DE1277907C2

DE1277907C2 - Transistorschaltungsanordnung zur umwandlung einer rechteckschwingung in eine sinusschwingung

Info

Publication number: DE1277907C2
Application number: DE19651277907
Authority: DE
Priority date: 1963-08-12
Filing date: 1965-11-22
Publication date: 1973-11-22
Also published as: DE1463621B2; GB1009075A; DE1463621C3; US3267298A; GB1053280A; FR1454239A; DE1277907B; DE1463621A1

Description

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Die Erfindung betrifft eine Transistorschaltungsanordnung zur Umwandlung einer Rechteckschwingung in eine Sinusschwingung, bei welcher die über die Signaleingangselektrode zugeführte Rechteckschwingu ->g einen mit einer anderen Elektrode des Transistors verbundenen Resonanzkreis anstößt.

Eine bekannte Schaltungsanordnung diener Art besteht aus einer Kollektorschaltung, bei der eine Resonanzkreisanordnung an den Emitter des Transistors angeschlossen ist. Nachteilig wirkt sich aber hierbei au.;, daß die Resonanzanordnung, da der gesteuerte Strom zwangläufig hierüber fließen muß. lastabhängig bedampft wird; r'.. h., Frequenz und Oberwellengehalt sind bei dieser bekannten Schaltungsanordnung schon aus diesem Grund nicht unabhängig vom angeschlossenen Außen widerstand.

Um eine vollständige Periode einer Sinusschwingung zu erhalten, muL die Resonanzanordnung bei d»r bekannten Ausführungsform aus der Kombination eines Serienresonanzkreises mit einem Parallelresonanzkreises bestehen, da die Dämpfung des Serien· resonanzkreises durch den leitenden Transistor sehr groß ist und andererseits der Parallelresonanzkreis bei leitendem Transistor ohne nennenswerte Wirkung bleiben müßte. So ergibt sich, daß die Serien resonanzkreise nicht je für sich allein bei der obenerwähnten Kollektorschaltung betrieben werden können.

Da dem Emitter die Betriebsspannung zugeführt werden muß, ist es schließlich erforderlich, zwei Induktivitäten für die notwendige Resonanzkreisanordnung zu verwenden. Hieraus ergibt sich einmal, daß die Güte des Resonanzkreises nicht in erster Linie durch die Wahl des Induktivitätswerts, der im übrigen für beide Induktivitäten möglichst gleich sein muß_; festgelegt werden kann, da eine Kompromißlösurg in dieser Hinsicht nicht zu umgehen ist, und zun. anderen es immerhin einen gewissen Aufwand erfordert, zwei genau gleiche Induktionsspulen in einem Schaltungsaufbau bereitzustellen. Die zwangläufige Kompromißlösung für die Wahl des Induktivitätswerts ergibt sich daraus, daß bei einem Parallelresonanzkreis die Güte umgekehrt proportional der Induktivität und bei einem Serienresonanzkreis proportional der Induktivität ist.

Beides aber, sowohl genau gleicher Induktivitiätswert als auch n_öglichst hoher Induktivitätswert sind für eine möglichst getreue Sinusform der abgegebenen Schwingung eine unabdingbare Voraussetzung.

Darüber hinaus bleiben auch Exemplarstreuungen der verwendeten Transistoren auf das Betriebsverha'ten nicht ohne Einfluß.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, unter Vermeiden der oben aufgeführten Nachteile eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art bereitzustellen, die bei Leistungsverstärkung eine möglichst getreue Sinusform der Ausgangsschwingung erreicht und zudem noch eine Phasenverschiebung der Ausgangsschwingung ohne nennenswerte Frequenzänderung und unter Beibehalten der getreuen Sinusform gestattet.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß ein in Basisschaltung betriebener Transistor vorgesehen ist, dessen Emitter mit der Signalquelle für die eingangsseitigen Rechteckschwingungen und dessen Kollektor mit dem Schaltungsausgang verbunden ist, daß der Transistor in seinem Basiskreis einen Serienresonanzkreis hoher Güte enthält, der für Signale im Bereich der Grundfrequenz der Rechteckschwingung einen im Vergleich zu Signalanteilen von Harmonischen höherer Ordnung niedrigen Impedanzwert aufweist, daß parallel zum Serienresonanzkreis ein relativ hochohmiger Widerstand eingeschaltet

ist und daß durch entsprechende Wahl sowohl des Widerstandes als auch der Vorspannung der S^naleingaiiüselektrode der Arbeitspunkt des Transistors in dessen Leitrahigkeusbereich liegt.

