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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung
zur Messung des Stroms durch eine induktive Last, wobei der Strom mit
Hilfe einer Vollbrückenschaltung in die induktive Last
gespeist wird. Solche Vollbrückenschaltungen werden beispielsweise
verwendet, um einen Strom pulsweitenmoduliert in eine Wicklung eines
Gleichstrom-, Schritt- oder Tauchspulenmotors zu speisen.
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Für
die Regelung des Stroms in einer induktiven Last, wie sie ein Motor
darstellt, wird eine Strommessung benötigt. Die Qualität
der Strommessung ist maßgeblich mitentscheidend für
die erreichbare Regelbandbreite des Motorensystems, bestehend aus
einer digitalen oder analogen Regelschaltung, der Leistungsbrücke
und der induktiven Last, zum Beispiel eines Zwei-Phasen Schrittmotors.
Eine gute Stromregelung wirkt sich auch direkt auf einen gegebenenfalls
darüber liegenden Geschwindigkeits- und Positionsregler
aus. Mit einer besseren Stromregelung sind höhere Regelsteifigkeiten
erzielbar, die eine Verbesserung hinsichtlich der Führungsgenauigkeit,
der Einschwingzeit und des Störverhaltens des Gesamtsystems
zur Folge hat.
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Die
Qualität einer Strommessung kann u. a. mit Hilfe einiger
Kriterien beurteilt werden, die untereinander teilweise abhängig
sind. So sollte eine gute Strommessung ein möglichst gutes
Signal zu Rausch Verhältnis aufweisen, eine möglichst
geringe Phasendrehung und eine genügend hohe Bandbreite
besitzen. Andererseits sollten keine Signalanteile über der
Nyquist-Frequenz vorhanden sein, um das Abtasttheorem nicht zu verletzen.
Die Nyquist-Frequenz ist dabei durch die Abtastfrequenz einer Sampling-Schaltung
im Rahmen einer Analog-Digital-Wandlung der ursprünglich
analogen Messgröße in ein digital weiter zu verarbeitendes
Signal definiert. Sie beträgt bekanntlich maximal die Hälfte
der Abtastfrequenz der Sampling-Schaltung. Diese letzte Bedingung
kann nur erfüllt werden, wenn das Messsignal spektral in
geeigneter Weise begrenzt wird.
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Bekannte
Verfahren oder Schaltungsanordnungen zur Messung des Stroms erfüllen
diese Kriterien nicht oder nur unzureichend, oder sie gehen mit einem
hohen, kostentreibenden schaltungstechnischen Aufwand einher.
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Bei
diesen Verfahren erfolgt die Strommessung entweder direkt in der
Zuleitung zur induktiven Last oder in einer der beiden Speisungsleitungen
zur Brückenschaltung. Letzteres ist kostengünstiger
und wird deshalb oft bevorzugt, hat aber zur Folge, dass das Signal
zeitlich nicht kontinuierlich zur Verfügung steht, was
in einigen Fällen nachteilig sein kann.
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Die
US 6 061 258 beschreibt
eine Strommessung in der Zuleitung zur induktiven Last; dieses Verfahren
wird unter Fachleuten auch „High-Side” Messung
genannt. Das Messsignal steht kontinuierlich zur Verfügung.
Da der Strom durch die Pulsweitenmodulation (PWM) in der induktiven
Last stetig zu und abnimmt, wird versucht, den Strom genau zu dem
Zeitpunkt, in dem er den theoretischen zeitlichen Mittelwert durchschreitet,
zu messen und dann zu speichern. Die Strommessung erfolgt also zu
diskreten Zeitpunkten. Allfällige Störungen, die
während des Messzeitpunkts vorhanden sein können,
z. B. durch das Schalten einer zweiten, unabhängigen Phase
in der unmittelbaren Nachbarschaft, fließen ebenso in das
Messsignal ein. Eine nach dem Nyquist-Kriterium korrekte Filterung
des Signals ist dann wegen des diskreten Charakters des Messsignals
häufig nicht mehr möglich.
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Die
EP 1 531 544 A2 beschreibt
eine Strommessung in der Speisungsleitung zur Brückenschaltung.
Der Strom in der Induktivität ist hier nur zu gewissen
Zeitpunkten überhaupt messbar, nämlich genau dann,
wenn der Strom diagonal durch die Brückenschaltung fließt.
Zirkuliert der Strom innerhalb der Brücke, d. h. sind entweder
die beiden oberen oder die beiden unteren Schalter geschlossen,
dann fließt kein Strom über den Messwiderstand
und folglich ist auch keine Messung möglich. Je nach Schalterstellung
der Brücke wird zudem der Strom mal positiv und mal negativ
gemessen. Eine nach dem Nyquist-Kriterium korrekte Filterung des
Signals ist auch hier nicht möglich.
