DE10330051B3

DE10330051B3 - Ansteuerschaltung und Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem freischwingenden Schaltwandler unter Begrenzung der Leistungsaufnahme

Info

Publication number: DE10330051B3
Application number: DE2003130051
Authority: DE
Inventors: Martin Feldtkeller
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-07-03
Filing date: 2003-07-03
Publication date: 2005-06-23
Anticipated expiration: 2023-07-04

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines freischwingend betriebenen Schaltwandlers, in dem ein eine übertragene Leistung regelnder Schalter nach Maßgabe eines eine Folge von Einschaltimpulsen aufweisenden Ansteuersignals ein- und ausgeschaltet wird, wobei die Dauer der Einschaltimpulse von einem die übertragene Leistung regelnden Regelsignal abhängig ist, wobei zur Begrenzung des Ausgangsstromes des Schaltwandlers das Regelsignal auf einen Grenzwert begrenzt wird, der abhängig ist von einem Quotienten aus einer Ansteuerperiode des Ansteuersignals und einer Ausschaltdauer des Schalters pro Ansteuerperiode, sowie eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung und ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters in einem freischwingend betriebenen Schaltwandler bzw. Schaltnetzteil bei Begrenzung der Leistungsaufnahme.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird anhand der 1 und 2 zunächst die grundsätzliche Funktionsweise eines freischwingend betriebenen Schaltnetzteils erläutert.
Das Schaltnetzteil umfasst Eingangsklemmen EK1, EK2 zur Zuführung einer Netzspannung Un, die mittels einer Gleichrichteranordnung, die in dem Beispiel einen Brückengleichrichter BG und einen Kondensator Cin umfasst in eine Eingangsgleichspannung Uin gewandelt wird. Das Netzteil umfasst in dem Beispiel einen als Sperrwandler ausgebildeten Schaltwandler mit einem Transformator TR, einem Schalter S und einer an Ausgangsklemmen AK1, AK2 gekoppelten Gleichrichteranordnung D1, C1. Die Primärspule Lp des Transformators ist in Reihe zu dem Schalter S geschaltet, wobei über dieser Reihenschaltung bei Vernachlässigung eines noch erläuterten Stromfühlwiderstandes Rs die Eingangsspannung Uin anliegt. Die mit der Primärspule induktiv gekoppelte Sekundärspule Ls des Transformators TR ist über die Gleichrichteranordnung, die in dem Beispiel eine Diode D1 und einen Kondensator C1 umfasst, an die Ausgangsklemmen AK1, AK2 gekoppelt, wobei über dem Kondensator C1 eine geregelte, an den Ausgangsklemmen AK1, AK2 abgreifbare Ausgangsspannung Uout anliegt.
Zur Ansteuerung des Schalters S ist eine Ansteuerschaltung 20 vorhanden, die ein Ansteuersignal S4 für den Schalter S bereitstellt, das eine Folge von Einschaltimpulsen umfasst, nach Maßgabe derer der Schalter S ein- und ausgeschaltet wird.
Die Primärspule Lp nimmt bei geschlossenem Schalter S Energie auf und gibt diese bei anschließend geöffnetem Schalter S an die Sekundärseite ab. Bei einem freischwingend betriebenen Schaltnetzteil wird der Schalter S durch einen Einschaltimpuls nach dem Abschalten abhängig vom Magnetisierungszustand der Primärspule Lp üblicherweise dann wieder eingeschaltet, sobald die Primärspule Lp energiefrei ist. Zur Detektion dieser Zeitpunkte ist eine mit der Primärspule Lp gekoppelte Hilfsspule Lh vorhanden, die an die Ansteuerschaltung 20 gekoppelt ist.
Die Dauer der Einschaltimpulse ist abhängig von einem Regelsignal S1, das durch einen Regler, beispielsweise einen Integral-Regler (I-Regler) oder einen Proportional-Integral-Regler (PI-Regler) aus der Ausgangsspannung Uout gebildet und mittels eines Optokopplers 12 von der Sekundärseite auf die Primärseite übertragen wird. Zur Einstellung der Dauer der Einschaltimpulse wird das Regelsignal S1 mit einem Rampensignal S2 verglichen, wobei dieses Rampensignal S2 bei geschlossenem Schalter S von dem den Stromfühlwiderstand Rs durchfließenden Primärstrom Ip abhängig ist.
2 veranschaulicht mehrere aufeinanderfolgende Ansteuerzyklen des Schalters S anhand des die Primärspule Lp durchfließenden Primärstroms Ip und des die Sekundärspule Ls durchfließenden Sekundärstroms Is. Der Schalter S bleibt nach dem Einschalten für eine Einschaltdauer tp eingeschaltet, während der die Primärspule Energie aufnimmt, bis das zu dem Primärstrom Ip proportionale Rampensignal S2 den Wert des Regelsignals S1 erreicht. Anschließend bleibt der Schalter S für eine Ausschaltdauer ts geöffnet, wobei während dieser Ausschaltdauer ts die Primärspule entmagnetisiert wird und die Sekundärspule Ls von Strom durchflossen ist. Der Schalter S wird wieder eingeschaltet, wenn die Primärspule Lp entmagnetisiert ist, was gleichbedeutend mit einem Absinken des Sekundärstromes Is auf Null ist.
Die vom Netzteil von der Primärseite auf die Sekundärseite übertragene Leistung wird über das Regelsignal S1 und damit über die Einschaltdauer tp des Schalters während einer Ansteuerperiode T, die der Summe aus Einschaltdauer tp und Ausschaltdauer ts entspricht, geregelt. Sofern auftretende Verluste vernachlässigbar sind, entspricht diese übertragene Leistung der durch das Netzteil aufgenommenen Leistung. Die Regelung der übertragenen Leistung, wird dadurch erschwert, dass die übertragene Leistung nichtlinear von der Eingangsspannung Uin abhängig ist, was nachfolgend erläutert wird. Für die Leistungsaufnahme Pin des Netzteils gilt: Pin = Uin·Ipm, (1)wobei Ipm den mittleren aufgenommenen Primärstrom bezeichnet. Der Primärstrom Ip steigt nach dem Einschalten des Schalters rampenförmig an, wobei die Steilheit das Anstiegs proportional zu der Eingangsspannung Uin ist. Ein Spitzenwert I ^p, den der Primärstrom Ip am Ende der Einschaltdauer tp erreicht, ist bei Vernachlässigung von Signallaufzeiten linear abhängig von dem Regelsignal S1. Die Einschaltdauer ist dann proportional zu dem Quotienten aus dem Spitzenwert I ^p und der Eingangsspannung Uin, so dass gilt: tp ~ I ^p/Uin (2).
Setzt man für den mittleren Primärstrom Ipm: Ipm = 0,5·I ^p·tp/T (3), so gilt für Pin unter Berücksichtigung der Gleichung (2): Pin ~ 0,5·Uin·I ^p·tp/T = 0,5·Uin·I ^p·tp/(tp + ts) = 0,5·Uin·I ^p·Uout/(Ü·Uin + Uout) (4),wobei Ü das Übersetzungsverhältnis oder Windungsverhältnis des Transformators ist.
Berücksichtigt man, dass der Spitzenwert I ^p von dem Regelsignal S1 abhängig ist und dass die Ausgangsspannung Uout als die zu regelnde Größe als konstant angenommen werden kann, so folgt aus (4) unmittelbar, dass die Leistungsaufnahme Pin bei gleichem Regelsignal S1 nichtlinear von der Eingangsspannung Uin abhängig ist.
Diese nichtlineare Abhängigkeit der Leistungsaufnahme von der Eingangsspannung Uin erschwert für variable Netzspannungen mit Effektivwerten zwischen 90V und 270V eine Begrenzung der übertragenen Leistung, die aus Brandschutzgründen erforderlich sein kann und die beispielweise bei Ladegeräten zur Einstellung des maximalen Ladestromes bzw. des Ausgangsstromes dient.

