DE2226435A1 - Radiointerferometer - Google Patents

Description

"Radiointerferometer".

Die Erfindung betrifft Interferometersysteme und insbesondere eine Anordnung, in der die Auswirkung von Bodenreflexior.en auf den vom Interferometer gemessenen Phasenwinkel verringert wird.

Zunächst wird die Auswirkung der Bodenreflexionen auf ein Antennenelement und die Auswirkung des Phasenunterschieds zwischen eine: von einem entfernten Strahler über einen direkten V/eg ankommenden und einer von jenem entfernten Strahler ankommenden und vom Boden vor dem Antennenelement reflektierten Welle beschrieben.

Die diesbezüglichen Grundüberlegungen sind in "Microwave Engineering" von A.F.Harvey, Academic Press, 1963 (im weiteren als "Harvey" bezeichnet) auf Seite IO66, siehe insbesondere Figur 23.2 beschrieben. Wie dort erläutert wird, wird der Wegunterschied zwischen de: direkten und der reflektierten Welle durch den Ausdruck

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-2- PHB. 32.151.

wiedergegeben, worin Ii die Höhe des Antennenelements ist. Der Phasenunterschied /5 zwischen den beiden Wellen kann mit der Beziehung

β = (4 Tf h sin θ)/λ (ii)

wiedergegeben werden.

Schreiben wir nun

B. - (4h sin -Θ)/λ (iii)

wie bei Harvey unten an der Seite eiläutert wird, so haben wir Maxima für alle ungoraden ganzen Werte von r: und Minima für alle geradon ganzen Werte. Mit anderen Worten, für ungerade ganze Werte von η addieren die direkte und reflektierte Welle ihre Phasen am. Antennenelement, während sie für gerade ganze Werte von η ihre Gegenphasen addieren, und es wird ein Minimum festgestellt.

Hieraus geht hervor, dass n_ sich entsprechend h und entsprechend 6· ändern kann. Wenn θ konstant ist, wie es der Fall wäre in eine Biriikt verbindung, so könnte man erwarten, dass h so gewählt werden kann ι dass n_ eine ungerade Ganze gemacht werden kann und dass so ein Maximum erreicht werden kann. Wie Bateraan in "Proc. I.R.E." September 1946, Seite 662 und 663 hervorhob (im weiteren als "Bateman" bezeichnet}

Il

verursachen troposphärische Effekte Änderungen im Weglängeunterschied zwischen der direkten und der reflektierten Welle. Um diese Effekte zu verringern, schlägt Bateman die Theorie der "Spatiierung einer halben Keule" vor, d.h., zwei vertikal im Abstand voneinander angebrachte Ar,-tennenelemente, um einen "komplementären Kehrfachecpfang" zu erhalten. Es leuchtet hier jedoch ein, dass diese Technik nur in einer Situation angewendet werden kann, in der der Winkel Θ- fest ist, und dass in sole};·' Fällen, in denen der Winkel 6 in einem wahrnehmbaren Bereich liegt, n. sich init-Θ- ändert, liie von Bateman und Harvey vorgeschlagenen 3yr> te:;:·.¹

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-3- PHB. J2.151.

würden keine Verbesserung zur Eliminierung' von Bodenreflexionsfehlern ergeben.

Bei Untersuchungen des Aufbaus von vertikalen Interferometern, d.h. solchen Antennensystemen, die einen Vertikalwinkel messen, zeigte sich, dass die von Harvey und Bateman formulierten Grundsätze air Grundlage zur Erschaffung eines räumlichen Interferometersystems verwendet werden können, in welchem de:? durch Bodenreflexionen verursachte Phasenunterschied beträchtlich verringert werden kann, wodurch eine genauere Bestimmung des Winkels ■& möglich ist.

Entsprechend der vorliegenden Erfindung hat eine radiofrequenz vertikale Interferometerantennenanordnung die Form einer vertj kalen, linearen Anordnung mit vier Antennenelementen, wobei der Abstand zwischen einem Paar von Elementen der gleiche ist wie zwischen dem anderen Paar von Elementen. Die Anordnung enthält vorzugsweise zwei Elemente? mit einem gegenseitigen Abstand £, ein drittes Element in einem Abstand von einem ganzen Vielfachen von £ von einem der erwähnten beiden EIementej und ein viertes Element in einem Abstand des gleichen ganzen Viel fachen von ^ vom anderen der beiden Elemente. Auf diese Art und Weise kann die Anordnung zwei Elemente mit einem gegenseitigen Abstand von £, Elemente mit einem Abstand von 2js, ... Ε s von einem der beiden Elemente wobei in eine ganze Potenz von 2 ist, und ein Element mit einem Abstand von m j3 von dem andern der beiden Elemente haben. Die Anordnung kann eif) weiteres Element mit einem Abstand von m £5 von einem anderen Element als einem der beiden Elemente enthalten.