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Die
US 4 562 386 löst
dieses Polaritätsproblem durch eine Demodulation bzw. Gleichrichtung. Das
Stromsignal ist aber auch hier nur dann kontinuierlich vorhanden,
wenn auf eine Rezirkulation innerhalb der Brücke – mit
entweder zwei geschlossenen oberen oder unteren Schaltern – verzichtet
wird.
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Verletzungen
des Nyquist-Kriteriums werden u. a. auch durch Unstetigkeitsstellen
(Sprungstellen, Messsignalsprünge) im Messsignal verursacht
oder gefördert. Aus der
DE 29 30 863 A1 ist beispielsweise ein Verfahren
zur Laststromerfassung in einem Gleichstrom-Umkehrsteller und eine
Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens bekannt, mit
dem bzw. der diese Probleme und das Polaritätsproblem vermieden
werden sollen. Die hier angegebene Schaltungsanordnung ist jedoch
mit drei Operationsverstärkern pro Vollbrücke
recht aufwendig und damit kostspielig.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein möglichst
leistungsfähiges und kostengünstig realisierbares
Verfahren und eine möglichst leistungsfähige und
kostengünstig realisierbare Schaltungsanordnung zur Messung
des Stroms durch eine induktive Last, wobei der Strom mit Hilfe einer
Vollbrückenschaltung in die induktive Last gespeist wird,
anzugeben. Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren und Erzeugnis
nach einem der unabhängigen Ansprü che gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung bilden den Gegenstand
untergeordneter Patentansprüche.
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Die
Erfindung sieht ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung vor zur
Messung des Stroms durch eine induktive Last, in welche der Strom
mit Hilfe einer Vollbrückenschaltung gespeist wird. Die
Vollbrückenschaltung ist mit zwei identischen Halbbrücken
aufgebaut, die aus je zwei in Reihe geschalteten Schaltelementen
besteht. Die induktive Last wird an die Mittelabgriffe der Halbbrücken
angeschlossen. An zwei Messeinrichtungen wird jeweils eine Spannung
abgegriffen, die ein Maß für den Strom durch die
jeweilige Messeinrichtung ist. Dabei ist je eine Messeinrichtung
zwischen je einer Reihenschaltung von Schaltelementen und Masse
oder der Versorgungsspannung angeordnet. Diese Spannungen werden
einem Differenzverstärker zugeführt, dessen Eingänge
jeweils mit einer der beiden Messeinrichtungen verbunden sind. Mit
Hilfe einer Umschalteinrichtung (S) wird einer der beiden Eingänge
des Differenzverstärkers wahlweise mit Masse bzw. der Versorgungsspannung
oder einer der beiden Messeinrichtungen verbunden.
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Dabei
soll die Formulierung „wahlweise mit Masse (VSS) bzw. mit
der Versorgungsspannung (VDD) oder einer der beiden Messeinrichtungen
verbunden werden kann” bedeuten, dass in dem Fall, in dem
die Messeinrichtungen zwischen je einer Reihenschaltung von Schaltelementen
und Masse (VSS) angeordnet sind, die Umschalteinrichtung einen der
beiden Eingänge des betroffenen Differenzverstärkers
wahlweise mit Masse oder einer der beiden Messeinrichtungen verbinden
kann, und dass in dem anderen Fall, in dem die Messeinrichtungen
zwischen je einer Reihenschaltung von Schaltelementen und der Versorgungsspannung
(VDD) angeordnet sind, die Umschalteinrichtung einen der beiden
Eingänge des betroffenen Differenzverstärkers
wahlweise mit der Versorgungsspannung (VDD) oder einer der beiden
Messeinrichtungen verbinden kann.
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Unter
einer Messeinrichtung soll im Zusammenhang mit der Beschreibung
der vorliegenden Erfindung jede zur Messung eines Stroms geeignete Einrichtung
verstanden werden, insbesondere ein Messwiderstand oder Beispielsweise
ein Hall-Element, also eine auf dem magnetischen Hall-Effekt beruhende
Einrichtung zur Strommessung. Andere Messeinrichtungen sind nicht
ausgeschlossen. Eine an einer Messeinrichtung gemessene Spannung
ist im Sinne der vorliegenden Erfindung „ein Maß für
den Strom”, der gemessen werden soll, wenn der zu messende
Strom sich aus dieser gemessenen Spannung aufgrund eines funktionalen
Zusammenhangs eindeutig rekonstruieren lässt.
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Unter
einem Messwiderstand soll im Zusammenhang mit der Beschreibung der
vorliegenden Erfindung ein elektrischer Widerstand verstanden werden,
bei dem die an seinen Enden abgreifbare Spannung in – für
die Zwecke der Messung im Rahmen der vorliegenden Erfindung – ausreichender
Näherung ein Maß für – also
beispielsweise proportional – zu dem durch den Widerstand
fließenden Strom ist. Die Proportionalitätskonstante
ist mit ausreichender Genauigkeit bekannt und hängt möglicherweise
noch von anderen Einflussgrößen, wie beispielsweise
der Temperatur ab. Soweit diese Einflüsse im Rahmen der
Messgenauigkeit relevant sind, werden sie als bekannt vorausgesetzt
und entsprechend berücksichtigt.