Die EP 0 135 119 A1 beschreibt einen freischwingenden Schaltwandler, bei dem die Eingangsspannung erfasst wird und bei dem das Regelsignal abhängig von der ermittelten Spannung mit einem abschnittsweise linearen Signal korrigiert wird.

Die DE 199 48 903 C2 beschreibt einen festgetakteten Schaltwandler, bei dem der Spitzenstrom invers zur Wurzel aus der Betriebsfrequenz korrigiert wird. Allerdings erfordert diese Lösung einen externen Kondensator zur Mittelwertbildung.

Ein weiteres Problem bei der Begrenzung der Leistungsaufnahme besteht darin, dass bei großen Eingangsspannungen die Einschaltdauer des Schalters unter Umständen so klein sein kann, dass Signallaufzeiten, die zwischen dem durch das Regelsignal und das Rampensignal vorgegebenen Ausschaltzeitpunkt und dem tatsächlichen Abschalten des Schalters vergehen, nicht mehr vernachlässigt werden können. Diese Signallaufzeiten resultieren aus den Laufzeiten beispielsweise in Komparatoren und Treiberschaltungen und aus der Ausschaltverzögerung des üblicherweise als Leistungstransistor ausgebildeten Schalters. Diese Verzögerungen können somit zu einer höheren Leistungsaufnahme führen, als durch das Regelsignal vorgegeben ist, was insbesondere hinsichtlich der Begrenzung der Leistungsaufnahme kritisch ist.

Die DE 100 40 413 A1 beschreibt eine Möglichkeit zur Korrektur solcher Signallaufzeiten unter Verwendung eines zeitabhängigen Schwellwertes zur Begrenzung des Primärstromes.

Hierbei wird eine 1/x-Funktion durch eine e^-x-Funktion angenähert, was allerdings zu einer eingeschränkten Genauigkeit führt. Außerdem wird bei dieser Lösung wegen einer chipintern zu realisierenden langen RC-Zeitkonstante eine große Chipfläche benötigt.

Die DE 101 43 016 A1 beschreibt ein Verfahren zur Regelung des Ausgangsstromes bzw. der Ausgangsspannung eines primärgesteuerten Schaltnetzteils, das einen Transformator und eine Steuerschaltung aufweist. Zur Regelung der Ausgangsspannung dient ein primärseitig erzeugtes Regelsignal, wobei die Regelung der Ausgangsspannung derart erfolgt, dass ein primärseitig fließender Strom nach oben hin auf einen Maximalwert begrenzt wird.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Begrenzung der Leistungsaufnahme eines freischwingend betriebenen Schaltwandlers zur Verfügung zu stellen, bei dem keine Erfassung der Eingangsspannung erforderlich ist, das primärseitig realisierbar ist und das mittels einer integrierten Schaltung durchführbar ist. Ziel der Erfindung ist es außerdem, eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters unter Verwendung eines solchen Verfahrens zur Verfügung zu stellen.

Diese Ziele werden durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 5 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Begrenzen der übertragenen Leistung eines freischwingend betriebenen Schaltwandlers, in dem ein eine Leistungsübertragung regelnder Schalter nach Maßgabe eines eine Folge von Einschaltimpulsen aufweisenden Ansteuersignals ein- und ausgeschaltet wird, wobei die Dauer der Einschaltimpulse von einem die Leistungsübertragung regelnden Regelsignal abhängig ist, ist vorgesehen, dieses Regelsignal auf einen Grenzwert zu begrenzen, der abhängig ist von einem Quotienten aus einer Ansteuerperiode des Ansteuersignals und einer Ausschaltdauer des Schalters pro Ansteuerperiode. Der Grenzwert ist dabei vorzugsweise wenigstens annähernd proportional zu diesem Quotienten, so dass gilt. S6 = C1·T/ts (5),wobei S6 der Grenzwert, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer pro Ansteuerperiode und C1 eine schaltungsabhängige Konstante ist. Die Ansteuerperiode T und die Ausschaltdauer ts sind unmittelbar aus dem Ansteuersignal des Schalters ermittelbar, so dass bei dem erfindungsgemäßen Verfahren insbesondere keine Messung der Eingangsspannung erforderlich ist. Die Konstante C1 ist von der Dimensionierung der den Schaltwandler bildenden Komponenten abhängig, was noch erläutert werden wird.

Ein solcher zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer proportionaler Grenzwert ist geeignet, das Regelsignal so zu begrenzen, dass eine konstante maximale Stromabgabe erreicht wird, wie nachfolgend erläutert wird. Der Spitzenwert I ^p, den der Primärstrom pro Einschaltperiode erreicht, ist in der eingangs erläuterten Weise proportional zu dem die Leistungsübertragung regelnden Regelsignal und im Fall der Leistungsbegrenzung proportional zu dem das Regelsignal begrenzenden Begrenzungssignal, so dass gilt: I ^ ~ C1·T/ts (6).

Einsetzen von (6) in (3) liefert unter Berücksichtigung von (1): Pin ~ 0,5·Uin·(C1·T/ts)·tp/T = 0,5·Uin·C1·tp/ts (7).

Berücksichtigt man, dass die Einschaltdauer tp bei gegebenem Regelsignal bzw. Begrenzungssignal proportional ist zu dem Kehrwert aus der Eingangsspannung, dass also gilt: tp ~ 1/Uin (8)und dass die Ausschaltdauer ts bei gegebenem Regelsignal nur von der Ausgangsspannung abhängig ist, die als annähernd konstant angenommen werden kann, so folgt für die mittlere übertragene Leistung Pin im Begrenzungsfall, wenn also das Regelsignal den Grenzwert annimmt: Pin ~ C1 (9).