Zum Erreichen der erforderlichen hohen Güte läßt sich einmal ein Basiswidtrstand hohen Wertes wählen, so daß sowohl die Dämpfung des Resonanzkreises ausreichend gering gehalten als auch der für den Betrieb des Transistors notwendige Basisruhestrom bereitgestellt wird, und zum anderen ein möglichst hoher Wert für die Induktivität festsetzen.

Dies bringt den weiteren Vorteil, daß durch Änderung des Kapazitätswertes des Serienresonanzkreiskondensators die Phasenlage der Ausgangsschwingung ohne nennenswerte Frequenzabweichung verschoben werden kann.

Es hat sich außerdem als vorteilhaft erwiesen, wenn die Werte der Schaltelemente des Serienresoiv.mzkrei.ses so gewählt sind, daß sich eine Abstimmung auf ein Drittel der Grundfrequenz der Rechteckschwingung ergibt. Bei dieser Bemessung sind die besten Ergebnisse erzielt worden.

Gemäß einem weiteren Erfindungsgedanken wird bei Zuführung von Rechteckimpulsen mit äußerst steilen Anstiegsflanken der Signaleingangselektrode ein Tiefpaßfilter vorgeschaltet. Gegenüber bekannten Vorrichtungen braucht aber in diesem Fall dieses Tiefpaßfilter nur aus einem Längswiderstand und einer Querkapazität zu bestehen, denn dieses hat sich als vollkommen ausreichend erwiesen. Zweckmäßigerweise sind dabei die beiden passiven Schaltelemente dieses Tiefpaßfilters regelbar ausgeführt.

In vielen Fällen der praktischen Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltung ist es von Vorteil, wenn die Eingangsimpedanz gleich der Ausgangsimpedanz ist. Hierzu dient ein am Ausgang der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung angeschlossenes Hochpaßfilter, das gleichzeitig eine geringe Ausgangsimpedanz biet 't. Die Bemessung dieses Hochpaßfilters ist dabei natürlich so gewählt, daß die entstandene Sinusschwingung ohne Verzerrung auf den Ausgang übertragen werden kann.

Es hat sich gezeigt, daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nur eine vernachlässigbare Dämpfung auf die Rechteckschwingungsquelle ausübt. Außerdem hat sich ergeben, daß die Phasenlage der Ausgangsschwingung, wenn nicht absichtlich eine Phasenverschiebung herbeigeführt worden ist, nur zu einem vernachlässigbaren Anteil von der der Eingangsrechtcckschwingung abweicht.

Auch bei Einschaltung eines Tiefpaßfilters in den Emitterkreis des Transistors ergeben sich bezüglich des Frequenzverhaltens keinerlei Instabilitäten.

Die Erfindung wird nun an Hand eines nachfolgenden Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

F i g 1 die Schaltung des Ausführungsbeispiels gemäß der Erfindung,

F i g. 2 eine graphische Darstellung in der der Widerstand des Basisschaltkreises in Abhängigkeit von der Frequenzabweichung gegenüber der Resonanzfrequenz dargestellt ist.

