenkopplung einen linearen Anstieg von V_11-12 mit der ansteigenden Temperatur ermöglichen. Aus den gleichen Gründen sinkt bei Temperaturabfall unter 300° K der Wert AV_ßE linear mit der Temperatur gemäß Gleichung (2) unter 36 Millivolt ab. Der Bereich der linearen Änderung von V-i-i -ip mit der Temperatur-

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änderung umfaßt den gesamten Betriebstemperaturbereich der integrierten Schaltung. Die Schaltung arbeitet mit einer Spannung V_11-12 bis herunter zu 1,27 Volt, was einer Temperatur von 127° K (-146° 0) entspricht.

Es sollen jetzt bestimmte Einzelheiten deukpeziellen Schaltungsanordnung 10 betrachtet werden. Durch eine zwischen die Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltete lawinendiode 28 werden Einschwingvorgänge unterdrückt. Ferner wird, wenn fälschlicherweise ein negativer Betriebsstrom zwischen den Anschlußklemmen 11 und 12 fließt, die Diode 28 in der Durchlaßrichtung gespannt, wodurch verhindert wird, daß die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11 und 12 den Wert von 0,7 Volt übersteigt. Dadurch wird ein zerstörender Durchbruch anderer Schaltungselemente verhindert.

Trotz der Änderung von V_11-12 werden die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 18 und 19 vom Kollektor eines Transistors 29 mit einem im wesentlichen konstanten Strom gespeist. Zu diesem Zweck sind Stufen mit jeweils einer mehr oder weniger logarithmischen Ansprechung auf den zugeleiteten Eingangsstrom in Kaskade geschaltet.

Ein Widerstand 30 und ein als Diode geschalteter Transistor 31 sind in Reihe zwischen die Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltet. Durch die Verbindung zwischen Kollektor und Basis des Transistors 31 erhält dieser eine Gegenkopplung, durch die seine Basis-Emitterspannung (V™™,.,) und seine Kollektor-Emitterspannung auf ungefähr 0,65 Volt, im Falle eines Siliciumtransistors, gehalten werden. Der Spannungsabfall am Widerstand 30 ist gleich Ί_{ΛΛ Λη} - V₁₃-P-... Aufgrund des Ohmschen Gesetzes

I I— Ic. JÖÜO I

bestimmt dieser Spannungsabfall, dividiert durch den Wert R,_o des Widerstands 30, den Kollektorstrom I_n,.. des Transistors 31 *

τ - ^Y11-12 - ^VBE31 /,ν

^XG31 ~ EjJ "

Der Transistor 31 hält aufgrund seiner Kollektor-Basis-Gegenkopplung I₀₅₁ auf diesem Wert, der sich linear und nahezu

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proportional mit V-Ji_--J₂

logarithmisch mit Iq-z-i· Die logarithmische Änderung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls eines Bipolartransistors mit dem Basis-, dem Kollektor- und dem · Emitterstrom ist bekannt. Bei Anwendung auf eine Halbleitersperrschicht (PN-Übergang) verursacht Vg₁J₅₁ ^θ*^ηβη Stromfluß durch die Sperrschicht, der im linearen Verhältnis zu Iq₅₁ steht. Bei Anwendung auf ein Ohmsches Widerstandselement verursacht V₃₁₃₅₁ einen logarithmischen Strom in diesem Widerstandselement. Der Widerstandswert des Widerstands 33 ist etwas höher als der Wechselstromwiderstand der parallelgeschalteten Basis-Emitterübergänge der Transistoren 32 und 37, gesehen von ihren Emittern aus, und der Widerstand 33 liegt in Reihe mit diesen parallelgeschalteten Übergängen und empfängt VgE₅-J* Folglich neigen die Emitterströme in den Basis-Emitterübergängen der Transistoren 32 und 37 und im Widerstand 33 dazu, in einem mehr logarithmischen als linearen Verhältnis zu Iq₅₁ zu stehen. Der Kollektorstrom Iq37 des Transistors 37 ist - abgesehen von dem vernachlässigbar kleinen Basisstrom dieses Transistors gleich seinem Emitterstrom und ändert sich daher gleichartig mit Iq₅₁* Der Kollektorstrom Iq₅₂ ^des Transistors 32 ist abgesehen von dem vernachlässigbar kleinen Basisstrom dieses Transistors - gleich seinem Emitterstrom und ändert sich daher ebenso gleichartig mit