Durch Vorgabe eines Regelsignals, das zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer proportional ist, kann eine konstante Strombegrenzung erreicht werden. Man macht sich dies zur Begrenzung des Ausgangsstromes dahingehend zu Nutze, dass das Regelsignal durch einen zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer proportionalen Grenzwert begrenzt wird. Die Konstante C1 ist dabei so gewählt, dass eine gewünschte Strombegrenzung erreicht wird, wobei die Konstante C1 dabei unter Berücksichtigung der oben erläuterten Proportionalitäten, insbesondere unter Berücksichtigung der Abhängigkeit der Steilheit des Rampensignals von der Eingangsspannung und der Abhängigkeit der Ausschaltdauer von der Ausgangsspannung, gewählt ist.

Sinkt bei dem erfindungsgemäßen Verfahren die Ausgangsspannung wegen der primärseitigen Begrenzung der übertragenen Leistung ab, so geht auch diese übertragene Leistung proportional zurück und der Ausgangsstrom wird auf einem konstanten Wert gehalten, der den maximalen Ausgangsstrom darstellt.

Bei einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens ist der Grenzwert außerdem vom Kehrwert der Einschaltdauer tp abhängig wobei wenigstens annäherungsweise gilt: S6 = T/ts·(C1-C2/tp) (10).

Hierbei ist S6 der Begrenzungswert, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer des Schalters pro Ansteuerperiode, tp die Einschaltdauer des Schalters pro Ansteuerperiode, C1 eine Konstante und C2 eine von Verzögerungszeiten in der Schaltung abhängige Konstante. Das Grenzsignal ist bei dieser Ausführungsform um einen Wert C2·T/(ts·tp) verringert, der von den Signallaufzeiten in der Schaltung und vom Kehrwert der Einschaltdauer und damit von der Eingangsspannung abhängig ist. Dies wird verständlich, wenn man berücksichtigt, dass bedingt durch Signallaufzeiten der Schalter tatsächlich um eine den Laufzeiten entsprechende Zeitdauer Δtp länger eingeschaltet bleibt, als durch das Regelsignal vorgegeben ist.

Das Bereitstellen eines zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltzeit proportionalen Grenzsignals kann anhand des Ansteuersignals auf einfache Weise erfolgen. Vorzugsweise erfolgt die Ermittlung des Quotienten aus Ansteuerperiode und Ausschaltzeit auf digitale Weise, wobei beispielsweise ein erster Zähler einen die Dauer der Ansteuerperiode repräsentierenden Wert und ein zweiter Zähler einen die Ausschaltzeit repräsentierenden Wert liefert und wobei diese Werte anschießend dividiert werden. Zur Bereitstellung des von der Ansteuerperiode abhängigen Wertes beginnt der erste Zähler beispielsweise mit einer steigenden Flanke des Ansteuersignals getaktet nach Maßgabe eines Taktsignals zu zählen, wobei der Zählvorgang mit der nächsten steigenden Flanke des Ansteuersignals beendet wird. Entsprechend beginnt der zweite Zähler während der Zeitperiode, während der erste Zähler zählt, mit der ersten fallenden Flanke des Ansteuersignals zu zählen, wobei der Zählvorgang mit der nächsten steigenden Flanke des Ansteuersignals endet. Die Zähler können jeweils auch mit einer fallenden Flanke der Ansteuersignals zu zählen beginnen.

Eine Realisierung, bei der lediglich eine Ansteuerperiode ausgewertet wird, setzt ein entsprechend hochfrequentes Taktsignal voraus, um eine ausreichende zeitliche Auflösung bei der Ermittlung der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer zu erreichen. Um die Bereitstellung von hochfrequenten Taktsignalen vermeiden zu können, ist bei einer Ausführungsform vorgesehen, dass zur Ermittlung eines von der Ansteuerperiode abhängigen Zahlenwertes der erste Zähler ab einem vorgegebenen Zeitpunkt, beispielsweise ab einer steigenden Flanke des Ansteuersignals, bei Null zu zählen beginnt und dabei solange zählt, bis nach Erreichen eines vorgegebenen Zählerstandes eine vorgegebene Flanke, beispielsweise eine steigende Flanke, des Ansteuersignals detektiert wird. Der zweite Zähler beginnt mit dem ersten Zähler zu zählen, zählt jedoch nur dann, wenn das Ansteuersignal einen vorgegebenen Pegel, beispielsweise einen Low-Pegel, aufweist, wobei der Zählvorgang des zweiten Zählers mit dem Zählvorgang des ersten Zählers endet.

Zur Bereitstellung eines zum Kehrwert der Einschaltdauer proportionalen Signals für die Berücksichtigung von Signallaufzeiten ist bei einer Ausführungsform vorgesehen, einen dritten Zähler zur Verfügung zu stellen, der ab einem vorgegebenen Zeitpunkt, beispielsweise ab einer steigenden Flanke des Ansteuersignals, nach Maßgabe eines Taktsignals zu zählen beginnt, jedoch nur dann zählt, wenn das Ansteuersignal einen vorgegebenen Pegel, beispielsweise einen High-Pegel aufweist und solange zählt, bis nach Erreichen eines vorgegebenen Zählerstandes die nächste steigende Flanke des Ansteuersignals detektiert wird. Ein vierter Zähler beginnt mit dem dritten Zähler zu zählen, wobei dieser vierte Zähler durch das An steuersignal getaktet wird und wobei dieser vierte Zähler während der Zählperiode des dritten Zählers zählt. Am Ende des Zählvorgangs der beiden Zähler entspricht der Zählerstand des vierten Zählers einem Maß für den Kehrwert der Einschaltdauer, was daran ersichtlich ist, dass dieser Zählerstand um so größer ist, je mehr Einschaltvorgänge bis zum Erreichen des Endzählerstandes des dritten Zählers stattfinden, je kürzer also die Einschaltdauern sind.

Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung zur Bereitstellung eines eine Folge von Einschaltimpulsen aufweisenden Ansteuersignals für einen die übertragene Leistung regelnden Schalter in einem freischwingenden Schaltwandler umfasst eine Ansteuersignalerzeugungsschaltung, der ein die übertragene Leistung regelndes Regelsignal zugeführt ist und die das Ansteuersignal derart bereitstellt, dass die Dauer der Einschaltimpulse von dem Regelsignal abhängig ist. Die Ansteuerschaltung umfasst weiterhin eine Begrenzungsschaltung, die das der Ansteuersignalerzeugungsschaltung zugeführte Regelsignal auf den Wert eines Begrenzungssignals begrenzt, und eine Begrenzungssignalerzeugungsschaltung, der das Ansteuersignal zugeführt ist und die das Begrenzungssignal aus dem Ansteuersignal derart erzeugt, dass das Begrenzungssignal abhängig ist vom Quotienten der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer. Die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung ist dabei vorzugsweise so ausgebildet, dass sie ein Begrenzungssignal gemäß Gleichung (5) bereitstellt.

Die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung umfasst vorzugsweise eine digitale Verarbeitungseinheit, der das Ansteuersignal zugeführt ist, und einen der digitalen Verarbeitungseinheit nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler, der das Begrenzungssignal bereitstellt. Die digitale Verarbeitungseinheit umfasst vorzugsweise einen ersten und einen zweiten Zähler und einen Dividierer, die in der oben bereits erläuterten Weise einen zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode und der Aus schaltdauer wenigstens annäherungsweise proportionalen Wert bereitstellen.

