DE1813326C3

DE1813326C3 - Integrierte Schaltung zum Vorspannen der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors durch eine temperaturabhängige Vorspannung

Info

Publication number: DE1813326C3
Application number: DE1813326A
Authority: DE
Inventors: Allen Leroy Somerville N.J. Limberg
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1967-12-08
Filing date: 1968-12-07
Publication date: 1985-02-21
Also published as: JPS5612887B1; SU484511A1; AT301694B; ES361150A1; GB1240137A; US3534245A; NL165012C; SE345561B; FR1602149A; JPS5743935B1; DE1813326B2; BE725102A; NL6817518A; DE1813326A1; NL165012B

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Schaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 oder 2.

Aus der DE-AS 11 41 338 ist ein Transistorverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt, bei dem der Arbeitspunkt durch einen Spannungsteiler stabilisiert ist, welcher aus einem Widerstand und einer parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors liegenden Diode besteht, die durch die Basis-Emitter-Strecke eines Hilfstransistors gebildet ist, der die gleiche Charakteristik wie der Verstärkertransistor hat und durch Verbinden von Basis und Kollektor als Diode geschaltet ist. Die Übereinstimmung der Charakteristiken des Verstärkertransistors und des Hilfstransistors soll bei dieser aus diskreten Bauelementen aufgebauten bekannten Schaltungsanordnung durch Verwendung gepaarter Transistoren erreicht werden.

Aus der FR-PS 14 56 851 ist eine Stromversorgungsschaltung für einen Verstärker bekannt, die eine Reihenschaltung aus einem festen Vorwiderstand und sechs pn-Dioden enthält. Die Reihenschaltung ist zwischen eine Betriebsspannungsklemme und ein Bezugspotential geschaltet. Die pn-Dioden werden durch die Betriebsspannung in Flußrichtung vorgespannt. An drei Dioden wird eine Kollektorspannung und an zwei ande-

ren Dioden eine Basisvorspannung für verschiedene Verstärkertransistoren des Verstärkers abgenommen. Der Verstärker und die Stromversorg,aigsschaltung können als integrierte Schaltung ausgebildet sein.

Eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 2 ist aus der US-PS 2b 98 416, insbesondere Fig. 4, bekannt Bei dieser aus dem Jahre 1954 stammenden und daher noch aus diskreten Bauelementen bestehfinden bekannten Schaltungsanordnung handelt es sich um eine mit Rückwärtsregelung arbeitende Spannungsstabilisierungsschaltung mit einem sogenannten LängstransUtor, dessen Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit der Last, die mit der stabilisierten Spannung versorgt werden soll, an die Klemmen einer unstabilisierten Spannungsquelle angeschlossen ist. Die Schaltung enthält ferner einen sogenannten Quertransistor, dessen Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit einem Kollektorwiderstand an die Spannung jquelle angeschlossen ist und dessen Basiselektrode an den Abgriff eines der Last parallelgeschalteten Spannungsteilers angeschlossen ist Der Quertransistor verstärkt die Spannungsschwankungen an der Last und steuert die Basis des Längstransistors gegenkoppelnd in einem Sinne einer Verringerung dieser Schwankungen. Diese Spannungsstabilisierungsschaltung erzeugt eine gegen alle äußeren Einflüsse im Rahmen der Regelschärfe stabilisierte Spannung, die sich daher nicht als Vorspannung zur Temperaturstabilisierung des Kollektorstroms eines Transistors eignet.

Aus der FR-PS 15 02 269 ist eine besonders für integrierte Schaltungen geeignete Schaltungsanordnung zum Vorspannen der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors durch eine temperaturbedingte Änderung des Kollektorstroms des Transistors kompensierende, temperaturabhängige Vorspannung, die als Spannungsabfall an einem einseitig an einem Bezugspotential liegenden, in Flußrichtung vorgespannten pn-übergang abgenommen wird, bekannt. Der pn-übergang bildet die Basis-Emitter-Strecke eines in der thermischen Umgebung des vorzuspannenden Transistors befindlichen ersten Transistors, dessen Emitter an ein Bezugspotential und dessen Kollektor über einen in der thermischen Umgebung des vorzuspannenden Transistors befindlichen Vorwiderstand mit gegebenem positiven Temperaturkoeffizienten an eine Betriebsspannungsquelle angeschlossen ist. Ferner enthält diese Schaltungsanordnung einen in der thermischen Umgebung des vorzuspannenden Transistors befindlichen zweiten Transistor, der vom gleichen Leitungstyp wie der erste Transistor ist und dessen Basis am Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist und dessen Emitter mit der Basis des ersten Transistors sowie über einen Widerstand mit dem Bezugspotential verbunden ist und dessen Kollektor an eine weitere Betriebsspannungsklemme angeschlossen ist.