Ausserdem enthält ein erfindungsgemässes vertikales Interferometersystem eine solche Antennenanordnung, einen Phasendiskriminaton um von o.edem Eleisentepaar mit gleiches Abstand ein Hass des vertikalen

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Winkels einer Radioquelle herzuleiten, und Mittel zum Herleiten eines Mittels von den genannten Messungen» Der Phasendiskriminator kann bekannter Art sein, er kann beispielsweise Hybrid-Netzwerke mit vier An-»

It

Schlüssen oder angezapfte Ubertragungsleitungen enthalten. Auf günstige Art und Weise wird das Messen in digitaler Form vorgenommen, und in diesem Pail können die Mittelanordnungen zusammenarbeiten, um in Binärform die digitalisierten Messungen der Diskriminatoren zu addieren und den mittleren Messwert durch Entfernung oder Vernachlässigung zweier oder mehrerer Digits niedriger Rangordnung der Binärsumme herzuleiten.

Die Erfindung wird anhand einiger in den Zeichnungen dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 Phasenbeziehunger zwischen direkten und reflektierten Wellen,

Fig. 2 eine Phasen-HShen-Graphik.

Fig. J ein Blockschaltbild eines vollständigen Systems,

ti

Fig. 4 einen Ubertragungsleitungs-Phasendiskriminator, und Fig. 5 eine Abwandlung.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird die Auswirkung der Ankunft einer direkten Welle W und einer indirekten vom Boden reflektierten Welle I beim Antennenelement beschrieben. Die indirekte Welle I zeigt einen Phasenunterschied/) , siehe die Gleichung (ii), in bezug auf die direkte Welle W, und diese beiden Wellen mit einem Phasenunterschied β formen zusammen eine resultiertende-Wellei'R, die in einem Winkel <X in bezug auf die direkte Welle W steht. Mit anderen Worten, es wird ersichtlich, dass die Auswirkung der indirekten Welle I dahingeht, dass eine resultierende R erzeugt wird, die einen Phasenfehlero{ in bezug auf die wirkliche Phase der direkten Welle W zeigt. Aus Fig. 1 geht hervor» dass ohne Rücksicht

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auf den Winkel β der indirekten Welle, der Winkele^ sich zwischen +90° und -90· in "bezug auf W ändert. Der Vektor I ist selbstverständlich niemals grosser als der Vektor W, da eine Reflexion mit einer mehr oder weniger starken Dämpfung einhergeht, die von der Art der reflektierenden Bodenoberfläche abhängt.

Als nächstes wird die Auswirkung von h und von ·& auf den Winkel A betrachtet, die hier beide als Variable aufgefasst werden können. Wenn h, wie bei Mikrowellenfrequenzen nahezu unveränderlich der Fall ist, deutlich grosser als ^ ist, so sehen win,, dass bei einer Zunahme von sin Θ· der Vektor I im Uhrzeigersinn von Null über 180° rotier während die Vektoren W und I in Gegenphase sind, und dann wieder nach 360° d.h. Null zurückkehrt. So können wir eine graphische Darstellung schaffen, die die Veränderung von c< gegen sin Θ- zeigt, und aus dieser

graphischen Darstellung gehen zyklische Änderungen zwischen +90^c und -90 für jeden festen Wert der Höhe h hervor.

Wenn auf ähnliche Art und Weise ein fester Winkel Φ ange-

Il

nommen wird und die Auswirkung von Änderungen der Höhe h betrachtet werden, so zeigt sich, dass bei einer Zunahme von h fy ähnliche zyklische

Änderungen von Null über 180^e nach 36Ο⁰ zeigt, so dass· wir eine ähnliche

Il

graphische Darstellung schaffen können, die die Änderung vono< gegenüber h für einen konstanten Wert von θ zeigt, und wiederum gehen hieraus

Il

zyklische Änderungen zwischen +90° und -90· ähnlich wie bei der im vorhergehenden Absatz beschriebenen graphischen Darstellung hervor. Eine mehr in Einzelheiten gehende Erläuterung dieses Phänomens findet man in einer Mitteilung von D.K. Barton in "Proc. I.E.E.E.", I965, Seite 543 und 544 (im weiteren als "Barton" bezeichnet). Wie bereits erwähnt, wird die indirekte Welle I, Fig. 1,

