DE102007033863A1

DE102007033863A1 - Steuervorrichtung für Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter

Info

Publication number: DE102007033863A1
Application number: DE102007033863A
Authority: DE
Inventors: Yasuhiro Hino Tamai; Tatsuya Yamada
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-08-10
Filing date: 2007-07-20
Publication date: 2008-02-14
Also published as: CN100555830C; CN101197542A; JP4905777B2; US7696730B2; US20080055955A1; JP2008043154A

Abstract

In einem Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter, bei dem eine mehrphasige Wechselspannung direkt in eine mehrphasige Wechselspannung beliebiger gewünschter Amplitude und Frequenz durch Ein-/Ausschalten von Halbleiterschaltelementen umgewandelt wird; eine Steuervorrichtung für einen Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter, aufweisend eine Phasenberechnungseinrichtung (233) und eine Rotationskoordinaten-Transformationseinrichtung (232), die einen q-Achsen-Strom iq in Stromkomponenten zweier orthogonaler Achsen aus Ausgangsströmen iu und iw und einem Phasensollwert Theta* des Umrichters berechnet, eine Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung (236), die eine im q-Achsen-Strom iq enthaltene pulsierende Komponente erfasst, um so eine Phasenkorrekturgröße Thetacmp zum Verringern der pulsierenden Komponente zu berechnen, und eine Additions-/Subtraktionseinrichtung (237), welche eine Phase einer Ausgangsspannung unter Verwendung der Korrekturgröße Thetacmp korrigiert. Somit kann, sogar falls der Umrichter in einem Übermodulationsbereich betrieben wird, eine Verzerrung der Ausgangsspannung und ein niederfrequentes Pulsieren des Drehmomentes verringert werden, ohne ein Verfahren wie beispielsweise eine Schwächung eines magnetischen Flusses zu verwenden, und eine Verringerung eines Ausgangsstroms kann unterdrückt werden.

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung für einen Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter, bei dem eine mehrphasige Wechselspannung direkt in eine mehrphasige Wechselspannung beliebiger gewünschter Amplitude und Frequenz umgewandelt wird, und zwar durch Ein- und Ausschalten von Halbleiter-Schaltelementen.
Ein Matrixumrichter ist bereits als Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter des zuvor beschriebenen Typs bekannt. Nachfolgend wird der Matrixumrichter als Beispiel genommen, und die Konfiguration und Funktionsweise einer Steuervorrichtung für diesen wird erläutert.
Als Erstes wird 8 betrachtet, die das Konfigurationsdiagramm der Hauptschaltung des Matrixumrichters zeigt. Bezug nehmend auf 8 bezeichnen Buchstaben R, S und T Wechselstromeingangsanschlüsse, die mit einer dreiphasigen Stromversorgung oder dergleichen verbunden sind (auch die Eingangsphasen des Stromversorgungssystems werden mit diesen Buchstaben bezeichnet), und Buchstaben, U, V und W bezeichnen Wechselstrom-Ausgangsanschlüsse, mit denen eine Last verbunden ist (auch die Ausgangsphasen des Matrixumrichters werden mit diesen Buchstaben bezeichnet). Bidirektionale Schalter S_ru, S_su, S_tu, S_rv, S_sv, S_tv, S_rw S_sw und S_tw, von denen jeder befähigt ist, einen Strom bidirektional zu steuern, sind zwischen die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse geschaltet. Der Matrixumrichter beinhaltet keinen Energiepuffer großer Kapazität, und er leitet eine Eingangswechselspannung direkt her, und zwar durch Steuern des Ein-/Ausschaltens von Halbleiterschaltelementen, welche die bidirektionalen Schalter S_ru, S_su, S_tu, S_rv, S_sv, S_tv, S_rw, S_sw, und S_tw bilden, wodurch eine Ausgangswechselspannung beliebiger gewünschter Amplitude und Frequenz erzielt wird.
9 ist ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung für einen Matrixumrichter.