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Die
Formulierung „mit einer der beiden Messeinrichtungen verbinden” bedeutet
im Fall einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
bei der die Messeinrichtungen Messwiderstände sind, dass der
Eingang des Differenzverstärkers mit derjenigen Klemme
des Messwiderstandes verbunden wird, die jeweils der an Masse (VSS)
bzw. an die Versorgungsspannung (VDD) angeschlossenen Klemme gegenüberliegt.
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Unter
einem Differenzverstärker soll im Zusammenhang mit der
Beschreibung der vorliegenden Erfindung jede elektrische Schaltung
verstanden werden, die geeignet ist, zwei zeitlich veränderliche analoge
Eingangssignale so zu verarbeiten, dass am Ausgang dieser Schaltung
eines analoges Differenzsignal der beiden Eingangssignale zur Verfügung steht.
Ein Differenzverstärker kann zudem eine Verstärkung
sowie eine Filterwirkung aufweisen.
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Unter
einer Brückenschaltung oder Vollbrückenschaltung
soll im Zusammenhang mit der Beschreibung der vorliegenden Erfindung
eine elektrische Schaltung aus Schaltelementen verstanden werden,
die eine induktive Last mit Strom versorgen kann, beispielsweise
eine Wicklung oder mehrere Wicklungen eines Motors, beispielsweise
eines Schrittmotors, auf unterschiedliche Weisen mit einer Stromversorgung
so verbinden kann, dass der Strom durch die induktive Last, also
beispielsweise durch die betroffenen Wicklungen des Motors zu bestimmten
Zeiten in bestimmten Richtungen fließen kann. Dies kann
vorzugsweise auch mit Hilfe einer sogenannten Pulsweitenmodulation
geschehen, bei der die Schaltelemente im wesentlich nur zwischen
zwei Zuständen, „leitend” bzw. „nicht
leitend”, geschaltet werden können, wobei die
Dauer der Zeiten, die sogenannten Pulsweiten, während derer
die Schaltelemente einen diese Zustände einnehmen, die
im Mittel an der induktiven Last anliegende Spannung bestimmt. Aufgrund
dieser Spannung stellt sich ein Stromfluss in der induktiven Last
ein. Bei diesem Verfahren kodiert also die Länge der Zeitintervalle,
während derer die Spannung in Form einer binären
Stufenfunktion ein- bzw. ausgeschaltet wird, den zeitlichen Verlauf
des Stroms durch die induktive Last, beispielsweise eine Sinusfunktion,
in dem Sinne, dass der niederfrequente Anteil der Stufenfunktion gerade
die Sinusfunktion oder ein anderer gewünschter zeitlicher
Verlauf des Stroms ist.
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Unter
einem Schaltelement soll im Zusammenhang mit der Beschreibung der
vorliegenden Erfindung ein elektrisches oder elektronisches Bauelement
verstanden werden, mit dessen Hilfe der Strom durch einen Leiter – vorzugsweise über
eine Steuerspannung oder einen Steuerstrom – gesteuert
werden kann. Bevorzugte Beispiele für solche Schaltelemente
sind elektromagnetische Schalter wie sogenannte Relais, Bipolar-Transistoren
oder Feldeffekt-Transistoren. Weitere Beispiele für Schaltelemente
wären opto-elektronische Schalter, oder ähnliche
regelbare Widerstände, deren Widerstand von einer Steuergröße
abhängig ist.
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Nachstehend
wird die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele
und mit Hilfe von Figuren näher beschrieben. Soweit dies
aus Gründen der besseren Anschaulichkeit anhand von Beispielen erfolgt,
soll hierdurch nicht der allgemeinere Charakter der vorliegenden
Erfindung beschränkt werden, die ganz allgemein die Messung
des Stroms durch eine induktive Last betrifft, wobei der Strom mit
Hilfe einer Vollbrückenschaltung in die induktive Last
gespeist wird.
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Es
zeigen
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1 eine
Grundschaltung einer Vollbrückenschaltung für
die Ansteuerung induktiver Lasten, zum Beispiel der Wicklungen eines
Schrittmotors.;
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2 eine
Modifikation der Grundschaltung gemäß 1,
mit nur einer Vollbrücke, diese jedoch erweitert mit einer
Einrichtung zur Messung des Stroms in der induktiven Last L;
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3 die
in 2 gezeigte Schaltung in einer getriebenen Phase
(Antriebsphase), während der ein Antriebsstrom durch die
induktive Last und den Messwiderstand fließt;
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4 die
in 2 gezeigte Schaltung in einer Rezirkulationsphase,
während der kein Strom durch den Messwiderstand fließt;
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5 ein
Beispiel einer Vollbrückenschaltung mit einer induktiven
Last und je einem Messwiderstand auf jeder Seite einer Induktivität
und Einrichtungen zur Messung der Stromdifferenzen durch die beiden
Messwiderstände einer Wicklung;
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6 das
in 5 gezeigte Schaltungsbeispiel in einer getriebenen
Phase, während der ein Antriebsstrom durch die Induktivität
und einen der beiden Messwiderstände fließt;
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7 das
in 5 gezeigte Beispiel in einer Rezirkulationsphase,
während der der Rezirkulationsstrom durch beide Messwiderstände
fließt;
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8 ein
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, mit einem
Schaltelement S1, das die Messsignale zum Differenzschaltung wahlweise
zu- und wegschalten kann.