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bei ihrer Reflexion von der Bodenoberfläche gedämpft. Ferner ist eine Art der "Einflussverringerung auf das Polardiagramm" möglich, wie in Fig. 1 von Barton angegeben ist, d.h. mithin eine Verringerung der Stärk eines empfangenen Signals, wenn dieses Signal nicht von einer Quelle auf der Strahlenachse einer Richtempfangsantenne herrührt. Diese Dämpfung der indirekten Welle bei den Empfangsantennen verringert die Grosse des Vektors I in Fig. 1 und verringert ausserdem die Winkelabweichungen des resultierenden Vektors R.

In einem einfachen Interferometer mit zwei vertikal angeord neten Antennenelementen gründet sich der Messvorgang des vertikalen Winkels einer Strahlungsquelle auf die Messung der Phase des aurtreffenden Signals an einem Antennenelement in bezug auf die Phase des auftreffenden Signals am anderen Antennenelement, so dass die Anwesenheit von Bodenreflexionen und der bei jedem der Elemente eingeführte resultierend Phasenfehler diese Phasenmessung durch Einführung eines Fehlers stört. Die vorliegende Erfindung gründet sich auf einer Erweiterung der vorstehend entwickelten Grundsätze und sie wendet den Grundsatz der Raumverschiedenheit nicht auf eine einzige Antenne sondern auf ein Paar von Antennenelementen an, die ein Interferometer bilden.

Il

Aus diesen Überlegungen heraus ist es möglich, für jeden gegebenen Winkel auftreffender Strahlung -Θ eine Phasen-Höhen-Graphik zu zeichnen, die angibt, wie der Fehlerphasenwinkel cK der resultierenden Welle R sich mit der Höhe ändert, und dies ist in der Graphik mit gezogenen Linien nach Fig. 2 wiedergegeben, wo der Winkel ex. horizontal und die Höhe über dem Boden vertikal aufgetragen ist. In dieser Figur und ir. den folgenden auf dieser Figur gegründeten Grundsätzen wird von bestinziten Annahmen ausgegangen, um unnötige Koinplizierungen zu vermeiden, üic-s

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Annahmen sindi dass sich der Winkel c< zwischen +80° und -80° ändert; das der Einfachheit halber die Interferometerantennenanordnung vier Interferometerpaare mit einem Zwischenraum von 16d. zwischen den beiden Elemen ten jedes solchen Interferoraeterpaars enthält, wobei <i etwa 65 m.m. ist} dass das untere Element "3" des untersten Paars sich in einem Abstand von etwa „2<1 vom Boden befindet; und dass die anderen Interferoneterpaare vertikal angeordnet sind, wobei sich das untere Element "C" des bis auf eins untersten Paars 3,d über dem unteren "3" Element befindet, während sich das untere Element "2,^M des nächst niedrigen Paars 2d, über dem unteren ¹¹C" Element befindet, und wobei sich das untere Element "4" des höheren Paars 4d. über dem unseren "C" Element befindet. Später wird ersichtlich, dass diese Abmessungen und Anordnungen der experimentellen Ausführungsform, die anhand Fig. 3» 4 und 5 der Zeichnungen beschrieben wird, entsprechen.

Es wird darauf hingewiesen, dass die Sägezahnmuster in Fig. 2 nur Annäherungen sind, die den allgemeinen Grundsatz des Mitteins angeben und einen Fall darstellen, in dem der Reflexionskoeffizient sich der Einheit annähert und in dem eine Einflussverringerung des Polardiagramms im wesentlichen vernachlässigt wird, so dass die Fehlerphasen <*. verhältnismässig gross sind. Ferner besteht in den folgenden Messungen der Phase bei den Grenzen von + 80° eine Unstetigkeit, und an solchen Punkten wird die Phase als Null angenommen, was auf halber Strecke zwischen den Grenzen der Unstetigkeit liegt.