Der Strom Iq₅₂ wird vom Kollektor eines Transistors 34 abgenommen, der mit Kollektor-Basis-G-egenkopplung arbeitet, um seine Stromleitung entsprechend den Anforderungen für Iq₅₂ zu regeln. Der Basis-Emitter-Spannungsabfall Vg₂₅- des Transistors 34 ändert sich logarithmisch mit dem Kollektorstrom dieses Transistors, der, abgesehen von den Anteilen der Basisströme der Transistoren 34, 29 und 36, gleich Iq₅₂ ist. Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 34, 29 und 36 erhebliche EmiJtterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktoren aufweisen (d.h. mehr als ungefähr 30), können die Basisstromanteile vernachlässigt werden. Der Transistor 34 arbeitet mit dem Tran-

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sistor 29 und dem Widerstand 35 in weitgehend der gleichen Weise zusammen wie der Transistor 31 mit den Transistoren 32 und 37 und dem Widerstand 33, so daß der Kollektorstrom I₀₂Q des Transistors 29 sich mit Iq₅₂ irgendwo zwischen linear und logarithmisch ändert.

Der Basis-Emitterkreis des Transistors 36 mit dessen Basis-Emitterübergang und dem Widerstand 37, vorgespannt um Vg₃₃₅₄, entspricht genau dem Basis-Emitterkreis des Transistors 29 mit dessen Basis-Emitterübergang und dem Widerstand 35. Der Kollektorstrom Iq3£ des Transistors 36 spricht auf Iq₅₂ in der selben

Weise an wie Iqoq· Sowohl Iq₂q als auch In^g ändert sich mit mehr entsprechend einer In -Punktion als entsprechend

einer linearen Punktion. Iq₂O und Iq₅^, obwohl nicht absolut konstant, ändern sich nicht sehr stark bei ansteigendem V_11-12 mit steigender Temperatur.

Der Transistor 32 hat einen größerflächigen Basis-Emitterübergang als der Transistor 31 (Verhältnis 4*1), um zu verhindern, daß wegen des Vorhandenseins des gegenkoppelnden Emitterwiderstands 33 im Emitterkreis des Transistors 32 der Wert von ¹C32^¹C31 ^zu ^¹®·*·^{11 wird}· ^Bei 300° K und Iq₅₁ annähernd gleich 50 Mikroampere sind Iq₅₂ und Iq₅* ebenfalls annähernd gleich 50 Mikroampere. Die Transistoren 29 und 36 haben größerflächige Basifl-Emltterübergänge als der Transistor 34, um zu verhindern, daß infolge der Drosselung der Stromleitung in den Transistoren 29 und 36 durch die Widerstände 35 bzw. 37 die Werte von I_C2q/ ¹O34 ^{und I}036^/^^IC34 ^{zu kleil1} werden. Unter diesen Voraussetzungen sind Iq29 ^²¹*³· *036 über den gesamten Normalbereich von V_11-12 je gleich annähernd 10 Mikroampere.

Die Stromverstärkung des Stromverstärkers 21 beträgt nicht ganz genau -1. Der Kollektorstrom des Transistors 19 erscheint nicht vollständig als Kollektorstrom Ι_β25 des Transistors 23. Vielmehr liefert der Kollektorstrom des Transistors 19 auch die Basisströme der Transistoren 22 und 23 (^£22 ^bzw* ^IB23^* ^Der Stromverstärkungsfaktor G₂₁ des Stromverstärkers 21 ist durch folgende Gleichung gegeben:

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21

Wenn die Transistoren 22 und 23 identisch gleich sind (eine Voraussetzung, die in veitgehender Übereinstimmung mit der Wirklichkeit ist), so sind Iqo?» ^^er Kollektorstrom des Transistors 22, und Iq₂* ^ den gleichen Faktor k-fgjjpij·» äer gleich den Emitterschaltmigs-Durchlaßstromverstärkungsfaktoren dieser Transistoren ist, größer als die entsprechenden Basis-ströme Ig₂? ¹²²¹^^-

^{21 h}fe ^JB23 ^{+ X}B22 ^{+ J}B23

Die einander entsprechenden Ströme der Transistoren 22 und 23 sollten gleich sein, da ihre Basis-Emitter-Spannungsabfälle durch die Parallelschaltung der Basis-Emitterübergänge gleich gehalten werden. Es ist daher:

"k ^IB23 _ "^hfeiTPH -

G
^{21 h}feNPli ^IB23^+IB23^+IB23 ^

V.'enn die Kollektorströnie der Transistoren 19 und 18 gleich sind, so ergibt die Addition des Kollektorstromes des Transistors 22 zura Kollektorstrom des Transistors 18 einen Überschuß strom gleich Ig₂? ⁺ ^Β23' ^{der Ά}^^Β Basisstroa des Transistors auftritt.