Bei einer Ausführungsform, bei der das Begrenzungssignal darüber hinaus Signallaufzeiten berücksichtigt, umfasst die digitale Verarbeitungseinheit weiterhin einen dritten und einen vierten Zähler, die in der oben erläuterten Weise ein wenigstens annäherungsweise zu dem Kehrwert der Einschaltdauer proportionales Signal bereitstellen.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Figuren näher erläutert. In den Figuren zeigt
1 ein freischwingend betriebenes Schaltnetzteil nach dem Stand der Technik,
2 beispielhafte Zeitverläufe ausgewählter, in der Schaltung gemäß 1 vorkommender Signale,
3 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler mit einer ein Regelsignal begrenzenden Begrenzungsschaltung,
4 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Begrenzungsschaltung,
5 ein Ausführungsbeispiel eines Komparators mit interner Begrenzungsschaltung,
6 graphische Veranschaulichung des Anstieges des Primärstromes für unterschiedliche Eingangsspannungen über der Zeit,
7 graphische Veranschaulichung einer Realisierungsmöglichkeit zur Bereitstellung eines zu dem Quo tienten aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer proportionalen Signals,
8 ein Beispiel einer Schaltung zur Realisierung eines anhand von 7 veranschaulichten Verfahrens,
9 eine Abwandlung der Schaltung gemäß 8,
10 graphische Veranschaulichung eines Verfahrens zur Bereitstellung eines wenigstens annäherungsweise zu dem Kehrwert der Einschaltdauer proportionalen Signals,
11 ein Beispiel einer Schaltungsanordnung zur Realisierung eines Verfahrens gemäß 10.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile und Signale mit gleicher Bedeutung.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines in Reihe zu der Primärspule Lp eines Transformators geschalteten Schalters S in einem freischwingendend betriebenen Schaltwandler. Der Schaltwandler kann dabei in hinlänglich bekannter, beispielsweise in 1 dargestellter Weise aufgebaut sein, so dass auf eine vollständige Darstellung hier verzichtet ist. Lediglich die Primärspule Lp, der dazu in Reihe geschaltete Schalter S und der Stromfühlwiderstand Rs, der das Rampensignal S2 bereitstellt, sind in 3 dargestellt. In 3 tragen zum besseren Verständnis die Signale, die Signalen gemäß 1 entsprechen, dieselben Bezugszeichen, wobei bezüglich dieser Signale auf die Ausführung zu 1 verweisen werden.
Die Ansteuerschaltung umfasst einen Pulsweitenmodulator 24, der ein pulsweitenmoduliertes Signal S4' zur Verfügung stellt, das durch eine Treiberschaltung 25 auf zur Ansteue rung des Schalters S, der beispielsweise als Leistungstransistor realisiert ist, geeignete Pegel umgesetzt wird. Dem Pulsweitenmodular 24 ist ein die Einschaltzeitpunkte des pulsweitenmodulierten Signals S4', bzw. des eigentlichen Ansteuersignals S4, vorgebendes Einschaltsignal S3 zugeführt, das beispielsweise durch eine mit der Primärspule Lp gekoppelte, nicht näher dargestellte Hilfsspule bereitgestellt wird. Mit Einschalten des Schalters S beginnt der Primärstrom Ip durch die Primärspule Lp linear anzusteigen, woraus ein durch den Stromfühlwiderstand Rs bereitgestelltes rampenförmiges Signal S2 resultiert, das mittels eines Komparators 23 mit einem Regelsignal S7 verglichen wird. Das Ausgangssignal S8 dieses Komparators gibt die Ausschaltzeitpunkte des Ansteuersignals S4 vor, wobei der Schalter in der bereits eingangs erläuterten Weise dann abgeschaltet wird, wenn das Rampensignal S2 den Wert des Regelsignals S7 übersteigt. Dabei gilt, dass die übertragene Leistung des Schaltwandlers mit größer werdendem Regelsignal S7 zunimmt.
Dieses Regelsignal S7 wird durch eine Begrenzungsschaltung 25 aus einem ausgangsspannungsabhängigen Regelsignal S1 oder einem durch eine Begrenzungssignalerzeugungsschaltung 21, 22 bereitgestellten Begrenzungssignal S6 bereitgestellt, wobei die in 3 dargestellte Begrenzungsschaltung 25 dazu ausgebildet ist, das kleinere dieser beiden Signale als Regelsignal S7 auszugeben. Während des Normalbetriebes erfolgt die Regelung der übertragenen Leistung damit abhängig von dem ausgangsspannungsabhängigen Regelsignal S1. Erst dann, wenn dieses Regelsignal S1 über den Wert des Grenzsignals S6 angestiegen ist, erfolgt eine Leistungsbegrenzung dadurch, dass die Ansteuerung des Schalters S und damit die übertragene Leistung durch das Grenzsignal S6 bestimmt wird.
Die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung 21, 22 ist bei einer Ausführungsform dazu ausgebildet, ein Grenzsignal S6 zur Verfügung zu stellen, das wenigstens annäherungsweise proportional ist zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode T des An steuersignals S4 und der Ausschaltdauer ts dieses Ansteuersignals S4 bzw. des Schalters S, so dass für das Signal S6 also wenigstens annäherungsweise Gleichung (5) gilt.
Bei einer anderen Ausführungsform wird durch die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung 21, 22 ein Grenzsignal zur Verfügung gestellt, für das wenigstens annäherungsweise Gleichung (10) gilt, um auch Signallaufzeiten zu berücksichtigen.
Durch den die Begrenzungsschaltung 25 repräsentierenden Funktionsblock in 3 soll veranschaulicht werden, dass abhängig davon, ob sich das Netzteil im Normalbetrieb oder im Leistungsbegrenzungsbetrieb befindet, die Regelung der übertragenen Leistung durch das ausgangsspannungsabhängige Regelsignal S1 oder durch das Grenzsignal S6 erfolgt.
Die Begrenzungsschaltung 25 kann dabei auf unterschiedlichste Weise realisiert sein.
4 zeigt eine Realisierungsmöglichkeit einer solchen Begrenzungsschaltung, die einen Multiplexer 251 und einen Komparator 252 aufweist, wobei dem Multiplexer 251 und einem den Multiplexer 251 ansteuernden Komparator 252 das ausgangsspannungsabhängige Regelsignal S1 und das Grenzsignal S6 zugeführt sind. Hierbei steuert der Komparator 252 den Multiplexer 251 so an, dass als Regelsignal S7 am Ausgang stets das kleinere dieser beiden Signale S1, S6 ausgegeben wird, also das ausgangsspannungsabhängige Regelsignal S1 während des Normalbetriebes und das Grenzsignal S6 während des Leistungsbegrenzungsbetriebes.
Die in 3 als separater Block dargestellte Begrenzungsschaltung 25 und der der Begrenzungsschaltung 25 nachgeschaltete Komparator 23 können auch durch ein integriertes Bauelement 27 ersetzt werden, das in 5 dargestellt ist. Dieses Bauelement ist ein Komparator mit drei Eingängen, einem nicht invertierenden Eingang, dem das Rampensignal S2 zuge führt ist und zwei invertierenden Eingängen, wobei der Komparator dazu ausgebildet ist, stets das kleinere der beiden an den invertierenden Eingängen anliegenden Signale mit dem Rampensignal S2 zu vergleichen. Den invertierenden Eingängen sind dabei das ausgangsspannungsabhängige Regelsignal S1 und das Grenzsignal S6 zugeführt.
Das Kernstück der Begrenzungsschaltung 21, 22 ist eine digitale Verarbeitungseinheit, der das Ansteuersignal S4' zugeführt ist. In dem Ausführungsbeispiel ist dieser Verarbeitungseinheit weiterhin ein Taktsignal CLK zugeführt, wobei dieser Takt auch intern in der Verarbeitungseinheit 21 erzeugt werden kann. Zum Zurücksetzen der Schaltung kann der Verarbeitungseinheit 21 weiterhin ein Rücksetzsignal RES zugeführt werden.
Die Verarbeitungseinheit 21 stellt ein digitales Grenzsignal S5 zur Verfügung, das einem nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler zugeführt ist, der das analoge Grenzsignal S6 zur Verfügung stellt.
Um ein Grenzsignal S6 gemäß Gleichung (5) zur Verfügung zu stellen, muss in der digitalen Verarbeitungseinheit 21 ein Signal generiert werden, das proportional ist zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode T und der Ausschaltdauer ts. Ein mögliches Verfahren zur Bereitstellung eines solchen Signals unter Verwendung eines ersten und zweiten Zählers wird nachfolgend anhand von 7 erläutert.
7 zeigt untereinander dargestellt beispielhafte zeitliche Verläufe des Ansteuersignals S4, eines Taktsignal CLK sowie zeitliche Verläufe von Taktimpulsen, mit denen der erste Zähler hochgezählt wird und zeitliche Verläufe von Taktimpulsen, mit denen der zweite Zähler hochgezählt wird. Der erste und zweite Zähler beginnen zu einem vorgegebenen Zeitpunkt, in dem dargestellten Beispiel mit einer steigenden Flanke des Ansteuersignals S4 zu zählen, wobei der Zählerstand des ers ten Zählers mit jedem Taktimpuls innerhalb einer Zählperiode erhöht wird. Die Zählperiode dauert bis zu einer steigenden Flanke des Ansteuersignals S4, nachdem der Zählerstand einen vorgegebenen Wert N erreicht hat. Die Zählerstände Z1 dieses ersten Zählers sind zur Veranschaulichung unterhalb der Taktimpulse angegeben, der Endzählerstand des ersten Zählers beträgt Z1e. Der vorgegebene Zählerstand N, nach dessen Erreichen die Zählperiode bei der nächsten steigenden Flanke des Ansteuersignals S4 endet, beträgt in der Darstellung gemäß 7 N = 16. Der zweite Zähler beginnt mit dem ersten Zähler ebenfalls hochzuzählen, wobei der zweite Zähler nur während der Ausschaltdauern des Ansteuersignals 54, also dann wenn das Ansteuersignal S4 einen Low-Pegel aufweist, hochgezählt wird. Das Hochzählen des zweiten Zählers endet am Ende der durch den ersten Zähler vorgegebenen Zählperiode bei einem Zählerstand Z2e, wobei am Ende der Zählperiode die Endzählerstände Z1e, Z2e dividiert werden, um ein zu dem Quotienten aus Ansteuerperiode und Ausschaltdauer proportionalen Wert zu liefern. Es ist unmittelbar ersichtlich, dass der durch das erläuterte digitale Verfahren ermittelte Wert dem tatsächlichen Wert umso näher kommt, je größer die Taktfrequenz des Taktsignals CLK ist und je höher die Anzahl der Ansteuerperioden ist, über die das Zählverfahren durchgeführt wird. Diesbezüglich ist noch anzumerken, dass die beiden Zähler zu Beginn des Zählverfahrens zurückgesetzt werden und dass der vorgegebene Zählerstand N selbstverständlich kleiner sein muss als der maximal durch den ersten Zähler erreichbare Zählerstand, bevor dieser überläuft. Selbstverständlich muss auch der zweite Zähler so dimensioniert sein, dass der Endzählerstand Z2e kleiner ist als dessen maximal erreichbarer Zählerstand.