Es wird nun auf die mit gezogenen Linien gezeichnete graphische Darstellung nach Fig. 2 bezuggenommen, und in diesem Moment wird die rechte Seite der graphischen Darstellung vernachlässigt« Auf der

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-8- . T=HB. 32.151

linken Seite ist ein vielfaches Interferometerantennensystem mit den oben angenommenen Parametern dargestellt. Eine kurze Berechnung ergibt, dass der Winkel B- bei diesem Masstab annähernd 5° ist. Man kann nun jede Paar von Elementen nehmen und die Fehlerphase jedes Elements anhand der graphischen Darstellung schätzen, und dies ist in der ersten Zifferngruppe in Tabelle I für das obere und untere Element jeden Paars gezeigt Danach findet man den Unterschied zwischen den Pehlerphasen der beiden Elemente, und aus den so erhaltenen vier Phasenunterschieden kann man eine mittlere Fehlerphasendifferenz bilden. Diese Schritte sind in der ι ersten Zifferngruppe der Tabelle I angegeben, und es wird ersichtlich, dass der mittlere Phasenunterschiedsfehler weniger gross ist aln irgendeiner der einzelnen Phasenunterschiedsfehler.

Nun wird das ganze Antennensystem um einen d_ entsprechenden Abstand angehoben, und der Vorgang wird wiederholt. Dies ist bei der zweiten Zifferngruppe in der Tabelle I wiedergegeben. In diesem besonderen Beispiel ist wiederum der mittlere Fehler kleiner als irgendeiner der einzelnen Fehler.

Wiederum wird als Beispiel das gesamte Antennensystem un einen weiteren Abstand <I angehoben, wodurch es um 2d_ höher als in der links in Fig. 2 dargestellten ursprünglichen Position ist; wieder kann man die annähernden Schätzungen der Phase herleiten. Diese Ziffern .sind im dritten Teil der Tabelle I aufgeführt, und wieder ist der mittlere Fehler kleiner.als irgendeiner der einzelnen Fehler.

Nun wird, der Winkel Φ verändert. Es nuss daran gedacht werden, dass es sich um kleine Winkel handelt in einein Bereich, }.n dem Θ- gleich sin ·θ· ist, und so kann der Phasenunterschied zwischen den obere und unteren Elementen jedes Paars als proportional zu h.Q- ausgedrückt

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werden, siehe den genannten Ausdruck (ii). Um zu vermeiden, dass die graphische Darstellung nach Fig. 2 für einen verschiedenen Winkel erneut gezeichnet werden muss, kann die Dimension der Antennenanordnung in einem kleineren Massstab gezeichnet werden, was die gleiche Auswirkung wie ein grösserer Massstab hat, d.h. die vertikale Dimension des Wellenmusters der Graphik selbst wird ausgedehnt. Die Antennenanordnung kann so dargestellt werden, dass sie nur halb so hoch ist wie die Antennenanordnung, bei der 6- = 5° ist, links in Fig. 2, und diese erneut dimensionierte Antennenanordnung kann als θ· = 2·^° bezeichnet werden. Diese erneut dimensionierte Anordnung ist rechts in Fig. 2 wiedergegeben.

Unter weiterer Bezugnahme auf das Muster gezogener Linien nach Fig. 2 wird nun der Vorgang wiederholt, bei dem die Phasenfehlerunterschiede für jedes Element jedes Paars hergeleitet werden und wobei dann der mittlere Fehler über die vier Paare festgestellt wird. Für Θ· = 2·^° ist dies in der ersten Zifferngruppe der Tabelle II angegeben. Wieder ist die Grosse des mittleren Fehlers geringer als die der einzelnen Fehler.

Das Wellenmuster in Fig. 2 in gestrichelten Linien wird nun beschrieben. Die links in der Figur angegebenen Dimensionen der Antennenanordnung zeigen ein Muster, das einen Winkel Θ· von i£° betrifft. Die jeweiligen von diesem Muster hergeleiteten Fehlerphasen sind im zweiten Teil, der Tabelle II aufgetragen.

Schliesslich wird ein Winkel 6· von 5/8° betrachtet. Das betreffende Wellenmuster ist in der gestrichelten Graphik nach Fig. 2 dargestellt und so diEiensioniert, dass es in Verbindung mit der rechts in der Figur dargestellten Antennenanordnung gesehen werden muss, und es lässt sich für sowohl Q- = 2g° als auch für Θ- = 5/θ⁰ anwenden. Die herge-

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leiteten Winkel sind im Teil 3 der Tabelle II aufgetragen, und es wird festgestellt, dass nicht nur der mittlere Winkel eine beträchtliche Grosse hat, sondern dass alle Einzelfehler die gleichen sind. Der Grund· dafür geht aus der Graphik hervor, in der die allgemeine Höhe der Antennenanordnung im Bereich der Höhe liegt, in dem das gestrichelte WeI-lenmuster_# langsam von einer Grenze zur anderen wechselt.