Zwar gibt es verschiedene Steuerschemata für den Matrixumrichter, hier wird jedoch beispielhaft ein Schema dargestellt, bei dem die Ein-/Aus-Befehle der einzelnen, den Matrixumrichter bildenden Halbleiterschaltelemente dadurch erzeugt werden, dass man von einem System ausgeht, bei dem ein virtueller Gleichrichter 100 und ein virtueller Wechselrichter 200, die einer PWM-Steuerung unterzogen werden, über einen dazwischenliegenden virtuellen Gleichstromkondensator 300 verbunden sind, wie in 11 dargestellt. Im Übrigen bezeichnen in 11 die Bezugszeichen S_1r – S_6r Halbleiterschaltelemente, die den virtuellen Gleichrichter 100 bilden, hingegen bezeichnen Bezugszeichen S₁-S₆ Halbleiterschaltelemente, die den virtuellen Wechselrichter 200 bilden.
Bezug nehmend auf 9 werden bei einer virtuellen Gleichrichter-Sollwertberechnungseinrichtung 21 und einer virtuellen Wechselrichter-Sollwertberechnungseinrichtung 23 die Eingangssollströme i_r*, i_s* und i_t* des virtuellen Gleichrichters 100 und die Ausgangssollspannungen v_u*, v_v* und v_w* des virtuellen Wechselrichters 200 jeweils durch etwa die gleichen Verfahren wie bei einem herkömmlichen Gleichrichter und Wechselrichter berechnet. Bei Schaltmuster-Berechnungseinrichtungen 22 und 24 werden die Schaltmuster (Ein-/Ausbefehle) der einzelnen Schaltelemente S_1r – S_6r sowie S₁ – S₆, die den virtuellen Gleichrichter 100 und den virtuellen Wechselrichter 200 bilden, auf der Basis der Eingangssollströme i_r*, i_s* und i_t* bzw. der Ausgangssollspannungen v_u*, v_v* und v_w* berechnet.
Im Übrigen ist 10 ein Blockdiagramm, das die Konfiguration der virtuellen Wechselrichter-Sollwertberechnungseinrichtung 23 darstellt. Dabei ist die Konfiguration ein Beispiel für den Fall, bei dem eine allgemeine V/f-Konstanten-Steuerung angewandt wird.
Bezug nehmend auf 10 werden, wenn ein Frequenzsollwert f* eingegeben wird, der d-Achsen-Spannungssollwert v_d* und der q-Achsen-Spannungssollwert v_q* eines d-q-Rotationskoordinatensystems durch die V/f-Konstantensteuereinrichtung 231 berechnet und ausgegeben. In der Rotationskoordinaten-Transformationseinrichtung 232 werden beide Spannungssollwerte v_d* und V_q* Rotationskoordinatentransformationen unterzogen, und zwar unter Verwendung eines Phasensollwerts θ*, der durch Integrieren des Frequenzsollwerts f* mittels der Phasenberechnungseinrichtung 233 erzielt wurde, wodurch die dreiphasigen Spannungssollwerte v_u*, v_v* und v_w* ausgegeben werden.
In der Befehlssyntheseeinrichtung 25 in 9 werden die Schaltmuster des virtuellen Gleichrichters 100 und des virtuellen Wechselrichters 200 synthetisiert. Beispielsweise handelt es sich bei einem Zustand, bei dem das Schaltelement S_1r im virtuellen Gleichrichter 100 und das Schaltelement S₂ im virtuellen Wechselrichter 200 in 11 AN sind, einfach um einen Zustand, bei dem die auf der Eingangsseite befindliche R-Phase und die auf der Ausgangsseite befindliche V-Phase verbunden sind. Dieser Zustand entspricht der Tatsache, dass der bidirektionale Schalter S_rv, der zwischen die R- und V-Phasen geschaltet ist, in dem in 8 dargestellten Matrixumrichter AN ist.
Die Berechnungen der folgenden Formel 1 werden basierend auf diesem Gedankengang ausgeführt, und zwar können damit die Schaltmuster der bidirektionalen Schalter S_ru, S_su, S_tu, S_rv, S_sv, S_tv, S_rw, S_sw und S_tw des Matrixumrichters aus den Schaltmustern der Schaltelemente S_1r – S_6r und S₁ – S₆ des virtuellen Gleichrichters 100 bzw. des virtuellen Wechselrichters 200 in eindeutiger Weise erhalten werden:
Die Terme S_ru, S_su, S_tu, S_rv, S_sv, S_tv, S_rw, S_sw und S_tw, sowie S_1r – S_6r und S₁ – S₆ in Formel 1 geben die Schaltfunktionen der entsprechenden bidirektionalen Schalter und Schaltelemente mit dem gleichen Bezugszeichen an und werden zu "1", wenn die bidirektionalen Schalter oder Schaltelemente EIN sind, und zu "0", wenn diese AUS sind.