8 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer ein Verfahren gemäß 7 realisierenden digitalen Verarbeitungseinheit. Die Verarbeitungseinheit umfasst erste und zweite Zähler CTR1, CTR2, die jeweils einen Takteingang CL zur Zuführung des Taktsignal CLK, einen Enable-Eingang EN und einen Ausgang OUT aufweisen. Dem Enable-Eingang EN des ersten Zählers CTR1 ist ein D-Flip-Flop DFF vorgeschaltet. Zu Beginn sind die Zähler CTR1, CTR2 und das D-Flip-Flop DFF zurückgesetzt. Der erste Zähler CTR1 stellt an dessen Ausgang OUT einen binären Zählerwert Z1 zur Verfügung. Dieser binäre Zählerwert Z1 wird durch einen digitalen Komparator K1 mit dem vorgegebenen Zählwert N verglichen, wobei das Ausgangssignal des Komparators K1 einem Dateneingang des D-Flip-Flop DFF zugeführt ist. So lange der binäre Zählerwert Z1 kleiner ist als der vorgegebene Zählwert N, gibt der digitale Komparator an seinem Ausgang einen High-Pegel aus, den das D-Flip-Flop DFF mit der nächsten steigenden Flanke des Ansteuersignals S4' übernimmt. Der erste Zähler CTR1 beginnt nach Maßgabe des Taktsignals CLK zu zählen. Wenn der binäre Zählerwert Z1 den vorgegebenen Zählwert N überschreitet, gibt der Ausgang des digitalen Komparators K1 einen Low-Pegel aus, den das D-Flip-Flop DFF mit der nächsten steigenden Flanke des Ansteuersignals S4' übernimmt. Der Pegel des Ausgangssignals des D-Flip-Flop DFF wechselt dann von einem High-Pegel auf einen Low-Pegel, um dadurch den Zähler CTRl anzuhalten. Mit dem Zurücksetzen des D-Flip-Flops DFF wird der momentane Zählerwert Z1 am Ausgang des ersten Zählers CTR1 in ein erstes Register REGT geladen, dessen Dateneingang IN der Zählerstand Z1 des Zählers CTA1 zugeführt ist und dessen Ladeeingang LD das Ausgangssignal des D-Flip-Flop DFF zugeführt ist, um mit der fallenden Flanke dieses Signals den momentanen Zählerstand des Zählers CTR1 in das Register REG1 zu laden.
Der zweite Zähler CTR2 zählt nur während der durch den ersten Zähler vorgegebenen Zählperiode, die definiert ist, durch den Zeitraum zwischen dem Setzen des D-Flip-Flops DFF und dessen Zurücksetzen, und innerhalb dieser Zählperiode nur dann, wenn das Ansteuersignal S4' einen Low-Pegel aufweist. Dem Enable-Eingang EN des zweiten Zählers CTR2 ist hierzu ein AND-Gatter AN vorgeschaltet, dessen einem Eingang das invertierte Ansteuersignal S4' und dessen anderem Eingang das Ausgangssignal des D-Flip-Flop DFF zugeführt ist. Der Zählerstand Z2 am Ausgang des zweiten Zählers CTR2 wird nach Maßgabe des Ausgangssignals des D-Flip-Flop DFF in ein zweites Register REG2 eingeschrieben, an dessen Ausgang der Endzählerstand des zweiten Zählers CTR2 am Ende der Zählperiode zur Verfügung steht. Diese Endzählerstände Z1e, Z2e werden mittels eines Dividierers DIV weiterverarbeitet, um am Ausgang einen Wert zur Verfügung zu stellen, der den Quotienten aus dem Endzählerstand des ersten Zähler CTR1 und dem Endzählerstand des zweiten Zählers CTR2 entspricht. Zur Berücksichtigung des konstanten Faktors C1 ist ein Multiplizierer MUL vorhanden, dem diese Konstante C1 und das Ausgangssignal des Dividierers DIV zugeführt sind, um am Ausgang ein digitales Grenzsignal S5 zur Verfügung zu stellen, das durch den in 3 dargestellten A/D-Wandler in das analoge Grenzsignal S6 gewandelt wird.
In 8 nicht näher dargestellt ist eine Steuerschaltung, die die Zählvorgänge des Zählers CTR1, CTR2 zur Ermittlung des digitalen Grenzsignals S5 initiiert. Diese Steuerschaltung ist insbesondere dazu ausgebildet, die Zähler CTR1, CTR2 und das D-Flip-Flop DFF über nicht näher dargestellte Rücksetzeingänge zurückzusetzen, um in regelmäßigen Zeitabständen ein neues Grenzsignal S5 zu ermitteln. Die Häufigkeit, mit der das Grenzsignal S5 neu ermittelt werden muss, ist unter Anderem abhängig von der Häufigkeit, mit der Änderungen der Eingangsspannung Uin auftreten können.
9 zeigt eine Abwandlung der in 8 dargestellten digitalen Verarbeitungseinheit zur Bereitstellung eines digitalen Grenzsignals S5. Diese Verarbeitungseinheit gemäß 9 unterscheidet sich von der in 8 dargestellten dadurch, dass von der Konstanten C1 ein Wert Z4e subtrahiert wird, bevor eine Multiplikation mit dem Quotienten Z1e/Z2e zur Bereitstellung des digitalen Grenzsignals S5 erfolgt.
Der Zählerwert Z4e ist wenigstens annähernd proportional zum Kehrwert der Einschaltdauer tp, um dadurch in der bereits er läuterten Weise Signallaufzeiten in der Schaltung zu berücksichtigen. Diese Signallaufzeiten werden bezugnehmend auf 3 beispielsweise durch Verzögerungszeiten des Komparators 23, des Pulsweitenmodulators PWM, der Treiberschaltung 25 und durch Ausschaltverzögerung des Schalters S hervorgerufen, was dazu führt, dass der Schalter S erst um eine Verzögerungszeit Δtp zeitverzögert nach einem durch den Vergleich des Rampensignals S2 mit dem Regelsignal S7 vorgegebenen Zeitpunkt ausgeschaltet wird. Um diese die Signallaufzeiten bedingte Zeitverzögerung zu berücksichtigen wird das Grenzsignal gemäß Gleichung (10) durch einen Wert C2/tp reduziert.
Durch Wahl des Grenzsignals gemäß dieser Gleichung (10) ist gewährleistet, dass im Fall der Leistungsbegrenzung die durch den Vergleich des Rampensignals S2 mit dem Grenzsignal S6 vorgegebenen Ausschaltzeitpunkte um die Signallaufzeit Δtp vor den tatsächlichen Ausschaltzeitpunkten liegen. Die während der Signallaufzeiten zusätzlich aufgenommenen Energien sind dabei abhängig von der Eingangsspannung Uin, wie nachfolgend anhand von 6 kurz erläutert wird.
6 zeigt den Verlauf des Primärstromes Ip für unterschiedliche Eingangsspannungen Uin1 und Uin2. Die Zeitdauer tp in 6 bezeichnet die tatsächliche Einschaltdauer des Schalters S. Die Zeitdauer tp – Δtp bezeichnet die Zeitdauer, die zwischen dem Einschalten des Schalters S und einer steigenden Flanke des Ausschaltsignals S7 vergeht, wobei diese steigende Flanke bedingt durch die Signallaufzeiten erst zeitverzögert nach der Zeitdauer Δtp zum tatsächlichen Ausschalten des Schalters S führt. Die während dieser Verzögerungszeit Δtp aufgenommene Energie ist abhängig von der Steilheit des Primärstromes Ip und somit abhängig von der Eingangsspannung Uin, wobei Uin1, Uin2 in 6 zwei unterschiedliche Werte für diese Eingangsspannung Uin bezeichnen.
Die während dieser Verzögerungszeit Δtp zusätzlich aufgenommene Leistung ist proportional zu der Eingangsspannung Uin, was durch den Term C2/tp, der proportional zu der Signallaufzeit und, wegen der Proportionalität des Kehrwertes der Einschaltdauer tp zu der Eingangsspannung Uin, proportional zu der Eingangsspannung Uin ist, kompensiert wird.
In 10 ist schematisch ein Verfahren zur Bereitstellung eines zu dem Kehrwert der Einschaltdauer 1/tp proportionalen Wertes erläutert. 10 zeigt untereinander dargestellt das Ansteuersignal S4', Taktimpulse eines dritten Zählers, durch diese der dritte Zähler hochgezählt wird, sowie Taktimpulse eines vierten Zählers, die dem Ansteuersignal entsprechen. Der dritte Zähler beginnt zu einem vorgegebenen Zeitpunkt, beispielsweise mit einer steigenden Flanke des Ansteuersignals S4' zu zählen, wobei dieser Zähler nur während der Einschaltdauern tp des Ansteuersignal S4' durch Taktimpulse hochgezählt wird. Die Zählperiode dieses dritten Zählers endet, sobald der Zählerstand einen vorgegebenen Zählerwert P erreicht hat, wobei dieser Zählerwert P kleiner als der maximale Zählerwert dieses Zählers ist. Ein vierter Zähler zählt ebenfalls während der durch den dritten Zähler vorgegebenen Zählperiode, wobei dieser vierte Zähler durch das Ansteuersignal getaktet wird. Der Endzählerstand Z4e dieses vierten Zählers am Ende der Zählperiode ist proportional zum Kehrwert der Ansteuerperiode tp was daran ersichtlich ist, dass mit kleiner werdender Ansteuerperiode tp die Anzahl der Ansteuerperioden zunimmt, bis der dritte Zähler den vorgegebenen Zählerstand P erreicht. Dadurch steigt der Zählerstand des vierten Zählers, der getaktet durch das Ansteuersignal S4' die Anzahl der Ansteuerperioden innerhalb der Zählperiode des ersten Zählers ermittelt.
11 zeigt ein Realisierungsbeispiel einer Schaltungsanordnung, die den Zählerwert Z4e bereitstellt, der proportional zum Kehrwert der Ansteuerperiode tp ist.
Diese Schaltungsanordnung umfasst dritte und vierte Zähler CTR3, CTR4, die jeweils einen Takteingang CL und einen E nable-Eingang EN aufweisen. Dem Enable-Eingang EN des dritten Zählers CTR3 ist das Ansteuersignal S4' zugeführt, so dass dieser dritte Zähler CTR3 während der High-Pegel dieses Ansteuersignals S4' getaktet durch das Taktsignal CLK hochgezählt wird, und an seinem Ausgang OUT einen digitalen Zählerwert Z3 zur Verfügung stellt. Dieser Zählerwert Z3 wird mittels eines digitalen Komparators K2 mit dem vorgegebenen Wert P verglichen. Das Ausgangssignal dieses Komparators K2 ist über einen Inverter INV3 dem Enable-Eingang des vierten Zählers CTR4 zugeführt, der damit getaktet durch das Ansteuersignal S4 so lange zählt, so lange der dritte Zähler CTR3 den vorgegebenen Zählerstand P noch nicht erreicht hat. Sobald der Zählerstand Z3 des dritten Zählers CTR3 diesen vorgegebenen Wert P erreicht, wird der Zählerstand Z4 des Zählers CTR4 nach Maßgabe des Ausgangssignals des Komparators K2 in ein Register REG3 geladen, an dessen Ausgang der Zählerwert Z4e des vierten Zählers CTR4 am Ende der Zählperiode anliegt.
Der Vollständigkeit halber wird darauf hingewiesen, dass dieser Zählerstand Z4e selbstverständlich noch mit einer Konstanten skaliert werden kann, um die Konstante C2 in dem digitalen Grenzsignal S5 geeignet zu berücksichtigen.