Wie bereits erwähnt ist Fig. 2 nur eine sehr vereinfachte Darstellung der Art und Weise, in der sich der Phasenfehler mit der Höhe ändert, und jedes der Muster ist aus geraden Linien zusammengesetzt, tei weise zur Vereinfachung der Zeichnung und teilweise zur Vereinfachung der Herleitung der in den Tabellen T und II aufgeführten Fehlerphasen. Vie bei Barton hervorgeht, treten plötzliche Phasenwechsel an den Grenzen der maximalen Fehlerphase nur dann auf, wenn die indirekte Welle I die gleiche Grb'sse hat wie die direkte Welle W in Fig. 2, und in anderen Umständen folgt das Wellenmuster einer Reihe von Kurven, die sich umso- -mehr krümmen, je mehr die indirekte WeIIe gedämpft wird, und mithin auch dann, wenn der Grenzwert der Fehlerphase c< abnimmt. Das Wellenmuster behält jedoch die Charakteristik der Unstetigkeit, d.h. einen augenblicklichen Phasenwechsel von einer Grenze zur entgegengesetzten Grenze, und einen kontinuierlichen Phasenwechsel zur ersten Grenze zurück, wenn die Hb'he zunimmt.

Die Betrachtung von Fig. 2' und der aufgeführten Messungen führt zu einer wichtigen allgemeinen Regel. Vorausgesetzt, dass der Winkel ■& der auftreffenden Strahlung gross genug ist, um über die Höhe des Antennensystems eine ausreichende Anzahl von Wiederholungen oder "Zyklen" des Grundnusters zu ermöglichen, so kann ein Interferometersystem mit einer Vielzahl von Interferoneterpaare:) in einer räumlichen

?naR51 /108'*

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Anordnung eine Mittelmessung ergeben, die bedeutend genauer ist, als die, welche mit einem einzelnen Interferometer durchgeführt wird. In diesem Zusammenhang ist es zweckmässig, die Techniken der vorliegenden Erfindung mit früheren Theorien zu vergleichen. Siehe beispielsweise Barton, der auf Seite 544 feststellt, dass "die Auswirkung des "Mehrweg"-Fehlers die Nützlichkeit vertikaler Interferometer weitgehend begrenzt". Siehe ebensc Bateman auf Seite 665, Spalte 2, Zeilen 3 bis 5f o.er, obwohl er sich nur mit Schwund und. nicht mit der Phasenmessung beschäftigt, dennoch feststellt, dass "dieses Raumantennenverfahren unbedingt nur bei Direktschal tungen angewendet werden darf", d.h. in Situationen, in denen -θ konstant und bekannt ist.

Wie aus der Tabelle I hervorgeht, hängen die erzielten Resultate von der Höhe der Gesamtanordnung über dem Erdboden ab, und wie aus Fig. 2 hervorgeht, wird dieser Effekt deutlicher, wenn der Winkel Θ- abnimmt, und daher auch dann, wenn die Anzahl von Wiederholunger des Grundmusters über die Höhe der Antennenanordnung gleichfalls abnimmt,

? Π 9 ß B 1 / 1 Π B h

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Tabelle I

	Antennenpaar	Fehlerphasen in ·	Unteres (b)	Mi-	O -16	Unterschied (a-b)	+48 -48	Mi <	-52 +48
Dargestelltes 'Antennensystem θ- + 5*	4 2	Oberes ( a)	-48 +16	+48	+48 -52	+16	-52
	C	0 -16	O	-16	+48	-48	+48
	5	+48	+16	-52	;tel +8
		-16	;tel +£_
Um id angehobenes Antennensystem Θ· - 5*	4 2		+48 -52
	C	+48 -48	-52
	5	+16	-52
		-48	Mittel -12
Um 2d. angehobenes Antennensystem e - 5·	4 2
	C ,	+16 O
	5	-16
		O

?D9fi51/in8A

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Tabelle II

	Antennenpaar	Fehlerphasen in °	Unteres (b)	Mit-	+8	Mit-	+44	< Mit	Unterschied (a-b)
β- = 2^Q	4	Oberes (a)	-64	+24	+52	+64
	2	O	-32	+40	+60	. +64
	C	+32	O	+64	+72	+64
	3	+64	+48;	-96
		-48	fcel +24
β- = ii°	4		+32
	2	+40	+32
	C	+56	+32
	3	+72	-128
		-64	;el ^8~
ö- - 5/8°	4		-64
	2	-20	-64
	C	-12	-64
	3	-4	-64
		+8	tel -64

:> η 9 R B w vn 8

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In der zu beschreibenden Ausfuhrungsform wurde die Erfindung in der Höheneinheit angewendet, d.h. einer vertikal aufgestellten Interferometeranordnung zürn Messen von Vertikalwinkeln eines Radionavigationssystems, wie im wesentlichen in der Patentschrift 1 202 393 beschrieben, einschliesslich der digitalen Phasenbestimmung der in der Patentschrift 1 I9I 831 beschriebenen Art.

