DE102004033375B4

DE102004033375B4 - Zirkulare superrichtende Empfangsantennenarrays

Info

Publication number: DE102004033375B4
Application number: DE102004033375A
Authority: DE
Inventors: Donald E. Redwood City Barrick; Peter M. San Jose Lilleboe
Original assignee: Codar Ocean Sensors Ltd
Current assignee: Codar Ocean Sensors Ltd
Priority date: 2003-07-10
Filing date: 2004-07-09
Publication date: 2010-07-01
Anticipated expiration: 2024-07-10
Also published as: US6844849B1; US20050007276A1; JP2005033805A; GB0415343D0; DE102004033375A1; GB2403853A; GB2403853B

Abstract

Verfahren zum Erzeugen eines kreisförmigen, superrichtenden Antennenfelds, wobei das Antennenfeld eine ungerade Anzahl von Antennenelementen aufweist, mit den folgenden Schritten:
a. Auswählen eines gewünschten Minimalwirkungsgrads des Antennenfelds, bei dem das externe Rauschen dominiert;
b. Auswählen eines gewünschten Maximalrichtgewinns;
c. Bestimmen einer Anzahl von Antennenelementen, mit der der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können;
d. Bestimmen eines Radius des Antennenfelds, mit dem der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können;
e. Bestimmen einer Amplitudengewichtung oder Phasengewichtung für ein Antennenelement des Antennenfelds, mit der der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können;
f. Herstellen eines kreisförmigen Antennenfelds mit Superrichtwirkung, so dass das Antennenfeld die gemäß Schritt c. bestimmte Anzahl von Antennenelementen, den gemäß Schritt d. bestimmten Radius und die gemäß Schritt e. bestimmte Amplitudengewichtung oder Phasengewichtung aufweist.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft allgemein die Radartechnik und insbesondere Radarempfang-Antennenfelder. Spezifisch betrifft eine bevorzugte Implementierung der Erfindung einen optimierten Entwurf für Radarempfang-Antennenfelder.
2. Allgemeiner Stand der Technik
NF-/HF-/VHF-Radars (mittlere Frequenzen/hohe Frequenzen/sehr hohe Frequenzen) und Funkgeräte bleiben auch mit dem Aufkommen von Satelliten, die die Reichweite der Kommunikation auf globale Maßstäbe erweitern, gefragt. HF-Signale haben den Vorteil, dass sie Distanzen über die Horizontgrenzen von UHF- und höherfrequenten Signalen hinaus überspannen. Dies ist auf zwei Wellenausbreitungsarten zurückzuführen. Die Reflektion von HF-Signalen von der Ionosphäre wird als Skywave-Mode bezeichnet und gestattet es Funksignalen, den halben Weg um die Erde zu überqueren. Im Oberflächenwellenmodus beugt die sphärische Erde vertikal polarisierte Signale über den sichtbaren Horizont hinaus auch bei Abwesenheit einer Atmosphäre oder Ionosphäre. Für Oberflächenwellenausbreitung ist das Meer besser als Land wegen seiner höheren Leitfähigkeit.
Der Nachteil von MF/HF/VHF-Systemen ist die große Antennengröße, die für hohen Gewinn und/oder einen hohen Wirkungsgrad benötigt wird. Hoher Gewinn wird bei herkömmlichen Antennenentwürfen erreicht durch eine Antennenwirkfläche, die einem Vielfachen der Wellenlänge entspricht. Wenn z. B. Schiffe über den Horizont hinaus durch ein HF-Oberflächenwellenradar erkannt werden sollen, erhält man die besten Ergebnisse, wenn eine Empfangsantenne die von einem Peilpunkt auf der Meeresoberfläche erfasste Echoenergie maximieren kann, wodurch ein hoher Richtgewinn mit einem entlang dieser Peilung fokussierten schmalen Strahl realisiert wird. Zum Beispiel beträgt bei 5 MHz die Wellenlänge 60 Meter. Um einen Richtgewinn von 20 dB zu erzielen, weist ein lineares Monopolfeldmindestens 32 mit einem Abstand von jeweils 30 Meterauf, die einen Kilometer überspannen und eine horizontale Strahlbreite von etwa 4° erzielen (obwohl die vertikale Strahlbreite 45° beträgt). Wenn Amplitudenelement-Verjüngung verwendet wird, um möglicherweise unerwünschte Nebenkeulen zu verringern, sind sogar noch mehr Elemente über eine längere Antennenwirkflächenotwendig, um denselben Richtgewinn zu erzielen.
Mathematische Lösungen haben gezeigt, dass man sehr schmale Strahlmuster mit eng beabstandeten Antennenfeldelementen bilden kann, indem Phasenspeisungen verwendet werden, die die ankommenden Signale nach der Strahlformung nahezu aufheben. Dieses Konzept ist als Superrichtgewinn oder häufig einfach Supergewinn, eine Art von Richtgewinn, bekannt. Wenn die Musterstrahlbreite klein ist und Nebenkeulenpegel niedrig sind, dann ist ihr Richtgewinn groß. Der Wirkungsgrad dieser Antennenfelder ist jedoch niedrig. Das heißt, das summierte Ausgangssignal nach dem Anwenden der Elementphasenspeisungen ist wesentlich kleiner als das Signal in jedem Element. Obwohl der Richtgewinn hoch ist, ist also der Leistungsgewinn niedrig. Dies war die Hauptquelle der Kritik an superrichtenden Antennenfeldern in der Praxis und des Mangels an Akzeptanz dieser.
Ein anderer Fall tritt auf, wenn die Nahezu-Aufhebung in HF-Oberflächenwellenradars wünschenswert ist, weil über Kopf befindliche ionosphärische Schichten gelegentlich das Signal wie ein Spiegel zurück zu dem Radar reflektieren. Dies geschieht bei Entfernungen von 100 bis 350 km, abhängig von der Schichtenhöhe. Diese sehr intensiven Echos zerstören die Möglichkeit, Oberflächenziele in denselben Entfernungen wie die Schichtenhöhen zu sehen. Obwohl viele Empfangsantennensysteme Vertikal-Dipol- oder -Monopolantennen verwenden, die theoretisch ein Überkopf-Null aufweisen, ist dies in der Praxis nicht einmal annähernd genug, um alle Spuren des intensiven Überkopf-Echos zu beseitigen. Ein weiteres unerwünschtes Merkmal herkömmlicher Phasen-Antennenfelderist die Variation and Verschlechterung von Musterkennlinien, während man den Strahl auf verschiedene Peilungen steuert. Bei linearen Phasen-Antennenfeldern führt zum Beispiel eine Aussteuerung von mehr als 45° von der optimalen Breitseitenrichtung zu einer nicht akzeptablen Hauptstrahlverbreiterung und Zunahme der Nebenkeulenpegel.
