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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung
zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Impulsfolge, wobei die Impulsfolgefrequenz
proportional zur Höhe der Gleichspannung ist und die Gleichspannung einen Kondensator
auflädt, der durch die Schaltung periodisch entladen wird, wobei die Entladung des
Kondensators bei einem festgelegten oberen Grenzwert einsetzt, der unterhalb der
zu erwartenden Minimalgleichspannung liegt und die erneute Ladung bei einem festgelegten
unteren Grenzwert einsetzt.
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Bei derartigen Schaltungsanordnungen wird eine Proportionalität zwischen
der Spannung und der hiervon abgeleiteten Impulsfolgefrequenz dadurch erhalten,
daß die Ladungs- und Entladungskurven entsprechend der Höhe der Spannung flacher
oder steiler verlaufen, so daß die Triggerauslösespannung früher oder später erreicht
wird. Voraussetzung für eine exakte Proportionalität ist, daß die Entladung unabhängig
von dem Anstieg der Ladestromkurven immer bei dem gleichen vorbestimmten Spannungswert
einsetzt und ebenso die Aufladung stets bei einem vorbestimmten unteren Spannungsgrenzwert
einsetzt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese Genauigkeit der proportionalen
Abhängigkeit gegenüber bekannten Schaltungsanordnungen dieser Art zu erhöhen.
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Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Schaltung
zwei in Kaskade geschaltete komplementäre Transistoren besitzt, daß mit einem der
Transistoren ein Spannungsbegrenzer verbunden ist, der genau die Spannung des oberen
Grenzwertes bestimmt, um die Entladung des Kondensators zu bewirken, und daß an
den anderen als Verstärker arbeitenden Transistor eine Last angeschaltet ist, an
der die Impulsfolge abgenommen wird.
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Durch die Erfindung wird eine Impulsfolgefrequenz erhalten, die genau
proportional dem Ladestrom des Kondensators über einen sehr weiten Bereich ist,
während bekannte Schaltungsanordnungen im allgemeinen nur in einem relativ schmalen
Arbeitsbereich eine befriedigende Proportionalität lieferten. Der Ladestrom des
Kondensators kann dabei seinerseits wieder proportional einer Gleichspannung oder
auch einer gleichgerichteten Wechselspannung sein. Eine bevorzugte, jedoch nicht
ausschließliche Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung stellt eine Strommessung bzw. Stromüberwachung in ; Hoch- und
Höchstspannungsleitungen, insbesondere übertragungsnetzen dar. Hierdurch können
die den Stromwandlern in Hochspannungsnetzen anhaftenden Isolationsprobleme auf
einfachste Weise dadurch gelöst werden, daß die Schaltungsanordnung über einen Stromwandler,
der nicht berührungssicher ausgebildet sein muß, an die Leitung angebaut und als
Sender ausgebildet wird, der die Impulsfolgefrequenz einem am Boden angeordneten
Empfänger übermittelt, von dem aus über Draht oder drahtlos die Signale weitergeleitet
werden können.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist dabei die Last mit einem
Blinkgeber versehen, dessen Blinkfrequenz der Impulsfolgefrequenz entspricht.
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Nachstehend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung an Hand der
Zeichnung beschrieben. Es zeigt F i g. 1 eine Schaltungsanordnung eines Impulsgenerators
gemäß der Erfindung zum Umwandeln eines Leitungswechselstroms einer Hochspannungsleitung
in eine proportionale Impulsfolgefrequenz, wobei mit Doppelweggleichrichtung gearbeitet
wird.
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F i g. 2 eine Impulsgeneratorschaltung mit zwei Impulsgeneratoren
der Ausbildung gemäß F i g. 1, von denen jede individuell auf positive bzw. negative
Halbwellen des Wechselstromsignals ansprechen, F i g. 3 Einzelheiten einer Impedanzschaltung,
die bei dem Impulsgenerator gemäß F i g. 1 und 2 benutzbar ist, F i g. 4 Einzelheiten
einer anderen Ausführungsform einer Impedanzschaltung, die bei den Impulsgeneratorschaltungen
gemäß F i g. 1 und 2 Anwendung finden kann, F i g. 5 eine Modifikation der in F
i g. 1 dargestellten Schaltung.