Das System war zum Betrieb im 5·0 GHz-Band bestimmt, das der Navigationshilfe zugewiesen ist, und was die höchste Frequenz ist, bei der eine Wirkungsweise in ungünstigen Witterungsverhältnissen gewährleistet werden kann. Dieser Frequenzbereich wird ebenso für das neue "ICAO"-Führungssystem bevorzugt.

Wenn eine Reihe von Interferometerpaaren mit einem Abstand in geometrischer Progression mit einem Verhältnis von 2 angeordnet wird, so kann die Mehrdeutigkeit im Interferometer mit dem grössten Abstand über das eindeutige Gesichtsfeld des Interferometers mit dem kleinsten Abstand aufgelöst werden. Grundsätzlich ist diese MehrdeutigkeitsauflSsung bei Phasenunterschiedsfehlern zwischen Interferometern bis zu einer theoretischen Grenze von 90° möglich, in der Praxis ist es jedoch zweckmässig, eine Digitalisierung und instrumenteile Phasenfehler zuzulassen, und es wird etwa 50° verfügbar sein, um eine Toleranz für indirekte Mehrwegsignale zu geben. Andere Abstandsmuster für Antennenelemont sind möglich, dieses eignet sich jedoch besonders zur binär kodierten Digitalverarbeitung.

In dem Blockschaltbild in Fig. 3 ist links in der Figur

eine vertikale Anordnung von Antennenslementeii dargestellt, die der Einfachheit halber so bezeichnet sind, dass sie ihren cegenseitigen Abstand angäben, lie vier Paare von Elsnenten nit aera «^rc'sn ten Ab:;tar;.i f;.:.r

? 0 9 8 5 I / 1 0 B 4

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zwischen den Elementen 16/5 und 3i den Elementen 16/C und C, den Elementen 16/2 und 2 und den Elementen 16/4 und 4 gebildet. Jedes dieser Paare hat einen Abstand von I6d, worin d * 6.5 cm ist. Die Antennenan-Ordnung ist möglichst nahe der Bodenoberfliehe angeordnet» wobei der Abetand zwischen Element 3 und des Boden in einer experimentellen Anordnung etwa 12 cm war. Die andern Paare sind zwischen 2, 3i 4» 0 und der allgemeinen Antenne C alt den jeweiligen Abständen 2d, 3d, 4d und 8d gebildet. Die Interferometersbet&nde liegen in betug auf die allgemeine Antenne C ia Verhältnis von 3 t 2 t 4 1 8 1 16, der Abttand von I6J. wirÄ jedoch in einer Raueanordnung entsprechend der bereit· erwähnten ßrundaltze dreiaal wiederholt.

Bas Mikrowellensignal geht von jeder Antenne tu einem überlagerungsempfänger B, und all· £spfanger werden von einer nicht dargestellten allgemeinen tJberlagerungeoezillatorquelle gespeist. Der Phasenunterschied zwischen Signalen von eines Espfgn&erpaar wird bei fcwifechenfrequenz, vorzugsweise 40 HHs, in eine* Diskriminator D gesessen, und Ais Phase wird in einen Digitalkode hergeleitet, auf einen logischen Pegel verstärkt und in eine» logischen Netzwerk verarbeitet« Die an Antennenpaaren Mit eines Abstand von tg, }£, 41 und t£ gesessen· Phaes »ird digitalisiert, wobei sli Aueganftpunkt sin Viaksl 45' t·«»hit wir* und wobei vier Detektoren alt des Diskrisinator verwendet werden, so das* sie als ein 4-Bit Johnson Kode erscheint. Die an den vier Antennenpaaren sit einem Abstand von I6d gesessene Phase wird auf einen Winkel von 22£* digitalisiert und erscheint als ein 4-Bit Johnson Kode. Die Grundsätze ♦iner solchen Phaseneessung unter Verwendung von Hybrid-Kettwerken, digitaler Herleitung und Verarbeitung Bind in der Patentschrift 1 1J1 8J1 beschrieben.

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-16- PHB. 52.151.