Aus der Veröffentlichung »SCIENTIA ELECTRICA«, Bd. IX, Birkhäuser Verlag Basel/Stuttgart, 1963, S. 67—91, insbesondere Abb. 15 auf Seite 88, ist eine Konstantstromquelle zur Speisung eines Differenzverstärkers bekannt, welche einen Transistor in Basisschaltung enthält. Der mit einem Emitterwiderstand in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Strecke dieses Stromquellentransistors liegt eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode und zwei in Flußrichtung gepolten pn-Dioden, die zur Kompensation des positiven Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode dienen, parallel. Diese Reihenschaltung wird über einen Festwiderstand mit Strom versorgt. In die Temperaturkompensation ist nur die Zenerdiode einbezogen; Störungen durch eine unzulässig hohe Temperaturdrift der Widerstände sollen bei dieser bekannten Schaltung durch Verwendung von Chrom-Nickel-Widerständen vermieden werden. Aus der Veröffentlichung »ΪΕΕΕ TRANSACTIONS ON CIRCUIT THEORY«, Bd. CT-12, No. 4, Dezember 1965, S. 586-590, insbesondere Fig. 3 auf Seite 588, ist eine Konstantstromquelle für den Mikroamperebereich bekannt, die einen durch Verbinden von Basis und KoI-lektor als Diode geschalteten, über einen Festwiderstand an eine Vorspannung angeschlossenen Transistor enthält, der einer Reihenschaltung aus der Basis-Emitter-Strecke eines zweiten Transistors und einem mit dessen Emitter verbundenen Emitterwiderstand parallel geschaltet ist. Bei dieser Schaltung wird der Unterschied der Basis-Emitter-Spannungen zweier Transistoren, die mit verschiedenen Kollektorströmen betrieben werden, ausgenützt, und der Strom durch den als Diode geschalteten Transistor soll groß im Vergleich zu dem gewünschten Strom der Stromquelle sein. Der Unterschied der Basis-Emitter-Spannungen der beiden Transistoren ist eine lineare Funktion der absoluten Temperatur, und der Temperaturkoeffizient des Ausgangsstroms der Stromquelle ist entweder negativ oder positiv, je nachdem, ob Widerstände mit dem Temperaturkoeffizienten Null oder hochohmige diffundierte Widerstände verwendet werden. Dies legt allenfalls eine Temperaturkompensation durch Verwendung bestimmter Widerstandskombinationen nahe.

Bei den obenerwähnten bekannten Schaltungsanordnungen, die eine in gewünschter Weise temperaturabhängige Vorspannung liefern, ist die Stabilisierung des Kollektorstroms des vorzuspannenden Transistors gegen Temperaturschwankungen dadurch begrenzt, daß der Temperaturgang des Vorwiderstandes den Strom durch den pn-übergang, an dem die Vorspannung abgenommen wird, temperaturabhängig verändert.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei den Schaltungen gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und dem Oberbegriff des Anspruchs 2 auf einfache Weise die Stabilisierung des Kollektor--Stroms des vorzuspannenden Transistors gegen Temperaturschwankungen zu verbessern.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung bei einer integrierten Schaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 durch die kennzeichnenden Merkmale dieses Anspruchs und bei einer integrierten Schaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 2 durch die kennzeichnenden Merkmale dieses Anspruchs gelöst.

Durch die Erfindung wird der unerwünschte Einfluß des Temperaturganges des Vorwiderstandes auf den zu stabilisierenden Kollektorstrom bzw. die zu erzeugende Vorspannung weitgehend ausgeschaltet. Die Unteransprüche betreffen Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung. Ausführungsbeispiele der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer integrierten Schaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein Schaltbild einer Abwandlung der integrierten Schaltung gemäß Fig. 1,

Γ i g. 3 ein Schaltbild einer zusätzlichen Stabilisierungsschaltung, die in Verbindung mit den integrierten Schaltungen gemäß F i g. 1 oder 2 verwendet werden kann, und

Fig.4 und 5 Schaltbilder von integrierten Schaltungen, die Abwandlungen der Ausführungsbeispiele ge-

maß F i g. 1 bzw. 2 enthalten.