Dieser Strom ist jedoch gerade noch nicht groß genug, um einen Stromfluß im Ausgangskreis des Stromverstärkers 24 hervorzurufen. Ehe der Basisstrom vom Transistor 26 entnommen wird, muß der dem Transistor 25 angelieferte'Basisstrom so groß werden, daß er ausreicht, um zu bewirken, daß der Kollektorstrombedarf des Transistors 25 den vom Transistor 36 gelieferten Kollelctorstron übersteigt. Hur wenn von seiner Basis ein Strom abgenommen wird, liefert der Transistor 26 einen ausreichenden

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Kollektorstrom, tun den Kollektorstrom des "lTiederzieh»-Transistors 37 zu überwinden und den Transietor 27 mit Basisstrom zu beliefern. ITur wenn der Kollektor des Transistors 26 Baisstrom liefert, v/ird der Transistor 27 in den leitenden Zustand gespannt und zur Entnahme von Kollektorstrom unter Herabsetzung von V_11-^₂ veranlaßt.

Der Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktor ^hfeliP2T ^{des Tl>ansis}"^toz'^s 25 ist gleich dem der Transistoren 22 und 23. Bei Belieferung des Transistors 25 mit einem Basisstrom gleich Ijß22 ⁺ *B23 ^^¹¹*^ dieser Transistor einen Kollektorotrom

⁺ ^B23^* ^^es entspricht einem Kollektorstroinfluß

im Transistor 25 gleich ^ilf_e$p2j^IB22 ⁺ ^feliPl? *Β23* ^{der Swme} Kollektorströme der Transistoren 22 und 23. Die Summe der Kollektorströme der Transistoren 22 und 23 ist im wesentlichen gleich der Summe der Kollektorströme der Transistoren 18 und Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 18 und 19 erhebliche Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktoren (h_f ) aufweisen, sind ihre vereinigten Kollektrströme vernachlässigbar kleiner als ihre vereinigten Emitterströme, die vom Kollektorstrom des Transistors 29 geliefert werden. Der Kollektorstrom des Transistors 25 hat somit, -wenn die Kollektorströne der Transistoren 18 und 19 gleich sind, im wesentlichen die gleiche Größe v/ie der Kollektorstrom des Transistors 29. Das heißt, genauer gesagt, der Kollektorstrom des Transistors 25 ist kfepjTp/ifcf-epjrp ⁺ i)-^ßal so groß v/ie der Kollektorstrom des Transistors 29, wenn die gewünschte Voraussetzung gleicher Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 gegeben ist.

Beim Transistor 36 ist der Basis-Emitterübergang in der gleichen Weise vorgespannt wie beim Transistor 29, so daß der Kollektorstrom des Transistors 36 die gleiche Größe hat wie der Kollektorstrom des Transistors 29. Der Kollektorstrom des Transistors 25 muß um den Paktor (ß_fep_IiP + ¹^/^hfePliP ^ansteieen, damit er groß genug v/ird, um einen Basisstrom vom Transistor 26 zu entnehmen. Da der Paktor ⁿf_epjjp normalerweise den Wert übersteigt, reJLcht ein Kollektorstromanstieg des Transistors

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von etwas weniger als 3 # aus, um eine Stromleitung in den Transistoren 26 und 27 hervorzurufen und dadurch eine Regelung von V-J-J_-12 ^zu bewirken. Eine wesentlich kleinere prozentuale Änderung der Kollektorströme der Transistoren 22 und 23 reicht aus, um diesen Stromanstieg im Transistor 25 zustandezubringen, und ZLwar wegen der Gleichtaktunterdrückung, die sich ergibt, wenn der Differenzverstärker 20 mit dem Stromverstärker 21 zusammengeschaltet ist.