Wie in dem US-Patent Nr. 5,361,072 , auf das hiermit vollständig Bezug genommen wird, gezeigt wird, können einzelne Antennenelemente auf Kosten des Wirkungsgrads kompakter und kostengünstiger hergestellt werden. Es wurde ein Entwurfskriterium entwickelt und offenbart, um die Größenverringerung anzuleiten, so dass externes Rauschen immer internes Rauschen dominiert. Dadurch wurde immer ein optimales Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) sichergestellt. Diese Techniken wurden jedoch nur auf einzelne Antennenelemente angewandt und für Antennenfelder wurde keine Implementierung der Theorie realisiert.
Aus WO 02/15414 A2 , EP 1 341 315 A1 und US 5,530,449 sind adaptive Antennenfelder bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Antennenfeld und ein Verfahren zum Erzeugen eines Antennenfelds vorzustellen, das bei gegebener Größe einen verbesserten Richtgewinn bietet. Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausführungsformen finden sich in den Unteransprüchen.
KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Es werden die folgenden Ausführungsformen benötigt. Natürlich ist die Erfindung nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung umfasst ein Verfahren die folgenden Schritte:

a. Auswählen eines gewünschten Minimalwirkungsgrads des Antennenfelds, bei dem das externe Rauschen dominiert;
b. Auswählen eines gewünschten Maximalrichtgewinns;
c. Bestimmen einer Anzahl von Antennenelementen, mit der der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können;
d. Bestimmen eines Radius des Antennenfelds, mit dem der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können;
e. Bestimmen einer Amplitudengewichtung oder Phasengewichtung für ein Antennenelement des Antennenfelds, mit der der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können;
f. Herstellen eines kreisförmigen Antennenfelds mit Superrichtwirkung, so dass das Antennenfeld die gemäß Schritt c. bestimmte Anzahl von Antennenelementen, den gemäß Schritt d. bestimmten Radius und die gemäß Schritt e. bestimmte Amplitudengewichtung oder Phasengewichtung aufweist.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfasst ein Verfahren zur Berechnung einer Überkopf-Nullstelle in synthetisierten Mustern empfangener Signale eines zirkularen Arrays das Empfangen von Signalen V₁, V₂ und V₃ und das Be rechnen der synthetisierten Muster gemäß den folgenden Gleichungen:
wobei S_A, S_B und S_C die synthetisierten Muster sind.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält eine Vorrichtung für ein Antennensystem eine Vielzhl von Dipolelementen, die in einer kreisförmigen Anordnung angeordnet sind mit einem Radius, der kleiner ist als eine detektierte Wellenlänge, um eine Vielzahl von Analogsignalen zu empfangen, wobei die Vielzahl von Dipolelementen eine ungerade Anzahl von Dipolen ist; einen Analog/Digital-Umsetzer zum Umsetzen der Vielzahl von Analogsignalen in eine Vielzahl von Digitalsignalen; einen ersten Prozessor, der dazu ausgelegt ist, auf der Basis eines gewünschten Minimalwirkungsgrads und eines gewünschten Maximalrichtgewinns des Antennenfelds Amplituden- und Phasenkorrekturen zu berechnen; und einen zweiten Prozessor zum Anwenden berechneter Phasen- und Amplitudengewichte und Amplituden- und Phasenkorrekturen auf die Vielzahl von Digitalsignalen.
Diese und andere Ausführungsformen der Erfindung werden bei Betrachtung in Verbindung mit der folgenden Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen besser deutlich und verständlich. Es versteht sich jedoch, dass die folgende Beschreibung, obwohl sie verschiedene Ausführungsformen der Erfindung und zahlreiche spezifische Einzelheiten dieser angibt, lediglich als Veranschaulichung und nicht als Einschränkung angegeben wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die beigefügten Zeichnungen, die einen Teil der vorliegenden Beschreibung bilden, sind vorgesehen, um bestimmte Aspekte der Erfindung abzubilden. Die Erfindung wird durch Bezugnahme auf eine oder mehrere dieser Zeichnungen in Kombination mit der hier angegebenen Beschreibung besser verständlich.
1 ist ein Flussdiagramm der Schritte zum Entwurf eines zirkularen superrichtenden Empfangsantennenarrays gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
2 zeigt ein Beispiel für ein superrichtendes zirkulares Dipolempfangsantennenarray mit 7 Elementen zusammen mit dem über ihm von ihm erzielten Muster gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenlegung. Außerdem ist eine beispielhafte Signalverarbeitungs-Blockschaltbildausführungsform gezeigt, die dieses Muster erzeugen und zu gewünschten Richtungen steuern kann.
3 zeigt Techniken, durch die ein zirkulares Dipolempfangsarray mit 3 Elementen Overhead-Aufhebung (zusätzlich zur Dipol-Nullstelle) erzielt, um unerwünschte ionosphärische Echos zu beseitigen, während gleichzeitig feste Kreuzschleifen-/Monopolstrahlmuster für die Meeresflächenüberwachung gebildet werden. Es sind drei Muster über der Antenne gezeigt. Die Gleichungen zum Kombinieren der Signale, um die Muster zu erzeugen, sind für jeden der drei Fälle angegeben. Es ist ein beispielhaftes Signalverarbeitungsblockschaltbild gezeigt, das diese Muster erzielen kann.
BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
Die Erfindung und ihre verschiedenen Merkmale und vorteilhaften Einzelheiten werden ausführlicher mit Bezug auf die nicht einschränkenden Ausführungsformen erläutert, die in den beigefügten Zeichnungen abgebildet und in der folgenden Beschreibung erklärt werden.
Techniken der vorliegenden Offenlegung können die Bereitstellung eines kompakten, zirkularen Arrays von Antennenelementen, das einen beliebigen Richtgewinn realisiert, umfassen.
Techniken der vorliegenden Offenlegung können außerdem eine maximale Verkleinerung eines Antennenarrays unter Beibehaltung desselben Signal/Rausch-Verhältnisses umfassen.
Phasenspeisungsverfahren wie die hier offengelegten liefern eine verbesserte Überkopf-Nullung, während die Verminderung der Empfindlichkeit für gewünschte Signale von anderen Orten minimal ist bzw. nicht vorhanden ist. In diesem Sinne kann es als eine Verbesserung gegenüber der oben besprochenen superrichtenden Klasse von Antennenfeldern betrachtet werden.
Wenn internes Rauschen dominiert, wie bei Mikrowellenfrequenzen, führen ein niedriger Antennenwirkungsgrad und schlechte Rauschzahlen zu Empfangssystemen mit niedrigen Signal-Rausch-Verhältnissen. Unterhalb von UHF ist jedoch kein ultimativer Empfangsantennenwirkungsgrad erforderlich, weil externes Rauschen aus atmosphärischen und galaktischen Quellen das interne Rauschen dominiert. Weniger Wirkungsgrad in der Antenne und an der Eingangsseite des Empfängers bedeutet, dass das gewünschte Signal niedriger ist, was aber auch für das externe Rauschen gilt. Wenn der Wirkungsgrad bis zu dem Punkt abfällt, an dem internes Rauschen dominiert, dann beginnt das Signal/Rausch-Verhältnis, beeinträchtigt zu werden.