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F i g. 1 zeigt eine Impulsgeneratorschaltung mit einem Stromwandler
I, der an einen Hochspannungsleiter 2 angeschaltet ist. Dieser Stromwandler benötigt,
wenn er in Verbindung mit einem als Sender arbeitenden Impulsgenerator benutzt wird,
der an der Leitung selbst anzuordnen ist, nur eine Niederspannungsisolierung. Durch
ihn wird der Leitungsstrom in eine proportionale Wechselspannung umgewandelt. Ein
Doppelweggleichrichter 3 ist mit seinen Wechselstromklemmen an die Sekundärwicklung
des Stromwandlers angeschlossen, und seine Gleichstromklemmen sind an den Impulsgenerator
angeschaltet. Insbesondere weist dieser Impulsgenerator einen Kondensator 4 auf,
der an die Gleichstromklemmen des Gleichrichters angeschaltet ist und ferner einen
p-n-p-Transistor 5, dessen Emitter mit der positiven Gleichstromklemme über einen
Gleichrichter 6 verbunden ist, wobei sein Kollektor mit der Basis eines n-p-n-Transistors
7 in Verbindung steht und seine Basis über eine Zenerdiode 8 mit der negativen Klemme
des Gleichrichters verbunden ist. Der Emitter des Transistors 7 ist ebenfalls mit
dieser negativen Klemme verbunden. Eine Dreiklemmen-Impedanzschaltung Z ist mit
einer Klemme A an die positive Klemme des Gleichrichters 3 angeschlossen, eine Klemme
B ist mit der Basis des Transistors 5 verbunden, und eine Klemme C ist mit dem Kollektor
des Transistors 7 über einen Lichtemitter 9, z. B. eine Gallium-Arsenid- oder Gallium-Phosphid-Diode
verbunden.
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Im Betrieb werden die Transistoren angeschaltet, wenn die Spannung
über dem Kondensator 4 einen vorbestimmten Wert erreicht, so daß dann dieser Kondensator
entladen wird. Die Zenerdiode 8 bestimmt diesen Entladewert und der Stromimpuls,
der bei der Entladung erzeugt wird, aktiviert den Lichtemitter 9. Wenn der Entladestrom
auf einen vorbestimmten niedrigen Wert fällt, werden die Transistoren abgeschaltet,
und der Kondensator 4 kann wieder aufgeladen werden.
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Die Impedanzschaltung Z steuert den Arbeitsbebereich der Schalter
und wird im einzelnen weiter unten beschrieben.
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Der unter Bezugnahme auf F i g. 1 beschriebene Impulsgenerator erzeugt
Impulse, deren Impulsfrequenz proportional zum Augenblickswert des durch Doppelweggleichrichtung
gleichgerichteten Wechselstroms ist. Der in F i g. 2 dargestellte Impulsgenerator
erzeugt jedoch getrennte Impulse, deren Impulsfrequenz proportional zu den positiven
und negativen Halbperioden des Wechselstroms ist.
Insbesondere zeigt
F i g. 2 zwei Impulsgeneratoren der in F i g. 1 beschriebenen Bauart und jene Schaltungselemente,
die den entsprechenden Schaltungselementen nach F i g. 1 entsprechen, sind in F
i g. 2 mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet, wobei lediglich den Bezugszeichen
ein Identifizierungskennzeichen »A« bzw. »B« angefügt wurde.
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Die Arbeitsweise der beiden Generatorschaltungen bei diesem Impulsgenerator
ist der Arbeitsweise gemäß F i g. 1 identisch, mit der Ausnahme, daß die beiden
Kondensatoren 4 A und 4 B durch positive und negative Halbwellensignale geladen
werden, die durch die Gleichrichter 10 und 11 gleichgerichtet wurden.
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Eine Ausführungsform der Impedanzschaltung Z, die gemäß F i g. 1 und
2 benutzt wird, ist in F i g. 3 dargestellt.