Die in F i g. 1 dargestellte Schaltungsanordnung wird in integrierter Bauweise ausgeführt. Sie enthält eine Lawinen- oder Zenerdiode 10, die in Reihe mit einem ersten Widerstand 16 zwischen eine Speisespannungsklemme 12 und eine Bezugs- oder Masseklemme 14 geschaltet ist. Vom Verbindungspunkt 20 der Zenerdiode 10 mit dem Widerstand 16 ist ein zweiter Widerstand 18 zum Kollektor eines ersten einer Reihe von hintereinander geschalteten Transistoren 22, 24, ... η to geschaltet. Die Transistoren 22, 24, ... η sind jeweils durch eine Verbindung zwischen Basis und Kollektor als Gleichrichter geschaltet und werden daher im folgenden auch kurz als »Gleichrichtertransisioren« bezeichnet.

Der Emitter des Gleichrichtertransistors η ist mit der Masseklemme 14 verbunden. An Masse liegt auch der Emitter eines weiteren Transistors 11. welcher durch die Stromquelle vorgespannt werden soll. Seine Basis ist über eine Leitung 13 mit der Basis des Gleichrichtertransistors η verbunden und sein Kollektor ist über eine Ausgangsklemme 15 an eine Last 17 angeschlossen.

Der als Festwiderstand ausgebildete Widerstand 18 und die Gleichrichtertransistoren 22,24,... können also als Vorwiderstand angesehen werden, über den der Gleichrichtertransistor η, der die Vorspannung für den Transistor 11 liefert, von der Zenerdiode 10 mit Strom versorgt wird.

Wie man diese verschiedenen als Transistoren. Dioden und Widerstände arbeitenden Bauelemente in einem monolithischen integrierten Schaltungsplättchen ausführt, ist ebenso wie die Art ihrer Zusammenschaltung bekannt. Bei einem solchen Aufbau sind die aktiven und passiven Schaltungselemente sehr gut aufeinander abgestimmt und ausgezeichnet thermisch miteinander gekoppelt.

In der Schaltung nach Fig. 1 ist der Wert des Widerstandes 18 von der Umgebungstemperatur abhängig. Die als Gleichrichter geschalteten Transistoren 22,24... π enthalten je einen Halbleiterübergang im Plättchen. Wenn an der Speisespannungsklemme 12 eine ungeregelte Spannung liegt hält die Zenerdiode 10 die Gleichspannung am Verbindungspunkt 20 praktisch konstant

Beim Betrieb der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird der Zenerdiode 10 über den Anschluß 12 eine Spannung zugeführt welche stärker positiv als die Sperrdurchbruchsspannung ist. Am Verbindungspunkt 20 entsteht dann eine geregelte Spannung, die praktisch gleich der Sperrdurchbmchsspannung ist und ausreicht. um einen Strom durch die Reihenschaltung aus dem Widerstand 18 und den Gleichrichtertransistoren 22,24 ...π fließen zu lassen.

Da der Basis-Emitter-Übergang des als Gleichrichter geschalteten Transistors η parallel zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 liegt und diese beiden Transistoren in der integrierten Schaltung gut übereinstimmen und thermisch gut gekoppelt sind, ist der Kollektorstrom im Transistor 11 genauso groß wie der im Transistor n. Der Kollektorstrom im Transistor 11 kann dann bei einer Temperatur Γι aus der Gleichung für den Kollektorstrom des Transistors η bestimmt werden:

V_Tb-mV_b, R

(D

65

=» Kollektorstrom des Transistors η in mA,

— Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 10 in V,

= Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfall jedes der als Gleichrichter geschalteten Transistoren 22,24,. .„/?,

·» Anzahl der als Gleichrichter in Serie geschalteten Transistoren und

— Wert des Widerstandes 18 in kOhm.

Man sieht, daß der Wert des Stromes bei Temperaturschwankungen stabilisiert werden kann, wenn man die definierten Temperaturabhängigkeiten der Bauelemente, welche in Gleichung 1 auftreten, ausnutzt.

Bei Änderungen der Umgebungstemperatur verändern sich die Parameter in Gleichung 1 im einzelnen in folgender Weise. Der Betriebsstrom der Quelle läßt sich bei einer anderen Temperatur T2 durch die folgende Gleichung ausdrücken

\V_rb)-m(V_be+ \V_bt) R + \R

wobei Δ VVi, und Δ Vj* und AR die Veränderungen von Vr*. V_1x bzw. R. bei einer Temperaturänderung von 7i auf Γι sind, h ist der Kollektorstrom im Transistor π bei der neuen Temperatur Tj.