Dieses Steuerschema kann direkt auf die Steuerungen des herkömmlichen Gleichrichters und Wechselrichters angewandt werden, und ist daher einfach zu realisieren. Das Verfahren dieses Typs ist beispielsweise im Nicht-Patent-Dokument 1 (Jun-ichi Itoh et al.: "A Control Method for the Matrix Converter Based an Virtual AC/DC/AC Conversion Using Carrier Comparison Method", Proc. IEEJ-D Society, Bd. 124, Nr. 5, 2004, S. 457-S. 463) beschrieben.
Der in 8 dargestellte Matrixumrichter schaltet eine dreiphasige Wechselspannung direkt durch die bidirektionalen Schalter, wodurch eine dreiphasige Wechselspannung ausgegeben wird. Daher liegt der Spannungsbereich, der durch die PWM-Steuerung ausgegeben werden kann, innerhalb des Hüllkurvenbereiches eines sechsphasigen Wechselstromes, wie in 12 dargestellt (nachfolgend auch als "zulässiger PWM-Bereich") bezeichnet. Demgemäß wird der Bereich der Ausgangssollspannungen, mit denen die gewünschte Ausgangsspannung erzielt wird, maximal das 0,866-fache einer Versorgungsspannung, wie durch einen schraffierten Teil in 12 dargestellt.
Innerhalb des Bereiches, der das 0,866-fache der Versorgungsspannung nicht übersteigt, tritt eine nachfolgend noch darzulegende Verzerrung der Ausgangsspannung nicht auf, und es kann eine sinusförmige Welle ausgegeben werden. Wenn jedoch immer eine Steuerung, bei der die sinusförmige Welle erzeugt wird, ausgeführt wird, nimmt der Ausgangsstrom zu, was eine Vergrößerung der Leistungsfähigkeit der Vorrichtung bedingt etc., insbesondere falls ein Motor als Last verwendet wird. Daher ist es manchmal erforderlich, den Ausnutzungsfaktor der Versorgungsspannung zu vergrößern und eine Spannungsausgabe in einem Übermodulationsbereich zu erzeugen, der das 0,866-fache der Versorgungsspannung überschreitet.
Jedoch tritt im Fall der Ausgabe einer Spannung, die das 0,866-fache der Versorgungsspannung übersteigt, eine Verzerrung in der Ausgangsspannung auf, wie durch eine fette Linie in 12 angegeben, bedingt durch die Einschränkung des zulässigen PWM-Bereiches. Diese Verzerrung enthält nicht nur Komponenten, die ein ungeradzahliges Vielfaches einer Ausgangsfrequenz sind, sondern auch dem Matrixumrichter eigene niederfrequente Komponenten, die von der Eingangsfrequenz und der Ausgangsfrequenz abhängen.
Falls ein Motor als Last des Matrixumrichters angeschlossen ist, wird ein Pulsieren des Drehmomentes durch die Verzerrung der Ausgangsspannung hervorgerufen, und dies stellt einen Grund für das Auftreten von Rauschen, oder die Zerstörung des Motors dar. Insbesondere hat das Pulsieren des Drehmomentes, das der niederfrequenten Komponente unterhalb der Eingangsfrequenz zuzuschreiben ist, einen schwerwiegenden Einfluss.
In Anbetracht des zuvor beschriebenen Nachteils war das Betreiben des Motors zulässig, ohne eine Verzerrung der Anschlussspannung hervorzurufen, und zwar durch ein Steuerverfahren, bei dem im Übermodulationsbereich, der es erfordert, dass die Spannung zumindest das 0,866-fache der Versorgungsspannung beträgt, der magnetischer Fluss in Übereinstimmung mit der Eingangsspannung eines Umrichters abgeschwächt wird, wodurch die Anschlussspannung niedrig gehalten wird. Ein Verfahren dieses Typs ist beispielsweise im Nicht-Patent-Dokument 2 (Ikuya Sato at al.: "An Improvement Scheme of Motor Drive Performance for Matrix Converter", IEEJ Semiconductor Power Conversion Society, Paper SPC-04-75, 2004) und in dem Patentdokument 1 ( JP-A-5-260762 , Absätze [0010],[0012], und [0014]-[0020], 1 etc.) beschrieben.