In der Schaltung nach F i g. 1 speist ein Rechteckgenerator 1 bekannter Bauart über einen Widerstand 3 und einen Kondensator 5 den Emitter eines Transistors 7. Als Widerstand 3 wird vorzugsweise ein Drehwiderstand verwendet. Zur Dämpfung höherer Ordnungen der Harmonischen der Rechteckwelle dient ein RC-Netzwerk im Emitterkreis des Transistors 7, in dem ein Drehkondensator 9 am Verbindungspunkt zwischen Drehwiderstand 3 und Kondensator 5 einerseits und an der anderen Klemme des Rechteckgenerator 1 angeschlossen ist. Das RC-Netzwerk wird so abgestimmt, daß die ungewünschten Harmonischen höherer Ordnung der Rcchieckwelle wirksam gedämpft werden. Es versteht siel·, von selbst, daß das 7?C-Netzwerk überflüssig ist. wenn die Anstiegs- und Abfallzeiten der Rechteckwell·: ίο nicht äußerst kurz sind. So hat sich herausgestellt, daß ein Filter dann überflüssig ist. wenn die Anstiegszeit der Rcchteckwi Ό nicht wesentlich kurzer als 0,05 Mikrosekundcn ist.

Die Rechteckweile wird also auf den Emitter 11 des Transistors 7 übertragen. Der Transistor 7 wird in Basisschaltung betrieben und ist vom NPN-Leitfähigkeitstyp. Die einzige Anforderung, die an den Transistor 7 gestellt ist, ist die, daß er auf Frequenzen anspricht, die höher sind, als es der Grundwelle des zugeführten Rechtecks entspricht. Zur Zuführung der Emittervorspannuni: dient f ■■<. Widerstand 17 in Serie mit einer Spannungsquelle lV, leren anderer Pol an Erde liegt. Die Vorspannung ist dabei so eingestellt, daß der Transistor normalerweise leitend ist, d. h.

der Arbeitspunkt liegt im Arbeitsbereich. Während des Betriebs wird dann dieser Arbeitsbereich nicht verlassen. Es \ ersteht sich von selbst, daß ohne weiteres auch ein PNP-Transistor verwendet werden kann, wenn die Betriebsspannungen entsprechend ein anderes Vorzeichen erhalten.

Zur selektiven Verstärkung der Grundfrequenzsignale bzw. der jeweiligen Harmonischen niedriger Ordnung dient ein frequenzabhängiges Glied zwischen der Basiselektrode 13 des Transistors und Erde. Hierzu wird ein Widerstand 21 in Parallelschaltung zu einer Hintereinanderschaltung einer Spule 23 und eines veränderbaren Kondensators 25 verwendet. Ein solcher LCR-Kreis wird, wie noch weiter unten beschrieben, so abgestimmt, daß die Transistorstufe, die Grundfrequenz und eine Harmonische niedriger Ordnung der Eingangsrechteckwelle selektiv verstärkt. Diese selektive Verstärkung hat zum Ergebnis, daß alle Harmonischen höherer Ordnung erheblich gedämpft werden, so daⁿ. eine möglichst getreue Sinusschwingung an der Kollektorelektrode 15 des Transistors 7 entsteht. Wenn eine Phasenverschiebung der Ausgangssinusschwingung gegenüber dem Eingangsrechtecksignal erforderlich ist, dann muß das Verhältnis der Induktivität der Spule 23 zur Kapazität des Kondensators 25 groß sein. Ist dieses

Verhältnis hinreichend groß, dann kann diese

Phasenverschiebung der Ausgangssinusschwingung durch Änderung der Kapazität des Kondensators 25 bis auf einen Wert von 90° eingestellt werden.

Um der Bedingung zu genügen, daß die Ausgangsimpedanz der Schaltungsanordnung auf die Eingangsimpedanz angepaßt ist. sind im Koliektorkreis des Transistors 7 Anpassungsmittel vorgesehen; es ergibt sich so eine Ausgangsimpedanz, die gleich der Eingangsimpedanz der erfindungsgcmßen Schaltungsanordnung ist. Ist darüber hinaus die Eingangsimpedanz ucr erf.ndungsgemäßen Schaltung art eine hieran anzuschließende weitere Schaltungsano. -.iung angepaßt, dann ergibt sich bei der Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltung keine Verzerrung oder sonstige ungewollte Störung. Um dies zu erreichen, liegt zwischen Kollektor 15 und Erde eine Spule 27