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Die Schaltung nach F i g. 3 weist zwei in Reihe geschaltete Widerstände
12 und 13 auf, die den Ladestrom bestimmen, bei welchem der Transistorschalter
arbeitet. Außerdem ist eine Induktivität 14
in Reihe mit einer Diode 15 parallel
zu dem Widerstand 12 geschaltet, und eine Diode 16 ist parallel zu der Induktivität
14 geschaltet. Eine Diode 17 ist parallel zu dem Widerstand 13 geschaltet.
Die Diode 17 unterstützt eine schnelle Umschaltung des Transistorschalters,
und die Diode 15 bestimmt den Strom, bei dem der Transistor abschaltet, und die
Diode 16 begrenzt die Rückspannung, die an der Induktivität 14 auftritt.
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In F i g. 4 ist eine andere Ausführungsform einer Impedanzschaltung
dargestellt. Diese Schaltung weist zwei in Reihe liegende Widerstände
18 und 19 auf, wobei eine Diode 20 parallel zu dem Widerstand
18
und ein Kondensator 21 parallel zu dem Widerstand 19 geschaltet
sind.
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Der Widerstand 18 und die Diode 20 bilden zusammen eine
nichtlineare Impedanz und sie bilden für den Transistor 7 eine hohe Impedanz, wenn
er anschaltet, wodurch die gewünschte hohe Schleifenverstärkung erlangt werden kann,
während ein niedrigerer Spannungsabfall über diesem Zweig auftritt, wenn der Transistor
voll leitfähig ist. Diese Verminderung des Spannungsabfalls wird durch die Diode
20 erlangt und ist erforderlich, damit der Transistorschalter abschalten kann. Der
Kondensator 21 lädt sich in umgekehrter Richtung auf, um diesen Übergang
zu ermöglichen.
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Bei niedrigen Eingangsströmen steigt die Spannung über der Schaltung
langsamer, und der Kondensator 21 hat eine erhöhte Impedanz, was zur Folge hat,
daß der Transistor 5 bei einer niedrigeren Spannung angeschaltet wird. Es wird dadurch
eine gewisse Nichtlinearität eingeführt, und der Widerstand 19
wird an den
Kondensator 21 angeschaltet, um dieser Tendenz entgegenzuwirken. Der Widerstand
19 hat einen ziemlich hohen Ohmschen Wert.
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Eine weitere Verbesserung in der Linearität kann dadurch erlangt werden,
daß eine Diode mit niedriger Kapazität in Reihe mit der Zenerdiode geschaltet wird.
Hierdurch wird der Leckstrom während der Ladung vermindert, und es wird die Möglichkeit
geschaffen, daß der Kondensator 21 einen größeren Wert hat.
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Die in F i g. 4 dargestellte Schaltung erlaubt so eine zufriedenstellende
Wirkungsweise des Impulsgenerators mit sehr viel niedrigeren Ladeströmen als sie
in Verbindung mit der Schaltung nach F i g. 3 erreicht werden können, und zwar in
erster Linie deshalb, weil der Leckstrom durch die Zenerdiode vermindert wird.
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Wenn jedoch die Schaltung gemäß F i g. 4 entweder in Verbindung mit
der Schaltung nach F i g. 1 oder 2 benutzt wird, dann sind die präzisen Pegel, an
denen der Transistor an- und abschaltet, temperaturabhängig, und zwar in erster
Linie, weil einerseits die Zenerspannung der Diode 8 und die Basis-Emitter-Anschaltspannung
des Transistors 5 sich mit der Temperatur ändern und andererseits, weil die Spannungen
an Kollektor und Emitter des Transistors 7 und über dem Lichtemitter
9 sich mit der Temperatur ändern, wodurch die Ladungszeit des Kondensators
21 beeinflußt wird.
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Um diese Schaltung zu verbessern, kann die Schaltung nach F i g. 1,
wie aus F i g. 5 ersichtlich, abgeändert werden. Die Impedanzschaltung Z ist die
gleiche, wie in F i g. 4 dargestellt, mit dem einzigen Unterschied, daß der Widerstand
19 weggelassen ist, der nicht mehr zur Kompensation der Nichtlinearität benötigt
wird.