Wenn das Verfahren des Standes der Technik verwendet wird, das im Nicht-Patent-Dokument 2 oder Patent-Dokument 1 offenbart ist, kann eine Verzerrung der Ausgangsspannung des Stromumrichters unterdrückt werden, so dass deren Wellenform so gesteuert wird, dass sie sinusförmige Gestalt hat. Daher ist es versuchsweise möglich, eine ungleichmäßige Rotation des Motors und das Auftreten von Rauschen zu verhindern.
Jedoch nimmt der Drehmomentstrom in Übereinstimmung mit der Schwächung des magnetischen Flusses zu, mit dem Ergebnis, dass die Verluste des Motors ansteigen, so dass eine abnormale Überhitzung bewirkt wird. Dies wirft das Problem auf, dass der Motor eine einen Spielraum lassende größere Kapazität benötigt, was zu einem Anstieg der Systemkosten führt.
Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Steuervorrichtung für einen Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter bereitzustellen, bei dem, selbst wenn eine Spannung, die mindestens das 0,866-fache einer Versorgungsspannung beträgt, ausgegeben wird, eine Verzerrung der Ausgangsspannung und ein niederfrequentes Pulsieren des Drehmomentes verringert werden können, ohne dass das Verfahren angewandt wird, welches den magnetischen Fluss abschwächt, wie im Nicht-Patent-Dokument 2 oder dem Patent-Dokument 1 beschrieben, und eine Vergrößerung eines Ausgangsstroms unterdrückt werden kann.
Diese Aufgabe wird mit einer Steuervorrichtung gemäß Patentanspruch 1 und 2 gelöst werden. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Gemäß der Erfindung wird eine pulsierende Komponente erfasst, die in mindestens einer der Stromkomponenten zweier orthogonaler Achsen oder in dem Absolutwert eines Ausgangsstromvektors enthalten ist, und die Phase oder Frequenz einer Ausgangsspannung wird auf der Basis des erfassten Signals korrigiert, wodurch eine dem Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter eigene Verzerrung der Ausgangsspannung von niedriger Frequenz verringert werden kann, die auftritt, wenn die vom Direktumrichter ausgegebene Spannung mindestens das 0,866-fache der Versorgungsspannung beträgt.
Insbesondere im Fall eines Ansteuerns eines Motors mittels des Direktumrichters kann eine Spannung ausgegeben werden, die mindestens das 0,866-fache der Versorgungsspannung beträgt, ohne dass ein niederfrequentes Pulsieren des Drehmomentes entsteht, und somit kann eine Vergrößerung eines Ausgangsstroms unterdrückt werden, und zwar durch Vergrößern eines Spannungsübertragungsverhältnisses, welches das Verhältnis der Ausgangsspannung zur Eingangsspannung ist. Im Übrigen kann als Ergebnis auf eine Verwendung eines Motors verzichtet werden, dessen Leistungsfähigkeit Spielraum bietet, so dass ein Stromumrichtsystem, welches den Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter verwendet, kostengünstig realisiert werden kann.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:
1 ein Blockdiagramm, welches die Hauptabschnitte der ersten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
2 ein Blockdiagramm, welches die Konfiguration der Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung in 1 darstellt;
3 ein Diagramm, welches das Verhalten von Ausgangsstromvektoren in einem Übermodulationsbereich beim Stand der Technik darstellt;
4A und 4B Diagramme, welche das Verhalten von Ausgangsstromvektoren bei der ersten Ausführungsform der Erfindung darstellen;
5 ein Blockdiagramm, welches die Hauptabschnitte der zweiten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
6 ein Blockdiagramm, welches die Hauptabschnitte der dritten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
7 ein Blockdiagramm, welches die Hauptabschnitte der vierten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
8 ein Konfigurationsdiagramm der Hauptschaltung eines Matrixumrichters;
9 ein Blockdiagramm der Steuervorrichtung des Standes der Technik für den Matrixumrichter;
10 ein Blockdiagramm, welches die Konfiguration der virtuellen Wechselrichter-Sollwertberechnungseinrichtung von 9 darstellt;
11 ein Konfigurationsdiagramm eines virtuellen Gleichrichter-/Wechselrichtersystems; und
12 ein Wellenformdiagramm der Ausgangsspannung des Matrixumrichters in dessen Übermodulationsmodus.