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9 das
in 8 gezeigte Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung in einer getriebenen Phase, während der ein Antriebsstrom
durch die induktive Last und einen der beiden Messwiderstände
fließt;
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10 das
in 8 gezeigte Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung in einer Rezirkulationsphase, während der der
Rezirkulationsstrom durch beide Messwiderstände fließt;
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11a in qualitativer und vereinfachter Weise den
zeitlichen Verlauf der Messgröße für
den Strom in einer Schaltung gemäß 2;
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11b in qualitativer und vereinfachter Weise den
zeitlichen Verlauf des Stroms durch eine Wicklung der Schaltung
gemäß 2;
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12a in qualitativer und vereinfachter Weise den
zeitlichen Verlauf der Messgröße für
den Strom in einer Schaltung gemäß 5;
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12b in qualitativer und vereinfachter Weise den
zeitlichen Verlauf der Messgröße für
den Strom in einer Schaltung gemäß 8;
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13 eine
Teilschaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung;
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14 ein
Modifikation der in 13 gezeigten Teilschaltung gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
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15 eine
Grundschaltung für ein aktives Tiefpassfilter (TP).
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Die
Erfindung sieht ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Messung
des Stroms durch eine induktive Last vor, wobei der Strom mit Hilfe
einer Vollbrückenschaltung in die induktive Last gespeist
wird. Solche Vollbrückenschaltungen werden beispielsweise
verwendet, um einen Strom pulsweitenmoduliert in eine Wicklung eines
Gleichstrom-, Schritt- oder Tauchspulenmotors zu speisen. Es ist jeweils
eine Messeinrichtung (Ra, Rb), beispielsweise ein Messwiderstand
für jede Halbbrücke vorgesehen. Dabei ist je ein
Messwiderstand zwischen je einer Reihenschaltung von Schaltelementen
und Masse (VSS) bzw. der Versorgungsspannung (VDD) angeordnet, an
dem jeweils eine Spannung abgegriffen wird, die proportional zu
dem Strom durch den jeweiligen Messwiderstand ist. Die Einrichtung
zur Messung der Ströme verfügt über mindestens
eine Umschalteinrichtung (S), mit der einer der beiden Eingänge
(e1, e2) mindestens eines Differenzverstärkers wahlweise
mit Masse (VSS) bzw. mit der Versorgungsspannung (VDD) oder einem
der beiden Messwiderstände verbunden werden kann.
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Wie
in 1 gezeigt, werden zur Steuerung der Stromrichtung
und gegebenenfalls auch der Stromstärke durch eine induktive
Last üblicherweise sogenannte Brückenschaltungen
verwendet, die eine Parallelschaltung von zwei Reihenschaltungen
von Schaltelementen (Ta1, Ta2, bzw. Tb1 und Tb2) aufweisen. Die
Steuerkontakte a1, a2, b1 und b2 dieser Schaltelemente werden jeweils
von einer Logikschaltung Log angesteuert, die ihrerseits von einer
Regelschaltung Reg angesteuert wird, welche u. a. ein pulsweiten
moduliertes Signal für die beiden Halbbrücken
erzeugt, das die mittlere Spannung auf beiden Seiten der induktiven
Last bestimmt. Mit Hilfe einer übergeordneten Regelung
Reg und einer Strommessung gelingt es, einen bestimmten Strom durch die
induktive Last einzuprägen.
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2 zeigt
eine einfache Möglichkeit, den Strom durch die Induktivität
zu messen und das Messergebnis der Steuerungslogik zur Verfügung
zu stellen. Dazu wird die Spannung m an einem Messwiderstand R mit
Hilfe eines Operationsverstärkers D gemessen und mit Hilfe
eines Analog-Digital-Wandlers A/D in ein digitales Signal dm übersetzt,
welches dann einer Regelschaltung Reg zur Auswertung und Steuerung
zugeführt wird.
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3 zeigt
den Stromfluss durch eine Induktivität L und einige Schaltelemente
Tb1 und Ta2 und auch durch den Messwiderstand R der Schaltung gemäß 2 in
einer Antriebsphase der Induktivität. Der Strom durch den
Messwiderstand R erzeugt eine Spannung m am oberen Ende dieses mit
Masse (VSS) verbundenen Widerstandes, die dem Eingang 11 eines
Differenzverstärkers D zugeführt wird, dessen
zweiter Eingang an Masse liegt. Ein Analog-Digital-Wandler A/D wandelt
das Ausgangssignal dieses Differenzverstärkers D in ein
entsprechendes digitales Signal dm, das der Regelschaltung Reg zur
Steuerung der Brückenschaltungen zugeführt wird.