Die hier offenbarten Arraygeometrien und -methodologien überwinden diese Begrenzung der derzeitigen Praxis vollständig. Durch Gleichwinkelanordnung einer beliebigen ungeraden Anzahl identischer omnidirektionaler Elemente (z. B. Dipole) kann ein Muster erzeugt werden, dessen Strahlbreite und Nebenkeulenstruktur in bezug auf jeden Winkel, zu dem man den Strahl über den gesamten 360°-Peilraum hinweg steuern möchte, absolut invariant bleibt. Diese Musterinvarianz tritt bei einer geraden Anzahl von N-Elementen auf einem Kreis nicht auf; in diesem Fall kann nur eine N-fache Winkelsymmetrie erhalten werden.
Die Erfindung findet Anwendung sowohl auf Funkempfangssysteme als auch auf HF/VHF-Radare. Ein Beispiel für den letzteren Fall war die starke Verbreitung von Küsten-HF-Oberflächenwellenradaren, die Heeresströme und Wellenfelder abbilden und Schiffe erkennen (alles über den sichtbaren Horizont hinaus). Die Begrenzung herkömmlicher HF-Empfangsantennentechnologie (z. B. große Phasenarrays) war ihre Größe. Dies hat zu unproportional vergrößerten Anfangskapitalkosten, Betriebskosten sowie zu einem starken Widerstand gegenüber der Zulassung sol cher auffälliger Strukturen an unberührten, ökologisch empfindlichen und/oder stark bevölkerten Küstenorten geführt. Dies ist eine utilitaristische Motivation, die zu den in dem vorliegenden Patent enthüllten Erfindungen geführt hat.
1 ist ein Flussdiagramm der Schritte zum Entwurf eines zirkularen superrichtenden Empfangsantennenarrays gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Um das Empfangsarray zu entwerfen, wird ein gewünschter minimaler akzeptabler Arraywirkungsgrad des superrichtenden zirkularen Empfangsarrays berechnet 101. Dann wird ein maximaler Superrichtgewinn des superrichtenden zirkularen Empfangsarrays berechnet 102. Nachdem der minimale Wirkungsgrad 101 und der maximale Superrichtgewinn 102 berechnet wurden, wird ein Amplitudengewicht oder ein Phasengewicht für ein Arrayelement in dem superrichtenden zirkularen Empfangsarray bestimmt 103. Das Amplituden-/Phasengewicht kann auf dem minimalen Arraywirkungsgrad und dem maximalen Superrichtgewinn basieren. Nachdem das Amplituden-/Phasengewicht bzw. die Amplituden-/Phasengewichte 103 bestimmt wurden, kann man die Anzahl von Arrayelementen in dem superrichtenden zirkularen Empfangsarray und einen Radius des superrichtenden zirkularen Empfangsarrays bestimmen 104. Diese Schritte werden in den folgenden Abschnitten ausführlicher besprochen.
Zu den Vorteilen der vorliegenden Erfindung gehört eine Konzentration auf die Verringerung der Größe und Kosten herkömmlicher HF/VHF-Empfangsantennenarrays durch Offenlegen eines alternativen kompakten Arraysystems, das denselben Richtgewinn aufweist und dasselbe Signal/Rausch-Verhältnis wie die bisherigen herkömmlichen Lineararrays erzielt. Außerdem wird ersichtlich, dass jede beliebige ungerade Anzahl von Antennenarrayelementen, die symmetrisch auf einem Kreis angeordnet werden, ein Muster erzeugt, das mit einem Steuerwinkel über 360° invariant ist.
Ein von der vorliegenden Erfindung überwundenes Haupthindernis sind die Größe und Kosten herkömmlicher MF/HF/VHF-Empfangs antennenarrays, wodurch ihre verbreitete Akzeptanz in Radar- und Funksystemen behindert wurde.
Es wäre sehr nützlich, über eine kompakte Antenne zu verfügen, die denselben schmalen Strahl mit starkem Richtgewinn wie ein großes Phasenarray bilden könnte. Oder alternativ dazu eine Nullstelle in eine unerwünschte Richtung zu richten, während über ein gewähltes Muster für interessierende Winkelsektoren, ebenfalls mit einem kompakten zirkularen, anstelle eines großen linearen Arrays, vefügt wird. Die vorliegende Erfindung liefert Techniken, die einen optimalen Wirkungsgrad beim Empfang eines Signals erlauben, so dass zusätzlicher Wirkungsgrad das Signal/Rausch-Verhältnis oder die Radarempfindlichkeit nicht verbessert.
Superricht-Optimierungsprozedur
Bei einer Ausführungsform besteht ein erster Schritt darin, die optimalen Gewichte für die gewählte ungerade Anzahl von in einem Kreis angeordneten Antennenelementen zu bestimmen. „Gewichte” bedeutet die Amplituden und Phasen, die in das Signal jedes Elements gesetzt werden müssen, bevor summiert wird, um ein gewünschtes Strahlmuster zu erzeugen. Bei einem herkömmlichen Linear-HF-Phasenarray bestimmen die Phasen z. B. die Strahlrichtung, und die Amplituden steuern den Nebenkeulenpegel. Harrington skizziert eine für diesen Zweck geeignete allgemeine Prozedur (siehe „Field Computation by Moment Methods”, MacMillan Co.: New York, Kapitel 10, worauf hiermit vollständig Bezug genommen wird). Andere Prozeduren werden hier verwendet und auf in gleichen Winkelschritten auf einem Kreis angeordnete Elemente angewandt. Es folgt ein Beispiel für perfekte Antennenmuster für jedes der Arrayelemente.
Eine allgemeine zu maximierende Größe ist der Antennenrichtgewinn. Er ist definiert als:
wobei G(ϑ_o, φ_o) als der Richtgewinn (dimensionslos) definiert ist, der in der gewünschten Richtung ϑ_o, φ_o maximiert werden soll, wobei Winkel in einem standardmäßigen sphärischen Koordinatensystem ausgedrückt werden. Die Größe P(ϑ, φ) ist die Fernfeldleistung in beliebigen willkürlichen Einheiten.