Die nachfolgend beschriebenen Ausführungsformen sind Steuervorrichtungen, von denen jede das Schaltmuster von einzelnen Schaltelementen erzeugt, und zwar durch Synthetisieren jeweiliger Schaltmuster für einen virtuellen Gleichrichter und einen virtuellen Wechselrichter, die als Äquivalent zu einem Matrixumrichter betrachtet werden, wie in 9 dargestellt.
1 zeigt die erste Ausführungsform der Erfindung gemäß Anspruch 1, und die Ausführungsform besteht in Verbesserungen der internen Konfiguration der virtuellen Wechselrichter-Sollwertberechnungseinrichtung 23 von 9. Dabei sind gleiche Bestandteile wie in 10 mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Bezug nehmend auf 1 entspricht diese etwa dem Stand der Technik von 10, bei dem ein d-Achsen-Spannungssollwert v_d* und ein q-Achsen-Spannungssollwert v_q* aus einem Frequenzsollwert f* berechnet werden.
Ein Merkmal dieser Ausführungsform besteht darin, dass Phasenausgangsströme i_u und i_w, die vom Matrixumrichter oder einem derartigen Direktumrichter erfasst werden, und ein Phasensollwert θ*, der von der Phasenberechnungseinrichtung 233 ausgegeben wird, der Rotationskoordinaten-Transformationseinrichtung 235 zugeführt werden, um einen q-Achsen-Strom i_q zu berechnen, bei dem es sich um eine der orthogonalen Zweiachsen-Stromkomponenten handelt. Ein weiteres Merkmal besteht darin, dass in der Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 236 in dem q-Achsen-Strom i_q eine pulsierende Komponente erfasst wird, so dass eine Korrekturgröße θ_cmp für den Phasensollwert θ* einer Ausgangsspannung erzielt wird. Die Korrekturgröße θ_cmp wird in der Additionseinrichtung 237 zum Phasensollwert θ* hinzuaddiert, und der Phasensollwert (θ* + θ_cmp), welcher das Ergebnis der Addition ist, wird der Rotationskoordinaten-Transformationseinrichtung 232 zugeführt, wodurch der d-Achsen-Spannungssollwert v_d* und der q-Achsen-Spannungssollwert v_q* in die zu den drei Phasen gehörigen Spannungssollwerte v_u*, v_v* und v_w* transformiert werden.
2 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration der Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 236 zeigt. Der q-Achsen-Strom i_q wird der Erfassungseinrichtung 236a für die pulsierende Komponente zugeführt, so dass lediglich die niederfrequente pulsierende Komponente erfasst wird. Ein Bandpassfilter kann beispielsweise als Erfassungseinrichtung 236a für die pulsierende Komponente dienen. Die erfasste pulsierende Komponente wird von Null, ihrem Sollwert, durch die Additions-/Subtraktionseinrichtung 236b subtrahiert, und die resultierende Abweichung wird durch die Verstärkungsfaktor-Multiplikationseinrichtung 236c mit einem vorbestimmten Verstärkungsfaktor multipliziert, wodurch die Phasenkorrekturgröße θ_cmp, welche die pulsierende Komponente des q-Achsen-Stroms i_q zu Null macht, erzielt werden kann.
Gemäß der zuvor beschriebenen Konfiguration ist ein Regelkreis für die pulsierende Komponente des q-Achsen-Stroms i_q gebildet, und die Rotationskoordinaten-Transformationseinrichtung 232 erzeugt die Dreiphasen-Spannungssollwerte v_u*, v_v* und v_w* unter Verwendung des Phasensollwerts (θ* + θ_cmp), der die Korrekturgröße θ_cmp enthält, wodurch der pulsierende Strom des Ausgangsstroms des Direktumrichters verringert wird.
Demgemäß kann auch im Fall der Ausgabe einer Spannung, die mindestens das 0,866-fache einer Versorgungsspannung beträgt, die Verzerrung der Ausgangsspannung verringert werden, und insbesondere kann eine niederfrequente Ausgangsverzerrung, die dem Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter eigen ist, verringert werden. Ein weiterer Vorteil besteht darin dass, falls durch den Umrichter ein Motor angesteuert wird, kein niederfrequentes Pulsieren des Drehmomen tes auftritt.