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Im folgenden wird auf F i g. 5 Bezug genommen. Die Schaltungselemente
sind, sofern sie jenen der F i g. 1 entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Zusätzlich weist diese Schaltung jedoch einen parallelgeschalteten Widerstand 22
und einen Kondensator 23 in Reihe mit dem Kondensator 4 auf, wodurch
Nichtlinearitäten bei hohen Frequenzen kompensiert werden, wenn die Entladezeit
der Schaltung vergleichbar mit der Ladezeit wird. Außerdem ist eine definierte Abschaltspannungsschaltung
mit zwei komplementären Transistoren 24 und 25 vorgesehen, und ferner
zwei parallele RC-Glieder 26 und 27, um die Abschaltzeit der Transistoren 7 bzw.
24 zu verringern.
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Insbesondere weist diese Schaltung eine Hilfsspannungsquelle
29 auf, an welche die Zenerdiode 8
angeschaltet ist. Eine Diode
30 ist zwischen diese Zenerdiode und die Basis des Transistors 5 geschaltet.
Diese Gleichspannungsquelle 29 speist den Emitter des Transistors
25. Eine Zenerdiode 31, über der ein Kondensator 31 liegt,
ist ebenfalls an den Emitter des Transistors 25 angeschlossen. Die Zenerdiode
31 hat eine niedrigere Zenerspannung als die Diode B.
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Im Betrieb wird der durch die Zenerdiode 8 fließende Strom so eingestellt,
daß der Temperaturkoeffizient jenen des Transistors 5 ausgleicht, wodurch jeglicher
Fehler in der Anschaltspannung dieses Transistors infolge Temperaturänderungen vermieden
wird.
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Während des Hauptabschnitts der Ladezeit des Kondensators 4 ist die
Diode 30 abgeschaltet, wodurch die Linearität aufrechterhalten wird und wenn das
Emitterpotential des Transistors 5 über das des Basispotentials ansteigt, dann schalten
die Transistoren 5 und demgemäß 7 an, und der Kondensator 4 wird entladen. Darauffolgend
schalten die komplementären Transistoren 25 und 24 an, wenn das Emitterpotential
des Transistors 5 und demgemäß das Basispotential des Transistors 25 unter den Bezugspegel
fällt, der durch die Zenerdiode 31 eingestellt ist. Dadurch wird der Transistor
7 abgeschaltet und die Entladung des Kondensators 4 beendet.
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Wie zuvor wird der Strom durch die Zenerdiode 31 so eingestellt,
daß der Temperaturkoeffizient jenen des Transistors 25 ausgleicht, so daß die Abschalt-
Spannung
unabhängig von Temperaturänderungen wird. Da dieser Transistor von der p-n-p-Bauart
ist, wird kein Reststrom während der Ladezeit abgezogen und die Linearität wird
aufrechterhalten.
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Der Kondensator 4 wird somit linear zwischen zwei Spannungen
aufgeladen, die unabhängig von der Temperatur sind.
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Die oben beschriebenen Impulsgeneratoren sind in der Lage, eine Impulsfolgefrequenz
zu liefern, die genau proportional dem Ladestrom des Kondensators 4 über einen sehr
weiten Bereich ist. In dem System, in Verbindung mit dem, in dem der Impulsgenerator
Anwendung findet, ist es nicht erforderlich, eine getrennte Speisung vorzusehen,
was ein beträchtlicher Vorteil sein kann, selbst wenn die Gleichspannungsquelle
29 gemäß F i g. 5 von der Leitungsspannung abgeleitet wird.
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In bezug auf den zuletzt genannten Punkt muß noch festgestellt werden,
daß ein Impulsgenerator gemäß der Erfindung in der Anwendung nicht beschränkt ist
auf ein solches System, und es können andere Eingangsspannungen benutzt werden und
auch ein anderer Ausgang könnte vorgesehen werden, d. h. es ist nicht notwendig,
einen pulsierenden Lichtausgang zu benutzen, wie dies in Verbindung mit dem vorstehenden
Ausführungsbeispiel erläutert wurde.