Die Fernfeldleistung für ein Array wird normalerweise durch den folgenden Ausdruck gegeben:
wobei w_n die Amplituden-/Phasengewichtung für das n-te Element und g_n(ϑ, φ) die komplexe Fernfeldstrahlung in der Richtung ϑ, φ ist, die von dem n-ten Element erzeugt wird, so wie es durch seinen geometrischen Ort in bezug auf einen lokalen Ursprung für das Array bestimmt ist. Die obigen Matrizen [w_n] und [g_n(ϑ, φ)] werden als Zeilenvektoren betrachtet, wobei der Exponent „T” eine komplex-konjugierte Transponierung bedeutet.
Als ein Optimierungsproblem kann der Richtgewinn als die Lösung eines Eigenanalyseproblems mit einer willkürlichen Fernfeld richtgewinnfunktion G ~(ϑ, φ) mit willkürlichen Gewichten [w ~_n] betrachtet werden. Die entsprechende willkürliche Fernfeldleistungsfunktion zeigt sich nun als: P ~(ϑ, φ) = [w ~n]T[gn(ϑ, φ)]T[gn(ϑ, φ)][w ~n] (Gl. 3)
Das Produkt der obigen inneren Vektoren ist eine quadratische hermitische N×N-Matrix. Die Gewichte w ~_n sind so zu wählen, dass die willkürliche Richtgewinnfunktion maximiert wird. Diese willkürliche Gewinnfunktion kann folgendermaßen dargestellt werden:
mit Nm,n(ϑo, φo) = [gm(ϑo, φo)]T[gn(ϑo, φo)] (Gl. 5)und Dm,n = ∫2π0 dφ∫π0 dϑsin(ϑ)Nm,n(ϑ, φ) (Gl. 6)und N_M,N und D_M,N sind beide hermitische Matrizen. Gl. 4 ist eine andere Möglichkeit, Gl. 2 vor der Optimierung auszudrücken. In der obigen Form ausgedrückt differenziert man G ~(ϑ_o, φ_o) in bezug auf jedes der willkürlichen Gewichte w ~_n und setzt die resultierenden Gleichungen auf null. Die durch die Ableitungen dargestellten Steigungen sind bei dem Funktionsmaximum null, und dies optimiert deshalb die resultierenden Gewichte, um maximalen Richtgewinn bereitzustellen. Das in Matrixform zu lösende Gleichungssystem lautet dann: [Nm,n][wn] = Go[Dm,n][wn] (Gl. 7),wobei w_n nun die „optimalen” Gewichte auf der Basis der Lösung der obigen Gleichung darstellt (statt zuvor, wo w ~_n beliebige willkürliche Gewichte bedeutete). Außerdem ist G_o der gewünschte optimale Richtgewinn in der Richtung g_n(ϑ, φ), nachdem man die Gewichte w_n auf den Antennenarrayausgängen setzt. Die Gewichte werden angewandt, um den Strahl zu einer beliebigen gewünschten Richtung im dreidimensionalen Raum zu steuern.
Das obige Matrixgleichungssystem ist ein klassisches Eigenwertproblem mit einem von null verschiedenen Eigenwert, der der maximale Gewinn G_o ist. Die optimalen Gewichte (d. h. Amplituden und Phasen) werden als der dem von null verschiedenen Eigenwert G_o entsprechende Eigenvektor bezeichnet. Lösungen von Eingenwertproblemen wie diesem sind in beliebigen standardmäßigen mathematischen Subroutinenbibliotheken verfügbar, wie z. B. in dem handelsüblichen MATLAB^WZ ((The MathWorks, Inc., Natick, MA), wurde für die vorliegenden Beispiele verwendet) oder Mathematica^WZ (Wolfram Research, Inc., Champaign, IL).
Um dies mit einem zirkularen Array mit idealisierten kurzen Vertikal-Dipolelementen in Beziehung zu setzen, wird angenommen, dass die komplexe Fernfeldstrahlungsfunktion in der Richtung (ϑ, φ) für das n-te Element auf dem Kreis g_n(ϑ, φ) ist. Das Array beginnt mit dem Element n = 0, das auf die x-Achse fällt, und geht hinauf bis N, wobei N eine gerade Zahl ist, so dass die Gesamtzahl von Elementen ungerade ist, d. h. N + 1. Mit dem Ursprung auf der Mitte des Kreises wird dies gegeben durch:
wobei ϑ = 0 die Aufwärtsrichtung der Dipol-Vertikalachse ist und φ = 0 der Richtung entlang der x-Achse entspricht. Die Elemente sind entgegen dem Urzeigersinn um den Kreis mit Radius d herum beabstandet und die Funkwellenzahl wird durch K = 2πλ gegeben, wobei λ die Wellenlänge ist. Wenn das Muster eines einzelnen n-ten Arrayelements nicht die durch die obige Gleichung repräsentierte idealisierte Form ist, kann es als Funktion von ϑ, φ (oder tatsächlich nur von φ um die Horizontebene) gemessen werden, und dies kann als der obige Ausdruck eingesetzt werden. Dies geschähe mit allen Arrayelementen auf dem Kreis platziert, um gegenseitige Wechselwirkungen zwischen ihnen zu berücksichtigen. Dies ist besonders wichtig, wenn sie dicht beabstandet sind, weil die gegenseitige Wechselwirkung in diesem Fall signifikant wird, und wird im Messvorgang berücksichtigt.
Ein vorteilhaftes Merkmal der durch das obige Verfahren berechneten superrichtenden Muster ist ihre Unempfindlichkeit gegen über der Frequenz, wenn der Elementabstand von der Mitte (der Kreisradius) kleiner als eine Viertelwellenlänge wird. Anders ausgedrückt, bleibt das Muster gleich. Dies ist bei einem herkömmlichen Linear-Phasenarray, dessen Elemente fast immer um eine halbe Wellenlänge beabstandet sind, nicht der Fall: in diesem Fall variieren der Mustergewinn und die Strahlbreite direkt mit der Frequenz.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung merkt man die Konsequenz davon, die Antenne kleiner auszuführen (oder die Frequenz für eine feste Größe zu verringern) nicht an dem Richtgewinn oder dem Antennenmuster – die Auswirkung ist auf den Arraywirkungsgrad, was im nächsten Abschnitt abgehandelt wird.
Schließlich beachte man, dass das Muster und die Gerichtetheit bei einer ungeraden Anzahl von Elementen auf dem Kreis im wesentlichen mit der Steuerrichtung invariant ist. Wenn man die obige Prozedur verwendet, um die erforderlichen Gewichte zum Steuern zu einer gegebenen Richtung zu finden und anzuwenden, ist anders ausgedrückt das Muster im wesentlichen bei jedem einzelnen Winkel dasselbe und nicht nur ein Vielfaches der Arraywinkelsymmetrie.