Als Nächstes werden die Funktionsweise und die Vorteile dieser Ausführungsform mit Bezug auf Vektordiagramme beschrieben.
Als Erstes zeigt 3 das Verhalten des Ausgangsstromvektors des Umrichters in einem Übermodulationsbereich beim Stand der Technik (wie beispielsweise im Nicht-Patent-Dokument 1 dargelegt). Unter der Annahme, dass die Achse des sekundären magnetischen Flusses (M-Achse) die Last des Umrichters bildendes Motors und die d-Achse in einem Rotationskoordinatensystem in der Steuerung immer übereinstimmen, ist der Stromvektor konstant, wenn das Drehmoment konstant ist, und zwar in einem Modulationsbereich (dem Bereich, bei dem die Ausgangsspannung das 0,866-fache der Versorgungsspannung nicht übersteigt, wie im schraffierten Teil in 12 dargestellt.
Im Übermodulationsbereich pulsiert jedoch der Ausgangsstromvektor (als i_1b oder i_1c dargestellt), und somit beschreibt dessen Ortskurve eine elliptische Bahn, wie in 3 dargestellt. Bei der Funktionsweise dieser Ausführungsform wird der Phasensollwert der Ausgangsspannung des Direktumrichters wie zuvor angegeben korrigiert, wodurch die pulsierende Komponente des q-Achsen-Stroms i_q verringert wird, so dass dessen Größe nahe zu einem Durchschnittswert i_{q ave} gebracht wird.
Im Übrigen gibt in 3 "i_{1 ave}" denjenigen Durchschnittswert des Ausgangsstromvektor an, welcher die Vektorsumme aus den Durchschnittswerten i_{d ave} und i_{q ave} der jeweiligen Ströme i_d und i_q ist.
Andererseits zeigt 4A ein Verhalten in dem Fall, bei dem der q-Achsen-Strom i_q größer als der Durchschnittswert i_{q ave} ist. Dabei wird der Ausgangsstromvektor vor Anwendung dieser Ausführungsform, d. h. vor der Korrektur des Phasensollwerts der Ausgangsspannung, zu "i_1c" angenommen.
Wenn diese Ausführungsform in diesem Zustand angewandt wird, berechnet die in 1 und 2 dargestellte Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 236 die Korrekturgröße θ_cmp so, dass sie den Phasensollwert θ* verringert, und gibt sie aus. Aufgrund dieser Manipulation gerät die d-Achse, die mit der M-Achse in Übereinstimmung war, relativ zur M-Achse in den Zustand des Nacheilens, mit dem Ergebnis, dass der Ausgangsstromvektor in Richtung entgegengesetzt zur Drehrichtung der Rotationskoordinaten rotiert und sich zu i_1c* ändert.
Im Übrigen berechnet, falls der Ausgangsstromvektor "i_1b" beträgt, wie in 4B dargestellt, und der q-Achsen-Strom i_q kleiner ist als der Durchschnittswert i_{q ave} die Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 236 den Korrekturwertes θ_cmp so, dass er den Phasensollwert 0* vergrößert, und gibt ihn aus. Aufgrund dieser Manipulation ergibt sich für die d-Achse, die mit der M-Achse übereinstimmte, ein "Voreilen" relativ zur M-Achse, mit dem Ergebnis, dass der Ausgangsstromvektor in der gleichen Richtung wie der Drehrichtung der Rotationskoordinaten rotiert und sich zu i_1b* ändert.
Wie zuvor beschrieben, wird gemäß dieser Ausführungsform der Phasensollwert θ* so korrigiert, dass der q-Achsen-Strom i_q dem Durchschnittswert I_{q ave} nahekommen kann, und somit die pulsierende Komponente des q-Achsen-Stroms i_q, d. h. das pulsierende Drehmoment, unterdrückt werden kann. Im Übrigen ist es, obschon bei dieser Ausführungsform die V/f-Konstanten-Steuerung für die Steuerung der Ausgangsspannung eingesetzt wird, unnötig zu erwähnen, dass die Ausführungsform ebenfalls bei Anwendung einer Vektorsteuerung wirksam ist.