11: Regler
12: Optokoppler
20: Ansteuerschaltung
21: digitale Verarbeitungseinheit
22: D/A-Wandler
23: Komparator
25: Treiberschaltung
25: Begrenzungsschaltung
251: Multiplexer
252: Komparator
27: Komparator
AK1, AK2: Ausgangsklemmen
AN: AND-Gatter
BG: Brückengleichrichter
C1: Kondensator
C1: konstantes Signal
Cin: Eingangskondensator
CL: Takteingänge der Zähler
CLK: Taktsignal
CTR1: erster Zähler
CTR2: zweiter Zähler
CTR3: dritter Zähler
CTR4: vierter Zähler
D1: Diode
DFF: D-Flip-Flop
DIV: Dividierer
EK1, EK2: Eingangsklemmen
EN: Enable-Eingänge der Zähler
IN: Dateneingang des Registers
INV1: Inverter
Iout: Ausgangsstrom
Ip: Primärstrom
Is: Sekundärstrom
K1: Komparator
K2: Komparator
LD: Ladeeingang des Registers
Lh: Hilfsspule
Lp: Primärspule
Ls: Sekundärspule
MUL: Multiplizierer
OUT: Ausgänge der Zähler
REG1, REG2: Register
REG3: drittes Register
Rs: Stromfühlwiderstand
S: Schalter
S1: Regelsignal
S2: Rampensignal
S3: Einschaltsignal
S4: Ansteuersignal
S4': Ansteuersignal
S5: digitales Grenzsignal
S6: Grenzsignal
S7: Ausschaltsignal
S7: Regelsignal
T: Ansteuerperiode
tp: Einschaltdauer
TR: Transformator
ts: Ausschaltdauer
Uin: Eingangsspannung
UN: Netzspannung
Uout: Ausgangsspannung
Z1: Zählerstand des ersten Zählers
Z2: Zählerstand des zweiten Zählers
Z3: Zählerstand des dritten Zählers
Z4: Zählerstand des vierten Zählers