Wenn der Kollektorstrom des Transistors 11 bei einer solchen Temperaturveränderung stabil bleiben soll, muß /1 gleich /2 sein. Damit muß die folgende Gleichung erfüllt sein:

V,_b-mV_be {V_rb+ R

R+ IR

. Durch Überkreuzmultiplikation und Auflösung läßt sich zeigen, daß ein konstanter Strom erhalten wird, wenn

J V_rb - m J V_be _ J R V_rb-mV_be R

(4)

ist. Die genauen Werie für die Ausdrücke V,*, Δ V/*, Vic Δ Vt_x. und AR/R in der vorstehenden Gleichung hängen in starkem Maße von dem Halbleitermaterial ab, aus welchem die integrierte Schaltung aufgebaut wird. Ferner hängen die Werte von dem angewandten Herstellungsverfahren ab. Beispielsweise ist bei einem monolithischen Siliziumaufbau der Durchlaßspannungsabfall der Halbleiterübergänge etwa 0,7 V, während die Änderung des Durchlaßspannungsabfalls in Abhängigkeit von der Temperatur, Δ Vi» etwa 1,75 mV K-' ist Die Widerstandswerte schwanken bei einem solchen Aufbau zusätzlich um 13%oK-' für einen Widerstand von 200 Ohm/D. Weiterhin hat eine Zenerdiode, wie sie in der Schaltung nach Fig. 1 vorgesehen ist, mit einer Sperrdurchbruchsspannung von 5,1 V einen positiven Temperatur-Koeffizienten von etwa I₁OmVK-' bei einem Strom von 1 mA. (Damit verändert sich die am Verbindungspunkt 20 stehende Gleichspannung als Funktion der Umgebungstemperaturänderungen.)

Wenn man diese Werte in Gleichung 4 einsetzt und beachtet, daß die Änderung des Durchlaßspannungsabfalls Δ Vbc mit der Temperatur in entgegengesetzten Sinne wie entsprechende temperaturbedingte Änderun-

gen der Sperrdurchbruchsspannung und des Widerstandes verlaufen, dann läßt sich zeigen, daß eine Temperaturstabilisierung erreicht wird, wenn m, die Anzahl der in Reihe geschalteten Gleichrichtertransistoren, 2,82 beträgt. Da die Zahl der Transistoren kein Bruch, sondern nur eine ganze Zahl sein kann, wählt man die nächste ganze Zahl, also drei in Reihe geschaltete Gleichrichtertransistoren für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1.

Eine solche Schaltung ergibt einen Kollektorstrom für den Transistor 11, der bei Temperaturschwankungen praktisch konstant ist. Die Zenerdiode 10 trennt die Schaltungsanordnung von Schwankungen der am Anschluß 12 liegenden Speisespannung und stabilisiert damit den Koiiektorstrcm auch bei Schwankungen dieser Spannung.

Die in Fig. 2 gezeigte Schaltung entspricht der Schaltung nach F i g. 1. Wieder dient eine Zenerdiode 10 der Stabilisierung gegen Speisespannungsschwankungen. Ein Unterschied besteht jedoch darin, daß die drei in Reihe als Gleichrichter geschalteten Transistoren durch eine rückgekoppelte Transistorstufe 200 ersetzt sind, mit welcher sich der Wert von 2,82 V₆,. als optimaler Wert für die Temperaturstabilisierung besser erreichen läßt.

.Die Stufe 200 enthält ein Paar Transistoren 202 und 204. Der Transistor 202 ist in Emittergrundschaltung geschaltet, sein Kollektor liegi über Widerstände 16 und 18 an der Speisespannungsklemme 12 und sein Emitter liegt an der Spannungsklemnie 14. Der andere Transistor 204 ist in Kollekiorgrundschaltung geschaltet, sein Kollektor liegt an der Speisespannungsklemme 12 und sein Emitter über ein Paar in Reihe geschalteter Widerstände 206 und 208 an der Bezugsspannungsklemme 14.

Der Verbindungspunkt 210 zwischen den Widerständen 206 und 208 liegt über eine Leitung 212 an der Basis des Transistors 20Z dessen Kollektor über eine Leitung 214 mit der Basis des Transistors 204 verbunden ist. Die Leitung 13 verbindet ferner den Verbindungspunkt 210 mit der Basis des Transistors 11. Die Werte der Widerstände 206 und 208 sind so gewählt, daß durch die Transistoren 202 und 204 genügend Strom fließt, um an ihren Basis-Emitter-Übergängen einen vollen Durchlaßspannungsabfall entstehen zu lassen.