Der Kondensator 38 dient zur Beeinflussung der Phasengang-Charakteristik des Stromverstärkers 24 derart, daß die Stabilitätskriterien nach Nyquist in der Gegenkopplungs-Regelschleife erfüllt sind.

!Figur 2 zeigt den Bezugsspannungsgeber 10 in Zusammenschaltung mit einer Batterie 50 und einem Widerstandselement 51, dessen Widerstandswert so hoch bemessen ist, daß der Bezugsspannungsgeber 10 in der Lage ist, die zwischen seinen Anschluß klemmen 11 und 12 liegende Spannung V..^ ^zu regeln. Durch auf treffende Wärmeenergie 52 wird der Bezugsspannungsgeber 10 erhitzt. Ein wie gezeigt über die Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltetes Voltmeter 53 zeigt die Spannung (V) in Abhängigkeit von der Temperatur (T) des Bezugsspannungsgebers 10, entsprechend dem Diagramm nach Figur 3» an. Die angezeigte Spannung ändert sich linear mit der Temperatur des Bezugsspannutgsgebers 10 ohne Änderung der Kurvenneigung über den gesamten Betriebsbereich des BezugsSpannungsgebers, da der ohmsche Spannungsteiler mit den Widerständen 15, 16, und 17 im Bezugsspannungsgeber 10 die Spannung ^v-j-j_-j2 ^{irL einem} festen Verhältnis zu demjenigen Wert ÄV-mn proportioniert, der erforderlich ist, um Iq-J₈ gleich Iq₁Q zu halten, wobei sich dieser Wert AVgg linear mit der Temperatur der Transistoren 18 und 19 ändert. Ein Vorteil des Bezugsspannungsgebers 10 besteht darin, daß es sich bei ihm um einen Zweipol handelt, der keine getrennten Anschlüsse für die Betriebsspannungsversorgung benötigt.

Figur 4-, 6, 8 und 10 zeigen verschiedene Abwandlungen

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der Anordnung nach Figur 2, mit denen die Spannungs/Temperaturcharakteristik der Schaltung beeinflußt werden kann. Figur 5, 7, 9 und 11 zeigen die entsprechenden Spannungs/Temperatur-Diagramme, die mit den Anordnungen nach Figur 4, 6, 8 bzw. 10 erhalten werden. Bei diesen Ausführungsformen ist in den ohmschen Spannungsteiler mit den Widerständen 15, 16 und 17 ein Maßstabfaktor eingebaut, der sich ändert, wenn ein bestimmter voreingestellter Schwellwert von V₁ ^_1-13, ^V14-12' ^V13-12 ^oder V_11-1^ überschritten wird. (Es sind V_11-1- die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11 und 13, ^λα^2 ^^e Spannung zwischen den Anschlußklemmen 14 und 12, V₁, ₁₂ die Spannung zwischen den AnscüLußklemmen 13 und 12, V₁₁-. die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11 und 14.) Der Schwellenwert der Spannung (64, 74, 84, bzw. 94) wird durch eine Batterie (62, 72, 82, 92) und den Durchlaßspannungsabfall einer Diode (61, 71, bzw. 91) bestimmt. Diese Batterie (62, 72, 82, 92) liefert eine niedrigere Spannung als die Batterie 50. Wenn die Schwellenspannung (64, 74, 84, 94) überschritten wird, so wird die Diode (61, 71, 81, 91) leitend, und der Widerstand (63, 73, 83, 93) bildet einen Nebenschluß über einen Teil des ohmschen Spannungsteilers mit den Widerständen 15, 16 und 17, so daß die neigung der Spannungs/Temperatur-Kurve der Anordnung verändert wird, sobald die Schwellenspannung (64, 74, 84, 94) überschritten wird. Die Schwellenspannung (64, 74, 84 bzw. 94) wird jeweils bei einer entsprechenden S_chwellentemperatur (65, 75, 85 bzw. 95) erreicht.

Man kann die verschiedenen Anordnungen jeweils mehrfach verwenden, mit unterschiedlicher Spannung für jede Batterie und unterschiedlichen Werten für jeden Widerstand, um eine Charakteristik zu erhalten, die eine stückweise lineare Näherung einer gewünschten Spannungs/Temperatur-Oharakteristik darstellt. Die Anordnung nach Figur 4 oder nach Figur 6 kann mit der Anordnung nach Figur 8 oder nach Figur 10 unter Anwendung unterschiedlicher Schwellentemperaturen kombiniert werden, wodurch die Spannungs/Temperatur-Kurve über einen bestimmten Zwischenbereich herabgedrückt oder angehoben wird. Andere bekannte

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Mittel zum Verändern des Maßstabfaktors eines Spannungsteilers in Abhängigkeit von Spannungen, die am gesamten Spannungsteiler oder an einem Teil davon anliegen, ergeben sich dem Fachmann ohne weiteres.