Die von den vier Antennenpaaren mit dem grössten Abstand hergeleiteten Phasen werden jeweils in den betreffenden Umwandlern C in einen 4~Bit Binärkode umgewandelt, und durch Addition in einem Addierer A und durch Teilung durch 4 wird ihre Mittel berechnet. Dies ist selbstverständlich genau der in einfachen Ausdrücken in bezug auf Fig. 2 bereits beschriebene Vorgang des Herleitens eines mittleren Winkels. Phasendigits von allen Diskriminatoren gehen zu der Mehrdeutigkeitaauflösungslogik L, die ein 1O-Bit simultanes Binärmass des Höhenwinkels ergibt.

Grundsätzlich kann Phasenmehrdeutigkeit in einem Antennenpaar mit einem Abstand von 2d in besug auf ein Paar mit einem Abstand von entweder ά oder 3öL aufgelöst werden. In dieser Ausführungsform wurde der Abstand $cL gewählt, da die physikalische Grosse der Antennen die Ver Wendung eines Abstand d ausschliesst.

In der vorhergehenden Beschreibung wurde von Phasenmessung© unter Verwendung von Hybrid-Netzwerken, gefolgt von einer digitalen Herleitung und Verarbeitung ausgegangen. Eine andere Anordnung jedoch,

Il

die sich berexts bewährt hat, verwendet die Technik der Übertragungsleitung-Phasenmessung, die selbstverständlich durch die beschriebene digitale Herleitung und Verarbeitung gefolgt wird.

Die Grundsätze der Phasenmessung unter Verwendung von·Übertragungsleitungen gründen sich bekannterweise auf der Voraussetzung, dass dann, wenn sinusförmige Signale mit der gleichen Frequenz in die entgegengesetzten Enden einer angepassten Verzögerungsleitung eingegeber werden, ein Stehwellenmuster in der Leitung aufgebaut wird. Ein .Vergleich dsr Spannungsampli tuden an geeigneten Stellen entlang dex· Leitung liefert die Information der relativen Phase der beiden Signale. So kann

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beispielsweise die Verwendung von 4 Anzapfstellen in einer Leitung mit einer Länge von 3 Α/&ι wobei die Stellen in einem Abstand /j /8 liegen, den Phasenwinkel innerhalb von 45° feststellen. Die Grundsätze ähneln

Il

weitgehend denen, in denen das Stehwellenmuster in einer Ubertragungs leitung zum Impedanzmessen verwendet wird, mit dem Unterschied, dass das Signal in. jeder Anzapfstelle einem Rechteckdetektor zugeführt wird (vgl. beispielsweise Pig. 2, 3» 4 und 5 der Patentschrift 1 191 831)» wonach die Ausgänge an ausgewählten Stellen in einfachen Abziehschaltungen verglichen werden, um Signale herzuleiten, deren Zeichen, d.h. Polaritäten oder "Richtungen" den zu messenden Winkel anzeigen. Diese Technik ist in Fi₁J. 4 veranschaulicht, wo eine Ver-

Il

zögerungsleitung T, mit einer Länge einer normalen übertragungsleitung dargestellt ist, di§_3 Λ /β lang ist und 4 Abzapfstellen E, P, G und H in einem gleichen Abstand von Λ /8 hat. Jede-Abzapfstelle speist einen Rechteckdetektor J, und die Ausgänge dieser Detektoren werden in Abziehßchaltungen S verglichen. Wenn nun den beiden Enden der Leitungen sinusförmige Signale mit der gleichen Amplitude und Frequenz jedoch mit den Parametern cos UJ t bzw. ( 6u t + 0) zugeführt werden, so erzeugt der Unte: schied zwischen den detektierten Ausgängen in den Stellen E und H ein Signal dessen Zeichen, d.h. Richtung oder Polarität, das gleiche wie von sin ψ ist. Ähnlich kann man von den Anzapfstellen E und F ein Signal herleiten, dessen Zeichen demjenigen von sin (0 - ?7~/2) entspricht. Ahnlich kann man auch von E und G eine Indikation von sin {φ - 77"/A) und von H und F eine Anzeige von sin (0-3 TC / A herleiten. Diese Winkel sind in Fig. 4 angegeben. '

Dieses Verfahren zur Phasendigitalisierung bis zu 7^/4 (d.h. 45°) kann mit dem anhand von Fig. 5 in der Patentschrift 1 191

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-1B- PHB. 32.151.

beschriebenen verglichen werden.