In der Stufe 200 entsteht eine Gleichspannung am Widerstand 208, die praktisch gleich dem Durchlaßspannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 202 ist. Wegen der Reihenschaltung der Widerstände 206 und 208 und weil der Widerstand 208 so gewählt ist, daß durch ihn der größte Teii des den Widerstand 206 durchfließenden Stromes fließt, ist die am Emitter des Transistors 204 entstehende Spannung gleich der Spannung Vk multipliziert mit der Summe 1 plus dem Widerstandsverhältnis der Widerstände 206 und 208. Der Widerstand 206 steht bei diesem Bruch im Zähler, der Widerstand 208 im Nenner.

Da die Gleichspannung an der Basis des Transistors 204 um einen Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfall stärker positiv als sein Emitter ist und da bei einer integrierten Schaltung die Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfälle aller Transistoren praktisch gleich sind, ist auch die Gleichspannung, die an dem dem Verbindungspunkt 20 gegenüberliegenden Ende des Widerstandes 18 entsteht, gleich der Spannung Vk mal der Summe 2, plus dem vorerwähnten Widerstandsverhältnis.

Gibt man dem Widerstand 206 einen Wert, der 0,82mal so groß wie der Wert des Widerstandes 2p8 ist (also 2 weniger als die erwähnte Anzahl der Halbleiter-Übergangsspannungsabfälle), dann wird die Forderung nach 2,82 Vi_x, also 2,82 Spannungsabfällen, an dem der Zenerdiode 10 abgewandten Ende des Widerstandes 18 erfüllt. Dann tritt eine Temperaturstabilisierung ein, und der Kollektorstrom des Transistors 202 (der durch den Wert des Widerstandes 18 bestimmt wird) ist gleich dem des Transistors 11. Der Zusammenhang zwischen den 2,82 Spannungsabfällen V*, in der Schaltung nach F i g. 2

to und den in der Schaltung nach F i g. 1 geforderten 2,82 als Gleichrichter geschalteten Transistoren, von denen jeder einen Durchlaßspannungsabfall V^ liefert, ist hiermit ersichtlich.

Für eine Stromstabilisierung in einer Schaltungsan-

!5 Ordnung, bei äcr einer der Werte VVo, AV_rb. V_be, ΔΫ^ und AR/R von den obengenannten Werten verschieden ist, würde ein anderes Widerstandsverhältnis als 0,82 erforderlich sein. Das im Endeffekt gewählte Widerstandsverhältnis wird von Temperaturschwankungen nicht beeinflußt, weil sich in einer integrierten Schaltung die Werte des Widerstandes 206 und des Widerstandes 208 im gleichen Verhältnis verändern.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung läßt sich mit jeder der Schaltungsanordnungen nach F i g. 1 und 2 zur weiteren .Stabilisierung des Kollektorstromes des Transistors 11 verwenden.

Diese Schaltung dient zur Regelung des durch die Zenerdiode 10 fließenden Stromes. Auf diese Weise werden die Sperrdurchbruchsspannung Va der Zenerdiode 10 und Veränderungen dieser Durchbruchsspannung Δν_Λ bei Temperaturschwankungen genauer definiert und lassen sich besser in der angegebenen Weise kompensieren, da nur der Temperatureffekt der Zenerdiode 10, nicht jedoch der sie mit Strom versorgenden Schaltung berücksichtigt zu werden braucht. Die Regelschaltung nach F i g. 3 enthält einen Differenzverstärker 300 und einen Emitterfolger 310. Der Differenzverstärker 300 ist mit Transistoren 302 und 304 und Widerständen 306 und 308 aufgebaut, während der Emitterfolger 310 einen Transistor 312 und Widerstände 314 und 316 enthält. Die Emitter der Transistoren 302 und 304 sind zusammengeschaltet und liegen über einem Widerstand 306 am Masseanschluß 14; der Kollektor des Transistors 304 ist über den Widerstand 308 an den Speisespannungsanschluß 12 und über eine Leitung 318 an die Basis des Transistors 312 angeschlossen; der Kollektor des Transistors 302 liegt über eine Leitung 320 am Anschluß 12, während eine weitere Leitung 322 diesen Anschluß mit dem Kollektor des Transistors 312 verbindet; der Emitter des Transistors 312 ist über in Reihe geschaltete Widerstände 314 und 316 mit dem Speisespannunganschluß 14 verbunden und der Verbindungspunkt 324 dieser Widerstände ist über eine Leitung 326 mit der Basis des Transistors 304 verbunden.