Figur 12 zeigt eine gegenüber Figur 1 abgewandelte Ausführungsform des Bezugsspannungsgebers 10». Der Stromverstärker 21' hat eine Stromverstärkung von -A₉ da die wirksame Basis-Emitterübergangsfläche des Transistors 22' viermal so groß wie die des Transistors 25' ist. Der Stromversiä rker 2-4- bewirkt daher eine Hebenschlußregelung von V_{11 12}, kis"I_c-ai ^e^ⁿ ^^-^ez"^^e^· so groß wie In-g, wird. Der Emitterstrom des Transistors 19' ist in diesem Pail 1/4 des Emitterstromes des Transistors 18¹. Die Transistoren 18' und 19' sind gleich ausgebildet und haben gleiche Basis-Enitterübergangsflachen. Die Stromdichte im Transistor 18' ist daher viermal so groß wie im Transistor 19*. Das heißt, η = 4, wenn der verstärkte Fehlersignalstrom durch die hochverstärkende Gegenkopplungsschleife des Spannungsreglers erniedrigt wird. Als Folge davon wird V^---. gleich einem Wert jSVtvo von 36 Ilillivolt, wie im Falle der Ausführungsform nach Figur 1. V-|i_-j2 ^¹³-^³⁷* ^sicil ^i"t äer Temperatur bei den Ausführungsformen nach Figur Figur 1 und 12 in weitgehend der gleichen Weise.

Die Wirkungsweise ist bei beiden Aus führungsformen gleichartig. Ein erster und ein zweiter Temperaturfühl-Transistor werden durch Gegenkopplung mit bestimmten Vg_E-Spannungen beaufschlagt, so daß ihre Emitter-Kollektorströme in ein vorbcstimntes Verhältnis zueinander gebracht werden. Um eine solche Proportionierung zu erreichen, müssen diese V„™-Spaimungen um einen Differenzbetrag Δ^ν _ΒΕ, der sich direkt proportional zur Temperatur ändert, voneinander verschieden sein. Durch Beeinflussung des Ilaßstabfaktors für diese Spannung Δ^η_Ε bei bekannter Änderung mit der Temperatur kann man die unterschiedlichsten temperaturabhängigen Spannungen erhalten. "

Anordnungen, bei denen die Transistoren 18 und 19 sowie

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die Transistoren 22 und 23 eine unterschiedliche Geometrie ihrer Basis-Emitterübergänge aufweisen, können ebenfalls hergestellt und nach den Arbeitsprinzipien der Anordnungen nach Figur 1 und 12 betrieben werden.

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Claims (8)

Patentansprüche

1. Temperaturabhängiger Bezugsspannungsgeber mit zwei an eine Betriebsstromquelle anschließbaren Anschlußklemmen, zwischen denen eine temperaturabhängige Spannung auftritt, g e_ kennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Flächentransistor (19, 18; 19', 18¹) vom gleichen Leitungstyp, die in emittergekoppelter Differenzverstärkerschaltung (20; 20') ausgelegt sind und beide bei im wesentlichen der gleichen Temperatur, auf welche die temperaturabhängige Spannung anspricht, betrieben werden; durch eine Auordnung (15, 16, 17; 15, 16, 17, 61, 62, 63; 15, 16, 17,71, 72, 73; 15, 16, 17, 81, 82, 83; 15, 16, 17, 9.1, 92, 93), die zwischen die Basen des ersten und des zweiten Transistors einen Bruchteil der zwischen den beiden Anschlußklemmen (11,12) herrschenden Spannung legt; durch einen ersten Stromverstärker (21; 21¹)» der mit seinem Eingang an den Kollektor des ersten Transistors (19; 19'), mit einem gemeinsamen Anschluß an die zweite (12) der beiden Anschlußklemmen und mit seinem Ausgang an den Kollektor des zweiten Transistors (18; 18-') angeschlossen ist und eine umgekehrte oder negative Stromverstärkung zwischen Eingang und Ausgang aufweist; und durch einen zweiten Stromverstärker (25, 26, 27), der mit seinem Eingang an den Ausgang des ersten Stromverstärkers angeschlossen, mit einem gemeinsamen Anschluß an die eine und mit seinem Ausgang an die andere der beiden Anschlußklemmen (11, 12) angekoppelt ist und eine Stromverstärkung eines solchen Sinnes aufweist; daß er zusammen mit den vorgenannten Schaltungselementen einen Gegenkopplungsweg bildet, wobei die Stromverstärkung des ersten Stromverstärkers so bemessen ist, daß durch die Gegenkopplung die Stromdichten in den Basis-Emitterübergängen des ersten und des zweiten Transistors in einem vorbestimmten, von 1 abweichenden Verhältnis zueinander gehalten werden.