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4 zeigt
dieselbe Schaltung in einer Rezirkulationsphase, während
der der Rezirkulationsstrom durch die Wicklung L und durch die Schaltelemente
Ta2 und Tb2 fließt. Da dieser Strom nicht durch den Messwiderstand
R fließt, kann er durch die Strommessungsschaltung (D,
A/D) nicht gemessen werden. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers
D fällt also während der Rezirkulationsphasen auf
Null ab. 11a zeigt den zeitlichen Verlauf
des Ausgangssignals des Differenzverstärkers D dieser Schaltung
während der Antriebsphasen 181 und der Rezirkulationsphasen 182. 11b zeigt zum Vergleich den zeitlichen Verlauf
des Stroms durch die Induktivität L während der
Antriebsphasen 181 und der Rezirkulationsphasen 182.
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Bei
der in 2 gezeigten Schaltung verschenkt man also eine
an sich verfügbare Information, weil man über
den einzigen Messwiderstand nur die Summe der Ströme durch
die Induktivität L messen kann. Das reicht möglicherweise
aus, falls man sich nur für die Stromstärken während
der „getriebenen” Phasen (der Antriebsphasen)
interessiert, in denen die Wicklungen jeweils von einem Strom durchflossen
werden, der von der Versorgungsspannung (VDD) durch eines der beiden
oberen Schaltelemente (Ta1 oder Tb1), durch die Induktivität
L und durch eines der unteren Schaltelemente (Ta2 oder Tb2) fließt.
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Um
Verluste zu minimieren fügt man jedoch zwischen diese „getriebenen” Phasen
sogenannte Rezirkulationsphasen ein, in denen die Induktivität für
eine gewisse Zeit kurzgeschlossen werden, in denen also ein Strom
durch L und beide untere Schaltelemente Ta2 und Tb2 fließt.
Dieser Rezirkulationsstrom, der aus dem magnetischen Feld der Induktivität
L gespeist wird, fließt nicht durch den Messwiderstand
R der in 2 gezeigten Schaltung. Aus diesem
Grund kann der Rezirkulationsstrom mit der in 2 gezeigten
Schaltung nicht gemessen werden.
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Ein
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sieht nun
jeweils zwei Messwiderstände (Ra und Rb) vor, wobei je
ein Messwiderstand zwischen je einer Reihenschaltung von Schaltelementen und
Masse (VSS) oder der Versorgungsspannung (VDD) angeordnet ist, an
dem jeweils eine Spannung abgegriffen wird, die proportional zu
dem Strom durch den jeweiligen Messwiderstand (Ra und Rb) ist, und
dass für jedes Paar von Messwiderständen (Ra,
Rb) ein Differenzverstärker (D) vorgesehen ist, dessen
Eingänge jeweils mit einem der beiden Messwiderstände
(Ra, Rb) der Induktivität verbunden sind, deren Strom gemessen
wird.
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Die
in 5 gezeigte Schaltung zeigt ein Schaltungsbeispiel,
bei dem jeweils zwei Messwiderstände (Ra, Rb) für
die Induktivität vorgesehen sind, und wobei je ein Messwiderstand
zwischen je einer Reihenschaltung (Ta1, Ta2 bzw. Tb1, Tb2) von Schaltelementen
und Masse (VSS) angeordnet ist, an dem jeweils eine Spannung ma,
mb abgegriffen wird, die proportional zu dem Strom durch den jeweiligen Messwiderstand
(Ra, Rb) ist. Dies hat den Vorteil, dass nun auch Rezirkulationsströme
gemessen werden können, weil sie durch beide Messwiderstände (Ra
und Rb) fließen.
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6 zeigt
diese Schaltung in einer Antriebsphase, während der ein
Antriebsstrom durch die Schaltelemente Tb1 und Ta2, durch die Induktivität
L und durch den Messwiderstand Ra fließt. Der Strom durch
Ra führt zu einer Spannung ma am Eingang 11 des
Differenzverstärkers D, wogegen durch Rb kein Strom fließt,
weshalb mb das Potential der Masse VSS hat. Die Differenz beider
Signale ist also gleich ma oder gleich minus ma, je nachdem, mit
welchem Vorzeichen die beiden Eingänge e1 und e2 behaftet sind.
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Nicht
gezeigt ist in den Figuren der Stromverlauf während der
gegenläufigen Antriebsphase, in der ein Antriebsstrom durch
die Schaltelemente Ta1 und Tb2, durch die Induktivität
L und durch den Messwiderstand Rb fließt. Dieser Strom
durch Rb führt zu einer Spannung mb am Eingang e2 des Differenzverstärkers
D, wogegen durch Ra kein Strom fließt, weshalb ma das Potential
der Masse VSS hat. Die Differenz beider Signale ist also gleich
mb oder gleich minus mb, je nachdem, mit welchem Vorzeichen die
beiden Eingänge 11 und 12 behaftet sind.