Entwurf eines Arrays zur Realisierung eines gegebenen Arraywirkungsgrads
Wenn man durch Verkleinern des Radius des Array-Kreises Elemente näher zusammenbringt, nimmt der Wirkungsgrad des Arrays ab, während der Muster- und Richtgewinn gleich bleibt. Die Abnahme des Wirkungsgrades wird folgendermaßen verständlich. Die Lösung der obigen Gleichungen für optimale Gewichte zeigt, dass die Arraysignalsumme nach Gewich tung tendenziell die von allen Richtungen ankommenden Signale nahezu aufhebt. Die Differenzen zwischen Signalen auf den Arrayelementen tendieren nach null mit abnehmender Arraygröße, da die Abtastung über einen kleineren Teil der ankommenden sinusförmigen Funkwellenform erfolgt. Obwohl die in der Keule des synthetisierten Arraymusters ankommende Summe eines Signals stärker als die summierten Signale von anderen Richtungen sein wird, ist sie immer noch wesentlich schwacher als die Signale, die vor Gewichtung und Summierung auf den einzelnen Elementen auftreffen.
Andererseits kann Rauschen unterhalb von UHF in Funk-/Radarempfängern von außerhalb des Systems kommen. Solches Rauschen kann aus atmosphärischen Quellen (Gewitter aus der ganzen Welt) und kosmischen Quellen stammen. Bei 10 MHz beträgt dieses externe Rauschen z. B. typischerweise 55 dB (nahezu sechs Größenordnungen der Leistung) mehr als das interne Empfängerrauschen, das bei Mikrowellenfrequenzen dominiert. Dieses ”externe Rauschen” ist in der Realität eine Vielzahl unkorrelierter zufälliger Signale, die von allen Richtungen ankommen. Wenn daher mit abnehmender Arraygröße die gewünschten summierten Zielsignale schwächer werden, so vermindert sich auch das externe Rauschen um denselben Anteil. Das Signal/Rausch-Verhältnis bleibt also gleich. Nur wenn das externe Rauschen abfällt, so dass internes (Empfänger-Eingangsseiten)-Rauschen dominiert, entsteht ein Nachteil bezogen auf eine Verminderung des SNR. Ein Entwurfsziel der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung dessen, wie man den minimalen Wirkungsgrad so wählen kann, dass man sicher ist, dass das externe Rauschen dominiert, während maximale Kompaktheit und daher niedrigste Kosten erzielt werden.
Dieser Prozess kann mit dem folgenden Beispiel veranschaulicht werden. Man nehme an, dass bei 10 MHz externes Rauschen typischerweise 55 dB über internem liegt und Dipolelemente jeweils an einen Hochimpedanz-Vorverstärker mit einer Rauschzahl von 10 dB angeschlossen sind. Schließlich nehme man an, dass, wenn eine ”Reserve” von 10 dB zwischen externem und internem Rauschen aufrechterhalten werden soll, d. h. nach Antreffen der Arrayineffizienz und der Frontend-Rauschzahl, das externe Rauschen internes Rauschen immer noch um 10 dB dominieren kann. Dann muß das Array bei 10 MHz so ausgelegt sein, dass es einen Wirkungsgrad von –35 dB aufweist (auf der Basis dieser beispielhaften Zahlen).
Die für den Arraywirkungsgrad verwendete Entwurfsgleichung lautet:
Die Bedeutung des Zählers ist wie folgt. Er repräsentiert die von der gesamten Sphäre des Raums von 0 < ϑ < π und 0 < φ < 2π kommende Rauschleistung, gleichverteilt (d. h. isotrop), nachdem die Rauschsignale durch das superrichtende Array mit N-Elementen geleitet werden und mit den gewählten Gewichten summiert werden. Somit enthält er Rauschen, das in die Hauptkeule des Arraymusters sowie in alle Nebenkeulen kommt.
Der Nenner ist die Rauschleistung in jedes der einzelnen Antennenarrayelemente von der gesamten Sphäre des Raums, wobei die Leistung über die N-Antennenelemente summiert wird. Der Nenner ist größer als der Zähler, weil die Summierung mit Gewichten bewirkt, dass der größte Teil der ankommenden Rauschsignalleistung aufgehoben wird. Dieser Nenner ist die Leistung, die an den einzelnen Elementen vor der Aufhebung empfangen wird. Man muss im allgemeinen annehmen, dass das externe Rauschen isotrop ist, wenn nichts anderes bekannt ist. Wenn man eine andere Rauschverteilung bevorzugt, die bekannt ist, kann sie unter beiden Integralen aufgenommen werden, um einen revidierten Wirkungsgrad zu ergeben.
Für das betrachtete Beispiel bei 10 MHz sollte der Wirkungsgrad nicht schlechter als –35 dB sein, d. h. Eff = 0,000316 gemäß der Gleichung –35dB = 10 × Log₁₀(0,000316). Unter Verwendung dieses berechneten Wirkungsgrades kann das Array also mit einer bestimmten Anzahl von Elementen, mit einem bestimmten Abstand und mit bestimmten Gewichten entworfen werden, so dass dieser Wirkungsgrad erzielt wird.
Zirkulare Arrays bei 10 MHz

Um die Abhängigkeiten und Eigenschaften superrichtender zirkularer Empfangsarrays mit einer ungeraden Anzahl von Elementen zu veranschaulichen, wird ein Beispiel für die Eigenschaften verschiedener Antennenarrays bei 10 MHz gegeben. Es wird angenommen, dass in diesem Beispiel ein Arraywirkungsgrad von –35 dB erzielt werden soll. Unter Verwendung der obigen Gleichungen werden die physischen Abmessungen und Mustereigenschaften mehrerer zirkularer Arrays, die diesem spezifizierten Wirkungsgrad genügen, untersucht. Die nachfolgende Tabelle 1 hebt diese Eigenschaften hervor. Tabelle 1

Anzahl von Elementen	3	5	7	9	15
Array-Radius	0,12 m	1,15 m	3,0 m	5,7 m	15,0 m
Richtgewinn	10,2 dB	12,8 dB	14,6 dB	15,9 dB	18,3 dB
3-dB-Peilstrahlbreite	±53,6°	±30,00	±21,9°	±15,9°	±9,20°
Peilungen der 1. Nullstelle	±113°	±65°	±45°	±35°	±19,7°
Peilungen der 1. Nebenkeule	±180°	±102°	±74°	±55°	±32,3°
Pegel der 1. Nebenkeule	–7,5 dB	–9,5 dB	–9,4 dB	–9 dB	–8 dB

In Tabelle 1 gibt die oberste Zeile die ungerade Anzahl von Elementen an, die symmetrisch in einem Kreis angeordnet sind. Die nächste Zeile gibt den Radius des Arrays in Metern an, der den spezifizierten Wirkungsgrad von –35 dB erzielt. Der Superrichtgewinn wird in der nächsten Zeile angegeben – hier ist das Array über einer perfekten Massefläche positioniert, so dass sein Gewinn gegenüber seinem Freiraumgewinn um 3 dB vergrößert wird. Die nächste Zeile gibt die Peilstrahlbreite bei den 3-dB-Punkten auf dem Strahl. Die letzten Zeilen geben die ersten Peil-Null-Positionen zusammen mit den maximalen Nebenkeulen-Peilungen und Nebenkeulen-Pegeln.