Claims

Verfahren zum Betreiben eines freischwingend betriebenen Schaltwandlers, in dem ein eine übertragene Leistung regelnder Schalter (S) nach Maßgabe eines eine Folge von Einschaltimpulsen aufweisenden Ansteuersignals (S4) ein- und ausgeschaltet wird, wobei die Dauer der Einschaltimpulse von einem die übertragene Leistung regelnden Regelsignal (S3) abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, dass zur Begrenzung des Ausgangsstromes des Schaltwandlers, das Regelsignal (S3) auf einen Grenzwert (S6) begrenzt wird, der wenigstens annäherungsweise proportional ist zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode (T) und der Ausschaltdauer (ts), so dass wenigstens annähernd gilt: S6 = C1·T/ts, wobei S6 der Begrenzungswert, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer pro Periode und C1 eine Konstante ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei der der Begrenzungswert (S6) außerdem vom Kehrwert der Einschaltdauer (tp) abhängig ist, wobei wenigstens annäherungsweise gilt: S6 = T/ts·(C1-C2/tp), wobei S6 der Begrenzungswert, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer pro Periode, tp die Einschaltdauer pro Periode, C1 eine Konstante und C2 eine Konstante ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2 das zur Erzeugung eines wenigstens annäherungsweise zu dem Quotienten aus Ansteuerperiode (T) und Ausschaltdauer (ts) proportionalen Wertes (S5) folgende Verfahrensschritte umfasst: – Bereitstellen eines ersten und eines zweiten Zählers (CTR1, CTR2), – getaktetes Hochzählen des ersten Zählers (CTR1) nach Maßgabe eines Taktsignals innerhalb einer Zählperiode, die mit einer vorgegebenen Flanke des Ansteuersignals (S4') beginnt und die mit der vorgegebenen Flanke des Ansteuersignals (S4') nach Erreichen eines ersten vorgegebenen Zählerstandes (N) endet, – getaktetes Hochzählen des zweiten Zählers (CTR2) nach Maßgabe eines Taktsignals (CLK) während der Zählperiode nur während Ausschaltdauern des Ansteuersignals (S4'), – Erzeugen des Signals (S5) derart, dass es dem Quotienten aus dem Zählerstand des ersten Zählers (CTR1) und dem Zählerstand des zweiten Zählers (CTR2) am Ende der Zählperiode entspricht.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, das zur Erzeugung eines wenigstens annäherungsweise von dem Kehrwert der Einschaltperiode (tp) abhängigen Kehrwertsignals folgende Verfahrensschritte aufweist: – Bereitstellen eines dritten und vierten Zählers (CTR3, CTR4), – getaktetes Hochzählen des dritten Zählers (CTR3) nach Maßgabe eines Taktsignals (CLK) innerhalb einer Zählperiode, die von einem vorgegebenen Zeitpunkt bis zum Erreichen eines zweiten vorgegebenen Zählerstandes (P) des dritten Zählers (CTR3) reicht, während Ansteuerperioden des Ansteuersignals (S4'), – getaktetes Hochzählen des vierten Zählers (CTR4) nach Maßgabe des Ansteuersignals (S4') innerhalb der Zählperiode, wobei das Signal dem Zählerstand des vierten Zählers am Ende der Zählperiode entspricht.
Ansteuerschaltung zur Bereitstellung eines eine Folge von Einschaltimpulsen aufweisenden Ansteuersignals (S4) für einen eine Leistungsübertragung ermöglichenden Schalter (S) in einem freischwingend betriebenen Schaltwandler, die folgende Merkmale aufweist: – eine Ansteuersignalerzeugungsschaltung (23, 24), der ein die Leistungsübertragung regelndes Regelsignal (S1) zugeführt ist und die das Ansteuersignal (S4) derart bereitstellt, dass die Dauer der Einschaltimpulse von dem Regelsignal (S1) abhängig ist, – eine Begrenzungsschaltung, die das Regelsignal auf den Wert eines Begrenzungssignals (S6) begrenzt, gekennzeichnet durch – eine Begrenzungssignalerzeugungsschaltung (21), der das Ansteuersignal (S4) zugeführt ist und die das Begrenzungssignal (S6) aus dem Ansteuersignal (S4) wenigstens annäherungsweise proportional zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode (T) und der Ausschaltdauer (ts) erzeugt, so dass wenigstens annähernd gilt: S6 = C1·T/ts, wobei S6 das Begrenzungssignal, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer pro Periode und C1 eine Konstante ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 5, bei der die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung (21) das Begrenzungssignal (S6) abhängig vom Kehrwert der Einschaltdauer (tp) erzeugt, wobei wenigstens annäherungsweise gilt: S6 = T/ts·(C1-C2/tp), wobei S6 das Begrenzungssignal, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer pro Periode, tp die Einschaltdauer pro Periode, C1 eine Konstante und C2 eine Konstante ist.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 5 oder 6, bei der die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung (21, 22) eine digitale Verarbeitungseinheit (21), der das Ansteuersignal (S4) zugeführt ist, und einen der digitalen Verarbeitungseinheit (21) nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler, der das Begrenzungssignal (S6) bereitstellt aufweist.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, die zur Erzeugung eines wenigstens annäherungsweise zu dem Quotienten aus Ansteuerperiode (T) und Ausschaltdauer (ts) proportionalen Signals (S5) folgende Merkmale aufweist: – einen ersten Zähler (CTR1) der derart angesteuert ist, dass er getaktet durch ein Taktsignal (CLK) innerhalb einer Zählperiode, die mit einer vorgegebenen Flanke des Ansteuersignals (S4') beginnt und die mit der vorgegebenen Flanke des Ansteuersignals (S4') nach Erreichen eines ersten vorgegebenen Zählerstandes (N) endet, hochzählt, – einen zweiten Zähler, der derart angesteuert ist, dass er innerhalb der Zählperiode getaktet durch das Taktsignal (CLK) nur während Ausschaltdauern des Ansteuersignals (S4') hochzählt, – einen Dividierer, der das Signal (S5) als Quotienten aus dem Zählerstand des ersten Zählers (CTR1) und dem Zählerstand des zweiten Zählers (CTR2) erzeugt.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, die zur Erzeugung eines wenigstens annäherungsweise von dem Kehrwert der Einschaltperiode abhängigen Kehrwertsignals folgende Merkmale aufweist: – einen dritten Zähler (CTR3), der derart angesteuert ist, dass er innerhalb einer Zählperiode ab einem vorgegebenen Zeitpunkt getaktet durch ein Taktsignal (CLK) bis zum Erreichen eines vorgegebenen zweiten Zählerstandes (P) während Ansteuerperioden des Ansteuersignals (S4) zählt, – einen vierten Zähler (CTR4), der derart angesteuert ist, dass er bwährend der Zählperiode des dritten Zählers (CTR3) getaktet durch das Ansteuersignal (S4) zählt, wobei der Zählerstand des vierten Zählers (CTR4) am Ende der Zählperiode dem Kehrwertsignal entspricht.
Ansteuerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Ansteuersignalerzeugungsschaltung (23, 24) ein Einschaltzeitpunkte vorgebendes Signal (53) zugeführt ist.