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Nach
dem Abschalten des Antriebsstroms einer Antriebsphase findet bei
einigen Steuerschaltungen eine Rezirkulationsphase statt, die dazu dient,
das während der Antriebsphase aufgebaute Magnetfeld der
Induktivität ganz oder teilweise abzubauen, um den gewünschten,
mittleren Strom zu erreichen. Während dieser Rezirkulationsphasen
fließt der Rezirkulationsstrom durch die Induktivität.
Rezirkulationsphasen liegen typischerweise zwischen zwei Antriebsphasen
eines mit dem Pulsweitenmodulationsverfahren angesteuerten Schrittmotors,
anstatt den Strom durch Umpolen bzw. Umkehrung der Antriebsphase
zu reduzieren.
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In 7,
die diese Schaltung während einer Rezirkulationsphase zeigt,
fließt der Rezirkulationsstrom durch beide Messwiderstände
Ra und Rb. Die Spannungen ma und mb sind mit entgegengesetzten Vorzeichen
betragsmäßig gleich, weshalb ihre Differenz, das
Ausgangssignal des Differenzverstärkers D, von Null verschieden
und proportional zur Stärke des Rezirkulationsstroms ist.
Der Rezirkulationsstrom ist also mit der Schaltung der 5 messbar.
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Wird
die Brücke in einen Rezirkulationsmodus versetzt, indem
zwei „untere” Schaltelemente Ta2 und Tb2 leitend
geschaltet werden, so fließt der Strom durch beide Messwiderstände
Ra und Rb. In der Folge wird durch die in den 5, 6 und 7 gezeigte
Subtraktionsschaltung der doppelte Strom I – (–I)
= 2·I gemessen.
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12a zeigt den zeitlichen Verlauf am Ausgang des
Differenzverstärkers D der Schaltung gemäß 5 während
der Antriebsphasen 181 und der Rezirkulationsphasen 182.
Man erkennt anhand dieser Figur, dass das Ausgangssignal in den
Rezirkulationsphasen nicht auf Null abfällt, die Rezirkulationsströme
somit nun messbar sind, dass aber der zeitliche Verlauf des Signals
am Ausgang des Differenzverstärkers D der Schaltung gemäß 5 insgesamt noch
nicht dem Verlauf des Stroms entspricht, wie er in 11b gezeigt ist. Dies liegt an den Sprungstellen,
die an den Übergängen zwischen den Antriebsphasen 181 und
den Rezirkulationsphasen 182 liegen, da in dieser Phase
(182) statt dem einfachen Strom I der doppelte Strom 2·I
gemessen wird.
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Ein
solches Signal kann offensichtlich nicht sinnvoll gefiltert werden.
Man würde ein verfälschtes Signal erhalten, dessen
Mittelwert abhängig vom eigentlichen Strom, aber auch der
Pulsweite der Pulsweitenmodulation wäre.
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Zudem
würde sich eine für die digitale Abtastung korrekte
Filterung, um dem bekannten Abtasttheorem von Nyquist zu genügen,
wegen der großen Unstetigkeitsstellen im Signal bei der
Modulationsfrequenz, als aufwendig und teuer erweisen.
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Eine
Verletzung des Abtasttheorems ginge andererseits mit den jedem Fachmann
bekannten Schwierigkeiten des sogenannten „Aliasing”,
also einer durch die Verletzung des Abtasttheorems bewirkten Signalverfälschung
einher. Die digitalen Signale d1 geben im Fall einer Verletzung
des Abtasttheorems die Werte der gemessenen Differenz (ma – mb) nicht
mehr unverfälscht wieder. Die sehr unerwünschte
Folge dieser Verfälschung wäre eine teilweise
schwerwiegende Störung der Stromregelung, die Instabilitäten
aller Art im Verhalten des Gesamtsystems, zum Beispiel eines Schrittmotors
nach sich ziehen kann.
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Die
vorliegende Erfindung sieht nun in einer Ausführungsform
vor, die Einrichtungen zur Messung der Ströme mit je einer
Umschalteinrichtung S1 auszustatten, mit der einer der beiden Eingänge
e1, e2 des Differenzverstärkers D wahlweise mit Masse (VSS)
oder einem der beiden Messwiderstände (Ra, Rb) verbunden
werden kann, deren Strom gemessen wird.