Im Übrigen ist, außer im q-Achsen-Strom i_q, eine Komponente gleicher Frequenz wie die im q-Achsen-Strom i_q enthaltene pulsierende Komponente, auch im d-Achsen-Strom i_d und im Absolutwert
des Ausgangsstromvektors enthalten. Daher kann die Phasenkorrekturgröße θ_cmp auch unter Verwendung der Größe i_d oder
mit etwa der gleichen Einrichtung berechnet werden.
5 ist ein Blockdiagramm in dem Fall, bei dem, als zweite Ausführungsform der Erfindung, eine Phasenkorrekturgröße θ_cmp unter Verwendung des Absolutwertes des Ausgangsstromvektors berechnet wird. Die Absolutwert-Berechnungseinrichtung 238 berechnet den Absolutwert (=
eines Ausgangsstromvektors unter Verwendung von Strömen i_d und i_q, die von der Rotationskoordinaten-Transformationseinrichtung 235 ausgegeben werden. Die Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 236 berechnet die Phasenkorrekturgröße θ_cmp unter Verwendung des Absolutwertes.
Als Nächstes ist 6 ein Blockdiagramm, welches die Hauptabschnitte der dritten Ausführungsform der Erfindung darstellt, die Anspruch 2 entspricht.
Ein Unterschied zu 1 besteht darin, dass eine Frequenzkorrekturgröße f_cmp, die aus der pulsierenden Komponente eines q-Achsen-Stroms i_q durch die Frequenzkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 239 berechnet wird, zum Frequenzsollwert f* der Ausgangsspannung durch eine Additions-/Subtraktionseinrichtung 237 hinzuaddiert wird. Die Frequenzkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 239 kann durch in etwa die gleiche Konfiguration wie in 2 realisiert sein, und sie gibt die Korrekturgröße f_cmp einer Ausgangsspannungsfrequenz auf der Basis der pulsierenden Komponente des q-Achsen-Stroms i_q aus. Der korrigierte Ausgangsspannungs-Frequenzsollwert (f* + f_cmp), bei dem die Korrekturgröße f_cmp zum Frequenzsollwert f* hinzuaddiert ist, wird der Phasenberechnungseinrichtung 234 zugeführt, wodurch der endgültige Phasensoliwert θ** der Ausgangsspannung erhalten wird.
In der Rotationskoordinaten-Transformationsberechnungseinrichtung 232 wird eine Rotationskoordinaten-Transformation unter Verwendung des Phasensollwerts θ** ausgeführt, und dadurch werden die Dreiphasen-Spannungssollwerte v_u*, v_v* und v_w* ausgegeben.
Obschon bei dieser Ausführungsform die Frequenz der Ausgangsspannung des Direktumrichters manipuliert wird, ist dies zur Manipulation der Phase der Ausgangsspannung äquivalent, und es können die gleichen Vorteile wie bei der ersten und der zweiten Ausführungsform erzielt werden. Im Übrigen kann auch, ähnlich zum zuvor Beschriebenen, der d-Achsen-Strom i_d oder der Absolutwert
eines Ausgangsstromvektors zur Berechnung der Frequenzkorrekturgröße f_cmp verwendet werden.
Damit man die größten Vorteile der Erfindung erzielt, ist es wichtig, in genauer Weise lediglich die niederfrequente pulsierende Komponente zu erfassen, wie sie im q-Achsen-Strom, im d-Achsen-Strom oder im Ausgangsstromvektor-Absolutwert enthalten ist. Zur genauen Erfassung wird von der Phasenkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 236 in 1 und 5 oder der Frequenzkorrekturgrößen-Berechnungseinrichtung 239 in 6 gefordert, dass keine Erfassungsverzögerung im Filter zur Erfassung der pulsierenden Komponente des Eingangssignals vorliegt, und dass Komponenten außer der zu erfassenden pulsierenden Komponente vollständig entfernt werden können.
Wie zuvor dargelegt, ist ein Bandpassfilter zum Erzielen des zuvor beschriebenen Zweckes geeignet. Da jedoch die Frequenz der pulsierenden Komponente sich in Abhängigkeit der Frequenzen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung ändert, wird ein Bandpassfilter benötigt, das unterschiedliche Durchlassbänder hat. Ein derartiges Bandpassfilter, dessen Durchlassband sich gemäß der Ausgangsfrequenz ändert, erhält eine sehr komplizierte Struktur, und weist geringe Zuverlässigkeit auf.