Praktische Implementierung des superrichtenden Arrays
Mit Bezug auf 2 wird in diesem Beispiel das gezeigte zirkulare Array mit 7 Elementen betrachtet. Seine Eigenschaften sind wie in der mittleren Spalte von Tabelle 1 beschrieben. Das zirkulare Array ist als an einem Posten über einer Massefläche angebracht gezeigt; bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung könnte die Höhe des angebrachten Arrays etwas größer als eine Viertelwellenlänge der gemessenen Signale betragen. Die sieben Elemente sind alle 360°÷7 = 51,43° um den Kreis herum positioniert, wobei sich Element Nr. 1 auf der x-Achse befindet, die in diesem Fall auf die linke Seite der Figur gedreht wurde. Gewichte wurden mit den zuvor besprochenen Gleichungen berechnet, um einen entlang der x-Achse gerichteten Strahl zu bilden, und das resultierende Muster über der Antennenskizze gezeigt. Das Muster trägt die absolute Amplitude der Fernfeldstärke auf.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann Hochimpedanz-Vorverstärker für jedes Dipolelement in der Nähe der Zuführungspunkte aufweisen. Die sieben Signale von diesen Elementen laufen den Pfosten herunter, und nach Digitalisierung werden vorberechnete Gewichte in dem Verarbeitungsblock 20 durch einen Prozessor auf sie angewandt. Ein Prozessor ist eine Einrichtung, die Berechnungen oder mathematische Funktionen durchführt. Die vorberechneten Gewichte wurden im Speicher gespeichert (Block 10). Sie basieren auf den gewünschten Strahlsteuerrichtungen und sind auf diese indiziert. Zusätzlich können sie die nach der In stallation des zirkularen Arrays gemessenen tatsächlichen Arrayelement-Antennenmuster g_n(ϑ, φ) enthalten.
Als letztes berechnet der Computer des Blocks 30 in Echtzeit etwaige Amplituden- und Phasenkorrekturen, die zum Ausgleich der Elementsignale notwendig sind; diese berücksichtigen etwaige Hardwarekanalparameterdrifts, die durch Zeit, Temperatur, Alterung usw. verursacht werden. Solche Korrekturen erhält man aus Radarechos, die von dem Hintergrund kommen, wie z. B. Streuungen von der Meeresoberfläche selbst. Diese werden alle digital auf die Signale angewandt, in Block 20. Von Block 20 aus werden die sieben Signale im Block 40 summiert, um das Signal O, das das Ausgangssignal bildet, wenn der schmale Superrichtstrahl in die Richtung ϑ_o, φ_o zielt, darstellt.
Nullung von Overhead-Signalen
Eine Prozedur zur Verwendung mit existierenden auf Kreuzschleifen-/Monopolempfangsantennen basierenden Küstenradars wird hier gezeigt. In einem als SeaSonde^® (CODAR Ocean Sensors; Los Altos, CA) bezeichneten System werden Küstenmeeresströme abgebildet, wobei MUSIC-Richtungsfindungsprinzipien ( US-Patent Nr. 5,990,834 , worauf hiermit ausdrücklich Bezug genommen wird) auf die Signale dieser Dreielement-Empfangsantenne angewandt werden. In diesem Fall weisen die beiden überkreuzten Schleifen ein Kosinusmuster-Ansprechverhalten auf ankommende vertikal polarisierte Signale auf, wobei ihre Keulen in rechten Winkeln zueinander stehen. Der durch die zusammen angeordneten Schleifen verlaufende Monopol weist ein omnidirektionales Ansprechverhalten auf. Alle drei Elemente teilen sich dasselbe Phasenzentrum, sind jedoch geometrisch und elektrisch orthogonal. Diese Konfiguration hat sich für die Abbildung von Meeresoberflächenströmen auf der Basis von Bragg-Streuung von den Dekameterlängen-Ozeanwellen als sehr effektiv erwiesen.
Die Kreuzschleifen-/Monopolanordnung weist eine starke Behinderung auf, wenn Zieldistanzen 90 km übersteigen. Bei HF spiegelt eine Overhead-Ionosphären-E-Schicht, eine Schicht der Ionosphäre zwischen 90 und 200 km Höhe, häufig starke Echos, die gesamte Radar-Entfernungszellen maskieren. Die Schleifen sind besonders empfindlich gegenüber diesen Echos, weil sie keine Nullstelle in der Zenitrichtung aufweisen. Auch ein Monopol erzeugt keine perfekte vertikale Nullstelle aufgrund von nahegelegenen Hindernissen und Mangelhaftigkeiten (wie z. B. die Antenne speisende Kabel). Deshalb wäre folgendes wünschenswert: (i) konzipieren einer kompakten Dreielementantenne, die an einem abgelegenen Mast montiert werden kann, ähnlich wie bei der ursprünglichen Kreuzschleifen-/Monopoleinheit; (ii) in der Lage zu sein, am Zenit durch eine bestimmte Kombination von Signalen aus den drei Elementen eine Overhead-Nullstelle zu erreichen; (iii) letztendlich drei Antworten auf vertikal polarisierte Signale in der horizontalen Ebene zu erhalten, die mit den Kosinus- und omnidirektionalen Mustern des ursprünglichen Kreuzschleifensystems identisch sind.
Ein Beispiel, wie das erreicht werden kann, wird hier gezeigt, wobei dasselbe Superrichtende-nahezu-Aufhebungsverfahren verwendet wird, wobei drei dicht beabstandete vertikale Dipole in einem Kreis angeordnet werden. Einem Dreieck ähnlich, ist diese Anordnung an einem Mast in 3 gezeigt.
In 3 werden die Signale aus den drei einzelnen Dipolelementen V₁, V₂ und V₃ in den Block 20 geleitet. Gemessene Muster und/oder Musterkorrekturen, die als Kalibration dienen, werden im Speicher gespeichert (Block 10) und ausgelesen und in den Block 20 geleitet. Als letztes werden außerdem etwaige Echtzeitamplituden- und -phaseneinstellgewichtsfaktoren, die aus den Radardaten im digitalen Computer 30 berechnet werden, im Block 20 angewandt. Die Ausgangsspannungen nach diesen Einstellungen wer den dann in eine Summiereinrichtung 40 geleitet, von der aus die drei gewünschten Kreuzschleifen-/Monopol-ähnlichen Signale S_A, S_B und S_C rechts ausgegeben werden.