und parallel zur Spule 27 die Scrienschaltung eines Kondensators 29 mit einem Widerstand 31. Die Ausgangssinusschwingung wird dann am Verbindungspunkt des Kondensators 29 mit dem Widerstand 31 und an Erde abgegriffen. Die Werte der zuletzt genannten Schaltelemente sind dabei so gewählt, daß die obenerwähnte Anpassung erzielt wird, d. h., die Werte hängen im einzelnen von der Impedanz des nmittcrkrciscs und vom Grad der zu erzielenden Anpassung ab. Es ist dabei zweckmüßig, die durch die Spule 27 und den Kondensator 29 bedingte Zeitkonstante hinreichend groß gegenüber der Periode der Grundwelle zu machen, um so eine Verzerrung der Ausgangssinusschwingung am Kollektor 15 des Transistors 7 zu vermeiden.

Während oben die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung als solche beschrieben worden ist, seil nunmehr dargelegt werden, nach welchen Gesichtspunkten die Werte der einzelnen Schaltelemente /u bestimmen sind. Zur Erläuterung sei angenommen, daß eine Rechtecksignalquelle benutzt wird, deren Frequenz 2 Megahertz beträgt und deren Ausgangsimpulsc eine Anstiegszeit von 0,001 Mikrosekunden aufweisen. Da somit aber die Anstiegszeiten relativ kurz sind, dürfte es zweckmäßig sein, zunächst die Harmonischen höherer Ordnung cingangsseitig auszufiltern. Dies ist im Einklang mit der oben angegebenen Maßangabe, nämlich der, daß ein solcher Filter dann vorzusehen ist, wenn die Anstiegszeit eines Rechtcckimpulses weniger als 0,05 Mikro-Sekunden mit Bezug auf die Grundfrequenz beträgt. Ist nun aber die Impedanz des Rechtecksignalgenerators bekannt und hat sich außerdem ergeben, daß die Harmonischen höherer Ordnung ausgefiltert werden müssen, dann ergeben sich die Werte für den Widerstand 3 und den Kondensator 9 des ÄC-Tiefpaßfilters aus der dadurch gegebenen Anpassungsbedingung und den gewünschten Filtereigenschaften. Die Werte der übrigen Schaltelemente, d. h. die zur Bereitstellung der Vorspannung dienenden und die frequenzabhängigen Schaltelemente im Basiskreis können in bekannter Weise festgelegt werden. Auf die Schaltelemente im Basiskreis wird im übrigen weiter unten noch näher eingegangen werden. Es se^: hier nur so viel gesagt, daß der Wert der Reaktanz der Spule 23 sehr viel größer ist als der Wert djr Reaktanz des Kondensators 25. Auf diese Weise wird erreicht, daß der Basiskreis gegenüber Reaktanzänderungen des Kondensators 25, die sich ergeben, wenn die Phasenbeziehungen zwischen ;>° den Eingangs- und Ausgangssignalen geändert werden, relativ unempfindlich ist. Sind die obengenannten Werte einmal festgelegt, dann ergeben sich die Werte der die Vorspannungen bereitstellenden Bauelemente untti Berücksichtigung, daß der Transistor 7 fm Leitfähigkeitsbereich betrieben wird. Die jeweiligen Werte der Kondensatoren 5 und 29 sind entsprechend den Filterbedingungen gewählt. Für die Wahl des Transistors 7 ist maßgebend, daß er auf Frequenzen ansprechen muß, die wesentlich größer ßo sind als die Grundfrequenz der Rechteckschwingung.

Nachstehend aufgeführte Werte beziehen sich auf eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die auf Rechteckschwingungen mit einer Frequenz von 2 Megahertz ansprirhi, wobei die Impulsänstiegszeiten 0,001 Mikrosekunden betragen. Femer soll der Verstärkungsfaktor mit Bezug auf die Spitzenamplituden 1 sein:

R,_f = eingestellt auf 100U.