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Diese
Umschalteinrichtung ist im einfachsten Fall gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ein einfacher
Schalter S, der – wie in den 8, 9, 10, 13 und 14 anhand verschiedener
Zustände von Ausführungsbeispielen einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung gezeigt wird – mit Hilfe eines Steuersignals
c angesteuert wird. Dieses Steuersignal kann sehr einfach durch eine
logische Verknüpfung beispielsweise der „Gate-Signale” a2,
b2 der Schaltelemente abgeleitet werden, da diese Signale bestimmen,
zu welchen Zeiten zwei „untere” Schaltelemente
gleichzeitig leitend geschaltet sind. Dieses Signal c wird also
verwendet, um die Messung einer Halbbrücke zu diesen Zeiten „auszublenden”,
indem ein Eingang des Differenzverstärkers D auf das entsprechende
Bezugspotential (VSS) gelegt wird.
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Somit
ist zu jedem Zeitpunkt ein korrektes Abbild des Stroms der induktiven
Last verfügbar. Dieses kann nun klassisch analog gefiltert
werden, wofür man vorzugsweise den Differenzverstärker
D in ein Tiefpassfilter zweiter Ordnung integriert und ein passives
RC-Glied nachschaltet, wodurch man ein Tiefpass dritter Ordnung
erhält. Eine entsprechende Grundschaltung zeigt die 15.
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Für
den Fall, dass die Messwiderstände nicht zwischen Masse
VSS und den „unteren” Schaltelementen Ta2 bzw.
Tb2 angeordnet sind sondern zwischen der Versorgungsspannung VDD
und den „oberen” Schaltelementen Ta1 bzw. Tb1,
sieht die vorliegende Erfindung eine entsprechende bevorzugte Ausführungsform
vor, bei der die Einrichtungen zur Messung der Ströme mit
je einer Umschalteinrichtung S, ausgestattet sind, mit der einer
der beiden Eingänge e1, e2 eines Differenzverstärkers
D wahlweise mit der Versorgungsspannung VDD oder einem der beiden
Messwiderstände (Ra, Rb) verbunden werden kann, deren Strom
gemessen wird.
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Bei
geeigneter Steuerung dieser Umschalteinrichtung S ist es möglich,
die Sprungstellen bzw. die steilen Flanken in diesen Signalen an
den in 12a gezeigten Übergängen
zwischen den Antriebsphasen 181 und den Rezirkulati onsphasen 182 zu
beseitigen, und den in 12b gezeigten
qualitativen Verlauf der gemessenen Signale dem in 11b gezeigten qualitativen Verlauf der Ströme durch
die Induktivität L anzugleichen. Hierzu sieht die vorliegende
Erfindung vor, dass einer der beiden Eingänge (e1, e2)
des Differenzverstärkers (D) mit Masse (VSS) bzw. der Versorgungsspannung
(VDD) und nicht einem der beiden Messwiderstände (Ra, Rb) verbunden
wird, wenn der Strom durch die induktive Last gleichzeitig durch
beide Messwiderstände fließt.
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Die 8 zeit
nun eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der
Umschalter S vorgesehen sind, die – wie in den 9 und 10 verdeutlicht wird – die
Eingänge der Differenzverstärker D zwischen den
Messpunkten ma, mb und Masse (VSS) so hin- und herschalten, je nachdem,
ob sich die Schaltung gerade in einer Antriebsphase 181 (9) oder
in einer Rezirkulationsphase (10) befindet. Diese
Maßnahme bewirkt, dass das Ausgangssignal der Differenzverstärker
D der Schaltung gemäß 8 sich so
verhält, wie es in 12b gezeigt
ist. Die Sprungstellen sind beseitigt und das Signal entspricht – bis
auf konstante Faktoren – dem Strom in jeder Phase des Betriebs.
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Diese
Ausführungsform hat den Vorteil, dass das Ausgangssignal
exakt dem Stromverlauf in der induktiven Last entspricht und mit
einfachen, klassischen Mitteln für die digitale Abtastung
korrekt gefiltert werden kann.
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Wie
in den 8, 9 und 10 anhand eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung gezeigt
wird, ist es durch diese Maßnahme der vorliegenden Erfindung
möglich, in den Zwischenphasen 182, während
derer die Stromrichtung umgekehrt wird, die Differenzverstärker
D nicht die Differenzen der Spannungen mb und ma messen zu lassen,
sondern die jeweiligen Spannungen selbst. Durch diese Maßnahme
erhält man ein Signal, das zu jedem Zeitpunkt dem Strom
in der induktiven Last entspricht.
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Vorzugsweise
wird dabei in den Zwischenphasen 182 anstelle der Differenzen
die Spannung selbst gemessen. Hierzu sieht die vorliegende Erfindung
vor, dass einer der beiden Eingänge (11, 12) des
Differenzverstärkers (D) mit Masse (VSS) bzw. der Versorgungsspannung
(VDD) und nicht einem der beiden Messwiderstände (Ra, Rb)
verbunden wird, wenn der Strom durch die induktive Last gleichzeitig
durch beide Messwiderstände fließt.