Das Synthetisieren von Kreuzschleifen-/Monopolmustern überwindet außerdem eine Schwierigkeit anderer potentieller Zenitaufhebungsverfahren. Zum Beispiel nehme man an, dass die Differenz der Signale zwischen benachbarten Elementen erhalten wird: V_a = V₂ – V₁; V_b = V₂ – V₁; V_c = V₁ – V₃. Diese neuen Spannungsmuster erzeugen Arrayaufhebung von Überkopf-Signalen und drei kosinusähnliche Muster (für kleinen Arrayradius) mit Peilungsabständen von 120°. Leider fehlt bei diesen Mustern die von dem Algorithmus MUSIC DF erforderte Robustheit, um eine Auflösung zweier Signale von verschiedenen Richtungen zu ermöglichen. Die Kovarianzmatrix unter den synthetisierten Schleifensignalen weist in diesem Fall ”Rang 1” auf, d. h., dass nur eine Peilung gefunden werden kann. Das Kreuzschleifen-/Monopolmuster erzeugt jedoch eine Corvarianzmatrix mit ”Rang 2”, d. h., dass es sowohl Einzelwinkel- als auch Zweiwinkel-Zielszenarios behandeln kann.
Wenn der Radius zu den drei Elementen von dem Zentrum klein ist (weniger als eine Viertelwellenlänge), lautet die Gleichung, die eine Arrayoverheadnullstelle sowie Kreuzschleifen-/Monopolmuster liefert, wie nachstehend angegeben. Die Signale S_A, S_B und S_C sind die synthetisierten Muster der beiden Kreuzschleifen (A und B) bzw. des Monopols (C). Die von ihnen erzeugten Muster sind über der Antenne in 3 gezeigt. Offensichtlich sind Signale in Überkopfrichtung stark unterdrückt. Um es noch mal zu sagen, ist dies ein Ergebnis von zwei Effekten: der natürlichen Überkopf-Nullstelle eines Vertikaldipol und der durch Aufhebung erzeugten zusätzlichen Array-Nullstelle.
Die oben verwendeten Gleichungen und die von ihnen erzeugten gewünschten Muster können von der Annahme idealer omnidirektionaler Muster für einzelne Dipole abhängen. In der Praxis kann diese Annahme ungefähr erfüllt werden. Der Mast, Zuführungsleitungen und die benachbarten Antennen selbst können die Dipolmuster verzerren, so dass sie nicht omnidirektional sind. Man kann dies durch Messen der Arrayelementmuster nach der Installation und statt dessen Verwendung der Nachinstallationsmessungen in der hier skizzierten Syntheseprozedur berücksichtigen. Die obigen Gleichungen benötigen dann multiplikative Gewichte oder Kalibrationseinstellkorrekturkonstanten, die an die Spannungen auf der rechten Seite der Gleichung angebunden werden, um die gewünschte Überkopf-Nullstelle zu erzeugen, indem Drifts und Mangelhaftigkeiten berücksichtigt werden. Die gemessenen Antennengewinnmuster g_n(ϑ, φ) werden dann anstelle der idealisierten Dipolmuster zur Berechnung der Gewichte in den vorherigen Gleichungen verwendet. Die tatsächlichen verzerrten Horizontmuster, die resultieren, werden in dem Algorithmus MUSIC DF verwendet, um Peilung zu erhalten, genau wie bei der eben verwendeten Prozedur mit einem tatsächlichen Kreuzschleifen-/Monopolmuster, das durch die lokale Umgebung verzerrt wird.
Es kann wünschenswert sein, die Nullstellenerzeugungsgewichte und resultierenden Horizontmuster während Radaroperationen periodisch neu zu berechnen. Dadurch werden Drifts oder Verschlechterungen in den Antennen, der Verkabelung und in Hardwarekanälen berücksichtigt. Außerdem können dadurch veränderliche ionosphärische Bedingungen verfolgt werden, die den Spiegelreflexions bereich um einige wenige Grad aufgrund von Schichtenneigungen vom Zenit wegbewegen können, wodurch die Nullstelle in der Richtung des stärksten Überkopfsignals folgen kann.
Die auf diese Weise synthetisierten und in 3 gezeigten Muster bleiben mit Frequenz- und/oder Arrayradius invariant, solange der Arrayradius kleiner als ungefähr 1/4 der Wellenlänge ist. Die Grenze für den kleinsten Arrayradius und wünschenswerte Kompaktheit folgt demselben oben angegebenen Kriterium. Der Arraywirkungsgrad muss hoch genug gehalten werden, damit externes Rauschen internes Rauschen dominiert. Zum Beispiel zeigt Tabelle 1, dass ein zirkulares 10-MHz-Dreielementarray einen Radius von sogar nur 12 cm aufweisen kann und immer noch –35 dB Wirkungsgrad aufweist, genug, um bei dieser Frequenz externes Rauschen zu sehen. In der Realität wird ein etwas größerer Abstand (z. B. 50 cm) empfohlen, um unerwünschte Effekte einer starken gegenseitigen Kopplung zu vermeiden.
LITERATURANGABEN
Auf jede der folgenden Literaturstellen wird hiermit vollständig ausdrücklich Bezug genommen:

US-Patent Nr. 5,990,834
US-Patent Nr. 5,361,072
US-Patent Nr. 4,172,255
Barrick, D. E. und M. W. Evans (1979), CODAR: A coastal HF radar for real-time current mapping, US-Patent 4 172 255 .
Barrick, D. E., B. J. Lipa, P. M. Lilleboe und J. Isaacson (1994), Gated FMCW DF radar and signalling processing for range/Doppler/angle determination, U.S.-Patent 5 361 072 .
Barrick, D. E., B. J. Lipa (1999), Radar Angle Determination with MUSIC Direction Finding, US-Patent 5 990 834 .
Harrington, R. F., (1968), Field Computation by Moment Methods, MacMillan Co.: New York, Kapitel 10.