Die Schaltung nach Fig.3 enthält ferner einen Widerstand 328 und einen als Gleichrichter geschalteten Transistor 330. Diese Bauelemente sind aber eine Leitung 332 in Reihe zwischen den Emitter des Transistors 312 und eine Zenerdiode 334 geschaltet, die über eine Leitung 338 sun Bezugsspannungsanschluß 14 liegt Der Verbindungspunkt des Emitters des als Gleichrichter geschalteten Widerstandes 330 mit der Zenerdiode 334 ist Ober eine Leitung 336 mit der Basis des Differenzverstärkertransistors 302 verbunden. Damit ist der Regelkreis geschlossen. Die Zenerdiode 334 in Fig.3 entspricht der

. .Zenerdiode 10 in den F i g. 1 und 2, während der übrige

Teil der Schaltung nach F i g. 3 als Ersatz für den Widerstand 16 in diesen Stromquellen angesehen werden kann. Der für die zusätzlichen Schaltungselemente gemäß F i g. 3 benötigte Platz in einer integrierten Schaltung ist ausreichend klein.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung dient zur Regelung der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 durch Stabilisierung des sie durchfließenden Stromes gegen den Einfluß von Temperaturschwankungen. Mathematisch ausgedrückt lautet die Regelbedingung:

10

v_E-v_be3i0_ v_E+ \v_E-v_b

R_ns + IR

(5)

328

am Emitter des Transistors 312 liegende gilt Gleichspannung minus der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 in Volt;

A Ve = Veränderung dieser Spannungsdifferenz Vf bei Temperaturänderung;

Vjw330 = Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfall des als Gleichrichter geschalteten Transistors 330 in Volt;

A Vbc₃₃o = Veränderung des Durchlaßspannungsabfalls bei Temperaturänderung;

/J₃₂₈ = Wert des Widerstandes 328 in kOhm und

AR-m = Veränderung des Widerstandes 328 bei Temperaturänderung.

Nach Überkreuzmultiplikation und Auflösung ergibt sich als Bedingung für einen konstanten Strom durch die Zenerdiode 334:

bestimmt ist.

Dieser letzte Bruch ist gleich dem Ausdruck V_E in Gleichung (6); R₃\a bzw. /?₃ie sind die Werte der Widerstände 314 bzw. 316 und V^₃₄ ist die Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334.
»

Da das Verhältnis -^- in einer integrierten Schal-

^Λ3Ι6

tung von Temperaturschwankungen nicht beeinflußt wird, ist die Änderung der Spannungsdifferenz Δ Vf mit der Temperatur gleich ^- A V^ wobei A ν_Λ3Μ die

Änderung der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode mit der Temperatur ist. Setzt man diese Brüche für Vf unddVc in Gleichung (6) ein. dann sieht man. daß der Strom durch die Zenerdiode

de 334 kostant wird, wenn

«328

R₃L

Wird die Regelschaltung nach Fig.3 ebenfalls als monolithische integrierte Siliciumschaltung aufgebaut (dann ist V^_3x-OJ V, AVtax - 1,75 mV K-" und

Vbe 330

^V328

Die Veränderung der Spannungsdifferenz Vf zwischen der am Emitter des Transistors 312 auftretenden Gleichspannung und der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 ist jedoch nur abhängig von temperaturbedingten Schwankungen der Durchbruchsspannung. Dies rührt zum Teil von der Gegenkopplungswirkung her, welche durch den Differenzverstärker 300. den Emitterfolger 310 und die Leitungen 326 und 336 erfolgt. Diese Komponenten stabilisieren die Gleichspannung am Verbindungspunkt 324 auf einen Wert, welcher gieich der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 ist

Wird ferner der Widerstand 316 so gewählt, daß der' Basisstrom des Transistors 304 klein im Verhältnis zu dem durch die Reihenschaltung der Widerstände 314 und 316 fließenden Strom ist, dann läßt sich zeigen, daß die Gleichspannung am Emitter des Transistors 312 durch den Ausdruck

^316

gegeben ist

Es läßt sich ferner zeigen, daß die Differenz zwischen dieser Spannung und der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 durch den Ausdruck

Iy- 1,90/00 K-" und die Zenerdiode 334 wiederum

so ausgelegt daß ihre Sperrdurchbruchsspannung 5,1 V und ihrer positiver Temperaturkoeffizient etwa 1 mV K-' bei einem Strom von 1 mA ist, dann wird eine

Stromstabilisierung bei einem Verhältnis von -=***- -

0354 erreicht. Bei diesem Widerstandsverhältnis für die Widerstände 314 und 316 stellt sich eine Spannungsdif-(6) ferenz V_f zwischen dem Emitter des Transistors 312 und

der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode auf einen Wert von 1,8 V ein.