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Hierdurch
werden die in 18b gezeigten Sprungstellen
beseitigt. Das resultierende Signal entspricht qualitativ dem in 18a gezeigten zeitlichen Verlauf des Stroms
durch die Induktivität. Die Erfindung beseitigt daher Sprungstellen
oder sehr steile Flanken in den Messgrößen, und
das Signal ist zu jedem Zeitpunkt proportional zum Strom in der
Induktiven Last. Dadurch lässt es sich mit einfachen Mitteln für
die folgende digitale Abtastung korrekt Filtern, im Sinne des Abtasttheorems,
wodurch die bekannten Aliasing-Probleme vermieden werden.
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Durch
die resultierende Verbesserung der Genauigkeit der Strommessung
in der erfindungsgemäßen Steuerschaltung wird
eine übergeordnete Regelschaltung, zum Beispiel eine Steuerung
für Schrittmotoren entscheidend verbessert. Hierdurch ergibt
sich eine höhere Regelbandbreite, die zu kleineren Bahnfehlern
und zu einem kürzeren Einschwingen des Motors an der Zielposition
führt. Weil es zu keiner Verletzung des Abtasttheorems
bei der Strommessung mehr kommt, wird ein Heruntermischen von höherfrequenten
Störungen in niederfrequente Bereiche vermieden. Hierdurch
wird die Laufruhe des Schrittmotors entscheidend verbessert und es
können höhere Reglersteifigkeiten erzielt werden.
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Die 13 zeigt
Teilschaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, mit der verdeutlicht werden soll, mit
welch geringem schaltungstechnischen Aufwand die erfindungsgemäße
Lösung realisiert werden kann. Zur Erzeugung des zur An steuerung
der Umschalteinrichtung S1 benötigten Steuersignals c1
können beispielsweise die Eingangssignale (beispielsweise
die „Gate-Eingänge” a2, b2) der beiden
Schaltelemente Ta2 und Tb2, durch ein einfaches UND-Gatter, das beispielsweise
sehr einfach in Form eines sogenannten „Wired-AND” mit
Dioden schaltungstechnisch realisiert werden kann, logisch verknüpft
werden. Eine andere Möglichkeit besteht beispielsweise
darin, das Steuersignal c durch einen gegebenenfalls ohnehin benötigten
Mikroprozessor zu erzeugen.
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Eine
weitere, durch die 14 gezeigte modifizierte Teilschaltung
verdeutlichte bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung sieht vor, dass das Ausgangssignal des Differenzverstärkers (D)
nach einer Tiefpassfilterung (TP) einer Analog-Digitalwandlung (A/D)
unterzogen wird. Als Tiefpassfilter kann hierbei beispielsweise
passive RC- oder LC-Filter oder Kombinationen davon, gepaart mit
einer A/D-Abtastung verwendet werden. Es können aber auch
aktive Tiefpassfilter oder Kombinationen von aktiven und passiven
Tiefpassfiltern verwendet werden, die beispielsweise mit Hilfe der
ohnehin benötigten Differenzverstärker D, wie
beispielsweise in 15 gezeigt, kostengünstig
dargestellt werden können. Das auf diese Weise gewonnene
digitale Signal kann anschließend noch durch eine digitale
Filterung weiter verarbeitet und beispielsweise einem digitalen
Stromregler zugeführt werden.
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Eine
solche Filterung eliminiert auch Störungen, die durch Umschalteffekte
und eine gegebenenfalls vorhandene benachbarte Brückenschaltung
zur Ansteuerung einer zweiten induktiven Last, beispielsweise einer
weiteren Motorwicklung verursacht werden.
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Entsprechend
gestaltete Ausführungsformen der Erfindung sind mit dem
Vorteil verbunden, dass jede Halbbrücke (Ta1, Ta2 und Tb1,
Tb2) ihren „eigenen” Messwiderstand erhält,
an denen zwei unabhängige Messungen durchgeführt werden.
Eine aufwendige Demodulation kann deshalb durch eine einfache Subtraktions-Schaltung
mit einem Operationsverstärker (D) ersetzt werden. Dieser
Operationsverstärker dient vorzugsweise gleichzeitig zur
Verstärkung des Signals, so dass auch sehr niederohmige Messwiderstände
eingesetzt werden können.
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Anstelle
von Messwiderständen können zur Verwirklichung
der Erfindung auch andere Messeinrichtungen zur Strommessung verwendet
werden, wie beispielsweise Hall-Sensoren. Wird ein Hall-Sensor von
einem Strom durchflossen und in ein senkrecht dazu verlaufendes
Magnetfeld gebracht, liefert er eine Ausgangsspannunq, die proportional
zum Produkt aus magnetischer Feldstärke und Strom ist. Ist
der Strom bekannt, kann man die magnetische Feldstärke
messen; wird das Magnetfeld durch einen stromdurchflossenen Leiter
oder eine Spule erzeugt, kann man potentialfrei die Stromstärke
in diesem Leiter bzw. der Spule messen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - US 6061258 [0006]
- - EP 1531544 A2 [0007]
- - US 4562386 [0008]
- - DE 2930863 A1 [0009]