Claims

Verfahren zum Erzeugen eines kreisförmigen, superrichtenden Antennenfelds, wobei das Antennenfeld eine ungerade Anzahl von Antennenelementen aufweist, mit den folgenden Schritten: a. Auswählen eines gewünschten Minimalwirkungsgrads des Antennenfelds, bei dem das externe Rauschen dominiert; b. Auswählen eines gewünschten Maximalrichtgewinns; c. Bestimmen einer Anzahl von Antennenelementen, mit der der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können; d. Bestimmen eines Radius des Antennenfelds, mit dem der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können; e. Bestimmen einer Amplitudengewichtung oder Phasengewichtung für ein Antennenelement des Antennenfelds, mit der der gewünschte Minimalwirkungsgrad und der gewünschte Maximalrichtgewinn des Antennenfelds erreicht werden können; f. Herstellen eines kreisförmigen Antennenfelds mit Superrichtwirkung, so dass das Antennenfeld die gemäß Schritt c. bestimmte Anzahl von Antennenelementen, den gemäß Schritt d. bestimmten Radius und die gemäß Schritt e. bestimmte Amplitudengewichtung oder Phasengewichtung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Winkelabstände zwischen den Antennenelementen des kreisförmigen, superrichtenden Antennenfelds gleich sind.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Anzahl der Antennenelemente, der Radius und die Amplitudenoder Phasengewichtung dadurch bestimmt werden, dass der Wirkungsgrad Eff in der folgenden Gleichung gleich dem gewünschten Minimalwirkungsgrad des Antennenfelds gesetzt wird:
wobei g_n(ϑ, φ) eine komplexe Fernfeldstrahlung in der Richtung ϑ, φ, [w_n] eine Amplituden-/Phasengewichtung der Elemente des superrichtenden zirkularen Empfangsarrays ist, der Nenner der Gleichung eine Rauschleistung repräsentiert, die aus einer Sphäre des Raums von 0 < ϑ < π und 0 < φ < 2π kommt, und der Nenner eine Summierung einer Rauschleistung jedes der Elemente des zirkularen Arrays ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Maximalrichtgewinn gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird:
wobei P(ϑ, φ) eine Fernfeldleistung und G_n(ϑ_o, φ_o) als in der gewünschten Richtung zu ϑ_o, φ_o maximierender Maximalrichtgewinn definiert ist, wobei Winkel in einem standardmäßigen sphärischen Koordinatensystem ausgedrückt werden.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei P(ϑ, φ) gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird:
wobei w_n eine Amplituden-/Phasengewichtung für ein n-tes Element des kreisförmigen Antennenfelds und g_n(ϑ, φ) eine komplexe Fernfeldstrahlung in der Richtung ϑ, φ ist, die durch das n-te Element erzeugt wird, so wie es durch einen geometrischen Ort des n-ten Elements in bezug auf einen lokalen Ursprung für das kreisförmige Antennenfeld bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Amplitudengewicht oder ein Phasengewicht für ein Antennenelement gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird: [Nm,n][wn] = Go[Dm,n][wn]wobei N_m,n gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird: Nm,n(ϑo, φo) = [gm(ϑo, φo)]T[gn(ϑo, φo)],wobei G₀ der Superrichtgewinn und [w_n] das Amplitudengewicht oder das Phasengewicht ist und D_m,n gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird: Dm,n = ∫2π0 dφ∫π0 dϑsin(ϑ)Nm,n(ϑ, φ).
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend: a. Empfangen von Signalen V₁, V₂ und V₃; b. Berechnen synthetisierter Muster gemäß den Gleichungen
wobei S_A, S_B und S_C die synthetisierten Muster sind; und c. Bestimmen einer Overhead-Nullstelle unter Verwendung des synthetisierten Musters.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem weiterhin Korrekturkonstanten für die Kalibrationseinstellung der empfangenen Signale angewendet werden.
Vorrichtung für ein Antennensystem, umfassend: eine Vielzahl von Dipolelementen, die in einer kreisförmigen Anordnung angeordnet sind mit einem Radius, der kleiner ist als eine detektierte Wellenlänge, um eine Vielzahl von Analogsignalen zu empfangen, wobei die Vielzahl von Dipolelementen eine ungerade Anzahl von Dipolen ist; einen Analog/Digital-Umsetzer zum Umsetzen der Vielzahl von Analogsignalen in eine Vielzahl von Digitalsignalen; einen ersten Prozessor, der dazu ausgelegt ist, auf der Basis eines gewünschten Minimalwirkungsgrads und eines gewünschten Maximalrichtgewinns des Antennenfelds Amplituden- und Phasenkorrekturen zu berechnen; und einen zweiten Prozessor zum Anwenden berechneter Phasen- und Amplitudengewichte und Amplituden- und Phasenkorrekturen auf die Vielzahl von Digitalsignalen.
Vorrichtung nach Anspruch 9, weiterhin mit einem Speicher zum Speichern berechneter Amplituden- und Phasengewichte.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Vielzahl von kurzen Dipolen 3 Dipole sind.
Vorrichtung nach Anspruch 11, weiterhin mit Hochimpedanz-Vorverstärkern, die an jedes der Vielzahl von Dipolelementen angekoppelt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der erste Prozessor die Amplituden- und Phasengewichte berechnet.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Amplituden- und Phasengewichte gemäß der folgenden Gleichung bestimmt werden: [Nm,n][wn] = Go[Dm,n][wn],wobei N_m,n gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird: Nm,n(ϑo, φo) = [gm(ϑo, φo)]T[gn(ϑo, φo)],wobei G₀ der Superrichtgewinn und [w_n] das Amplitudengewicht oder das Phasengewicht ist und D_m,n gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird: Dm,n = ∫2π0 dφ∫π0 dϑsin(ϑ)Nm,n(ϑ, φ).
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der erste Prozessor außerdem eine Overhead-Nullstelle in synthetisierten Mustern von Empfangssignalen des Antennensystems berechnet.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Overhead-Nullstelle gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird:
wobei S_A, S_B und S_C die synthetisierten Muster sind.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Amplitudenund Phasenkorrekturen derart bestimmt werden, dass der Wirkungsgrad Eff in der folgenden Gleichung dem gewünschten Minimalwirkungsgrad entspricht:
wobei g_n(ϑ, φ) eine komplexe Fernfeldstrahlung in der Richtung ϑ, φ, [w_n] eine Amplituden-/Phasengewichtung der Antennenelemente des kreisförmigen Antennenfelds mit Superrichtwirkung ist, der Nenner der Gleichung eine Rauschleistung repräsentiert, die aus einer Sphäre des Raums von 0 < ϑ < π und 0 < φ < 2π kommt, und der Nenner eine Summe der Rauschleistungen jedes der Elemente des kreisförmigen Antennenfelds ist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der Superrichtgewinn des Antennensystems gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird:
wobei P(ϑ, φ) eine Fernfeldleistung und G(ϑ_o, φ_o) als in der gewünschten Richtung ϑ_o, φ_o zu maximierender Maximalrichtgewinn definiert ist, wobei Winkel in einem standardmäßigen sphärischen Koordinatensystem ausgedrückt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei P(ϑ, φ) gemäß der folgenden Gleichung bestimmt wird:
wobei w_n eine Amplituden-/Phasengewichtung für ein n-tes Element des kreisförmigen Antennenfelds und g_n(ϑ, φ) eine komplexe Fernfeldstrahlung in der Richtung ϑ, φ ist, die durch das n-te Element erzeugt wird, so wie es durch einen geometrischen Ort des n-ten Elements in bezug auf einen lokalen Ursprung für das kreisförmige Antennenfeld bestimmt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der erste und der zweite Prozessor derselbe Prozessor sind.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei der erste und der zweite Prozessor und der Speicher Teil einer Datenverarbeitungseinrichtung sind.