C- = 0.01 μ F,

C_n' -= eingestellt auf 470OpF,

T. = 2 N 914.

R_x.= 100 Ω.

F₁;= 6 V,

/?„, = 82 000 Ll.

L~„_n = 1 inH,

C'„. = 25 bis 70 pF,

L~,₇ = 1 mH,

C,_n = 0,01 „F.

Rl_x= 82 Ω.

Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung läßt sich am bosten an Hand der graphischen Darstellung nadi F i g. 2 erläutern. Hierin ist die Impedanz des Basiskreises in Abhängigkeit von der Frequenzänderung relativ zur Resonanzfrequenz aufgetragen. Aus der Diskussion der Kurve Q_x ergibl sich, daß es ohne weiteres möglich ist, einen Basiskreis mit einer hohen Güte Q auf eine Subharmonische " der Grundfrequenz /„ abzustimmen, so

daß der Basiskreis der Grundfrequenz eine geringere Impedanz bietet als Harmonischen höherer Ordnung. Die Verstärkung des Transistorverstärkers in Basisschaltung, wie hier gezeigt, ist für die Signale unterschiedlicher Frequenz umgekehrt proportional der Impedanz des Basiskreises für die entsprechenden Frequenzen. Wenn also der Basiskreis, wie hier gezeigt, auf die Frequenz ' abgestimmt ist, dann werden Signale mit einer Frequenz, die der Frequenz ''

benachbart sind, in viel größerem Ausmaß verstärkt, als die Harmonischen höheier Ordnung, und zwar einfach aus dem Grund, weil der Basiskreis Harmonischen höherer Ordnung eine sehr viel höhere Impedanz bietet. Darüber hinaus haben Versuche ergeben, daU bei einer erfindungsgernäßen Schaltung die mit Rechtecksignalen einer Folgefrequenz von 2 Megahertz und einer Anstiegszeit von 0,001 Mikrosekunden betrieben wird, der Basiskreis vorzugsweise ai'f § Megahertz abgestimmt werden soll. Bei einer solchen Abstimmung und vorausgesetzt, daG die Güte Q des Basiskreises ausreichend hoch ist, ergibt sich eine befriedigende selektive Verstärkung der Grundfrequenz, so daß eine im wesentlichen reine Sinusschwingung am Kollektor 15 ohne Harmonische höherer Ordnung entsteht.

Wird dagegen die Güte Q herabgesetzt, z. B. von Q₁ auf Q₂ (Fig. 2), dann wird die Impedanz des Basiskreises gegenüber den Harmonischen höherei Ordnung ebenfalls herabgesetzt, so daß bei dieser Frequenzen ebenfalls eine höherer Verstärkung wirksam ist. Das hat zur Folge, daß das Ausgangssignal einen mehr oder weniger großen Anteil an Harmonischen enthält und eine dementsprechende Abweichung von einer Sinusschwingung besitzt. Da; zeigt aber, daß es vorteilhaft ist, einen Basiskreis zu verwenden, der eine relativ hohe Güte β besitzt. Da bei der Bemessung der Bauelemente berücksichtigt werden muß, daß ein ausreichender Basisstrom bereitgestellt werden muß, um den Transistor? zn betreiben, ergibt sich für den Wert des Widerstandes 21, daß er sowohl den Vorspannungsbedingunger genügt, als auch den Bedingungen für die Güte Q.

Zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungs-

anordnung nach F i g. 1 sei also angenommen, daß die Frequenz der Rcchteckschwingung zwei Megahertz bc.rägt. daß die Güte des Basiskreises (Fig. 2) den Verlauf der Kurve Q₁ besitzt, und daß der