Die niedrige Impedanz der Zenerdiode 334 in Fig. 1 vermindert die positive Rückkopplung vom Emitter des Transistors 312 zur Basis des Transistors 302, so daß die Schaltung nicht schwingt

In Fig.3 ist die Zenerdiode 334 mit einem Ausgangspunkt 340 verbunden. Dieser Punkt soll mit dem Anschluß 20 in den F i g. 1 oder 2 verbunden werden, wenn die Regelschaltung nach Fig.3 zur weiteren Stromstabilisierung benutzt werden soll.

Solche Verbindungen sind entsprechend auch in den F i g. 4 und 5 gezeigt jedoch sind die der Stromquelle entsprechenden Schaltungsteile für die Verwendung als Verstärker in Emittergrundschaltung etwas abgewandelt Beispielsweise ist in Fig.4 ein Paar gleicher Widerstände 402 und 404 zur Ankopplung des Kollektors des Transistors η an die Basis des Transitors 11 und an seine eigene Basis eingefügt Die zu verstärkenden Eingangssignale werden über einen Kondensator 19 und einen Anschluß 21 der Basis des Transistors 11 zugeführt

Andererseits sind in F i g. 5 zwei gleiche Widerstände 502 und 504 zwischen den Verbindungspunkt 210 und die Basen der Transistoren 11 bzw. 202 eingefügt Die Eingangssignale werden dem Transistor U wiederum über den Kondensator 19 und den Anschluß 21 zugeführt

Weiterhin ist in diesen beiden Figuren eine als

11

Widerstand dargestellte Last 17 an die Ausgangskllem· me 15 der Stromquellen angeschlossen, an welcher die verstärkten Signale auftreten. Die Widerstände 402 und 502 dienen in beiden Fällen der Erhöhung der Eingangsimpedanz für die Eingangssignale, so daß eine Verstärkung auftritt Die Widerstände 404 und 504 dienen gleichermaßen einer symmetrischen Vorspannung, so daß Gleichströme gleichen Wertes in den Transistoren η und 11 und in den Transistoren 202 und It fließen. Hierzu ist zu bemerken, daß sehr wenig Strom in Abweichung von dem oben beschriebenen Betrieb der Stromquelle durch den Widerstand 404 in F i g. 4 fließt, und daß der Transistor η nach wie vor als Gleichrichter wirkt, da seine Basisvorspannung von seinem Koüektorkreis geliefert wird. !5

Die Vorspannungsstabilisierung läßt sich in jeder dieser Schaltungen ebenso wie vorher erreichen, wenn man eine leicht zu berechnende Anzahl von HalbU:iterübergangsspannungsabfällen zur Kompensation der Temperaturabhängigkeiten benutzt Durch ein Umordnen der Ausdrücke in Gleichung (4) läßt sich zeigen, daß die Zahl der erforderlichen Halbleiterübergangsspannungsabfälle im wesentlichen bestimmt wird durch

1/ K 1 1/

V - I V

** IJ? *

30

Es können auch andere Spannungsregelschaluingen, als sie in den Fig. 1, 2, 4 und 5 dargestellt sind, verwendet werden. Sie erfordern jedoch im allgemeinen eine andere Anzahl von in Durchlaßrichtung betriebenen Halbleiterübergangsspannungsabfällen, um die Stromstabilisierung zu bewirken, da die Temperaturabhängigkeiten, der verschiedenen Spannungsstabilisierungsschaltungen im allgemeinen voneinander verschieden sind.

40 Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

45

50

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60

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Claims

Patentansprüche:

1. Integrierte Schaltung zum Vorspannen der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors (11) durch eine temperaturabhängige Vorspannung, die temperaturbedingte Änderungen des Kollektorstroms des Transistors (It) kompensiert und als Spannungsabfall an einem in Flußrichtung vorgespannten, in der thermischen Umgebung des Transistors befindlichen pn-Übergang (n) abgenommen wird, der der Basis-Emitter-Strecke des Transistors (11) parallel geschaltet und in Reihe mit einem in der thermischen Umgebung des Transistors (11) befindlichen Vorwiderstand mit gegebenem positiven Temperaturkoeffizienten zwischen eine Betriebsspannungsklemme (20) und ein Bezugspoteniial (14) geschaltet und über diese Reihenschaltung mit einem den pn-übergang in Fluörichtung vorspannenden Strom versorgt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwiderstand einen Festwiderstand (18) und mindestens einen weiteren, in gleiche Richtung wie der erste pn-Übergang gepolten pn-Übergang (22 bzw. 24) enthält und daß die Anzahl der miteinander in Reihe geschalteten pn-Übergänge (22,24,... n) einschließlich des ersten pn-Überganges (n) so bemessen ist, daß der Einfluß einer temperaturbedingten Änderung des Widerstandswertes des Vorwiderstandes (18) und einer temperaturbedingten Änderung des Spannungsabfalls an dem die temperaturabhängige Vorspannung liefernden ersten pn-Übergang (n) auf den die Reihenschaltung durchfließenden Strom durch die temperaturbedingte Änderung der Spannungsabfälle an den pn-Übergängen im wesentlichen kompensiert wird (F i g. 1).

2. Integrierte Schaltung zum Erzeugen einer Vorspannung für die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors, mit einem ersten Transistor (202), dessen Emitter an ein Bezugspotential (14) und dessen Kollektor über einen Vorwiderstand mit vorgegebenem positiven Temperaturkoeffizienten an eine Betriebsspannungsklemme (20) angeschlossen ist, und mit einem dem gleichen Leitungstyp wie der erste Transistor (202) angehörenden zweiten Transistor (204), dessen Basis an den Kollektor des ersten Transistors (202) angeschlossen ist, dessen Emitter über einen Widerstandsspannungsteiler (206, 208), der einer, an die Basis des ersten Transistors (202) angeschlossenen Abgriff (210) aufweist, mit dem Bezugspotential (14) verbunden ist und dessen Kollektor an eine Betriebsspannungsquelle (12) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung mit einer Temperaturabhängigkeit, durch die temperaturbedingte Änderungen des Kollektorstroms des vorgespannten Transistors (11) kompensiert werden, als Spannungsabfall am Basis-Emitter-pn-Übergang des ersten Transistors (202) abgenommen ist; daß das Verhältnis des Widerstandes (206) des Spannungsteilers zwischen dem Abgriff (210) und dem Emitter des zweiten Transistors (204) zum Widerstand (208) des Spannungsteilers zwischen dem Abgriff (210) und dem Be/ugspotential (14) gleich der um 2 verminderten Anzahl der pn-Übergänge ist, die für eine Temperaturstabilisierung des den Basiü-Emitter-Übcrgang des ersten Transistors (202) durchfließenden Stroms benötigt wird, und daß sich der Vorwiderstand (18) sowie die Transistoren (111, 202, 204) in der gleichen thermischen Umgebung befinden.

3. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Spannung an der BetriebsspannungskJemme (20) gegen Speisespannungsschwankungen im wesentlichen stabilisiert, jedoch temperaturabhängig ist, da-. durch gekennzeichnet, daß die Anzahl der pn-Übergänge (22, 24,... ti) so bemessen ist, daß zusätzlich zum Einfluß der temperaturbedingten Änderung des Widerstandswertes des Vorwiderstandes (18) auf den den ersten pn-Übergang durchfließenden Strom auch der Einfluß der temperaturbedingten Änderung der Spannung an der Betriebsspannungsklemme (20) kompensiert wird.

4. Integrierte Schaltung nach Anspruch 2, bei der die Spannung an der Betriebsspannungsklemme (20) gegen Speisespannungsschwankungen im wesentlichen stabilisiert, jedoch temperaturabhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Bemessung des Verhältnisses der Werte der Spannungsteilerwiderstände (206, 208) zusätzlich zum Einfluß der temperaturbedingten Änderung des Widerstandswertes des Vorwiderstandes(18)auf den den Basis-Emitterpn-Üborgang des ersten Transistors (202) durchfließenden Strom auch der Einfluß der temperaturbedingten Änderung der Spannung an der Betriebsspannungsklemme (20) kompensiert wird.

5. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die pn-Übergänge durch als Dioden geschaltete Transistoren (22,24,... n) gebildet sind.

6. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Betriebsspannungsklemme (20) eine Einrichtung verbunden ist, welche eine gegen Speisespannungsschwankungen im wesentlichen stabilisierte, jedoch temperaturabhängige Betriebsspannung liefert und welche eine Zenerdiode (334) sowie eine Schaltungsanordnung zur Speisung der Zenerdiode mit einem im wesentlichen temperaturunabhängigen Strom enthalt.