Fig. 5 zeigt eine Einzelheit der im oberen Teil in Fig. 3 dargestellten Anordnung. In Fig. 5 speisen die Empfänger B nicht direkt die Diskriminatoren D, sondern der Ausgang jedes Empfängers wird einem Phasenmodulator PM zugeführt. Jeder Phasenraodulator hat die Form eines einfachen Widerstands-Kondensators/Phasenschiebers, wobei der Widerstand spannungsabhängig ist, Ein Generator RG erzeugt ein 500 Hz Signal mit einer ßägezahnförmigen Wellenform, wie in Fig. 5 dargestellt ist, und dies wird den spannungsabhängigen Widerständen in jedem der Phasenmodulatoren zugeführt. So wird die Phase des im Phasenmodulator vom Empfängei B aus ankommenden Signals durch diese Sägezahnwelle moduliert. Die Phaser bewegung ist gleich dem digitalen Intervall der Phasendiskriminatoren, nämlich 22^°. Die gemessene Phase ändert sich mithin über das digitale Intervall, und wenn sie über eine Anzahl von Impulsen integriert ist, wird das digitale Intervall ausgemittelt. Mittels dieser "PhasenwobblungE technik" kann die Phase genauer gemessen werden als das digitale Intervall von 22|°.

Die Ausgänge der Phasenniodulatoren PM werden dann den Diskriminatoren D und von dort aus den Umwandlern C in der gleichen Art und Weise, wie in bezug auf Fig. 3 beschrieben wurde, zugeführt.

In den vorstehend beschriebenen Anordnungen erzeugen 9 zu 8 Paaren kombinierte Antennen ein 10-Bit Binärwort, das den Höhenwinkel darstellt. Das Feld ist sin" (λ /d) worin (1 der Abstand des sich am nächsten liegenden Paars ist. Dies schafft ein Gesichtsfeld von 65°, das geeignet ist über den Bereich von 0° bis 45° in der Hohe zu arbeiten.

Il

Die Überlagerungsempfänger B erreichten normalerweise eine adäquate Empfindlichkeit und Auswählfähigkeit. Wenn die Phasenverglei-

chungsmessung bei Zwischenfrequenz durchgeführt wird, so muss das Uber-

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-19- PHB. 32.151.

lagerungsoszillatorsignal phasenkohärent sein.

In der experimentellen Ausführungsform könnten zwei Flug- ■ zeuge in der Höhe getrennt sein, wenn der Winkel zwischen ihnen von der Bodenstation aus grosser als (0.1° sek Θ·) war, worin θ der Flugzeughöhenwinkel ist.

209851

Claims (6)

-20- PHB. 32.151. TA TENTANSPRUCHE :

1.) Radiofrequente vertikal angeordnete Interferoneterantennenanordnung in Form einer vertikal angeordneten linearen Anordnung mit vie" Antennenelementen, bei denen der Abstand zwischen einem Paar von Elementen der gleiche ist wie der Abstand zwischen dem andern Paar von Elementen.

2. Antennenanordnung nach Anspruch 1 mit zwei Elenenten mit
einem gegenseitigen Abstand von s,, einem dritten Element mit einem Abstand eines ganzen Vielfachen von £ vom ersten der beiden Elemente und
einem vierten Element mit einem Abstand des gleichen ganzen Vielfachen
von s_ νοώ andern der beiden Elemente.

3· Antennenanordnung nach Anspruch 2 mit zwei Elementen mit
einem gegenseitigen Abstand von s_, Elementen mit einem Abstand von 2s.... m £ von einem der erwähnten Elemente, zwei Elementen_)f bei denen m eine ganze Potenz von 2 ist, und einem Element mit einem Abstand von m js von dem andern der beiden Elemente.

4· Antennenanordnung nach Anspruch 3 mit einem weiteren Element in einem Abstand von m s. von einem andern Element als einem der genannten beiden Elemente.

5· Antennenanordnung nach Anspruch 1 wie im wesentlichen anhan von Fig. 3 beschrieben.

6. Vertikales Interferometersystem mit einer Antennenanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit Mitteln, um von jedem Paar . von Elementen im gleichen Abstand ein Hass des Vertikalwinkels einer
Radioquelle herzuleiten, und mit Mitteln zum Herleiten eines Mittels vori

den genannten Messungen»
7* System nach Anspruch 6, in dem die Phasendiskriminatoren

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im Betrieb einen Phasenmessungsausgang in binär-digitaler Forro liefern. 8» System nach Anspruch ?» in eiern die Mittelanordnung die binär-digitalen Ausgange der Biskriminatoren addiert und das Mittel herleitet t indem zwei oder mehrere Digits niedrigerer Rangordnung der binärdigitalen Summe entfernt oder vernachlässigt werden* 9· System nach Anspruch β» im wesentlichen wie anhand der Figuren beschrieben.

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