Basiskreis auf die Frequenz ' abgestimmt ist. Hierbei werden dann die Harmonischen höherer Ordnung im Emittereinpangskrcis durch das bereits erwähiiic /\C-Filier ausgesiebt. Darüber hinaus verhindert der Kopplungskondensator 5 die Übertragung einer Gleichstromkomponente. Das sich daraus ergebende Signal, das frei von Harmonischen höherer Ordnung ist und außerdem keine Gleichstromkomponente aufweist, wird nun der Emitterelektroden zugeführt. Die Folge der Wirkung des auf die Fre-

quenz ' abgestimmten Basiskreises und des hohen ß-Wcrtes wird die Grundfrequenz /₀ in einem sehr viel höherem Ausmaß als andere Frequenzanteile ' verstärkt, die der Emitterelektrode zugefürir^ werden. «° Es hat sich gezeigt, daß das an der Kollektorelektrode 15 auftretende Signal im wesentlichen frei von Harmonischen ist, so daß am Ausgang eine mindestens nahezu reine Sinusschwingung mit der Frequenz /₀ entsteht. Diese Sinusschwingung wird nun über das Ausgangsfilter, bestehend aus der Spule 27, dem Kondensator 29 und dem Widerstand 31, den Ausgangsklemmen zugeführt. Wie oben bereits erwähnt, ist die LC-Zeitkonstante des Ausgangsfilters so gewählt, daß sie relativ groß zur Periode der Sinusschwingung ist, so daß hierdurch keine Verzerrung eingeführt wird.

Soll die Phasenlage der Ausgangssinusschwingung in bezug auf die Phasenlage der Eingangsrechteckschwingung geändert werden, dann muß die Kapazität des Kondensators 25 entsprechend geändert werden. Wird hierbei berücksichtigt, daß der induktive Widerstand der Spule 23 sehr viel größer ist als der kapazitive Widerstand des Kondensators 25, dann haben Änderungen des kapazitiven Widerstandes Jes Kondensators 25 einen wesentlichen Einfluß auf die Phasenlage der Ausgangssinusschwingung. Der Bereich des Drehkondensators C₂₅ gestattet so eine Phasenänderung von ± 45°.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 309 647/47

Claims

Patentansprüche:

1. Transistorschaltungsanordnung zur Umwandlung einer Rechteckschwingung in eine Sinusschwingung, bei welcher die über die Signaleingangselektrode zugeführte Rechteckschwingung einen mit einer anderen Elektrode des Transistors verbundenen Resonanzkreis anstößt, dadurch gekennzeichnet, daß ein in Basisschaltung betriebener Transistor vorgesehen ist, dessen Emitter mit der Signalquelle für die eingangsseitigen Rechteckschwingungen und dessen Kollektor mit dem Schaltungsausgang verbunden ist. daß der Transistor in seinem Basiskreis einen Serienresonanzkreis hoher Güte enthält, der für Signale im Bereich der Grundfrequenz der Rechteckschwii.-gung einen im Vergleich zu Signalanteilen von Harmonischen höherer Ordnung niedrigen Impedanzwert aufweist, daß parallel zum Serienresonanzkreis ein relativ hochohmiger Widerstand eingeschaltet ist und daß durch entsprechende Wahl sowohl des Widerstandes als auch der Vorspannung der Signaleingangselekirode der Arbeitspunkt des Transistors in dessen Leitfähigkeitsbereich liegt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Zuführung von Rechteckimpulsen äußerst steiler Anstiegsflanke der Emitterelektrode als Signaieingang ein Tiefpaßfilter vorgeschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach «jispruch 1 oder

1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Re- > aktanz der Schwingkreisspule (23) im Verhältnis zur veränderbar ausgebildeten Reaktanz des Schwingkreiskondensators (25) groß ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch' gekennzeichnet, daß die Werte der Schaltelemente des Serienresonanzkreises (23, 25) so gewählt sind, daß sich eine Abstimmung auf ein Drittel der Grundfrequenz der Rechteckschwingung ergibt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor (15) des Transistors (7) und dem Ausgang ein Hochpaßfilter (27, 29, 31) zur Anpassung des Ausgangswiderstandes auf den Eingangswiderstand eingeschaltet ist, dessen LC-Zeitkonstante relativ groß zur Periode der Sinusschwingung ist.