Durch die vierte Ausführungsform, die nachfolgend erläutert wird, werden in diesem Punkt Verbesserungen erreicht.
7 ist ein Blockdiagramm, welches die Hauptabschnitte der vierten Ausführungsform der Erfindung darstellt, die Anspruch 3 entspricht. Zwar wird hier der Fall beschrieben, bei dem die pulsierende Komponente des q-Achsen-Stroms i_q erfasst wird, es versteht sich jedoch, dass die Ausführungsform ebenfalls auf den Fall anwendbar ist, bei dem die pulsierende Komponente des d-Achsen-Stroms oder des Absolutwert des Ausgangsstromvektors erfasst wird.
Bezug nehmend auf 7, entfernt eine Gleichstromkomponenten-Entfernungseinrichtung 236d lediglich die Gleichstromkomponente des q-Achsen-Stroms i_q, und kann beispielsweise durch ein Hochpassfilter realisiert werden. Die Phasenkorrekturgröße θ_cmp oder die Frequenzkorrekturgröße f_cmp wird mittels des gleichen Verfahrens wie in 2 aus dem Signal berechnet, von dem lediglich die Gleichstromkomponente entfernt wurde.
Wenn die Grenzfrequenz des Hochpassfilters auf eine sehr niedrige Frequenz eingestellt ist, ist der Einfluss der dem Filter zuzuschreibenden Erfassungsverzögerung auf die zu vermindernde niederfrequente Komponente vernachlässigbar, und somit ist eine Verringerung des Pulsierens des Drehmomentes möglich. Andererseits enthält im Übermodulationsbereich der q-Achsen-Strom i_q nicht nur die dem Matrixumrichter eigenen niederfrequenten Komponenten, sondern auch die hochfrequenten Komponenten, die den Komponenten fünfter Ordnung, siebter Ordnung etc. der Ausgangsfrequenz zuzuschreiben sind. Daher werden, falls das Hochpassfilter als Gleichstromkomponenten-Entfernungseinrichtung 236d verwendet wird, andere Komponenten als die diesem eigenen niederfrequenten Komponenten ebenfalls erfasst. Da jedoch die Grenzfrequenz des Hochpassfilters nicht abhängig von den Betriebsbedingungen verändert zu werden braucht, anders als dies beim Bandpassfilter der Fall ist, hat die Ausführungsform den Vorteil, dass sie sehr einfach zu realisieren ist.

Claims

Steuervorrichtung für einen Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter, bei dem eine mehrphasige Wechselspannung direkt in eine mehrphasige Wechselspannung beliebiger gewünschter Amplitude und Frequenz durch Ein-/Ausschalten von Halbleiterschaltelementen umgewandelt wird; eine, aufweisend: eine erste Einrichtung, welche aus Ausgangsströmen des Umrichters einer der Stromkomponenten zweier orthogonaler Achsen oder den Absolutwert eines Ausgangsstromvektors berechnet; eine zweite Einrichtung, die eine pulsierende Komponente im Ergebnis der Berechnung durch die erste Einrichtung erfasst; und eine dritte Einrichtung, die die Phase der Ausgangsspannung des Umrichters so korrigiert, dass die erfasste pulsierende Komponente verringert wird.
Steuervorrichtung für einen Wechselstrom-Wechselstrom-Direktumrichter, bei dem eine mehrphasige Wechselspannung direkt in eine mehrphasige Wechselspannung beliebiger gewünschter Amplitude und Frequenz durch Ein-/Ausschalten von Halbleiterschaltelementen umgewandelt wird; aufweisend: eine erste Einrichtung, welche aus Ausgangsströmen des Umrichters eine der Stromkomponenten zweier orthogonaler Achsen oder den Absolutwert eines Ausgangsstromvektors, berechnet; eine zweite Einrichtung, die eine pulsierende Komponente im Ergebnis der Berechnung durch die erste Einrichtung erfasst; und eine dritte Einrichtung, die die Frequenz der Ausgangsspannung des Umrichters so korrigiert, so dass die erfasste pulsierende Komponente verringert wird.
Steuervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die zweite Einrichtung zum Erfassen der pulsierenden Komponente ein Hochpassfilter ist.