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2. Bezugsspannungsgeber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (19) und der zweite (18) Transistor ungleichartige Basis-Emitterübergänge haben, derart, daß die Emitterstrom/Basis-Emitterspannungs-Charakteristiken der beiden Transistoren voneinander verschieden sind; und daß die Stromverstärkung des ersten Stromverstärkers (21) ungefähr -1 beträgt.

3. Bezugsspannungsgeber nach Anspruch 1, d a d u r ch gekennzeichnet , daß der erste (19¹) und der zweite (18·) Transistor gleichartige Basis-Emitterübergänge haben, derart, daß die Emitterstrom/Basis-Emitterspannungs-Charakteristiken der beiden Transistoren im wesentlichen gleich sind; und daß die Stromverstärkung des ersten Stromverstärkers (21') einen von -Ί abweichenden Wert hat.

4. Bezugsspannungsgeber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zum Anlegen des Spannungsbruchteils ein erstes, zwischen die erste Anschlußklemme (11) und die Basis des ersten Transistors (19; 19¹) geschaltetes lineares Widerstandselement (15), ein zweites, zwischen die Basen des ersten und des zweiten Transistors geschaltetes lineares Widerstandselement (16) und ein drittes, zwischen die Basis des zweiten Transistors (18; 18') und die zweite Anschlußklemme (12) geschaltetes lineares Widerstandselement (17) enthält.

5. Bezugsspannungsgeber nach Anspruch 4» gekennzeichnet durch eine Diode (61), eine Spannungsquelle (62) und ein viertes, zwischen die erste Anschlußklemme und die Basis des ersten Transistors geschaltetes lineares Widerstandselement (63), wobei die Diode so gepolt ist, daß sie bei Temperaturen oberhalb einer Schwellentemperatur (T) einen weniger schnellen Anstieg der temperaturabhängigen Bezugsspannung mit ansteigender Temperatur bewirkt als bei Temperaturen unterhalb der Schwellentemperatur.

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6. Bezugsspannungsgeber nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Diode (71), eine Spannungsquelle (72) und ein viertes, zwischen die zweite Anschlußklemme und die Basis des zweiten Transistors geschaltetes lineares Widerstandselement (73), wobei die Diode so gepolt ist, daß sie bei Temperaturen oberhalb einer Schwellentemperatur (T) einen weniger schnellen Anstieg der temperaturabhängigen Bezugsspannung mit ansteigender Temperatur bewirkt als bei Temperaturen unterhalb der Schwellentemperatur.

7. Bezugsspannungsgeber nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Diode (81), eine SpannungsqueQLe (82) und ein viertes, zwischen die zweite Anschlußklemme und die Basis des ersten Transistors geschaltetes lineares Widerstandselement (83), wobei die Diode so gepolt ist, daß sie bei Temperaturen oberhalb einer Schwellentemperatur (T) einen schnelleren Anstieg der temperaturabhängigen Bezugsspannung mit ansteigender Temperatur bewirkt als bei Temperaturen unterhalb der Schwellentemperatur.

8. Bezugsspannungsgeber nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Diode (91), eine Spannungsquelle (92) und ein viertes, zwischen die erste Anschlußklemme und die Basis des zweiten Transistors geschaltetes lineares Widerstandselement (93), wobei die Diode so gepolt ist, daß sie bei Temperaturen oberhalb einer Schwellentemperatur (T) einen schnelleren Anstieg der temperaturabhängigen Bezugsspannung mit ansteigender Temperatur bewirkt als bei Temperaturen unterhalb der Schwellentemperatur.

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